Hallo Leute! Ich habe da eine kleine Frage: wie funktioniert das? Beschreibung: Gegeben ist ein Oszillator, der in den Schaltnetzteilen als Oszillator für die Spannungs-Hilfsversorgung eingesetzt wurde. Diese Art von Oszillatoren gehören nicht irgendwohin so richtig, aber sein Zweck ist eine höhere Spannung in kleinere umzuwandeln und für relativ kleine Ströme am Ausgang. Deswegen würde er am besten doch in die Leistungselektronik passen. Der Transistor Q1 arbeitet in Schaltbetrieb: wenn die Spule des Transformators L1 den Stromanstieg hat wird der Transistor-Steuerstrom in L2 erzeugt und über C1/R3 über Basis fließen (Mitkopplung), was zur Stromerhöhung in L1 wiederum sorgt; Transistor steuert voll durch. Fängt Kollektor-Strom abzufallen, so wird in der Spule L2 ein negativer Strom erzeugt und Q1 fängt an zu sperren, so dass durch L1 immer kleinere Strom fließt bis der Transistor voll sperrt. Das kann entweder durch Sättigung des Kernes von L1/L2 geschehen oder Transistor hat sein Sättigungsstrom erreicht. Dritte Variante wäre: es kann durch C1 kein Steuerstrom mehr fließen, weil er auf U(L2)max. geladen ist. Deswegen sind R3 und C1 in erster Linie für die Schaltfrequenz verantwortlich. C6/R8 glätten Spannungsspitzen, die am Q1(c) entstehen wenn Q1 anfängt zu sperren, weil wegen Physik der Spule der Strom im L1 nicht sofort auf 0,00A fallen kann. C6/R8 schützen damit Q1(c/e)-Übergang von Überspannungen. Mit R1/R2 wird Arbeitspunkt des Transistors eingestellt. Über D3 baut L2 überschüssige Ladung ab beim Sperren von Q1. Frage: welche Rolle spielen hier C2/R4, bzw. D2/D3/D4. Oszillatoren wie Joule-Thief für kleinere Spannungen kommen doch ohne aus. C2/R4 ist ja Strom-Tiefpass. Was macht er genau da. Bei größeren Werten von C2 (10µF, wie in Originalschaltung) gibt es in Simulation mit LT-Spice Abrisse der Funktion -> Oszillation wird unterbrochen. Nach meinen Vorstellungen soll das genau umgekehrt sein, weil C2 Arbeitspunkt ...? Was macht es eigentlich mit Arbeitspunkt? Dienen die Dioden dazu C2 negativ vorzuspannen? Aber wozu -> Stabilität?
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Soweit ich das verstanden habe fängt D4 an zu leiten sobald C2 eine Spannung kleiner gleich -9V erreicht hat. Komplett reisst die Schwingung dann aber nicht ab, sondern die Leitend-Phase fällt nur kürzer aus da sich C1 nicht komplett entladen kann (er muss das über R3 tun, der Strom von L2 sucht sich aber lieber den viel niederohmigen Pfad über D4). So auf Anhieb kann ich über die Qualität der Schaltung nicht viel sagen. Ich gehe aber davon aus, dass der Wirkungsgrad in manchen Betriebsszuständen zu wünschen übrig lässt.
So eine Art von Schaltung, ob mit bipolarem oder Mosfet, findet man oft in Schaltnetzteilen mit kleiner Leistung. Die Vorteile sind geringer Aufwand und äußerst niedrige Leerlaufleistung.
Danke für Ergebnisse, Gedanken. Diese Oszillator dient nur der Vorversorgung von eigentlichen Steuer-Chip, wie LT494, in PC-Netzteilen für 300-500W Leistung (vergleichbar kleine Leistung in leistungselektronik). Sein Ausgangsstrom liegt bei 30mA oder so, und U bei ca. stark swankenden 30V, dafür gibt es aber galvanische Trennung von dem Netz. Ich will nur verstehen wie C2 für den Abrieß der Oszillation sorgt, b.z.w. was D4/D2-Zweig und D3-Zweig damit zu tun haben. Wie soll denn R4 deminsioniert werden?
Johann schrieb: > Ich will nur verstehen wie C2 für den Abrieß der Oszillation sorgt, > b.z.w. was D4/D2-Zweig und D3-Zweig damit zu tun haben. Hab ich doch schon erläutert: THOR schrieb: > Soweit ich das verstanden habe fängt D4 an zu leiten sobald C2 eine > Spannung kleiner gleich -9V erreicht hat. > > Komplett reisst die Schwingung dann aber nicht ab, sondern die > Leitend-Phase fällt nur kürzer aus da sich C1 nicht komplett entladen > kann (er muss das über R3 tun, der Strom von L2 sucht sich aber lieber > den viel niederohmigen Pfad über D4). (Korrektur an der Stelle: Den etwas niederohmigeren Pfad über D3) Ich würde R4=R3 machen wobei sich R3 wiederum aus gewünschter Zeitkonstante und C1 ergibt. R4 größer bedeutet, dass die Spannungsbegrenzung früher einsetzt und der maximale Ausgangsstrom eher sinkt. R3 größer bedeutet, dass sich C1 langsamer lädt und entlädt und demnach die Schaltfrequenz sinkt. R4 und R3 unabhängig voneinander zu verändern erlaubt es, den Duty Cycle einzustellen. Damit wird es möglich, die Schaltung etwas an das Verhältnis Uin/Uaus anzupassen. Möchte man weniger Ausgangsspannung, muss D4 entsprechend früher leiten und zudem sollte (muss aber nicht) man R4 größer machen, damit die Abschaltphase länger dauert.
Wenn Du L4 (wo ist L3?) umpolst und so einen Sperrwandler draus machst, dann wird ein Schuh draus. Nach dem Einschalten fließt über den Spannungsteiler R1/R2 ein kleiner Strom in Die Basis von Q1. Der daraus resultierende Kollektorstrom induziert in L2 eine Spannung, die über C1 den Basisstrom wesentlich erhöht. Durch diese positive Rückkopplung wird Q1 in die Sättigung gesteuert. Das dauert so lange, bis C1 nahezu auf die Spannung an L2 geladen ist (C1 ist also das frequenzbestimmende Bauteil). Der Strom durch L1 ist mittlerweile so stark angestiegen, daß der kleine Kollektorstrom, den R1 ermöglicht, einem Sperren des Transistors gleichkommt. In der Sperrphase sind nun die Spannungen an den Wicklungen umgekehrt, wodurch durch D6 ein Strom in den Ausgang fließt. Der Stromfluß dauert so lange, bis sich der Übertrager entmagnetisiert hat. Dann beginnt das Spiel von vorne. Da die Einschaltzeit von Q1 durch C1 bestimmt wird, und die Entmagnetisierung mit steigender Ausgangsspaannung weniger Zeit braucht, steigt die Leistung mit der Ausgangsspannung. Eine Regelung ist also dringend nötig. Und jetzt kommen D3 und D4 ins Spiel. Ausgangspunkt ist, daß die Spannung (Volt pro Windung) an allen Wicklungen gleich ist. Dadurch verhält sich der Wert der negativen Spannung an C2 proportional zur Ausgangsspannung. Wird D4 leitend, bekommt Q1 keinen Basisstrom mehr und die Schwingung stoppt. C2 und R4 bestimmen die Zeit des Schwingungsaussetzers. Im Leerlauf geht die Schaltung in den sog. burst mode. Dadurch ist bei einem 5V/1A Steckernetzteil eine Leerlaufleistung von 0,1 Watt möglich. Die Dimensionierung Deiner Bauteile ist noch sehr verbesserungsfähig, angefangen bei Q1. Aber Du kriegst das schon hin.
Danke dir, "der schreckliche Sven"! (L3 war in Serie mit L4 und wurde wegen Einfachheit raus gekürzt). Ich muss da was gestehen: Meine 7 Fehler: 1) Wegen Proportionalität an C2 (bis zu 10µF) zu Ausgang habe ich übersehen. 2) R2 soll so dimensioniert werden, dass der Transistor eher sperrt, denn sein kurzzeitiger Steuerstrom kriegt er hauptsächlich über L2. Nur dann singt die Leistung am Transistor von 70W auf ca. 1,5-2W bei selber Wirkung auf Ausgang. R2 ~ 470 Ohm-1kOhm wäre OK. 3) Ausgangskondensator C5 ist nur wegen Simulation klein, hier wäre Richtwert 10µF gut. 4) Transistor Q1 mit höchster Spannung aus LT-Spice-Standard-Bibliothek ausgewählt (Uce=150V). Hier sollte man eigene Bibliothek einfügen mit richtigen Transistor für 400-450V nehmen. Zeit zu schade -> die Simulation macht aber auch so mit. 5) Regelstrecke Out-In hab ich wegen Einfachheit ausgelassen, denn es ging um die Verständnis von andere Art der Stabilität als Konstanz der Ausgangsspannung, und 2 Regelschleifen würden somit einige Leser womöglich ablenken. Regelstrecke für Ausgangsspannung soll tatsächlich nacher über Optokoppler und einem TL431 im Ausgang gemacht werden; Transistor des Optokopplers soll beim erreichen der Ausgangsspannung R2 überbrücken, und Q1 zum sperren bringen. Fehler 6) von mir ist: ich habe nicht angedeutet, dass 310V-Seite und L4-Seite unterschiedliche Massen haben, und Galvanisch getrennt sind. 7) Anforderungen der Schaltung nicht angegeben: Die Schaltung soll es ermöglichen Spannungen (galvanisch getrennt von 50Hz/230Veff Netz) von 5V bis 30V zu erzeugen. Strombedarf von 30mA soll damit bedeckt werden. Besonderes stabil soll's in der Entwicklungsphase nicht sein, weil Regelung, wie in 5) beschrieben später kommt.
Ich bastele sowas nicht mehr, sondern nehme was fertiges, z.B.: http://de.farnell.com/vigortronix/vtx-214-003-207/netzteil-ac-dc-7-5v-0-4a/dp/2464658 http://de.farnell.com/recom-power/rac01-05sgb/ac-dc-netzteil-5v-0-2a/dp/2747539
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@ Peda: Ich wollte etwas abgewanderte Schaltnetzteil bauen. Um TL494 später zu benutzen braucht man mindestens 7V Versorgungsspannung, dann lässt sich die Geschwindigkeit aber zu wünschen -> man muss mit der Spannung hoch (auf etwa 30V). 310V ist gefährlich, man muss wissen, was man da tut.
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Ok, hier ist die komplette Schaltung und Diagramm mit Stromabrissen. Aber wie gesagt, was regelt hier was, wenn zusätzlicher Regler dabei ist, Strom-Ausgleichs-Spule für die Kommutation... Ich würde gerne mehr über die Dimensionierung nachlesen, vor allem Spulen, falls die Ratschläge da wären. Dank an alle im voraus.
Doppel-nö, die Punkte sind richtig für einen Durchflusswandler. Der aber so vielleicht in der Simulation funktioniert, nicht aber in der rauen Wirklichkeit. Johann, bleib bei der ersten Schaltung. Ob dann der TL431 oder die Hilfswicklung die Ausgangsspannung regelt, hängt von der ZAHL DER WINDUNGEN ab.
Normalerweise wird die Spannungsregelung bei solchen Schaltungen über den TL431 und den Optokoppler erledigt. Die Regelung über die Hilfswicklung ist eine zusätzliche Sicherung, da der Wandler sonst im Falle eines Versagens der TL431-Regelschleife ungeregelt mit maximaler Leistung arbeitet. Dabei zerbläst es meistens alles was daran angeschlossen ist, weil die Ausgangsspannung beim Sperrwandler schnell in ungeahnte Dimensionen hochläuft.
Also gut Leute, seit mir nicht böse: Schalunng richtig, Schaltung falsch, ne, doch... Was ist den richtig oder falsch? Erste und zweite Schaltung war Flusswandler, da ist mit Wicklungssinne alles in Ordnung. Um Sperrwandler zu bekommen soll L4 umgepollt werden. Bei Flusswandler wird die Energie während Aufbau des Feldes abgezapft. Wenn dPhi/dt von L1 für L4 klein ist, kommt kleine Strom am Ausgang raus. L4 soll sich deswegen nicht so drastisch von L1 unterscheiden. Faktor 1/2 oder so. Beim Sperrwandler wird Feld (auch ruhig langsam) aufgebaut und die Energie beim Abbau des Feldes abgezapft. Hier ist die Größe von L4 gegenüber L1 nicht so kritisch, weil dPhi/dt wegen kleinen dt groß ist. Deswegen würde Sperrwandler für kleine Leistungen am Ausgang größere Wirkungsgrad erzielen. Ich glaub ich verstehe langsam diese Schaltung, ich muss nur meine Gedanken am Ruhigen Abend hier zusammenfassen... L4 soll doch umgepolt werden, damit Sperrwandler daraus wird. Das aufgebaute Feld möchte gerne wieder abgebaut werden. Es wandelt sich in Strom um, egal in welcher Spule. Hauptsache es Fließt ein oder mehrere Ströme, die von Feldabbau erzeugt werden. Beim Sperrwandler sind es Ströme in L4 und L2, (da L1 durch Transistor gesperrt ist). die wegen Rlast_min in unbelasteten Fall ca. gleich groß sind. Wird Ausgang belastet, erhöht sich der Strom in L4 und die Spannung am Ausgang fehlt ab. -> Regelung muss her, damit das nicht geschieht. Erste Schaltung hat keinen Regler, nur Stellglied für die Heufigkeit der Impulse. Diese hängt nur von R4/C2 ab und nicht von Ausgangsspannung oder Strom. Das ist ein Steller, kein Regler. Zweite Schaltung dagegen soll wirklich regeln. Beim aufbau (irgendwann später) soll zuerst die Schaltung ohne Regler (TL431 auslassen würde reichen) aufgebaut werden. Dann R4/C2 solange verändern, bis ein Paar Volt unter Last mehr als gewünscht rauskommen. Danach berechnete R5 und R10 mit TL431 einbauen. (Berechnungen laut Datenblatt von TL431).
Kompliziert schrieb: > Also bei mir kommen 310 V direkt aus der Steckdose, warum also so > ein > gedönse? Die Schaltung erzeugt nicht 310V sondern hat diese als Versorgungsspannung um damit eine kleinere zu erzeugen. Oder in einfacheren Worten: 310V zu viel für Handy, brauchstu Netzadapter mit USB IAN
Johann R. schrieb: > Also gut Leute, seit mir nicht böse: Schalunng richtig, Schaltung > falsch, ne, doch... Was ist den richtig oder falsch? Johann R. schrieb: > Schalunng richtig, Das war falsch. Johann R. schrieb: > Schaltung > falsch Das war richtig. Sorry, die Vorlage war einfach zu gut. qwertz
Hallo Johann, Ich empfehle Dir mal zu googeln. "Sperrwandler" und "Eintakt-Durchflusswandler". Wikipedia ist auch eine gute Informationsquelle. Und: Das Verhältnis der Wicklungen zueinander ist überhaupt nicht unkritisch. Jede einzelne Windung zählt!!!!!!!!!!!!!!! Denn die VOLT pro WINDUNG sind in ALLEN Wicklungen GLEICH!!!!!! Darum ist es auch völlig unüblich, die Wicklungen in Henry anzugeben. Richtig ist die Zahl der Windungen. Und noch: Schaltung 1 ist bei richtiger Polung der Wicklungen ein funktionsfähiger Sperrwandler. Diese Schaltung ist in vielen Steckernetzteilen bis ca. 10 Watt anzutreffen. OHNE Optokoppler. Schaltung 2 ist ein nicht funktionierender Durchflusswandler. Dem Übertrager fehlt nämlich die Entmagnetisierungswicklung. Und noch mehr: An den Wicklungssymbolen im Schaltplan befindet sich jeweils ein Punkt. Der kennzeichnet die Enden mit gleicher SPANNUNG. Überraschung: Die Stromrichtung kann abweichen.
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Also, wegen Spulen hatte ich das so von Prof. : Punkt bei Spulen bedeutet Anfang der Wicklung. Aber wenn es Pfeilende der eingezeichneten Spannungen bedeutet, soll’s mir recht sein um einheitlich zu werden/bleiben. Man lernt nie aus. Ich füge hier einen Schaltplan (Sperrwandler) zu mit einigen Angaben zur Dimensionierung der Bauteile, die ich aus der Simulation und Datenblätter abgelesen habe. Danach würde ich ein Paar Beiträge mit meinen Anregungen hintereinander einfügen, um sie von einander zu trennen: Funktion der Schaltung und ein Paar Worte zur Dimensionieren der Bauteilen. Warum Transistor-Schaltbetrieb hat ist schon mehrmals beschrieben, da brauche ich nicht noch mal ran. Der Transistor bekommt so eine Ube von R1/R2, dass er eher sperrt.
Sieht doch gut aus. Fast. D5 hat da nichts verloren. C5 sollte viel größer sein. ~1000µF wären gut. Und die Primärwicklung hat schon abenteuerlich wenig Windungen. Du meinst das klappt?
Ach ja, die Punkte. Anfang der Wicklung ist gut, wenn man immer rechtsrum anfängt. Oder linksrum.
Das Stimmt, D5 kann raus. Hochfrequenztrafos soll man möglichst aus Perspektive der Leistung betrachten; aber ich habe noch kaum praktische Erfahrungen damit und kann mich nur von Simulationswerten und Ihren Ratschlägen abstoßen. Nun die Beschreibung: Transistor im Schaltbetrieb: Im all ersten Eintrag hab ich schon Schaltbetrieb beschrieben: Transistor verstärkt mit Kollektorstrom über Trafo eigene Steuerstrom in L2 und kann wegen dieser Mitkopplung Impulsmessig nur in Sättigung arbeiten. Entweder voll auf oder voll zu. Ankopplung geschieht über C1/R3. Sie bestimmen Zeitlänge des Stromimpulses in L1; L1 selbst bestimmt in der Zeitspanne t(impuls) ~ C1*R3 die Höhe dieses Stromes i= (1/L1)Integral(Ub/dt). Wenn C1 aufgeladen ist, kann kein Steuerstrom von L2 mehr fließen und Tr. geht zu. Die in L1 gespeicherte Energie übergeht fast komplett auf C6/R8 und lädt C6 auf ziemlich höhe Spannung. Während der Abbau des Feldes im Trafo liefert L2 negativen Strom und sperrt den Transistor. R3 bestimmt maximale (Basis-)Steuerstrom-Anteil und mit C1 zusammen bildet er eine Zeitkonstante Tau = Faktor * R3*C1. Der Faktor ist abhängig von Transistor (hfe, ausreichende Basisstrom für die Sättigung...). Der C1 hat keine besondere Anförderungen; Richtwerte sind 1-10nF/50V. Bei R3 sind’s 100-330 Ohm/0,5W denkbar. Zwischen einzelnen Stromimpulsen folgen (Impuls-)Pausen. Der Transistor sperrt in diesen Pausen. Man soll an dieser Stelle Ende des Stromimpulses sich genauer anschauen: Beim Abbau des Feldes im Kern des Trafos wird in L2 negativer Strom erzeugt. Der Transistor sperrt als Folge und dieser neg. Strom fließt weiter und entlädt über D3 den Kondensator C2. Hier entsteht eine negative Spannung, welche Transistor zum Sperren bringt, und zwar für solange, bis die negative Spannung durch Ströme im R4 (ferner auch D2/D4) bis auf Z-Diodenspannung abgebaut wurde. Dauer dieser Pause soll proportional zum t(p) ~ C2*R4 sein. Man sieht daraus in erster Linie keinen Einfluss durch Ausgang, d.h. es handelt sich nicht direkt um eine Regelung sondern nur um einen Leistungsteil mit einem Stellglied: R4/C2 beeinflussen die Auszeiten von Stromimpulsen, mit den im Grunde (I-übersetzt) der Ausgangskondensator geladen wird. Kleine R4*C2 -> kleinere Pausen -> häufigere Stromimpulse -> Höhere Ausgangsspannung. Man könnte im Grunge in Reihe zu R4 einen Poti dazuschalten um die Ausgangsspannung justieren zu können. Die Ausgangsspannung ist stark von Belastung abhängig. Wenn man unbekannte oder veränderliche Last hat, wäre Regelung angebracht. Ich will aber nicht sagen dass die Ausgangslast die Funktion der Schaltung überhaupt nicht beeinflusst. Die drei Spulen hängen ja zusammen und es gibt so was wie Gegeninduktivität und Übertragungsbürde (Impedanzübertragung). Nur laut Simulation ist der Einfluss von Ausgang bei angegebenen Werten erträglich klein. Variation von Rlast_min von 100 bis 500 Ohm bringt am Ausgang Spannungen von 16V bis 22V mit Stromimpulsabstand 46µs-70µs. Zu der Schaltung gehört auf jedem Fall eine Regelung mit z.B. TL431 um konstante Ausgangsspannung zu erhalten. Man solle nur beachten dass ein Stromimpuls von 2A oder so mit seinem Dauer ~ R3/C1 dem Ausgangskondensator eine ordentliche Ladung verpasst, sodass diese schnell überladen werden könnte wenn C5 zu klein ist.
Dimensionierung der Bauteile: Ich fange mit R1 an: ein normale 0,25W widerstand hat Spannungsfestigkeit 250V, alles was drüber ist könnte Funken über die Oberfläche des Widerstandes erzeugen und diese nach und nach zerstören. 0,6W können 300V ab und 1W-Widerstände 350V. Ich werde 1W Widerstand einsetzen, auch wenn die Leistung weitgehend unterschritten wäre. P(R4) = (max) (50V)^2/220 Ohm *(t(impuls)/T) = ca.1,5W laut Simulation. R8 nimmt man von 2W Leistung und C6 soll 1-2 kV aushalten können, da die ganze von L1 aufgenommene Energie beim abschalten in C6 übergeht. Spannung an C6 springt dabei in die Höhe. Laut Simulation auf ca. 750V. Ich werde 2kV-Festigkeit nehmen. R3, auch mit anderen Ohm-Werten, ruhig 0,6W nehmen. C5 soll mit ca. 2A-Stromimpulsen gespeist werden. Er soll nicht zu klein dimensioniert werden: 10-100µF mit Spannungsfestigkeit Uout * Faktor (1,3 ... 2). Ich hätte nur noch Fragen zu Dimensionierung von Spulen. Welche Werte wären in der Praxis üblich für L1/L2/L3? Ist das OK wenn ich die aus der Schaltung übernehme? Kupferdraht-durchmesser? Kern, welcher Kern nehmen? T68-18 von reichelt.de – würde der Reichen um TL494 anzusteuern (15V/150mAss)? Bei T68-18 hatte ich Sättigungsstrom gemessen mit Tetta = NI >= 162A. Bei 2Ass in L1 wären das 81Wnd, und bei Al 29nH/N^2 wäre damit L1=190µH erreichbar, ich habe ca. Hälfte. Also sollte T68-18 reichen, oder? Frequenzmessig passt er ja. Soll man noch mehr beim Kern beachten?
Deiner Simulation darfst Du nicht trauen. In der Primärwicklung fließen nach 1µS bereits 3,875 Ampere. Am Kollektor sind niemals 750 Volt. Schau Dir mal das Verhältnis Primär-Sekundärwicklung an. Da können am Kollektor gerade mal ca. 325V stehen. Und die Entmagnetisierungsphase dauert eine kleine Ewigkeit. Oder simulierst Du mit was ganz anderem?
Was hat den Spannungsanstieg am Kollektor mit Verhältnis Primär-Sekundärwicklung zu tun? Ich kann die Gedanke nicht folgen... Sekundär: L2, L4 oder beide gemeint? Bei abstrakten C6=100p und R8=22 Ohm sind bei jedem abgebrochenem Stromimpuls (L1) ca.700V an Kollektor von Q1. Dafür ist doch C6 da, um Spannungs-Spitzen zu unterdrücken und den Transistor zu schützen. ???
Den C6 Snubber kann man auch so aufbauen, dass die Energie in die Versorgung zurückbefördert wird. Ne Schottky-Diode nach oben, ein Kondensator um die Energie abzupuffern und ein Widerstand der die Kondensatorspannung in die Versorgungsleitung entlädt. Kondensator und Widerstand so bemessen, dass im Mittel so 400V stehenbleiben. Das ist dann gleichzeitig auch so ungefähr die maximale Spannung, die Q1 sieht.
THOR schrieb: > Ne Schottky-Diode nach oben, ... Das stimmt, allerdings würde das Feld dann hauptsächlich durch i(L1) abgebaut, weil das Hauptinduktivität ist und nicht durch L2 und L4. Ausgangsspannung fehlt dabei laut Simulation auf ca. 1V. Hab schon auch in Betracht gezogen. Feld muss durch hauptsächlich durch i(L4) abgebaut werden!
Johann R. schrieb: > THOR schrieb: >> Ne Schottky-Diode nach oben, ... > > Das stimmt, allerdings würde das Feld dann hauptsächlich durch i(L1) > abgebaut, weil das Hauptinduktivität ist und nicht durch L2 und L4. > Ausgangsspannung fehlt dabei laut Simulation auf ca. 1V. Hab schon auch > in Betracht gezogen. Feld muss durch hauptsächlich durch i(L4) abgebaut > werden! Ja, deswegen guckt man ja, dass am Kondensator möglichst viel Spannung stehenbleibt. Wieder Kompromiss Wirkungsgrad/Bauteilaufwand, wobei Bauteilaufwand hier Spannungsfestigkeit des Schalttransistors ist.
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Meinen Sie so was? Das ist aber eine gute Idee! Ich hatte das sofort falsch verstanden gehabt.
Moment mal! Also der Kondensator würde sich doch gar nicht entladen während Stromimpulses in L1, also wird die Spannung auf 310V obendrauf aufgebaut. Das sieht der Kollektor von Transistor ja auch. Dann macht es ja keinen Unterschied ob erste oder zweite Variante mit Kondensator. Oder meinen Sie eine andere Beschaltung als Diese? Die würde ich aber gerne sehen...
Nee, so ist schon richtig. Aber beides deutlich größer, so 100n und 5k oder so. Natürlich abhängig von der Schaltfrequenz. Johann R. schrieb: > Dann macht es > ja keinen Unterschied ob erste oder zweite Variante mit Kondensator. Das macht schon nen Unterschied. - Snubber hat Stromfluss sowohl beim Ein- als auch beim Ausschalten von Q1, stellt somit für Q1 kapazitive Last dar - Snubber begrenzt Maximalspannung an Q1 durch Auffangen der Selbstinduktion - Snubber begrenzt di/dt was wiederum die Energiemenge verringert, die auf die Sekundärseite übertragen wird Diodenlösung: - Führt Energie in die Versorgung zurück statt Sie zu verheizen (zumindest teilweise) - Stellt für Q1 keine kapazitive Last dar - Leitet nur beim Ausschalten von Q1 - di/dt wird über die Gegenspannung an C1 begrenzt und ist daher im Regelfall größer als bei der Snubberlösung Also ich habs bei nem selbstgewickelten Sperrwandler so gemacht und da konnte ich dann nen IRF3415 (150V) nehmen was die Verluste gegenüber dem IRF840 doch ganz gut vermindert hat. Der Widerstand ist ein 1W Typ und wird mehr oder weniger lauwarm, je nach Last.
Ich kann ohne Bild der Gedanke nicht folgen, obwohl es sich interessant anhört. Könnten Sie bitte Schaltbild(-Teil) anheften? Im Internet gibt es zig Variationen...
Johann R. schrieb: > Meinen Sie so was? Das ist aber eine gute Idee! Ich hatte das > sofort > falsch verstanden gehabt. Schaltbild ist genau so. Nur 5k und 100nF. Diode hatte ich ne BYT08 aber da reicht sicher auch sowas wie ne UF4007.
Als Hinweis dazu aber noch: Das ist bei mir ein Sperrwandler der an 12V betrieben wird. Daher auch Auslegung auf ca. 100V maximaler Sperrspannung. Bei den hohen Spannungen wird die Diode irgendwann zum Knackpunkt, wenn die trr zu groß ist und bei 450V dann ein paar uA Rückwärtsstrom fließen, wird das Ding zügig warm. Also: Diode muss schnell sein. Man kann das natürlich auch einfach mal simulieren. Dann sieht man ja, welche Lösung besser ist. Ganz pauschal lässt sich das nicht sagen, allein schon wegen der unterschiedlichen Spannungen.
Hallo Johann, Die Kollektorspannung ergibt sich so: Der Transistor sperrt, dadurch kehren sich die Spannungen an allen Wicklungen um. An L2 kann die Spannung kaum größer werden als -10Volt, weil dann die Regelung einsetzt. 10Volt geteilt durch 18 Windungen (komma5 geht beim Ringkern nicht) macht 0,55Volt pro Windung. Die Primärwicklung hat 52 Windungen. 0,55 mal 52 macht 28,88Volt. 310Volt plus 28,88 ergibt 338,88Volt am Kollektor. Ob die gewaltigen Spikes in der Praxis auftreten werden, bezweifle ich. Einmal kann man die durch gute magnetische Kopplung niedrig halten, und außerdem wird der Eisenpulver-Ringkern einiges absorbieren.
So, ich wurde unterbrochen... Johann, dem vernehmen nach willst Du 2-3 Watt Leistung haben. Aber dafür jagst Du Strom durch die Primärspule wie in einem 100 Watt Netzteil. Was hindert Dich daran, ein bißchen zu experimentieren? Simulieren kostet doch nix. Erhöhe die Primär-Windungszahl um den Faktor 3-4. Hilfs-und Sekundärwicklungen bleiben wie sie sind. Vergrößere R4 und C2 jeweils um den Faktor 10, um eine richtige Regelung zu erreichen. Im Sinne eines geringen Eigenverbrauchs vergrößere R1 soweit, daß die Schaltung gerade noch anschwingt. Entferne R8 und C6 und verwende ein Snubber-Netzwerk, wie es Thor vorschlägt. Mit UF4007, 10 nF und 100 kOhm. Simuliere das und erstatte Bericht. Danke. (Wie es Thor schafft, mit seinem Netzwerk Energie in die Betriebsspannung zurückzuspeisen, bleibt wohl für immer sein göttliches Geheimnis)
Dank an schreckliche Sven: Dank Ihnen und anderen Genossen konnte die Schaltung verstehen! vielen Dank! Kritik an schreckliche Sven: Wagen Sie es nicht einen Impuls-Transformator als Sinus-Trafo anzusehen! Folgen können katastrophal sein! Laden und entladen der Spulen geschehen hier doch zu unterschiedlichen Zeiten und mit unterschiedlichen Zeitkonstanten. Man kann nicht einfach so die Regeln von Effektivwerten der Sinusspannungen anwenden! Man muss die Impulse betrachten! Eine mit Strom geladene Spule, die Feld aufgebaut hat, liefert Strom um Feld zu entspannen; wenn nur die Luft im Wege steht, erzeugt diese Spule so eine Spannung, dass die Luft weiter Strom leitet (Funke oder Ionisierung entsteht)... Spannungen dabei sind nicht mehr lächerlich. Oder sehe ich das falsch?
der schreckliche Sven schrieb: > (Wie es Thor schafft, mit seinem Netzwerk Energie in die > Betriebsspannung zurückzuspeisen, bleibt wohl für immer sein göttliches > Geheimnis) Wenn du so fragst...ja.
Wenn der Rächer der Transistormorde feststellt, dass du einen 140V-Transistor verwendest, bist du reif. Arno
Johann R. schrieb:
> Oder sehe ich das falsch?
JA.
Wo hast Du diesen Text her?
Sorry, aber der ist so blöd, daß er schon wieder gut ist.
der schreckliche Sven schrieb: > Sorry, aber der ist so blöd, daß er schon wieder gut ist. Sie haben kein Wort davon verstanden, oder?
Das Schöne am Sperrwandler ist, daß er sich in der Praxis nie so verhält wie in der Simulation. Dieses Problem haben sogar kommerzielle Entwicklungen, da wird so lange an Testaufbauten gebastelt bis die Sollwerte erreicht werden.
Ja, kein Wunder dass so viel in China produziert wird. Simulation macht auch keine Spaltung der Spule mit Kern: was bleibt von der Induktivität über wenn man den Kern wegdenken würde? -> Luftspule, nicht war? Das im Kern aufgebaute Feld kann durch andere Spulen abgebaut werden. Das Feld in Luftspulen-Anteil muss durch dieselbe Spule abgebaut werden... Nicht durchdachte Simulation erfasst es natürlich nicht! Jetzt mal an Verhältnis von beiden denken: Luftspulen-Anteil von L1(luft) = ca. (80Wnd)^2*µ*A/l =2,9626µH (gegenüber 80µH mit Kern). Das macht fast 4%, mehr als genug um Spannung in die Höhe zu schissen, trotz Überspannungsschutz durch kleinen Kondensator.
> Wagen Sie es nicht... Soll das eine Drohung sein? Womit habe ich das verdient? > einen Impuls-Transformator als Sinus-Trafo anzusehen! Ein Trafo im allgemeinen und ein Impuls-Trafo im speziellen speichert im Idealfall gar keine Energie. Genau davon ist aber im weiteren Verlauf die Rede. > Eine mit Strom geladene Spule... Man kann eine Spule nicht mit Strom laden. Der geht am einen Ende rein und am anderen Ende wieder raus > die Feld aufgebaut hat, liefert Strom Nun ja, man nennt es Induktion. Um den Strom in nutzbringende Bahnen zu lenken, verwenden wir Dioden und so. > wenn nur die Luft im Wege steht, Das ist eben nicht der Fall. > Simulation macht auch keine Spaltung der Spule mit Kern: was bleibt von > der Induktivität über wenn man den Kern wegdenken würde? -> Luftspule, > nicht war? Das im Kern aufgebaute Feld kann durch andere Spulen abgebaut > werden. Das Feld in Luftspulen-Anteil muss durch dieselbe Spule abgebaut > werden... Nicht durchdachte Simulation erfasst es natürlich nicht! Jetzt > mal an Verhältnis von beiden denken: Luftspulen-Anteil von L1(luft) = > ca. (80Wnd)^2*µ*A/l =2,9626µH (gegenüber 80µH mit Kern). Das macht fast > 4%, mehr als genug um Spannung in die Höhe zu schissen, trotz > Überspannungsschutz durch kleinen Kondensator. Weltweit werden Myriaden von Sperrwandlernetzteilen produziert, die prächtig funktionieren ohne irgendein Überspannungsproblem. Die Praxis widerlegt Deinen Gedankengang.
O schreckliche Sven, es tut mir leid dass Sie sich bedroht gefühlt haben. Ich habe nur versucht einfach zu erklären. Ladet man einen Kondensator mit Spannung oder eher einer Ladung Q = i*dt? Blode Frage, nicht war?
Johann schrieb: > Ladet man einen > Kondensator mit Spannung oder eher einer Ladung Q = i*dt? Ganz einfach: Der Kondensator wird mit ENERGIE geladen. 1 Volt in 1 Farad macht 1 Amperesekunde = 1/2 Wattsekunde. Damit kann man doch wunderbar rechnen.
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