Moin, hatte die Woche hier schon ein Thema speziell zu dem eingesetzten Spannungsregler, aber jetzt wohl ein größeres Problem, daher hänge ich nochmal meinen ganzen Schaltplan an. Ihr seht da einen Empfänger für ein kleines Flugzeug mit 2 Servos (Höhen- und Seitenruder) und einem PWM-Ausgang für den Luftschraubenmotor. Am Header BAT ist ein 2S-Lithium-Akkupack (7,2V .. 8,4V) angeschlossen, Funksignal kommt rein über das RFM70 unten, der Rest sollte quasi selbsterklärend sein. Folgendes Problem: Wenn ich "zu schnell" die Leistung des Motors erhöhe, schlägt irgendwas an der Schaltung durch, mein FET bleibt leitend, was sowohl dem Motor als auch bestimmt anderen Teilen der Schaltung schadet. Der Motor wird mit PWM bei 31,25KHz betrieben zwischen 0% und 15% duty. Ich möchte damit die Leistung auf etwa 7W deckeln. Konkrete Fragen: 1. Woher kommt das seltsame Verhalten von meinem FET? 2. D4 habe ich nach dem "dimensioniert", was meine Kiste an SMD-Schottkys hergab. Hab ich da vielleicht nen grundsätzlichen Schnitzer? Sollte man vllt. gar keine Schottkys als Freilaufdioden nutzen? 3. Bringt mir der FET hier überhaupt Vorteile gegenüber zB einem Darlington NPN? Ich hoffe, ihr könnt mir ein bisschen auf die Sprünge helfen :)
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B. Rendt schrieb: > D4 habe ich nach dem "dimensioniert", was meine Kiste an > SMD-Schottkys hergab. Hab ich da vielleicht nen grundsätzlichen > Schnitzer? Sollte man vllt. gar keine Schottkys als Freilaufdioden > nutzen? Da dürfte das Problem drin stecken. Als Freilaufdioden sind Schottky schon geeignet, wenn auch nicht unbedingt immer notwendig. Was aber notwendig ist, dass diese den Motorstrom abkönnen und gerade der ist beim schnellen Hochfahren besonders groß. Außerdem müssen die Dioden schnell sein, denn deine PWM-Frequenz ist nicht gerade niedrig und gerade dann sind die Schottky besser geeignet.
Schau mal ins Datenblatt des FET, bei 3,3V Ansteuerung hast du da schlechte Karten.
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Hubert G. schrieb: > bei 3,3V Ansteuerung Ich lese da einen Strom von bis zu 20A ab, das reicht mehr als dicke.
B. Rendt schrieb: > Ich lese da einen Strom von bis zu 20A ab, das reicht mehr als dicke. Die Kennlinienschar, die du angehängt hast, gilt bei 150°C - also grade kurz bevor der FET dir ohnehin abraucht. Schau dir die Kennlinienschar von 25°C an und denke daran, dass das typische Werte sind - keine garantierten Werte. Reicht es dann auch noch mehr als Dicke? Soll dein C5 zur Entstörung dienen? Alleine schon um diese 22µF mit 31kHz umzuladen verheizt du einige Watt in deinem FET.
Achim S. schrieb: > Alleine schon um diese 22µF mit > 31kHz umzuladen verheizt du einige Watt in deinem FET. Der wird doch gar nicht umgeladen. Da ist keine H-Brücke, die das tun könnte. Der glättet nur, weil er parallel zum Motor hängt, und dieser glättet schon mit seiner Induktivität...
Oleg schrieb: > Der wird doch gar nicht umgeladen. Doch, wird er. Denn der Motor wird per PWM betrieben. Bei jedem einzelnen PWM-Zyklus ist die Spannung am unteren Ende des Kondensators einmal ~0V (wenn der FET leitet) und einmal U_Bat + U_Diode (wenn die Freilaufdiode leitet).
B. Rendt schrieb: > daher hänge ich > nochmal meinen ganzen Schaltplan an. Da sind schon wieder nur 100nF an der Primärseite des Spannungsreglers. Das kann nicht gutgehen, wann auch immer. Das haben wir doch letzthin schon besprochen, der Regler braucht einen fetten Elko am Eingang. Mannomann....
Oleg schrieb: > Der glättet nur, weil er parallel zum Motor hängt, und dieser glättet > schon mit seiner Induktivität... Die Induktivität glättet den Strom der durch den Motor fließt. Aber C5 wird hart ge-/entladen. Hast du dir mal die Stromripple für C5 angesehen?
C5 sollte weg und parallel zum Eingang sollte ein großer Elko sein. MfG
C5 muss weg, ist fast ein Kurzschluss fuer die PWM! Kapazitiver Blindwiderstand 22uF bei 31kHz ca. 0,24Ohm! mfG Ottmar
holger schrieb: > C5 da mal entfernen Christian S. schrieb: > C5 sollte weg Ottmar K. schrieb: > C5 muss weg Hm, mal sehen … https://www.mikrocontroller.net/wikifiles/f/fa/Motor_PWM_1.gif … oh. Oh. OH! OOOH!!! … hehe … Keine weiteren Fragen. War ich eigentlich besoffen als ich den Schaltplan gemacht hab? :D Na, dann schau ich mal durch, welche Bauteile überlebt haben. Findet jemand eine Fehlerkette, der den AVR oder das RFM grillt? Oder hab ich mir die Funkstrecke eher per EMV gestört? Ottmar K. schrieb: > Kapazitiver Blindwiderstand 22uF bei 31kHz ca. 0,24Ohm! … ich hatte neulich noch Beispielaufgaben exakt dazu durchgerechnet und hatte es theoretisch gekonnt. Und dann hab ich ne Praxisversion dazu vor der Nase und merke es nicht. B
ganz davon abgesehen ist 31kHz schon verhältnismäßig hoch, vor allem wenn das gate ungepuffert aus dem uC-port getrieben wird. Wenn das gate-Signal verschleift (aufgrund der gate-Kapazität) nehmen auch die Umschaltverluste zu.
Oleg schrieb: > Der wird doch gar nicht umgeladen. > Der glättet nur, weil er parallel zum Motor hängt, und dieser glättet > schon mit seiner Induktivität... Du bringst bei deinen Überlegungen den relativ ruhigen Strom der Induktivität mit der steilflankig und hochfrequent geschalteten Spannung am "Switchnode" durcheinander. Und als einfacher Merksatz: für hohe Frequenzen sind Kondensatoren durchlässig.
Grundsätzlich ist es schon mal unklug den FET so anzusteuern. Wie ist denn die PIO konfiguriert ? Kommt die überhaupt mit dem FET als Last klar ? Die Gate Beschaltung ist alles andere als ideal ;) R6 mit 1K relativ hoch. Ich würde den FET über einen Treiber ansteuern und die höhere Batterie Spannung dazu benutzen. Macht zwei Transistoren mehr. Geh doch mal mit dem Ozzi an die Schaltung und schau dir die Flanken an. C5 macht eigentlich keinen Sinn, da er das Schaltverhalten der Diode etw. negativ beeinflusst. EMV technisch würde man die ganze Leistungsstufe behandeln und vor allem den µP und Empfänger schützen. Das ganze kann davon kommen das der µP seine Funktion aufgrund der mangelnden Qualität der Versorgungsspannung einstellt. Die Maßnahmen an dem µP sind leider nicht ausreichend. Hier gibt also mehrere Baustellen.
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Ottmar K. schrieb: > C5 muss weg, ist fast ein Kurzschluss fuer die PWM! C5 muss nicht weg sondern er muss richtig in die Schaltung eingebracht werden. So wie es die Wiki-Schaltung vorsieht: B. Rendt schrieb: > Hm, mal sehen … > https://www.mikrocontroller.net/wikifiles/f/fa/Motor_PWM_1.gif Und zwar ganz nahe am Motor, nicht irgendwo in der Schaltung. Dabei darf der Kondensator - je nach Stromaufnahme des Motors - auch gerne um 1 bis 2 Zehnerpotenzen grösser sein. Dann fehlt "nur noch" die Entstördrossel zum übrigen Teil der Schaltung damit der Prozessor in Ruhe arbeiten kann. Denn alleine ein Elko schafft es eventuell nicht die hochfrequenten Induktions-Spitzen wegzubügeln.
Lothar M. schrieb: > Oleg schrieb: >> Der wird doch gar nicht umgeladen. >> Der glättet nur, weil er parallel zum Motor hängt, und dieser glättet >> schon mit seiner Induktivität... > Du bringst bei deinen Überlegungen den relativ ruhigen Strom der > Induktivität mit der steilflankig und hochfrequent geschalteten > Spannung am "Switchnode" durcheinander. > Und als einfacher Merksatz: für hohe Frequenzen sind Kondensatoren > durchlässig. Ihr habt Recht! Ich habe das ganze mal simuliert und da sieht man deutlich, daß der Strom des Kondensators deutliche Spitzen aufweist. Mein Denkfehler war in der Tat, daß ich die Strom-Glättung durch die Motorinduktivität auf die Spannung am Kondensator gedanklich übertragen habe. Also "mea culpa" :-)
Ähm C5 22µF wirkt wie ein Kurzschluss bei 31KHZ, darüber würde ich mal nachdenken. Der FET schaltet einen Kurzschluss, der Strom wird dabei so groß das Vbat zusammenbricht und der µP aussetzt. Wenn man den Motor Entstören möchte dann dessen Oberwellen und nicht die eigentliche PWM Frequenz. Das braucht man nicht Simulieren das kann man sich denken ;)
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Komisch, dass noch niemand die falsche Beschaltung des AVR genannt hat... Nur ein Abblockkondensator (C3) ist zu wenig. AVCC muss angeschlossen und ebenfalls abgeblockt werden.
Marco H. schrieb: > Das braucht man nicht Simulieren das kann man sich denken ;) Ich wollte aber sehen, wie die Ströme aussehen. Und dank der Simulation habe ich jetzt eine Vorstellung davon...
chris schrieb: > AVCC muss angeschlossen und ebenfalls abgeblockt werden. Okay, das ist tatsächlich neu für mich; ich trieb mich meistens mit Atmels rum, die diese Spezialpins nicht haben, oder hatte sowieso den ADC benutzt und die damit natürlich standardmäßig beschaltet. Mich jetzt nochmal informiert und laut DB ist es zumindest ausreichend, AVCC auf VCC zu legen um die Ausgänge des µC zu treiben. Separates Abblocken ist natürlich möglich, würde ich hier aber aus Platzgründen einsparen da ich ADC hier nicht nutze. Marco H. schrieb: > Wie ist denn die PIO konfiguriert ? PIO? Marco H. schrieb: > Macht zwei Transistoren mehr. Wie erwähnt, Platzproblem. Eher ersetze ich den FET durch einen Darlington NPN. Marco H. schrieb: > Die Gate Beschaltung ist alles andere als ideal ;) R6 mit 1K relativ hoch. Huch? Eigentlich hatte ich fest damit gerechnet, das sei eher *zu wenig*. Frickelfritze schrieb: > C5 muss nicht weg sondern […] ganz nahe am Motor, nicht irgendwo in der Schaltung. Dabei darf der Kondensator - je nach Stromaufnahme des Motors - auch gerne um 1 bis 2 Zehnerpotenzen grösser sein. Viel näher am Motor geht nicht, der hat Anschlusslitzen. Selbst wenn, wäre er dann schaltungstechnisch in derselben Position; größere Kapazität würde den Blindwiderstand nur noch weiter runtersetzen. Frickelfritze schrieb: > Dann fehlt "nur noch" die Entstördrossel zum übrigen Teil der Schaltung Also 10uH von VBAT zum 5V-Regler, oder wie würdest du positionieren/dimensionieren? ~~~~ Gut, Zwischenstand: -> AVCC beschalten, auch wenn ADC ungenutzt. -> C5 an der Stelle ist nach wie vor Käse. -> PWM Frequenz überdenken und runtersetzen, siehe Gatekapazität des FET usw. -> PWM Freq muss auch zur Diode passen. -> ggf halt den FET durch bipolar Darlington ersetzen. Zur Diode: Ich finde bei vielen Dioden eine Angabe zu "voltage rate of change" dV/dt, aber nicht zur Schaltfrequenz oder zur "recovery time". Kann ich das dann so benutzen? dV/dt = 10000 V/µs => dt/dV = 1µs / 10kV (bei U<10V) X / 10V = 1µs / 10kV <=> X = (1µs / 10kV) * 10V = 1µs / 1k <=> X = 1ns f <= 1s / 1ns = 1 GHz Das DB hierzu übrigens von SS16, siehe https://www.vishay.com/docs/88746/ss12.pdf
Das Gate wirkt wie ein Kondensator. Dieser muss auf und Entladen werden. Der PIO (Controller für die Ausgangspins) muss in der Lage sein die Ströme zu liefern ! Beim einschalten fließt ein nicht unerheblicher Strom zum Gate und beim Ausschalten müssen die Ladungen wieder weg vom Gate. Sonst bleibt der FET offen ;). Es gilt also einen Treiber zu bauen der A: viele Ladungsträger in das Gate und B: der beim Ausschalten sie auch wieder aus dem Gate bekommt. Das möglichst schnell, da sonst zu lange der lineare Bereich durchfahren wird. Sorry aber genau das macht deine Schaltung nicht. Er im Gegenteil, sie überlastet ewt. die PIO des AVRs. Tja und wie sie verschalten ist Pull up,Pull down, Tristate sollte man schon wissen ...
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B. Rendt schrieb: > Ich finde bei vielen Dioden eine Angabe zu "voltage rate of change" > dV/dt, aber nicht zur Schaltfrequenz oder zur "recovery time". Die sind für 50/60Hz gleich zurichten. Bei 30kHz braucht's schon eine Fast-Switching. ~200ns, Steht dann auch im Dabla bei. Marco H. schrieb: > Der PIO (Controller für die Ausgangspins) muss in der Lage sein die > Ströme zu liefern 20mA sollten bei 30kHz ausreichen. Zum Schutz 200 Ohm ans Gate und gut.
Marco H. schrieb: > Das Gate wirkt wie ein Kondensator. Dieser muss auf und Entladen werden. Naja, der Xc des Gates ist bei 31.25kHz etwa bei 1kOhm, das sollte der µC noch treiben können.
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Moin, Danke für euer ausführliches Feedback! Habe meine Schaltung korrigiert. Werde außerdem PWM Frequenz auf ca. 4kHz verringern. D4 ist jetzt als S1D geplant: http://www.vishay.com/docs/88711/s1.pdf Q2 ist neu, ist ein BC846: http://www.onsemi.com/pub/Collateral/BC846AWT1-D.PDF So musste ich nur relativ wenig tauschen und bin erstmal ganz zuversichtlich, dass man das nicht genauso zerreißen muss :) Schaut doch bitte noch drüber, was ihr dazu noch meint! (Ich suche immer noch einen adäquaten Ersatz für den AMS1117, der mit nem MLCC läuft und nicht zu teuer ist) B
B. Rendt schrieb: > D4 ist jetzt als S1D geplant Würde ich spontan auch eher als zu langsam einschätzen. Wenn du die sowieso kaufen musst, nimm doch z.B. MURS160. C1 muss größer und direkt an den Motor bzw. an den Transistor. Außerdem wurde dir schon eine Spule zwischen Motoransteuerung und dem Rest empfohlen, würde da mal schätzungsweise ~10µH ansetzen, aber kannst du ja mal in LTSpice durchsimulieren (Oder rechnen). Und warum nimmst du für den MOSFET nicht einen Treiber, statt da was selbst zu bauen? IR 2127S z.B. Mit der PWM Frequenz würde ich nicht runtergehen, 4kHz ist einfach eklig fürs Gehör, da hast du schon nach einer Minute die Nase voll.
jz23 schrieb: > nimm doch z.B. MURS160 klingt auch interessant, aber selbst 40kHz entspricht einem Puls pro 25µs, und S1D kann 1,5µs Trr. jz23 schrieb: > Außerdem wurde dir schon eine Spule zwischen Motoransteuerung und dem Rest empfohlen Ups, tatsächlich vergessen. Thread ist schon lang geworden und ich etwas müde. Uhrzeit und so. 10uH war auch mein erster Gedanke (s.o.), also wird das schon passen. Hab ich außerdem sowieso noch rumliegen. jz23 schrieb: > warum nimmst du für den MOSFET nicht einen Treiber Weil Footprint und Gewicht. Einen SOT23 kann ich noch unterbringen, Ein SO-8 ist mir definitiv zu viel. jz23 schrieb: > C1 muss größer Wie also den Cap dimensionieren? Meine Formel ist ja C = I * dt/du. Strom: Bei 8,4V und einem Ohmschen Widerstand von 1,2R der Motorwicklung fließen 7A Einschaltstrom, bei 31250Hz ist dt<0,00032 und V sollte auch bei 7,2V nicht unter 5V fallen. C = 7 * 0,00032 / 2,2 = ca. 1000µ Ich weiß, dass ich gerade die Induktivität unterschlagen habe, bzw. die Reaktanz des Motors. Die addiert sich aber zu meinem ohmschen Widerstand und somit hab ich hier imho eher überdimensioniert (also okay) jz23 schrieb: > Mit der PWM Frequenz würde ich nicht runtergehen Nach den Berechnungen erst recht nicht, 1000µ ist mir für die Platine schon fast zu groß :D B
... hatte neulich noch Beispielaufgaben exakt dazu durchgerechnet und hatte es theoretisch gekonnt... Das ist lobenswert! Nur hat die Praxis die unangenehme Eigenschaft, sich zu wehren, wenn etwas nicht stimmt. Solche am Objekt gelernten Eigenschaften vergisst man danach nicht mehr. Mit freundlichem Gruß
Dein Treiber hat einen verhängnisvollen Fehler. Die PIO vom AVR ist glaube erst mal Tri State wenn dieser startet. Der default Pegel deines Treibers ist so das der FET erst mal offen ist und vom AVR zu gesteuert werden muss. Besser wäre es wenn man das invers macht. Der Treiber ist auch nicht schön da An und Ausschaltverhalten unterschiedlich sind. Immerhin aber man hat sich Gedanken gemacht :). Zumindest so dürfte das Anfangsproblem erst mal nicht mehr auftreten.
B. Rendt schrieb: >> warum nimmst du für den MOSFET nicht einen Treiber > > Weil Footprint und Gewicht. Einen SOT23 kann ich noch unterbringen, Ein > SO-8 ist mir definitiv zu viel. Warum nimmst du dann nicht einen MOSFET, der mit 2.7V Ansteuerspannung garantiert zufrieden ist und daher direkt an den uC kann, z.B. IRF6201, statt dem untauglichen IRF8736 der mindestens 4.5V sehen will ?
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Christian S. schrieb: > Solche am Objekt gelernten Eigenschaften vergisst man danach nicht mehr. ja, hatte so schon was Gutes ;) Marco H. schrieb: > Dein Treiber hat einen verhängnisvollen Fehler. > […] > Besser wäre es wenn man das invers macht. Tu ich doch hier Beitrag "Re: Probleme mit Empfängerschaltung" schon, oder? So lange das High- oder anfangs auch Tristate-Signal vom µP kommt, schaltet der BC846 durch, und damit wird das Gate entladen. Umgekehrt bei sperrendem NPN wird über R6 das Gate geladen, der IRF schaltet also nach maximal: t = 5 R C = 5 4700Ω 0,000000002315F < 0,00006s Also schaltet nach (weniger als) 60µs Sekunden durch. Moment, bei Pulslängen von bis zu (untere Grenze) 1/31250/256 >= 125ns ist das zu langsam, da sollte ich mit R6 auf nicht viel mehr als 20Ω gehen. Dann habe ich in den untersten PWM-duties eine leichte Verzerrung, aber die würde nicht stören. Michael B. schrieb: > Warum nimmst du dann nicht einen MOSFET, der mit 2.7V Ansteuerspannung > garantiert zufrieden ist und daher direkt an den uC kann, z.B. IRF6201 Weil ich den nicht kannte. Ich habe bisher noch keine Liste gefunden, mit der ich Transistoren nach sinnvollen Kriterien zuverlässig finden kann. Ja, der gefällt mir gut. Aber ich glaube, meine neue Schaltung Beitrag "Re: Probleme mit Empfängerschaltung" löst das Problem auch. Angehängt meine nochmals korrigierte Schaltung (Bauteile teils neu nummeriert, R6 heißt jetzt R8 und Raider heißt jetzt Twix). B
B. Rendt schrieb: > t = 5 × R × C = 5 × 4700Ω × 0,000000002315F < 0,00006s Huch, Autoformatierung :)
B. Rendt schrieb: > So lange das High- oder anfangs auch Tristate-Signal vom µP kommt, > schaltet der BC846 durch Wusste nicht das der µC bei Tristate Strom ausgibt damit der BC846 durchschaltet.
Hubert G. schrieb: > Wusste nicht das der µC bei Tristate Strom ausgibt damit der BC846 > durchschaltet. Man lernt immer noch etwas dazu.
>da sollte ich mit R6 auf nicht viel mehr als 20Ω gehen.
Du meinst R8?
Mal rechnen:
8,4V / 20Ohm = 0,42A
8,4 x 0,42 = 3,5W
herzlichen Glückwunsch zur gelungenen Schaltungsauslegung;)
Herr B. schrieb: >> Wusste nicht das der µC bei Tristate Strom ausgibt damit der BC846 >> durchschaltet. > > Man lernt immer noch etwas dazu. Der µC hat es hoffentlich auch schon gelernt.
Hubert G. schrieb: > Wusste nicht das der µC bei Tristate Strom ausgibt damit der BC846 > durchschaltet Sollte er imho eigentlich auch nicht, ich bezog mich auf das Posting von Marco H.: Marco H. schrieb: > Die PIO vom AVR ist > glaube erst mal Tri State wenn dieser startet. Der default Pegel deines > Treibers ist so das der FET erst mal offen ist und vom AVR zu gesteuert > werden muss Oder bezieht sich das darauf, dass Tristate den Zustand der verbundenen Pins repliziert und das Gate im Einschaltzustand undefiniert ist? Das würde dann aber jeden angeschlossenen Transistor beeinflussen. Was ist denn da die Standardlösung (die mit einem möglichst kleinen Footprint auskommt)? ~~~~~~~~~~~~ holger schrieb: > Du meinst R8? Gewissermaßen. Mal sehen: B. Rendt schrieb: > (Bauteile teils neu nummeriert, R6 heißt jetzt R8 und Raider heißt jetzt Twix). Ah, genau. holger schrieb: > herzlichen Glückwunsch zur gelungenen Schaltungsauslegung Danke, lass mich gegenrechnen: Der Strom fließt laut Rechnung mit Zeitkonstante der Gatekapazität für nicht mehr als 232 Nanosekunden, ein PWM-Zyklus sind 320 Mikrosekunden. Das macht einen Anteil von unter 0,08% der Zeit, auf 3,5W ergibt sich 0,0008 × 3,5W = 2,8 mW. Da der Strom exponentiell fällt, gehe ich eher von unter einem mW Durchschnittsbelastung aus. Oder darf ich da nicht mit dem Durchschnittswert rechnen? B
B. Rendt schrieb: > Oder bezieht sich das darauf, dass Tristate den Zustand der verbundenen > Pins repliziert und das Gate im Einschaltzustand undefiniert ist? > Das würde dann aber jeden angeschlossenen Transistor beeinflussen. Was > ist denn da die Standardlösung (die mit einem möglichst kleinen > Footprint auskommt)? Im Einschaltzustand des µC sind die Pin hochohmig, also nicht mit VCC oder GND verbunden. Daher kann kein Strom fließen und der BC846 nicht durchschalten. Dadurch wird der Motor beim Einschalten der Spannung kurz weglaufen. Die Standardlösung ist ein Logik-Level-FET. Such dir einen im D-Pak Gehäuse, der ist auch kaum größer als dein SO8 und kann sicher noch mehr Strom.
B. Rendt schrieb: > Oder darf ich da nicht mit dem Durchschnittswert rechnen? Welcher Strom fließt durch den Transistor wenn der FET sperren soll.
Hubert G. schrieb: > Dadurch wird der Motor beim Einschalten der Spannung kurz > weglaufen Ah, dann hatte ich das auf die andere Schaltung bezogen. So rum ergibt wieder alles Sinn, danke! :) Hubert G. schrieb: > Die Standardlösung ist ein Logik-Level-FET Woher? Auf Anhieb finde ich gerade nur den PHT11N06LT für 30 cent pro Stück und den IRLR024N für fast 1,80€. Hat wer einen besseren Vorschlag vorzugsweise mit Bezug über eBay, Pollin oder Kessler? Der oben genannte IRF6201 ist zwar nett, aber kaum zu bekommen für mich. Hubert G. schrieb: > Welcher Strom fließt durch den Transistor wenn der FET sperren soll Hab ich auch eben beim Wiederdraufschauen gesehen. Da fehlt noch ein Entladewiderstand von 560Ω im Steuerstromkreis. So langsam wird's da unten eng, und das Frickeln um den weniger gut geeigneten FET herum fängt an mich zu stören. Also, für welchen der beiden o.g. FET würdet ihr euch entscheiden? Mein Favorit ist gerade der PHT11N06LT, weil: - billiger und kleiner - niedrigerer RdsON - weniger nötige Gate charge - Ausreichend viel Stromdurchlass (>3A)
B. Rendt schrieb: > Hubert G. schrieb: >> Die Standardlösung ist ein Logik-Level-FET IRLR2703PbF Bei 6A und 3,3V Ansteuerung wird es aber auch bei Logik-Level-FET schon kritisch.
Hubert G. schrieb: > IRLR2703PbF Finde ich kein gutes Angebot. Aber ich finde den 3103, http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlr3103.pdf der ist imho sogar noch besser. Toll wäre eine kurze Bestätigung, dass ich das DB richtig verstanden hab. Danke an alle Helfer für diesen tollen Thread! B
B. Rendt schrieb: > http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlr3103.pdf der ist > imho sogar noch besser. Besser ist relativ. Du erkaufst dir mehr Strom mit einer höheren Gatekapazität. Ansonsten sind die Werte ähnlich.
Hallo, welche Aufgabe hat R7, verbraucht fast 10mA ? Am anderen Spannungsregler fehlt dieser Widerstand. Gruß
Frickelfritze schrieb: > Da sind schon wieder nur 100nF an der Primärseite des > Spannungsreglers. Das kann nicht gutgehen, wann auch immer. > > Das haben wir doch letzthin schon besprochen, der Regler > braucht einen fetten Elko am Eingang. Das ändert sich auch nicht dadurch dass die Tage vergehen und die Probleme ausgesessen werden, auch nicht wenn irgendwo anders ein fetter Elko eingebaut ist. Der fette Elko am Eingang gehört zum Spannungsregler und nicht zur "anderen" Schaltung und ist deshalb auch entsprechend zu platzieren. Er ist erforderlich damit der Spannungsregler stabil arbeiten kann.
Siggi schrieb: > Sorry, R4 ist gemeint ! R4 ist dafür da, dass aus dem 5V-Regler jederzeit die Mindestlast von 10mA abgenommen werden. Frickelfritze schrieb: > auch nicht wenn irgendwo anders ein fetter Elko eingebaut ist Also auch der C8 zählt für den Regler nicht, weil L1 dazwischen ist? Hm, okay. Dann plane ich noch 100µF Elko parallel zu C1 ein, bei meinen Simulationen hatte ich eh schon kaum mehr Ripple bei den zu erwartenden Lasten an der 5V-Lane, aber gut, sicher ist sicher, nun ist der letzte Ripple weg und auch Fritze kann man so bestimmt stolz machen ;) Danke für deine Beharrlichkeit.
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