Hallo allerseits, es geht um ein Schaltnetzteil von einem 12V Verstärker, worüber ich keinerlei Schaltpläne habe :( daher habe ich das Netzteil zumindest mal fix nachgezeichnet - ich hoffe es ist einigermaßen verständlich gezeichnet? Es gibt jedenfalls einen KIA494AF PWM Geber, dessen ausgang durch eine gegentakt-stufe (heißt das so?) verstärkt wird, das sind einmal A916 Transistoren, und C2316 Transistoren. Diese versorgen insgesammt 16 SFP70N06 MosFETs (über jeweils einen 27Ohm Gate-Widerstand), die dann insgesamt 4 Wicklungen welche auf 2 Ringkerntrafos aufgewickelt sind schalten. Gemessen habe ich im unbelasteten zustand 4,2 µS Schaltzeit AUS, und 3,2 µS Schaltzeit EIN 27Khz Taktfrequenz. Dies bringt mir der PWM Geber als Rechteckspannung mit ca. 10V raus - aber eben wie gesagt ohne das ein FET dabei angetrieben wird. Die Originalen SFP70N06 sind aufgrund von zu hohen Eingangsstrom (Unterspannung) gestorben...nur gibts die nirgendwo :( Ich habe mal zum testen ein paar IRFZ48V verbaut, damit braucht das SMT aber sehr lange eb es stabil schwingt, und es klingt nicht wirklich gesund, und zieht ein haufen Eingangsstrom - ich vermute mal das die IRFZ mit den Schaltzeiten nicht klar kommen? und die Spule zulange geschaltet lassen? Habt ihr eventuell noch ein paar Tipps, welche FETs ich als Äquivalenten Ersatz nehmen könnte? mfg. David
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Anbei noch ein paar Fotos vom Oszi... Time/DIV war hier auf 10µS gestellt, und 5V/DIV Dies habe ich eben gemessen, als ich nur einen IRFZ48V dran hatte, aber ohne dabei auf die Spule zu gehen, sondern habe einen 38Ohm Lastwiderstand gegen +12V hergenommen um eine Last zu simulieren... der PWM ausgang ist noch VOR den beiden Transistoren A916 und C2316 gemessen, direkt hinter den transistoren schaut es so aus wie auf dem Gate eingangs-bild
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Da ich leider nicht mehr Editieren kann, und ich noch einen Fehler gefunden habe... : Schaltzeiten sind: 16µS Ein, und 21µS Aus...hate da oben vergessen das noch zu multiplizieren xD
Möglicherweise haben die neuen FETs eine höhere Gate-Kapazität als die Alten, brauchen also einen kräftigeren Treiber. der TL494 hat ohnehin nur einfache Transistoren als Ausgänge, da muss also noch was zwischen sein. Der oft für solche Zwecke eingesetzte, ähnliche SG3525 hätte Push/Pull-Ausgänge, die FETs direkt treiben könnte. Musst dir also mal die eingesetzten Treiber anschauen. Vielleicht findet noch jemand die Daten der originalen Transistoren, insbesondere den RDSon, nicht das der IRFZ48 mit seinen 18 milliOhm etwas hochohmiger ist...
Der IRFZ48V ist sogar niederohmiger. Mit der Q_g könntest Du schon recht haben, die scheint beim IRF höher zu sein (obwohl die Kapazitäten beim SFP höher erscheinen). Ich würde als Test mal nur einen Teil der IRF an den Treiber (R.M. - sind die komplem. Transistoren denn nicht als Gegentakt-Treiber gedacht?) -Ausgang schließen, da leicht höherer R(ON) wohl weniger kritisch ist, als zu hohe Q_g.
öhm schrieb: > nur einen Teil selbe Anzahl auf jeder Seite, versteht sich. Evtl. mit der Hälfte FETs begonnen, überprüfen.
Das Gate_Eingang-Foto sieht nach defektem (unwirksamem) PNP-Treiber aus: Einschalten per NPN geht schnell (Gate-Kapazität laden), Abschalten (Gate-Kapazität entladen) viel zu langsam.
Mist - 2. Beitrag übersehen. Sieht so aus, ja. Die Entladung scheint sich eher "schleichend" zu vollziehen, das ist Fakt.
Ja, die IRF haben eine höhere Qg, das stimmt. Ich könnte ja mal die "nachfolger" bestellen, die FDP80N06 welche ich noch gefunden habe...die sind in fast allen werten besser :) aber als Treiber fungiert doch die gegentakt-stufe, also die A916 und der C2316. Ich habe diese bereits ausgelötet und extern überprüft - diese sind in ordnung. Auch der PWM Geber selber taktet noch schön sauber auf beiden Ausgängen, auch die 180° Phasenverschiebung passt. je mehr ich mich in die Materie einlese was das Antreiben mit einer Gegentakt stufe angeht, desto mehr vewirrt bin ich, wie man das mit den Vorhandenen FETs noch gerade biegen könnte...da spielt ja sogar die Leitungslänge auf dem PCB eine entscheidente Rolle (kapazitiv) xD eine schaltung die die Abfallzeit verlangsamt konnte ich aber keine finden, also Widerstand+Diode was vom Treiber zum Gate führt. Lediglich habe ich rausgefunden, das der Gate vorwiderstand ein spannungsteiler darstellen muss, da vom gate ein widerstand gegen masse geht - habe ich aber noch nicht ausgemessen...
David P. schrieb: > da vom gate ein widerstand gegen masse geht Das wird häufig gemacht. Ein hochohmiger GS-R ist als sog. "Gate-Pull-Down" gedacht, um das Gate - äh: "in allen Fällen, außer es wird wirklich vom Treiber mit `high` angesteuert" - langsam, aber sicher, auf Source-Potential zu ziehen. Und den FET damit zu sperren. David P. schrieb: > eine schaltung die die Abfallzeit verlangsamt konnte ich aber keine > finden, also Widerstand+Diode was vom Treiber zum Gate führt. Wie sieht´s mit einer Durchgangskontrolle der Ansteuer-Leitungen + Überprüfung aller Lötstellen aus? Auch ein funktionaler Transistor kann weder Signale empfangen, noch weiterleiten, wenn irgendwo unterbrochen ist. Außerdem... David P. schrieb: > da spielt ja sogar die Leitungslänge auf > dem PCB eine entscheidente Rolle (kapazitiv) xD So schnell wird bei Dir wohl nicht geschaltet, aber die Ströme sind halt bissl happig. Was das aber mit "vorhandenen FETs" zu tun hat? K.A. Freilich gibt es schon bessere, aber das sollte anstandslos so gehen. David P. schrieb: > Phasenverschiebung In dem Fall ein "Phasenversatz" - da nicht durch C oder L. David P. schrieb: > also Widerstand+Diode was vom Treiber zum Gate führt Wie gesagt - Unterbrechung suchen, wenn Teile i. O.
David P. schrieb: > Gemessen habe ich im unbelasteten zustand 4,2 µS Schaltzeit > AUS, und 3,2 µS Schaltzeit EIN Das wären übrigens (noch "multipliziert" vorher) die ON- und OFF- Zeit. Während dieser Zeiten ist der FET ein oder aus. Die Schaltzeiten (!) sind die (viel kürzeren) Zeiten, in denen der FET geschaltet wird. Wäre das ein- und dasselbe, hätte man kein Rechteck- sondern ein Dreieck-Signal. Zusätzlich gibt es noch die sog. "Totzeit"... öhm schrieb: > So schnell wird bei Dir wohl nicht geschaltet, aber die Ströme sind halt > bissl happig. Soll heißen, trotz "moderater" Spannungs-Anstiegs- und -Abfall-Zeiten [so sollte es bei solchen/vergleichbaren Schaltungen für KFZ (oder? "12V" nicht völlig eindeutig) nämlich sein] gibt´s bei hohen Strömen dann etwas "bedeutendere" Strom-Anst.- und -Abf.-Ztn. ...aber welche_ hier _genau Sache sind, kann ich Dir nicht sagen. Normalerweise wählt man - je nach Schaltfrequenz f_S - die Schaltzeiten für ein bzw. aus so ca. im Bereich 0,5% (einstellige kHz) bis hin zu 5% (im MHz-Bereich - werden durch GaN etc. immer kürzer). öhm schrieb: > Was das aber mit "vorhandenen FETs" zu tun hat? K.A. Soll heißen, ich verstehe nicht, wieso Du (anscheinend) glaubst, die IRF nicht verwenden zu können. Sum-sum: Ich würde die Platine halt gründlich checken.
öhm schrieb: > Bereich 0,5% (einstellige kHz) bis hin zu 5% > (im MHz-Bereich - werden durch GaN etc. immer kürzer) >> von f_S.
Leute, ihr habt mir sehr viel weitergeholfen ::) :) Meinen Besten dank an Eskimo und Öhm für eure tatkräftige unterstützung, und vorallem mit dem Hinweis, das der PNP Transistor einen weghaben muss... Ich habe beide nun richtig durchgemessen - und siehe da - das ding fungierte nur noch als Diode. Vorher hatte ich einen einfachen Durchgangstest gemacht um zu schauen ob der einen Kurzschluss macht - so kenne ich es von vielen defekten Transistoren das die über alle 3 beinchen leiten schande über mein Haupt Nun eben doch mal richtig gemessen... Ich habe gleich alle 4 Transistoren ersetzt, und zwar: beide A916 durch A968 ersetzt und die C2316 durch C2238 ersetzt Das sind zwar TO220 Transistoren - aber passen problemlos rein Naja, nun hauts auch mit der Abfallenden Flanke wunderbar hin - netzteil lebt, und macht brav seine +-72V, also um die 144V (im leerlauf) Ich dachte immer, das diese PWM Rechteckpulse immer gleich bleiben, aber nachdem das Netzteil gestartet hat, und die Spannung voll aufgebaut hat, sieht man im Oszi nur einen ganz kurzen Peak (also Einschalt-Moment) aber das mit einer deutlich größeren zeitspanne dazwischen - normal, oder? Dann habe ich noch einge fehler im PA sektor gefunden, ein paar FETs hatten da ebenfalls durchgang, und eine MOSPEC Diode hatte komplett durchgang. Ich werde alle FETs da drinnen ersetzen durch "modernere", wie eben die 70N06 durch die 80N06 Die Schaltnetzteil Thematik interessiert mich immer mehr, finde ich faszinierend das Thema...ich hab mir auch gleich mal das Buch "Schaltnetzteile und ihre Peripherie" geordert. Was mich ja noch interessiert - wie, bzw. was ist an einem "geregeltem" Schaltnetzteil im carhifi bereich anders? Da soll ja immer die gleiche verstärker-Ausgangsleistung rauskommen, auch bei Sinkender Eingangsspannung...was was ist da drin anders? Sicherlich hat dies was mit der Antaktung der Spulen zu tun, aber was?
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David P. schrieb: > was ist da drin anders? Das liegt exakt daran ... David P. schrieb: > nachdem das Netzteil gestartet hat, und die Spannung voll aufgebaut hat, > sieht man im Oszi nur einen ganz kurzen Peak (also Einschalt-Moment) > aber das mit einer deutlich größeren zeitspanne dazwischen Genau so ist das normal. Es findet hier eine Regelung mittels Puls-Weiten-Modulation (PWM) statt. So lange die Ausgangsspannung nicht belastet (*) wird (und damit auf dem Höchstwert ist, was ständig ans IC "gemeldet" wird), gibt es nur noch "Nadelimpulse", die Pulsbreite wird aufs Minimum begrenzt. (*) Die Spannung an den Ausgangskondensatoren sinkt durch leichte Entladung schon minimal ab "dazwischen", aber ohne ECHTE Belastung lassen manche ICs dann auch mal "einen Puls ausfallen"... Bei Belastung passiert folgendes: Nach dem letzten Ladevorgang bricht die Spannung kurz und leicht ein. Dies wird über Spannungsteiler etc. an den sog. "Fehler-Verstärker" weitergeleitet, welcher sofort für eine Erhöhung der Pulsbreite sorgt. Die Ausgangsspannung ist daher bei Belastung etwas welliger, und ihr Mittelwert geringer (minimal) als im Leerlauf, weil die Ausgangs-Kondensatoren nach dem "Nachladen" auch wieder kräftig "entladen" werden. Das ist ein äußerst umfangreiches Thema, aber mir persönlich fiel das Verständnis eher leicht. Man muß sich entweder einfach mal die Zeit nehmen, viel zu lesen. Oder aber zumindest die Grundlagen anlesen, und dann gleich anfangen, über einfachere zu etwas schwierigeren und dann gehobenen Projekten zu gehen - und "nebenbei" das Wissen zu komplettieren. Such Dir was aus - ich und andere können Dir sicher bei jeder Vorgehensweise helfen. (Nur ist die Lektüre - bis auf den absoluten Anfang - unterschiedlich.) Außerdem will auch nicht jeder wirklich alles wissen - schwierig. So, nun aber back to topic: David P. schrieb: > Ich habe gleich alle 4 Transistoren ersetzt, und zwar: > > beide A916 durch A968 ersetzt > und die C2316 durch C2238 ersetzt Wenn ich das richtig sehe - die V(CE) Spannungs-Abfälle mal außen vor - schickst Du über jeden der Bipolar-Transistoren 12V / (27Ohm / 8) ~ also über 3,5 Ampere Peak-Strom bei den Gate-(auf- und ent-)ladungen. Das könn(t)en Deine 160V - Transistoren zwar packen... (...weil die Schaltzeiten nur kurz sind. Werte siehe SOA-Diagramm, was aber - Achtung - zeigt, was die Transistoren an a.) linearer Belastung (V und I gleichzeitig), nicht "Schaltfall", und b.) für einen "einmaligen" Zeitraum aushalten können... nicht mit Kilo-Hertzen wiederholt!) ...sind dabei aber sicher um einiges langsamer als die alten. Auch wenn sie überleben sollten, entsteht dabei sicher einiges an Verlustleistung - in den Tr., aber dann auch in den FETs, weil die halt nur langsam schalten dann... schllll...echt. Für solche komplementären Bipolar-Treiber nimmt man für gewöhnlich sowas wie verbaut war (so ca. den doppelten Peakstrom als dauerhaften/DC I_C spezifiziert), obwohl es auch weit weniger Spannungsfestigkeit tut (bedenke - 12V! Notfalls würden 25V reichen...) - was den Schaltzeiten (und damit Verlusten) dann wirklich gut tut. Meine Wahl wären die hier sicher nicht. Hast Du nicht irgendeinen dem Original halbwegs ähnlichen PNP? Da keine Audio-Endstufe, muß es ja nicht "gar so (angeblich) komplementär" sein...
öhm schrieb: > (so ca. den doppelten Peakstrom als dauerhaften/DC I_C > spezifiziert) Nicht unbedingt im kommerziellen Bereich. Aber für daheim, wenn man das nur einmal reparieren will - sicher.
Guten Morgen öhmmm...was? :D So richtig verstehe ich dich leider nicht :( Die neuen Transistoren halten doch 1,5A an Strom ab, statt nur 800mA, die Ausgangs-Kapazität ist gleich groß, und auch die Schaltfreuenz ist mit 100Mhz spezifiziert...sollte das nicht reichen? grübe Ich habe die dinger zumindest aus einer anderen, alten Endstufe rausgebaut - da waren diese aber scheinbar als vorverstärker, bzw. als Treiber für die FETs im verstärkerabteil (alte endstufe war eine Class AB - die um die es hier geht ist eine Class D) Bei meinem Test (unbelastet) wurden diese nichtmal warm, ich habe das netzteil vorerst nur mit 4, statt 16 FETs laufen lassen - diese wurden minimal warm (2,4A Ruhestrom bei eingeschalteter Endstufe) Ich kann die Endstufe schlecht belasten, die hat über 2Kw ausgangsleistung :/ Ich werd die aber mal mit meinem 100W Widerstand belasten - wenn ich die wieder richtig zusammengebaut habe, und die FETs wieder mit dem Kühlkörper verbunden sind, dann kann ich mir auch nochmal das Netzteil anschauen wie es schwingt
David P. schrieb: > öhmmm...was? :D > So richtig verstehe ich dich leider nicht :( David P. schrieb: > Die neuen Transistoren halten doch 1,5A an Strom ab Wie meinen? Tr. halten keinen Strom ab, sie halten ihn AUS. Datenblatt 2SC2238 (da stehen Deine 1,5A beim I_C(dauerhaft): http://www.dzsc.com/uploadfile/company/205627/2012611112757699.pdf So, und nun lies noch mal meine Rechnung von oben: öhm schrieb im Beitrag #5045598 (ungefähr): > 12V / (27Ohm / 8) = mehr als 3,5 Ampere > [Peak-Strom bei den Gate-(auf- und ent-)ladungen] Ist das nicht etwas mehr als 1,5A? Und ich schrieb, man verwendet gern welche mit doppelt so hoch spezifiziertem I_C (dauer), um die Stelle nur 1x zu reparieren. So oder so, deren Strombelastbarkeit ist zu niedrig. Sieh doch mal hier (Datenblatt 2SC2316): http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/91476/SANKEN/2SC2316.html Da stehen 6A als I_C. Wie ich sagte, ca. das Doppelte. Wie nur kommst Du auf 800mA? Wo stehen die? Und mit welcher Bezeichnung ist "800mA" versehen? Ich verlange eine Erklärung, ansonsten gilt nämlich: Ich_ verstehe hier _Dich nicht. ^^ ################################################################### David P. schrieb: > die Ausgangs-Kapazität ist gleich groß hielt ich für unwahrscheinlich, ist aber möglich. (war in meinen Datenblättern nicht zu finden) Das aber war auch nicht das Hauptargument, sondern der erlaubte Kollektorstrom I_C ist hier wichtig - da viel zu klein. ################################################################### David P. schrieb: > und auch die Schaltfreuenz ist > mit 100Mhz spezifiziert... Das ist nicht die "Schaltfrequenz". Die Schaltfrequenz ist die Schaltfrequenz. Mit der geschaltet wird. ^^ Nein, hör zu: Dabei geht es um ein lineares Sinussignal, der T. wird dabei in Klasse A (!) betrieben. Diese sog. "Transitfrequenz" läßt zwar entfernt (!) auch Rückschlüsse auf Schaltgeschwindigkeit zu, aber sehr (!) entfernt... ...da andere Bedingungen weit mehr Einfluß haben. Kannst Du getrost ignorieren - im Moment, wohlgemerkt. ################################################################### David P. schrieb: > Bei meinem Test (unbelastet) wurden diese nichtmal warm, Kein Wunder: David P. schrieb: > ich habe das netzteil vorerst nur > mit 4, statt 16 FETs laufen lassen Bedeutet, Du hast die (Ent-)Lade-Ströme ganz genau "geviertelt". Und damit lagst Du eben auch im erlaubten Bereich v. I_C. Mit 16 (also vier mal vier) FETs ist das beileibe nicht mehr der Fall! Die Transistoren... ...müssen ja gar nicht zwingend in Rauch aufgehen... Transistoren können auch handwarm sterben. Daß die Verlustleistung durchs Schalten hoch ist, ist Fakt. Daß sie auch zu hoch sein könnte, war eine sogenannte "Vermutung": öhm schrieb: > Auch wenn > sie überleben sollten, entsteht dabei sicher einiges an Verlustleistung > - in den Tr., aber dann auch in den FETs, weil die halt nur langsam > schalten dann... schllll...echt. Und schlecht isses. Aber - nommal - der Strom (durchgeschaltet) ist zu hoch. Von der Verlustleistung mal abgesehen. ################################################################## David P. schrieb: > Ich kann die Endstufe schlecht belasten, die hat über 2Kw > ausgangsleistung :/ SO WEIT SIND WIR AUCH NICHT! ^^ Testest Du jetzt, mit allen FETs und einem passenden Speaker oder Widerstand für genug Leistung, sind DIE TRANSISTOREN definitiv TOT. # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # Wenn Du korrekte Transistoren, und alle Fets, drinne hast: Mehrere identische Speaker parallel und/oder in Reihe (geradzahlig! nicht zwei parallele in Reihe mit einem.) anschließen. Parallel halbieren, in Reihe verdoppeln sich "die Ohm". 4 identische Speaker mit je 4 Ohm ergeben parallel + in Reihe erneut 4 Ohm --- mit nahezu 4facher Belastbarkeit (nicht ganz, nur fast). Alte Heizplatte von E-Herd - ist ein hochbelastbarer Widerstand. Fette Wicklung von großem Trafo ginge auch - aber da muß das Verhältnis der Windungszahl (bzw. Induktivität) zur "Testfrequenz" passen, wenn Du also einen oder mehrere große Trafos hast, zuerst hier deren Daten checken lassen (Maße (Kern, Draht/ähte, Spannungen und Ströme. Den Rest kann man schätzen.) Tauchsieder. Heizlüfter. Motoren. (Alles in ähnlichem Leistungsbereich - ca. 0,5 bis 5 kW, könnte dafür taugen ... zuvor hier die Daten einstellen.) (etc.) ################################################################### Also?
Trafos und Motoren sind, vor allem nach UNTEN, in der Testfrequenz beschränkt. Die Trafos wegen Sättigung des Kerns und/oder/durch Überstrom wegen zu geringer Induktivität - in Maßen kompensierbar, oder vermeidbar. Die Motoren aus ähnlichen Gründen, wobei aber hier noch hinzukommt, daß Motoren für 50Hz Sinus-Spannung nicht nur "eijn bißchen" böse werden bei etwas Abweichung. Bevorzugt also 1. Leistungswiderstand (100W-Glühlampe und ähnliches halt...); 2. Trafos, 3. Motoren, nur wenns sein muß - dann bitte mit Signalgenerator auf 50Hz an den Eingang des Amps. David P. schrieb: > die um die es hier geht ist eine Class D Ja, die Endstufe / der Amp. Repariert haben wir bis hier hin doch den Schaltwandler für dessen Spannungsversorgung - oder tick ich nimmer ganz so? ^^
öhm schrieb: > daß Motoren für 50Hz Sinus-Spannung WENN, dann > nicht nur "eijn bißchen" böse werden Das "wenn" hatt ich vergessen. öhm schrieb: > 100W-Glühlampe 1000W. Und bitte glaube meinen Aussagen jetzt. (Den meisten, zumindest.) ^^
Echt erstaunlich, sehe ich gerade das die kleinen C2316 wirklich 6A haben... die 800mA habe ich von hier: http://www.semicon-data.com/transistor/tc/c0/C2316@6.html Ich dachte halt, das die TO220 mehr aushalten müssen - da diese ja auch größer sind vom gehäuse her? Zumal beim A916 auch nur 800mA da steht? und der C2316 ist der Complement confused also wieder gleiche holen, also die A916 und die C2316 oder was könntest du da für mich empfehlen? edit auch in dem Datenblatt von Conrad stehen 800mA: http://www.produktinfo.conrad.com/datenblaetter/1200000-1299999/001264492-da-01-en-TRANSISTOR_NPN_1_KSC2316YTA_TO_92_3L_FSC.pdf also sind meine die jetzt drin sind doch besser? ^^ :D Wie schauts aber mit den IRFZ48V aus, kann man die damit antreiben, oder sollt ich besser die 80N06 kaufen? (die 70N06 scheint es so nicht mehr zu geben) Und ja, die Endstufe hatte mehrere defekte, mir ging es primär um deren Netzteil welches nicht mehr sauber schwingen wollte...ich habe nur nachträglich noch ein paar fehler im PA sektor gefunden - aber das tut hier ersteinmal nichts weiter zur sache, da ich da die gleichen FETs nehme die drin waren
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David P. schrieb: > die 800mA habe ich von hier: > http://www.semicon-data.com/transistor/tc/c0/C2316@6.html Mein Gott. Und deshalb pflegt man für solche Threads Bilder zu machen und auch ein Schaltplänchen zu improvisieren. Also - hier waren tatsächlich "Kleinst-Transistoren" in Gehäusen mit Abmaßen alles im 2-5mm Bereich verbaut? Mein --- Gott. Auf Bildern hätte man das/die Gehäuse gesehen. Ein Schaltplänchen hätte einen Teil der Ansteuerung (mit Bauteilwerten) beinhaltet, und wäre extrem nützlich gewesen, und ein bißchen nützlich immer noch... (#) Ich vermute a.) es wurden (die Bezeichnungen kann man, wie Du siehst, verwechseln) schon beim Bau die falschen (zu kleinen/schwachen) eingebaut. [Kann sogar eine gewisse Zeit gut gehen - 35µm Kupfer-Schichtdicke auf der Platine, dazu lange und schmale Leiterbahnen ---> erhöhter Widerstand, der den Strom etwas begrenzt. Und Transistoren sind ja - wenn auch sehr begrenzt - "Überlast"-fähig.] Oder b.) es war sogar so geplant... (wenn auch unwahrscheinlich). So, ich wiederhole: Man benutzt für bipolare Gate-Treiber Transistoren mit (1. ist übrigens nicht 1., weil "so wichtig", sondern weil der erste Punkt bei einer Suche - die Wichtigkeit der Punkte ist je nach Schaltung und Anwendung variabel): 1. Bevorzugt "echte" Komplementärtypen - aber auch nur, weil man sich die Suche nach zwei (halbwegs *) zusammen passenden Typen von NPN und PNP so spart als Entwickler. (* müssen eig. nicht gar so identisch sein - so lange die Schaltzeiten weder zu lange noch zu kurz sind dabei, und die restlichen Punkte stimmen) 2. Strombelastbarkeit wie gesagt, für "dauerhaft Ruhe", gern bis hin zu I_C = ca. 2 x Peakstrom. 3. Am besten zw. 40V und 60V Spannungsfestigkeit (es geht aber auch etwas weniger ... oder mehr, bis zu 80V- oder gar 100V- Spannungsfeste Tr. - aber nicht, weil da solche Spannung wäre. Sondern weil die grade verfügbar sind, oder, oder, oder). Die Spannung ist zwar nur 12V, aber... oje, das würde jetzt länger dauern. 4. "Gute" Datenblätter enthalten sogar Schaltzeiten etc. [td(ON), t(rise), td(OFF)/t(storage)/t(fall)... Meßbedingungen beachten], wenn man kann, wählt man halbwegs "schnelle". Ältere Modelle sind teils recht lahm, wogegen moderne Tr. praktisch fast durchweg geeignet sind... 5. Normalerweise / für gewöhnlich ... keine Darlingtons, sondern Einzeltransistoren - Darlingtons schalten i. A. langsamer. 6. und letztens: man benutzt, wenn nicht nötig, keine 160V-Tr., da diese (Strombelastbarkeit gleich angenommen) allgemein langsamer sind als welche für 40 oder 60 Volt. (Nicht vergessen: Deine 160Volt-er haben zuwenig I_C. Und ja ... hatten vielleicht sogar auch die "Pseudo-Originale" auch - das will ich aber gar nicht mehr ergründen jetzt --> bidde tuhe nuun, wie ich sache do, oukey? ^^) So macht man das für gewöhnlich. Vor allem kann man nach diesen Regeln auch noch Treiber für die 10- oder 25-fache Schaltfrequenz dimensionieren, und sowohl sind die Kosten+Wärme-Verluste minimiert als auch die Haltbarkeit maximiert ... gibt keinen Grund, es anders zu machen. David P. schrieb: > was könntest du da für mich empfehlen? Die Anforderungen sind nun recht klar - suche Dir beim Händler Deines Vertrauens (oder mit den geringsten Versand- oder Teilekosten halt) ein paar Beispielchen heraus, ich nenne Dir die besten davon. Übrigens, ich wiederhole: Um das (gerade genannte) sorgfältig/erfolgreich zu tun, wäre ein Schaltbildchen (Deines oben ist eher eine Mischung aus Blockschaltbild und abstrakter Kunst) nach diversen auffindbaren Vorbildern gut. Zumindest mit dem bipolaren Gegentakt-Treiber (wird auch anders dargestellt --> so oder ähnlich, evtl. noch mehr "drumherum", und Werte wie auch Bezeichnungen aller Teile: https://www.google.de/imgres?imgurl=https%3A%2F%2Fwww.mikrocontroller.net%2Fattachment%2F20091%2Fgegentakt.png&imgrefurl=https%3A%2F%2Fwww.mikrocontroller.net%2Ftopic%2F60492&docid=5HIQ8KHNMtZmmM&tbnid=Uzcl1Sie6Kq31M%3A&vet=10ahUKEwik2Y3spsjUAhVELVAKHcmhDRgQMwgmKAEwAQ..i&w=365&h=356&client=firefox-b-ab&bih=659&biw=1280&q=bipolarer%20Gegentakt%20Gate-Treiber%20site%3AMikrocontroller.net&ved=0ahUKEwik2Y3spsjUAhVELVAKHcmhDRgQMwgmKAEwAQ&iact=mrc&uact=8 So eine Schaltung sitzt nämlich je einmal vor den beiden (das ist auch "Gegentakt" - nur auf GND referenziert, und mit FETs und mehr Power...) Push-Pull-Zweigen. Also rechts in der Mitte zw. den NPN u.PNP sitzt je eine Seite von 8 Vorwiderständen der Gates. Und sie existiert 2 x - hoffentlich exakt identisch... ;-D David P. schrieb: > Wie schauts aber mit den IRFZ48V aus, kann man die damit antreiben Jo!
hast du da eventuell ein beispiel-Pärchen an NPN und PNP Transistoren für mich, die im TO220 Gehäuse 6A schalten können? hier gibts Bilder zur stufe, wenn man die Bilder in einem neuen Tab öffnet, sind diese größer http://amp-performance.de/933-Emphaser-EA-2500D.html
Zusatzinfo zur sehr interessanten Diskussion: Die Schaltnetzteile in Kfz-Endstufen sind in der Regel ungeregelt. Das heißt, sie wandeln die DC Eingangsspannung in eine (hauptsächlich über das Windungsverhältnis des Trafos) zur Eingangsspannung proportionale DC Ausgangsspannung. Lässt sich mit einem einstellbaren Netzteil und einem Multimeter am Ausgang gut überprüfen, ob das Netzteil geregelt ist oder nicht.
jep...das ist ein einfaches Ungeregeltes... allerdings hat der TL494 ja einen Feedback-Pin...daher sollte es doch eigentlich auch möglich sein, daraus ein geregeltes zu bauen aus einem Widerstand-Spannungsteiler, und einem Optokoppler, oder?
David P. schrieb: > Ungeregeltes... Ja, das wird gerne gemacht, Peter hat recht mit "meist". Dann hatte ich Dich oben falsch verstanden, David. Geben_ tut es auch _geregelte ... Der Hersteller kann, wenn er den "Duty-Cycle" DC (*) immer auf maximal fährt, sowohl Beschaltung/Hühnerfutter (das Drumherum) für die Regelung sparen, als auch das Maximum aus einer Trafo-Größe herausholen. (* Angabe der Pulsbreite, in % der Schaltperiode [Periodendauer = 1 / f_Schalt]; bei Gegentakt (Voltage-Fed, der "Normalfall") ist der DC kleiner als 50% ... sogar bei Push-Pull (grins... das sagt Dir noch nichts.)) Wenn überhaupt, stimmen dann die Angegebenen Daten vielleicht sogar nur bei Versorgung mit konstant 14,4V... ("getrickst" halt) ...die das Gerät andererseits vielleicht gar nicht aushalten würde. "Ein Teufelskreis"... ^^ Wenn Du mal mehr drüber weißt, verstehst Du auch, warum. Vorläufig kann ich nur sagen, daß es wohl so ist... David P. schrieb: > daher sollte es doch > eigentlich auch möglich sein, daraus ein geregeltes zu bauen aus einem > Widerstand-Spannungsteiler, und einem Optokoppler, Unmöglich ist sowas nicht (obwohl dann wohl im Durchschnitt weniger Power da wär), aber ob das auf der Platine so ohne Probleme hin haut, ist eine andere Frage. Im Moment null Ahnung. (Auch weil... ...deshalb:)Übrigens - Deine "Bilder" ... O.o Du solltest hochauflösende Bilder von Deiner Platine machen, und zwar so, daß man am besten jedes Bauteil und jeden Leiterbahnverlauf zuordnen kann. (Am meisten Augenmerk natürlich auf die z. d. Ztpkt. behandelte Thematik, also alles um den TL494, dann den Verlauf der Leiterbahnen zur Ansteuerung der PNP/NPN-Stufe und gefolgt der FETs.) Deine verlinkten Bilder zeigen nur wenig, womit man was anfangen könnte. Wie gesagt, zumeist wird für effektive Hilfe gerne ein (vom TO zu fertigender) Schaltplan gewünscht - meist geht´s damit besser, oft geht´s nicht ohne. Aber vernünftige Bilder sind das absolute Minimum ... David P. schrieb: > hast du da eventuell ein beispiel-Pärchen an NPN und PNP Transistoren > für mich, die im TO220 Gehäuse 6A schalten können? D44H8 und D45H8 ("echt" komplementär - wie gesagt nicht zwingend nötig) kann ich Dir ohne zu suchen nennen, weil die neben mir in einer Plastikschublade liegen, und ich die erst kürzlich für ähnliches verwendet habe (Ansteuerung GDT für Vollbrücke). Allerdings bei Peakströmen über 4 Ampere, die Gatewiderstände waren etwas kleiner. Das war wegen der zw. 45 und 130 kHz variablen Schaltfrequenz unumgänglich. Die gehen auch für Dich, obwohl es auch schwächere tun. Bestimmt kann jemand anders Dir aus dem Kopf was sagen - ich müßte, wie gesagt, eben so suchen wie Du.
hochschieb Ich hab das ganze ding jetzt zusammengebaut, mit den neuen FETs und allen drum und dran. Die Endstufe lebt wieder, klingt auch ganz normal, aber das Schwingverhalten des Netzteils macht mir etwas sorgen. Ich habe mal ein Video vom Schwingverhalten (Oszi) gemacht...dabei habe ich das ding nur gestartet und gewartet bis die Ausgangsrelais freischalten, danach wieder Strom weggenommen - also ohne last. Beim Starten zieht es für ca. 1 Sekunde um die 9A, danach liegt nur noch ein Ruhestrom von 2,3A an. das Hameg 205-3 Oszi stand dabei auf 5V und 5µS https://youtu.be/26Tp8DstR3Y ich hoffe das Video geht?
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Hab nochmal im 2 Kanal betrieb gemessen, die Phasenverschiebung passt. Hmm, sollte das nicht dennoch eine absolut perfekte PWM Kurve sein, und nicht soetwas mit einem kurzen Peak und leichten Schwingern wenn die andere Phase einsetzt? 1.Foto: ein Kanal Messung 2.Foto: 2 Kanal Messung 3.Foto: 2. Kanal invertiert 4.Foto: 2 Kanal Messung, auf 5µS gestellt So Schaut es aus wenn ich an einem Gate von dem IRFZ48V Messe. Das Signal kommt so übrigens auch schon aus dem TL494 (an der Gegentakt Stufe am Basis Eingang gemessen) Es ist aber ein perfekt sauberes PWM Signal, wenn die IRFZ48V FETs NICHT mit dem RIngkerntrafo angeschlossen sind, sondern nur einen kleinen Lastwiderstand "befeuern" müssen - also bei einer Testschaltung. Als Stromquelle habe ich ein 14V/20A Schaltnetzteil mit dicken Kondis am Ausgang...
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