Guten Morgen Forum, ich überlege aktuell, ob ich für ein Transformatornetzteil mit 50V/20A auf konventionelle Brückengleichrichter setze und rund 20-30W Verlustleistung in Kauf nehme am Gleichrichter oder es mittels Synchrongleichrichtung probiere. Geeignet erscheint mir als Steuerung ein LT4320 zu verwenden, jedoch sagt das Datenblatt man solle mit 30mV bzw. 50mV Spannungsabfall über den FET's eine Auswahl treffen. Mittels Ohmschen Gesetz müsste ich nun einen Fet finden mit RDSon < 0,5 mOhm, was vermutlich nicht möglich ist. Unter Vernachlässigung dieser Rechnung habe ich folgenden Fet exemplarisch gewählt: IPD110N12N3, RDSon < 11 mOhm, VDS 120V, ID bis 75A, Gateladung ca. 50nC und Threshold-Spannung mindestens 2V. Ausgehend von einer Erhöhung von RDSon im Betrieb auf 15mOhm wäre über einen FET eine Spannung von 0,3 V abfallend, also rund 0,6 V gesamt. Die Verlustleistung wäre dann schon nahezu halbiert. Kann ich diesen Fet nehmen, ich bin mir hierbei unsicher. Freundliche Grüße M.
Nur als Hinweis: bei 20A haben Si-Dioden mehr als 1V Drop. FETs mit <10mΩ RDSon sollten auf jeden Fall zu finden sein, bei weniger als 1mΩ wird es sicherlich schwieriger.
M. schrieb: > ich überlege aktuell, ob ich für ein Transformatornetzteil mit 50V/20A > auf konventionelle Brückengleichrichter setze und rund 20-30W > Verlustleistung in Kauf nehme Bei 1000W Nennleistung spielen 20-30W Verlustleistung so gut wie keine Rolle.
M. schrieb: > Transformatornetzteil mit 50V/20A Der Trafo allein wird auch schon reichliche 50W Verlustleistung bringen. Willst du den Gleichstrom glätten, und wenn ja, wie?
1000W Schaltnetzteile gibts auch, da ist alles drin. Die Meanwell SNTs kann man bestimmt von 48 auf 50V hochdrehen, da ist ne Einstellschraube dran.
schraubelocker schrieb: >> Einstellschraube > > :-))) Expertenwisen! Meinst Du ein Wisent oder eine Wiese?
schraubelocker schrieb: > THOR schrieb: >> Einstellschraube > > :-))) Expertenwisen! Wenn die 12V NTs auf 14,4V hochgehen geht das 48V sehr wahrscheinlich auch auf 50V hoch.
M. schrieb: > Ausgehend von einer Erhöhung von RDSon im Betrieb auf 15mOhm wäre über > einen FET eine Spannung von 0,3 V abfallend, also rund 0,6 V gesamt. Die > Verlustleistung wäre dann schon nahezu halbiert. Kann ich diesen Fet > nehmen, ich bin mir hierbei unsicher. Probier es doch einfach aus. Wenn es gutgeht: fein, wenn nicht, wieder was gelernt. 3mOhm-FETs findest Du als Typen bei Digi in ausreichener Menge, ggfs halt dort bestellen.... btw: Deine 50V: DC-Ausgangsspannung oder AC-Eingangsspannung? MiWi
Guten Abend, ich hatte einen langen Tag, sicherlich spielen 20-30W Verlustleistung gegenüber der Maximalleistung kaum eine Rolle, es wird jedoch nicht stetig diese Maximalleistung gefordert. Es handelt sich um 45VAC, die ich möglichst Verlustfrei in eine ungeregelte DC Spannung überführen will. Wenn es mit einem IC und vier Mosfets relativ unkompliziert ist einen Synchrongleichrichter aufzubauen und die Verlustleistung in diesem Teil zu verringern, dann habe ich einiges, was ich an Kühlaufwand einsparen kann. Der Wirkungsgrad der Schaltung auf DC Seite wird geschätzt bei 75 Prozent liegen, die Maximale Stromaufnahme in der Größenordnung von 15A. Ich habe mir jedoch angewöhnt in solchen Fällen erstmal eine sehr pessimistische Betrachtung vor einer genaueren vorzunehmen. Jedoch war ich mir hier nicht sicher, ob das mit dem IC und einem größerem Drop über den FETs funktionieren würde. Ich werde also bei meiner kommenden Bestellung (werde ich wohl wieder bei TME machen) einfach mal entsprechendes Material mitbestellen und das Ganze auf Basis von Trial and Error mal durchprobieren..
Wenn man keinen 0.5mOhm Fet findet kann man ja ein paar parallel schalten. Ganz im Gegensatz dazu kann man Dioden nicht parallel schalten. !! Aber das ist ja sicher bekannt. Wenn man auf Diodengleichrichter macht, muessen die Dioden je nach Siebkondensator das Zehnfache bringen.
Bei 1kW schon sinnvoll, Synchrone GR. Drossel hoher Induktivität vergrößert stark Stromflußwinkel. Wenn auf AC-Seite vor GR geschaltet, es tut auch Wicklung von X00W-Trafo ohne Luftspalt (Trafo größer besser, und Strom / Drahtdurchmesser aufpassen). Nach GR müßte extra Drossel wo aushält DC-Vormagnetisierung. Viel größer, und nicht jeder hat - dann kompliziert bauen oder teuer. Große Stromflußwinkel = niedrige RMS-Wert Strom, Verluste sinken werden stark. Nehmen das, und niederohmigste Lösung wo hat noch Platz (parallel schalten gute Idee ist).
1 Die mit 0,5mOhm oder gar weniger, ich glaube nur Module gibt so.
Ergänzende Rückfrage: Der Verwendete Transformator hat zwei Sekundärwicklungen, die sich zum Parallelschalten eignen. Sehe ich es richtig, dass ich es leichter haben kann, wenn ich die Parallelschaltung erst nach der Gleichrichtung vornehme, also zwei identische Synchrongleichrichter aufbaue und diese dann Parallelschalten auf der Ausgangsseite. Hierbei wird sich jedoch neben einer gewissen geringen Differenz der Spannungen der Sekundärwicklung ja auch noch eine Differenz bedingt durch Exemplarstreuung von RDSon ergeben, hier bin ich mir auf den ersten Blick noch unsicher, ob ich mir hiermit neue Probleme einfangen könnte..
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Miwi schrieb: > Probier es doch einfach aus. Man könnte es vorerst auch mit einer Simulation(*) versuchen. Pv=4x575mW bei Vout=48V, Ilast=19A V1 und L1 entsprechen den auf die Sekundärseite bezogenen Werten eines theoretischen Transformators (E192c, N1:N2=180:42) mit geschätzten 1% Streuinduktivität. Vor allem bei Ringkernen muß man daher mit höheren Pulsströmen/Verlusten rechnen. Die Werte für Rpar, Cpar sowie Cs sind rein fiktiv um die Schwingneigung der Simulation zu unterdrücken. Allerdings kann diese auch praktisch relevant werden, da: * reguläre GL-Brücken z.T. Entstörkondensatoren über den Dioden verwenden * der Innenwiderstand des LT4320 ziemlich hoch ist Der zweite Punkt kann also auch bei kleinen aber abrupten Laststromänderungen beim Übergang vom Transistor- in den Diodenbetrieb über Cgd Schwingungen bewirken. Eventuell sollte man den Hinweisen im Datenblatt folgen und den MOSFET eher nach Qg als nach Rds aussuchen. Damit ist auch die Parallelschaltung mehrerer MOSFETs für geringeren Widerstand nur sehr eingeschränkt möglich. Der für die Simulation gewählte IPT020N10N3 http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-IPT020N10N3-DS-v02_00-en.pdf?fileId=db3a30433e9d5d11013e9e58035b0158 ist auch mit Vgsth(min)=2V am Limit des im DB zum LT4320 genannten Wertes. Was die Parallelschaltung nach den Gleichrichtern betrifft - ohne zwingenden Grund (z.B. zu hohe Ströme für einen einzelnen GR) würde ich es nicht machen. (*) Naja, dass man erst den vom binären Modell LT4320.sub verwendeten Transistors SiR870ADP in standard.mos patchen (Rb=3m) sollte, dämpft den Enthusiasmus etwas, ist aber auch ohne Anpassung nicht besonders wichtig, da RB den Bahnwiderstand der, in diesem Fall nicht unbedingt relevanten, Bodydiode darstellt.
1 | Questionable use of curly braces in ".model sir870adp vdmos(rg=3 vto=2.9 rd=3.2m rs=1.5m rb={m} kp=100 mtriode=1.85 cgdmax=1.4n cgdmin=70p cgs=2.9n cjo=3.6n m=.4 a=.7 vj=.7 lambda=20m is=3p ksubthres=.08 mfg=siliconix vds=100 ron=5.5m qg=53.5n)"
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Guten Abend, ich habe mal beschlossen, dass es nach Simulation klappt und somit ein Layout für diesen Teil der Schaltung vorentworfen. Mag da jemand mal kritisieren? Anbei das Board, einmal ohne gefüllte Polygone und einmal mit gefüllten Polygonen. Der Verbraucher kommt rechterhand noch dran, daher nur links Bohrungen zur Montage.
Wie willst Du die 4xTO-220 kühlen, mit einem Alu-Winkel? Der würde vmtl mit der Befestigungsschraube in der linken oberen Ecke kollidieren.
So in der Art, entweder zwei Kühlkörper oder ein gewinkeltes Kühlblech, die Montagebohrung ist dann in der Tat im Weg, die werde ich wohl noch verlagern / oder ich muss noch eine Ausklinkung vorsehen..
mesier schrieb: > Eventuell sollte man den Hinweisen im Datenblatt folgen und den > MOSFET eher nach Qg als nach Rds aussuchen. Das ist auch meine Auffassung; es wird ja darauf hingewiesen: "...selecting the lowest available total gate charge (Qg) for the desired RDS(ON)." Ich würde Qg eher im mittleren 2-stelligen Bereich ansiedeln. Beispiel: http://www.infineon.com/dgdl/irfh7885pbf.pdf?fileId=5546d462533600a40153561f36111ef7 80V sollte auch genügen, das ist auch max. Rating des LT4320. Und der Strom geht ja abwechselnd durch 2 MOSFETs, das halbiert die Verlustleistung pro MOSFET.
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Zwölf M. schrieb: > Ganz im Gegensatz dazu kann man Dioden nicht parallel schalten. !! Schon mal probiert? Ich schon, und war erstaunt, wie gut das geht. Man sollte allerdings für eine thermische Kopplung sorgen und selbst bei externer Erwärmung einer der beiden gab es kein Problem. Klar, exakte 50% Aufteilung erreichst du nicht, 40%<->60% aber schon und es gibt auch Doppeldioden in einem Gehäuse, da war das Ergebnis so bei 48%<->52% für die Stromaufteilung. Wenn man jede Diode auf 2/3 des Gesamtstroms auslegt und bei SMA/SMB/SMC-Gehäuse den gemeinsamen Pol nahe beieinander auf die Kupferfläche lötet, reicht das völlig aus.
Wie gut auch immer die thermische Kopplung ist ... die Waermere hat eine tiefere Flussspannung und zieht daher mehr Strom. So laufen die voneinander weg, bis die Eine kaputt geht, dann geht die Andere auch gleich kaputt. Nun koennte man die natuerlich mit je einem Seriewiderstand symmetrisieren, dass die 2mV/K wegfallen. Ja. Wenn man das moechte.
Ich hab sowas mal für ne 24V/5A Trennstrecke gebaut, allerdings 40kHz Trafo mit Mittelanzapfung und TEA1795T + 2 * PSMN016-100YS. Ich brauchte keinerlei Kühlkörper.
M. schrieb: > So in der Art, entweder zwei Kühlkörper oder ein gewinkeltes Kühlblech, Da du anscheinend kein Problem hast, den DFN zu löten, frage ich mich, warum es unbedingt TO220 sein soll. Ein Toshiba TPH2R608NH (DigiKey ca. 0,7€) liefert in der Simulation ca. 800mW. Selbst bei einem Trafo mit völlig unrealistischen Ri=10m, Ls=2.2n und Rload=5 (damit die Leistung unter 1kW bleibt) komme ich bei Ladeströmen von ca. 100A (Rser des C1 auf 10m) auf 1.9W. Diese Verlustleistung kann mit der im DB angegebenen Kühlfläche (1in² 2oz. Cu) bis zu Tu=50°C abgeführt werden. Wenn Top- und Bottom-Layer identisch ausgeführt werden, kann man das mit ein paar Thermal-Vias auch noch steigern. https://toshiba.semicon-storage.com/info/docget.jsp?did=15733&prodName=TPH2R608NH
mesier schrieb: > Ein Toshiba TPH2R608NH Da habe ich wohl bei der Selektion ein Feld zu viel erwischt - der verträgt maximal 75V, wird also allein schon durch die zulässigen +10% der Netzspannung versagen. Die grundsätzliche Frage nach dem warum eines TO220 bleibt aber.
mesier schrieb: > maximal 75V, wird also allein schon durch die zulässigen +10% > der Netzspannung versagen. TPH2R608NH ist schon ein guter Vorschlag. Vier davon in einem Modul (als gröberer Zukaufteil) mit LT4320-1 würde ich gerne für diverse andere Anwendungen nutzen. Damit würde ich über die 600Hz ein HF-Trafo für galvanische Entkoppelung schön dezentral verteilen. 75V sollen kein Problem sein, da LT4320 bei 80V auch schon aufgibt. Die nützlichen Einsatzgebiete sind maximal "48V", d. h. vier 12V Blei-Autobattarien in Serie. Die Ladeschlussspannung von so einem Paket ist dann nur 57,6V, darüber hinaus ist es wirklich nicht mehr sinnig. 10% sind aber auch dann noch drin.
Hallo, ja ich würde auf jeden Fall den LT 4320 nehmen, lohnt sich immer bei längerem Betrieb und wenn man die Wärme aufwendig abführen müsste. Nur so kann mann passivnetzteile realisieren. Ich habe leider auch nur 8 mohm RDSon Mosfets in SMD gehabt, allerdings bleibt das ganze bei 12V 20A einfach Handwarm, ein grosser Kühlkörper für die Mosfets ist von Vorteil(je geringer die Temperatur desto geringer der RDSon). alte mainboards haben teilweise Mosfets mit 4-50 mohm RDSon, die kosten nichts. Ich habe mir so unter anderem ein PC-Netzteil gebaut mit 300VA Ringkerntrafo 12V Schaltregler und Pico psu. Braucht sich vor einem 80+ Netzteil nicht zu verstecken. wirkungsgrad bei 200W 85%.
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