Hallo Zusammen,
ich habe für den ersten Einstieg in die Welt der Class-D Verstärker mir
meinen eigenen Verstärker aufgebaut.
Als Grundlage dient dazu der IRS20124.
Das Problem welches ich nun habe ist, dass mir die Bootstrapdiode
irgendwann stirbt. Ich vermute es liegt an den zu großen Impulsen beim
Schalten des MOSFETs (s. Anhang).
Liegt es wirklich daran und hat jemand einen Tipp wie ich dieses
Überschwingen reduzieren kann?
Die Betriebsspannung sieht dementsprechend auch nich viel besser aus
(grünger Kanal scope 271).
Schon einmal vielen Dank im Vorraus...
Class-D-Verstärker sind durch Schaltpläne nur sehr unvollständig
beschrieben. Es fehlen Bilder vom konkreten Aufbau.
btw - Welche Betriebsspannung hast Du für die Halbbrücke vorgesehen?
Entschuldige, aktuell 12V. Haber würde sie aber gerne anheben. Da jedoch
jetzt schon bei 12V die Spannungsspitzen groß sind, bin ich damit noch
vorsichtig.
1N4148 als Bootstrapdiode ist mutig. An solchen Stellen verbaue ich so
etwas in der Art der ES1C. In Reihe dazu ein 10 Ohm-Widerstand, um die
Stromspitzen zu zähmen. Wo ist der Stützkondensator für die Halbbrücke?
Mark S. schrieb:> Wo ist der Stützkondensator für die Halbbrücke?
Dito. Vorhanden? (Direkt an/sehr nahe der Schaltstufe.)
Aber falls Erhöhung der R_Gs + Stützkondi nichts/wenig bringt,
geht´s nicht ohne Aufbau/Layout weiter.
Schon mal vielen Dank für die vielen schnellen Antworten.
Ehm, der Stützkondensator ist nicht vorhanden. Nur die hier verwendeten
Bauteile. Muss zugeben, habe in den Beispielschaltungen bisher noch
keinen gesehen. Wo müsste ich diesen einbringen und was für eine
Kapazität sollte dieser besitzen? uF oder nF Bereich? In dem
Zusammenhang fällt mir gerade ein, meine PWM-Frequenz liegt aktuell
lediglich bei 90kHz. Wollte langsam beginnen. Mir ist aber durchaus
bewusst, für eien bessere Qualität sollte ich diese erhöhren.
Ja die Didoe wurde inzwischen gewechseln gegen eine die höhere Ströme
kann. Mir ist auch noch nicht so ganz klar, was die Anforderungen an
diese Diode sind? Schnelle Schaltzeit? Hoher Strom? Hohe Sperrspannung?
Sieht die Bootstrapdiode die volle Spannung V+?
Zitter A. schrieb:> Entschuldige, aktuell 12V.
Echt, 12V als Versorgung der Brücke? Was für ein Signal zeigt denn dann
die grüne Kurve in scope264.png, die laut Oszi-Skalierung fast auf 100V
hochgeht (die Spannungsspizten liegen dann deutlich über 100V und damit
über der Sperrspannng der 1N4148). Oder ist die Spannungsangabe auf dem
Oszi falsch?
Was mich ansonsten wundert: du nimmst einen 33A FET und schaltest
dahinter eine Spule, die schon bei 200mA in Sättigung geht. Das passt
auf den ersten Blick nicht so recht zusammen.
Aus den Fragen entnehme ich, dass Du das Ganze mal in LTSpice simulieren
solltest, um einige grundlegenden Dinge nachvollziehen zu können.
Wobei in diesem Feld eine schön funktionierende Spice-Simulation zwar
notwendige Vorraussetzung, aber kein Garant für eine real
funktionierende Schaltung darstellt.
Hast vollkommen recht. Dies war ausversehen ein Bild wo ich die
Versorgungsspannung V+ mit 100V getest habe. Dort möchte ich später hin.
Würde gerne eine hohe Spannung wählen und dann lieber einen kleinen
Strom um dann die entsprechende Leistung zu übertragen. Dementsprechend
kann die Spule auch nur 200mA. Habe nicht so viel Platz und mit
steigendem Strom würde ja die Spule größer!
Aber bzgl. der Sperrspannung, sieht die Diode denn wirklich die hohe
Spannung von V+ oder lediglich die 12V?
Mark S. schrieb:> Aus den Fragen entnehme ich, dass Du das Ganze mal in LTSpice simulieren> solltest, um einige grundlegenden Dinge nachvollziehen zu können.> Wobei in diesem Feld eine schön funktionierende Spice-Simulation zwar> notwendige Vorraussetzung, aber kein Garant für eine real> funktionierende Schaltung darstellt.
Oky, aber wo muss ich denn jetzt den Stützkondensator installieren? Ich
finde in sämtlichen Schaltungen keinen Stützkondensator den ich nicht
habe.
Zitter A. schrieb:> Aber bzgl. der Sperrspannung, sieht die Diode denn wirklich die hohe> Spannung von V+ oder lediglich die 12V?
Hast du dir schon überlegt, wie die Bootstrap-Schaltung überhaupt
funktioniert?
Wenn C6 auf knapp 12V aufgeladen ist und der High-Side Ausgang auf V+
hochspringt, dann sieht die Diode natürlich die volle Versorgung der
Brücke (und die 1N4148 muss bei 100V plus ein bisschen Überschwinger
gegrillt werden).
Achim S. schrieb:> Wenn C6 auf knapp 12V aufgeladen ist und der High-Side Ausgang auf V+> hochspringt, dann sieht die Diode natürlich die volle Versorgung der> Brücke (und die 1N4148 muss bei 100V plus ein bisschen Überschwinger> gegrillt werden).
Ja im groben schon... Oky und weil der Kondensator C6 sich auf V+
auflädt, sieht die Diode die hohe Spannung? Dementsprechend ist es auch
richtig, dass der Kondensator auf 250V ausgelegt ist?
Aber erklärt dies letzendlich das Gate-Ringing?
Hubert schrieb:> Probier das wirklich einmal mit größeren Widerständen vor dem Gate. Fang> mal bei 100 Ohm an und gehe langsam runter..
Oky, werde ich machen.
Nur damit ich es auch verstehe, was gewinne ich dabei? Stabilisiere ich
so das Gate?
Zitter A. schrieb:> Ja im groben schon... Oky und weil der Kondensator C6 sich auf V+> auflädt, sieht die Diode die hohe Spannung?
Nein. Niemand (außer dir) hat geschrieben, dass C6 sich auf V+ auflädt.
Aber er wird auf knapp 12V aufgeladen. Und dann "springt" das untere
Ende des Kondensators auf V+, und damit das obere Ende auf 12V plus V+.
Und diese Spannung liegt an der Kathode der 4148 an.
Zitter A. schrieb:> Aber erklärt dies letzendlich das Gate-Ringing?
Es erklärt auf jeden Fall, dass deine 4148 bei den oben gemessenen
Bedingungen durchbrechen muss. Ob eine neue 4148 bei einem V+ von 12V
ebenimmer noch kaputt geht, kann ich deiner Problembeschreibung nicht
eindeutig entnehmen.
Zitter A. schrieb:> Dementsprechend ist es auch> richtig, dass der Kondensator auf 250V ausgelegt ist?
Nein, C6 muss sicher nicht auf 250V ausgelegt werden, das ist schlicht
Quatsch. Wenn die Spannung an C6 wesentlich über 20V anwachsen sollte,
dann sorgt ein Durchschlag im Gate des MOSFETs oder in der Treiberstufe
des IRS20124 schon dafür, dass die Spannung begrenzt wird (Dumm ist dann
natürlich, dass der FET oder der IRS oder beide hin sind).
Ich an deiner Stele würde erst mal versuchen, die Grundfunktion der
Schaltung zu kapieren (welche Spannungen liegt zu welchem Zeitpunkt an
welchem Knoten).
Zitter A. schrieb:> Würde gerne eine hohe Spannung wählen und dann lieber einen kleinen> Strom um dann die entsprechende Leistung zu übertragen.
Wie sieht denn die Last aus, die rechts vom LC-Filter kommt?
Üblicherweise bestimmt die, wie viel Strom bei einer gegebenen Spannung
fließt.
Zitter A. schrieb:Ich
> finde in sämtlichen Schaltungen keinen Stützkondensator den ich nicht> habe.
Ach was! Zeig mir wenigstens eine einzige Schaltung eines Class-D-amp
OHNE Stützkondensator!
Klaus R. schrieb:> Zitter A. schrieb:>> Schon einmal vielen Dank im Vorraus...>> Hast Du Dir zuvor schon das Referenzdesign angeschaut? Ist bestimmt> interessant.> http://www.irf.com/technical-info/refdesigns/iraudamp3.pdf> mfg klaus
Habe ich schon gesehen, vielen Dank. =)
Was mir aufgefallen ist, in diesem Application Note wird der Strom durch
die Diode mit einem Widerstand begrenzt, wäre das noch ein Ansatz um
auch die Diode bzgl. ihres maximal zulässigen Stromes zu begrenzen? Was
passiert wenn ich den Wid. zu groß wähle? Wird der Kondensator C6 dann
nicht mehr schnell genug nachgeladen?
Mark S. schrieb:> Zitter A. schrieb:Ich
>> finde in sämtlichen Schaltungen keinen Stützkondensator den ich nicht>> habe.> Ach was! Zeig mir wenigstens eine einzige Schaltung eines Class-D-amp> OHNE Stützkondensator!
Oky, ich glaube wir haben an einander vorbeigeschrieben. Ich dachte ihr
meint die ganze Zeit Stützkondensatoren noch irgendwo in der Halbbrücke
quer verschaltet, Gate zu Masse oder so. Ihr redet von der
Versorgungsspannung?!
Der Stützkondensator in der Versorgungsspannung beträgt aktuell 100uF.
Muss ich den IRS20124 an VCC mehr stabilisieren? Hier habe ich aktuell
lediglich 22nF und wenn ich mir das AP anschaue, dann haben die dort
stolze 2,2uF.
> Wie sieht denn die Last aus, die rechts vom LC-Filter kommt?> Üblicherweise bestimmt die, wie viel Strom bei einer gegebenen Spannung> fließt.
Die Last ist ein 90nF Piezolautsprecher.
Zitter A. schrieb:> Der Stützkondensator in der Versorgungsspannung beträgt aktuell 100uF.
Ziemlich mies. Schau Dir mal den ESR an. Wenn Du Glück hast beträgt er
500 mOhm.
Zitter A. schrieb:> Was mir aufgefallen ist, in diesem Application Note wird der Strom durch> die Diode mit einem Widerstand begrenzt, wäre das noch ein Ansatz um> auch die Diode bzgl. ihres maximal zulässigen Stromes zu begrenzen?
Sollte so sein. Aber vermutlich will man nur die Flanke des Nutzsignals
nicht unnötig belasten.
> Was> passiert wenn ich den Wid. zu groß wähle? Wird der Kondensator C6 dann> nicht mehr schnell genug nachgeladen?
Du hast da ein RC-Glied. Lass mal R gegen Unendlich gehen.
Zitter A. schrieb:> Muss ich den IRS20124 an VCC mehr stabilisieren? Hier habe ich aktuell> lediglich 22nF und wenn ich mir das AP anschaue, dann haben die dort> stolze 2,2uF.
Was kosten denn 2,2 µF bei Reichelt? Zudem liegen die Impulsspitzen zum
Ansteuern der Fets sicher weit über 1A. Irgendwo muss das ja her kommen.
Es ist ganz hilfreich die Schaltung mit LTspice zu simulieren. Da
erkennt man solche Sachen recht schnell.
mfg Klaus
@ Zitter Aal (Firma: Student) (zitteraal2017)
>Hubert schrieb:>> Probier das wirklich einmal mit größeren Widerständen vor dem Gate. Fang>> mal bei 100 Ohm an und gehe langsam runter..>Oky, werde ich machen.
Bei um die 100kHz würde ich das eher sein lassen - da brutzeln Dir die
Mosfet dann gleich weg, weil 100Ohm in Verbindung mit den parasitären Cs
eines Mosfet schöne langsame Schaltflanken ergäbe.
Klaus R. schrieb:> Zitter A. schrieb:>> Der Stützkondensator in der Versorgungsspannung beträgt aktuell 100uF.>> Ziemlich mies. Schau Dir mal den ESR an. Wenn Du Glück hast beträgt er> 500 mOhm.
Treffer, 500mOhm. Um genau zu sein sind es sogar zwei in Reihe
geschaltete 220uF Kondensatoren (T491X227M016AT) mit jeweils 500mOhm.
D.h. jetzt dier Widerstand ist zu groß und ich sollte die Kapazität
verringern oder lieber einfach ein paar kleinere parallel schalten?
> Zitter A. schrieb:>> Muss ich den IRS20124 an VCC mehr stabilisieren? Hier habe ich aktuell>> lediglich 22nF und wenn ich mir das AP anschaue, dann haben die dort>> stolze 2,2uF.>> Was kosten denn 2,2 µF bei Reichelt? Zudem liegen die Impulsspitzen zum> Ansteuern der Fets sicher weit über 1A. Irgendwo muss das ja her kommen.
Ja kostet nichts. Habe mich da aber scheinbar auch wieder etwas
unglücklich ausgedrückt. Mit "haben" meinte ich, dass ich aktuell 22nF
aufm Board verlötet habe. Habe natürlich noch ein paar 2,2uF auf Lager.
Mir ging es nur drum, ob es überhaupt einen Unterschied machen könnte?!
> Es ist ganz hilfreich die Schaltung mit LTspice zu simulieren. Da> erkennt man solche Sachen recht schnell.
Wenn ich die Schaltung mit LTSpice simuliere, gibt es dort den überhaupt
den IRS20124 oder meinst du ich soll es wesentlich diskreter simulieren?
Den IRS wirst Du leider kaum finden, da mit LTSpice vor allem die
Produkte von Linear gesponsert werden sollen. Es gibt da allerdings die
LTSpice Yahoo-Group mit einer Bibliothek an 3rd party-Komponenten. Da
muß man dann nach etwas Ähnlichem suchen, um erst mal die grundsätzliche
Arbeitsweise nachvollziehen zu können.
Zitter A. schrieb:> Treffer, 500mOhm. Um genau zu sein sind es sogar zwei in Reihe> geschaltete 220uF Kondensatoren (T491X227M016AT) mit jeweils 500mOhm.> D.h. jetzt dier Widerstand ist zu groß und ich sollte die Kapazität> verringern oder lieber einfach ein paar kleinere parallel schalten?
IRF verwendet im Refdesign 470 µF für +B und -B. An den
Leistungsschalter sind nochmals 100 nF jeweils für +B und -B vorgesehen.
Eigentlich etwas sparsam, aber wenn es genügt.
Schau Dir mal ein Datenblatt einer Typreihe für Elkos an. Du wirst
sehen, kleine Kapazitäten haben höhere ESR-Werte, sie fallen mit der
Grösse der Bauform, letztlich mit steigender Kapazität. Also zwei 220 µF
in Reihe ergeben in Deinem Fall 1000 mOhm, parallel geschaltet 250 mOhm.
Zitter A. schrieb:> Habe natürlich noch ein paar 2,2uF auf Lager.> Mir ging es nur drum, ob es überhaupt einen Unterschied machen könnte?!
Ja. Es hängt natürlich auch vom Layout ab. Wenn Du steile Flanken haben
willst, dann platziere die 2,2 µF (Kerko) dicht am IC. Wichtig: kurze
Wege zu VCC und COM!
mfg klaus
Das Geklingel kommt von einer zu hohen Induktivität vom
Versorgungskondensator zum Topmosfet, die Kapazität ist die C_DS. Die
bekommst du nicht weg. Ein Kondensator direkt am Drain hilft dagegen.
Zitter A. schrieb:> Um genau zu sein sind es sogar zwei in Reihe> geschaltete 220uF Kondensatoren (T491X227M016AT) mit jeweils 500mOhm.
Wie kommt man auf solche Ideen? Das provoziert doch erhebliche Störungen
auf der Versorgung erst. 2 Stck. 470-1000µF parallel klingt da nach
etwas besserem.
Wie dick sind die Versorgungsleitungen? Sind da ausser den in Serie
geschalteten Elkos hoffentlich noch ein paar stabile Keramik/Folien-C
direkt an der Brücke?
Matthias S. schrieb:> Zitter A. schrieb:>> Um genau zu sein sind es sogar zwei in Reihe>> geschaltete 220uF Kondensatoren (T491X227M016AT) mit jeweils 500mOhm.>> Wie kommt man auf solche Ideen? Das provoziert doch erhebliche Störungen> auf der Versorgung erst. 2 Stck. 470-1000µF parallel klingt da nach> etwas besserem.
Auf diese Idee war ich gekommen, weil ich eine gewisse
Spannungsfestigkeit garantieren musste.
Michael X. schrieb:> Das Geklingel kommt von einer zu hohen Induktivität vom> Versorgungskondensator zum Topmosfet, die Kapazität ist die C_DS. Die> bekommst du nicht weg. Ein Kondensator direkt am Drain hilft dagegen.
Also quasi einen Stützkondensator direkt zwischen dem Drain (High-Side)
und Masse?
Zitter A. schrieb:> Also quasi einen Stützkondensator direkt zwischen dem Drain (High-Side)> und Masse?
Auf kürzestem Wege zwischen LoSide.source und HiSideDrain.
So, habe inzwischen ein paar Maßnahmen getroffen. Ich habe die
Widerstände auf 62Ohm geänder. Ich habe 220nF direkt zwischen
LoSide.source und HiSideDrain isntalliert. Habe einen 4,7Ohm Widerstand
vor eine wesentlich dickere Diode gelötet. Die Totzeit habe ich auch
geändert, von DT1 auf DT2, also verlangsamt...
Ergebnis ist, dass die Ausschläge vom Ringing enorm verbessert wurden. ´
Problem nur jetzt, der Sinus sieht nicht mehr so schön aus wie er einmal
war.
Bei 90kHz PWM-Frequenz, reicht es doch wenn die Diode eine Sperrzeit von
50ns aufweist oder?
Neulich hat jemand gefragt, warum nicht alle Endstufen immer in Class-D
gebaut werden, da sie doch nur Vorteile hätten.
Dieser Thread beantwortet die Frage: Es ist der Entwicklungsaufwand.
Stefan U. schrieb:> Neulich hat jemand gefragt, warum nicht alle Endstufen immer in> Class-D> gebaut werden, da sie doch nur Vorteile hätten.>> Dieser Thread beantwortet die Frage: Es ist der Entwicklungsaufwand.
Das halte ich für ein blödes Argument. Gerade im Low-Power Bereich bis
ca 500W gibt's Class-D doch vollintegriert inzwischen und ich denke das
deckt den größten Teil aller Audio-Applikationen ab.
Und die paar Firmen die doch größere Amps für Veranstaltungstechnik
bauen, haben Class-D alle im Griff soweit.
Das was der TE macht ist ja eher nur ein Lernprojekt.
Gerade von IRF habe ich Referenzdesigns bis glaube 6kW@2Ohm gesehen und
das ist auch nur das was man public bekommt.
Zitter A. schrieb:> Problem nur jetzt, der Sinus sieht nicht mehr so schön aus wie er einmal> war.
Ja, dann schau Dir mal den Verlauf von +B und -B an. Die Spannung -B
bleibt relativ stabil. Die Spannung +B bricht ein. Wenn die auch stabil
bleibt sieht der Sinus besser aus.
mfg klaus.
Zitter A. schrieb:> Problem nur jetzt, der Sinus sieht nicht mehr so schön aus wie er einmal> war.
Tja jetzt geht's daran, aus Open-Loop mal ein Closed-Loop zu machen.
Nächstes Update, der Sinus sah lediglich so verzerrt aus, weil eine
Lötverbindung nicht richtig war und ein MOSFET nicht richtig angesteuert
wurde.
Aber in dem zusammenhang ist mir noch etwas aufgefallen und glaube ich
habe dort eine Sache noch nicht so recht verstanden.
Im Scope 462 sieht man in gelb das Signal HO vom IRS, grün stellt dabei
das Signal VS dar. Ich frage mich gerade ob es richtig ist, dass die
Ansteuerung des MOSFET wirklich 113V betragen darf? Dachte der
Pegelwandler erzeugt an seinen Ausgängen jeweils nur 12V und VS liegt
lediglich auf einem so haben Potential.
Eine weitere Sache ist, ich habe mir einmal die beiden VS-Signale der
jeweiligen Halbbrücken angeschaut. Scope 466 und 467. Ich habe aktuell
die Deadtime DT2 eingestellt. Diese entspricht meines Wissens nach 25ns.
Aber bin der Meinung, dass ich diese hier nicht sehe?
Axel R. schrieb:> Sieh Dir U3 PIN7 und PIN11 an, danach U4 PIN7 und PIN11,nicht die beiden> VS Signale ;)>> StromTuner
Ich nehme bzgl. der Deadtime alles zurück! Sieht gut aus, messe 25ns.
DANKE ;)
Bleibt noch das Verständnisproblem... Aber eigentlich müsste die hohe
Spannung ja so richtig sein, da sonst der MOSFET nicht leitet. Bei 12V
wäre die Differenz zu groß zwischen Gate und Drain...
Oder?
Oky, der Fehler war es gegen Masse zu messen. Habe nun gemessen zwischen
HO und VS, jetzt habe ich auch meine erwarteten 12V zwischen Gate und
Drain.
Nur wie ich gerade sehe, habe ich hier wieder ein sehr starkes
Überschwingen. Macht es vllt Sinn, zwischen Gate und Drain einen
Kondensator zu packen? Quasi so, dass dieser mit dem Widerstandwie
zusammen einen RC-Tiefpass ergeben?
Oder verschlimmere ich so etwas?
Zitter A. schrieb:> Nur wie ich gerade sehe, habe ich hier wieder ein sehr starkes> Überschwingen.
Möglicherweise ist der Drainwiderstand etwas zu hoch. Aber diese
Messungen sind nicht einfach. Erstens der Aufbau der Schaltung dürfte
nicht optimal sein. Ein Steckbrett ist es doch nicht? Und zweitens, der
Oszi hat Eigenkapazitäten. Du misst deshalb etwas was nichts mit der
Schaltung an sich zu tun hat.
> Macht es vllt Sinn, zwischen Gate und Drain einen> Kondensator zu packen? Quasi so, dass dieser mit dem Widerstandwie> zusammen einen RC-Tiefpass ergeben?
Verstehe ich zwar nicht, hört sich aber gar nicht gut an.
mfg klaus
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