Forum: HF, Funk und Felder Dimensionierung Doppelloch-Ferritkern berechnen?


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von Martin H. (elektrofritz)


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Hallo,
ich möchte einen Stockton-Richtkoppler auf einem Doppellochkern 
aufbauen. Anbei die Schaltung. (Der Stockton-Richkoppler wird zwischen 
einen Sender und eine Last eingeschleift und misst über einen 
Stromtransformator und einen Spannungstransformator den Strom und die 
Spannung zu / an der Last; daraus kann man auf die abgegebene Leistung, 
die reflektierte Leistung und das SWR schließen.)

Ich verwende ein Wicklungsverhältnis von 1:9, das ist durch die 
nachfolgende Auswertungselektronik bedingt.

Nun möchte ich für den Koppler einen möglichst kleinen Doppellochkern 
verwenden.

In Frage kommen folgende Amidon bzw- Fair-Rite-Kerne in aufsteigender 
Größe

BN43-2402, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843002402-474350.pdf
BN43-1502, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843001502-474308.pdf
BN43-302, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843000302-33816.pdf
BN43-202, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843000202-480197.pdf

Leider habe ich trotz ausgiebiger Suche nicht herausgefunden, wie ich 
diesen Kern dimensionieren muss. Der Kern darf nicht in die Sättigung 
geraten und nicht zu heiß werden.

Von den beiden Primärwicklungen ist wohl diejenige des 
Spannungstransformators, vom Antennenanschluss gegen Masse (dritte von 
oben in meinem Bild) die limitierende, deshalb beschränke ich mich im 
Folgenden darauf.

Ich kenne
- die Geometrie der Kerne, also insbesondere die Querschnittsfläche und 
Länge
- den relevanten Frequenzbereich (7 - 28 MHz, evtl. ab 3.5 MHz)
- die maximale Leistung des Senders (5W)
- die Impedanz des Senders (50 R)
- daraus die HF-Spannung mit Urms = ca. 15.8 V
- die Induktivität der obigen Primärwicklung mit 80 uH

und diverse Parameter des Kerns aus den Datenblättern.

Wenn ich das richtig gerechnet habe, fließen durch die 80 uH je nach 
Frequenz zwischen 4,5 und 2 mA.

Wie kann ich rechnerisch (oder hilfsweise experimentell) bestimmten, 
welcher der kleinste Kern ist, der mit diesen Werten nicht in die 
Sättigung gerät und sich nicht zu stark aufheizt?

Es wäre schlecht, wenn der Kern in die Sättigung geht, weil dann die 
Induktivität der Wicklung drastisch abnimmt und den Antennenausgang 
niederohmig gegen Masse ziehen würde.

Der bekannte Mini-Ringkernrechner hat eine ensprechende Funktion, aber 
nicht für Doppellochkerne.

Vielen Dank für Eure Hilfe!

Martin

von Sven D. (Gast)


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Ich finde du solltest den Leuten alle Infos die du bisher dazu erhalten 
hast zur Verfügung stellen 
http://www.qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=11515

von Martin H. (elektrofritz)


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Hallo Sven,
kein Problem.

Leider war im QRP-Forum bisher kein analytischer Ansatz dabei.

Im Amateurfunkbereich werden Kerngrößen leider oft pi-mal-Daumen 
bestimmt. Meine Hoffnung ist, dass sich hier jemand findet, der solche 
Probleme z.B. beruflich beim Entwurf von Schaltnetzteilen o.ä. 
analytisch und ggfls. mit aktuellen Software-Werkzeugen behandelt.

Das beste, was ich gefunden habe, ist Seite 2 dieses PDFs:

http://www.qrp4fun.de/dl-qrp-ag/pdf/Balun.PDF

Dort gibt es eine Formel, die aber für mich unklar ist - z.B. 
hinsichtlich der Einheiten und als Quelle nur "Firmenschriften von Profi 
Electronic (ex Elektronikladen) aus den Jahren 1994 und 1995" angibt.

Wenn man sich überlegt, dass manche Step-up-Wandler wie der SC4503 mit 
1.4 MHz Schaltfrequenz arbeiten, ist man ja schon fast im 160m-Band; 
insoweit denke ich, dass sich ähnliche Fragen bei entsprechenden 
Entwicklern laufend stellen.

Martin

von Günter Lenz (Gast)


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Die Doppellochkernen gibt es mit den unterschidlichsten
Kernmaterialien. Wenn das irgendein unbekannter Kern ist,
ist es am besten man mißt den Sättigungsstrom. Die Sättigung
ist abhängig von Strom mal Windugszahl. Also eine Testwicklung
aufbringen und dann mit einem einstellbaren Wechselstrom den
Strom so lange erhöhen bis man Sättigung beobachtet.

von Martin H. (elektrofritz)


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Danke, Günter!

Es geht um das Material 43 von Amidon / Fair-Rite.

Ich werde wohl so eine Schaltung nachbauen:

http://www.dgkelectronics.com/quick-project-inductor-saturation-current-tester/

und dann mit einem Signalgenerator bei 7 MHz messen, ab welcher Spannung 
des Labornetzteils man Sättigung beobachten kann. Das sollte dann die 
Spitzenspannung sein, aus der man die übrigen Parameter berechnen kann.

Falls es noch einen einfachen rechnerischen Weg gibt, wäre das natürlich 
immer noch gut.

Viele Grüße

Martin

: Bearbeitet durch User
von Günter Lenz (Gast)


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Martin H. schrieb:
>Ich werde wohl so eine Schaltung nachbauen:

Ja kann man so machen. Man beobachtet dort das der Strom
zuerst linear ansteigt und dann steil ansteigt, an diesem
Punkt setzt die Sättigung ein.

>ab welcher Spannung
>des Labornetzteils man Sättigung beobachten kann.

Da denkst du falsch, die Spannung bestimmt nicht die
Sättigung, sondern nur Strom mal Windungszahl. Also
interessiert uns nur der Strom bei dem die Sättigung
einsätzt. Man kann es auch ganz einfach mit 50Hz
Wechselstrom machen. Also ein Netztrafo der uns
vielleicht so 24V Wechselspannung liefert, dann ein
einstellbaren Drahtwiderstand, der mit dem Prüfling
in Reihe geschaltet wird und ein Oszillograf mit
dem man die Spannung über den Prüfling beobachtet.
So lange wir eine einigermaßen Sinuskurve sehen, haben
wir noch keine Sättigung. Das einsetzen der Sättigung ist
meistens nicht scharf. Zuerst wird die Kurve dreieckig und
dann immer spitzer. An dieser Stelle beginnt die Sättigung,
bis wir nur noch schmale Impulse sehen, dies ist ist dann
totale Sättigung. Hat der Prüfling zum Beispiel 20 Windungen,
und du hast einen Sättigungsstrom von 50mA gemessen, ist
der Sättigungsstrom bei einer Windung 1A.

von Martin H. (elektrofritz)


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Hallo Günter,
danke!

Meine Spule arbeitet halt zwischen 7 und 28 MHz und ich dachte, dass der 
Sättigungspunkt frequenzabhängig sei. Deshalb wollte ich das im realen 
Frequenzbereich testen.

Oder ist das unsinniger Zusatzaufwand?

Alle anderen Ansätze, die ich kenne - z.B. auch der Mini-Ringkernrechner 
- erfordern die Angabe der Arbeitsfrequenz um zu prüfen, ob man sich 
noch unterhalb der Sättigung bewegen wird.

Martin

von Günter Lenz (Gast)


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Nach meinen Kenntnisstand ist die Sättigung nicht
Frequenzabhängig, man kann eine Spule auch mit
Gleichstrom in die Sättigung treiben.

von Gerhard O. (gerhard_)


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: Bearbeitet durch User
von Martin H. (elektrofritz)


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Hallo Gerhard,
vielen Dank für die Links!

Die Dimensionierung des Stockton-Kopplers hinsichtlich der Auswertung 
(und softwaregestützter Kompensation der Nichtlinearität der Diode als 
Detektor) habe ich schon - dabei habe ich mich im Wesentlichen an

https://dl6gl.de/amateurfunk/swr-messbruecke-mit-software-korrektur-der-diodenkennlinie

orientiert.

Mein Problem ist festzustellen, ob ich den Stockton-Koppler mit einem 
Windungsverhältnis von je 1:9 auf einem Doppellochkern BN43-2402 bei 
einer Leistung von bis zu 5 W CW aufbauen kann, oder ob ich auf den 
größeren BN43-202 ausweichen muss.

Für letzteres gibt es zahlreiche Baubeschreibungen, z.B. das Norcal 
Power Meter

http://www.norcalqrp.org/ncpowermeter.htm

und einige andere (zum Teil decken sich meine Links mit Deinen).

Ich habe nur eine einzige Beschreibung gefunden, die einen BN43-2402 für 
5 W verwendet, und zwar

http://www.sm7ucz.se/Tuning_indicator/Tuning_indicator.htm

Er beschreibt aber nicht, wie er zu der Aussage kommt, dass der Kern für 
5 W ausreichend sei.

Das Problem dieser Entscheidung ist, dass der Spannungstransformator 
(also der zwischen Antenne und Masse) einen Kurzschluss verursacht, wenn 
er durch Sättigung seine Induktivität verliert. Da das bei einem 
einfachen Sender ohne tolle Schutzschaltung, also bei vielen einfachen 
QRP-Transceivern, schnell den Endstufentransistor himmelt, sollte das 
nicht passieren.

Man müsste also rechnerisch oder experimentell wissen,

a) ob der BN43-2402 in dieser Nutzung noch nicht in die Sättigung geht 
und
b) ob er sich durch Kernverluste etc. nicht zu stark erhitzt.

b) kann man notfalls einfach messen, indem man den Richtkoppler an einen 
Transceiver mit 5 W anschließt und fühlt, ob er warm wird.
a) merkt man erst, wenn es zu spät ist und, was viel schlimmer ist, wenn 
man so knapp dran ist, dass ein anderer, der meine Schaltung nachbaut, 
durch Bauteiletoleranzen (schnell 20% bei relevanten Kernparametern) 
oder Unterschiede in der Wicklung gerade drüberkommt.

Für ein nachbausicheres und betriebssicheres Projekt müsste man es also 
wissen und nicht fühlen.

Viele würden jetzt vielleicht sagen, man möge einfach den größeren Kern 
nehmen und gut ist. Erstens ist der aber deutlich größer, was bei meinem 
Projekt zumindest stört. Und zweitens weiß man dann immer noch nicht, 
wie weit man von der Sollbruchstelle entfernt ist.

Wenn ich keinen analytischen Weg finde (den es für einfache Ringkerne im 
Mini-Ringkernrechner von DL5SWB (†) und DG0KW, 
http://www.dl0hst.de/mini-ringkern-rechner.htm gibt, dessen 
rechnerischer Ansatz mir aber nicht bekannt ist), werde ich wohl einen 
Messaufbau aus

- Signalgenerator
- Leistungs-FET
- Shunt
- Labornetzteil
- Oszi

aufsetzen und meinen Koppler solange stressen, bis er an seine Grenzen 
kommt.

Weil das Problem ohnehin oft auftritt, macht der Aufwand vielleicht 
sogar Sinn. Und lehrreich ist es auf jeden Fall.

Martin

: Bearbeitet durch User
von Tobias P. (hubertus)


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Da du vom Kern alle Angaben hast:

B ist die Flussdichte, die erreicht wird, wenn die Spannung V während 
der Zeit t anliegt. Dabei muss die Windungszahl N und der minimale 
Querschnitt Amin berücksichtigt werden.

Diese Rechnung gilt allerdings nur, wenn Gleichspannung angelegt wird. 
In deinem Fall wird das aber trotzdem funktionieren, da die 
Spannungs/Zeitfläche bei Sinus kleiner ist als bei einem Rechteck mit 
der swlben Amplitude. Mit dieser Berechnung würdest du den Kern also 
überdimensionieren. Ich meine, um die Spannungsform zu berücksichtigen, 
müsstest du den Gleichrichtwert des Sinus verwenden... (halt die 
Spannungszeitfläche ;-)).
Gruss!

von Martin H. (elektrofritz)


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Tobias P. schrieb:

Hallo Tobias,
danke!

Ich kannte folgende Variante für Wechselspannungen:

aus 
http://www.robkalmeijer.nl/techniek/electronica/radiotechniek/hambladen/cq-dl/1985/page496/index.html, 
der sie wohl aus einem Artikel von Doug DeMaw, W1FB, aus der "QST" Juni 
1979 hat.

Ich hätte also

Damit komme ich auf
oder

Welche Einheit kommt da raus? Gauss? mT?

Und wo finde ich die maximale Flussdichte des Kernmaterials?

Im Datenblatt steht nur versteckt, dass die Permeabilität von 800 für B 
< 10 G gilt.

Der Mini-Ringkernrechner nennt 5.7 mT als Obergrenze,

Das Datenblatt ist hier 
http://www.mouser.com/ds/2/150/2843002402-474350.pdf.

Nochmals vielen Dank!

Martin

von Hp M. (nachtmix)


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Martin H. schrieb:
> Nun möchte ich für den Koppler einen möglichst kleinen Doppellochkern
> verwenden.

Für einen Sender???

Könnte sein, dass es dann raucht.

von Martin H. (elektrofritz)


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Hp M. schrieb:
> Martin H. schrieb:
>> Nun möchte ich für den Koppler einen möglichst kleinen Doppellochkern
>> verwenden.
>
> Für einen Sender???
>
> Könnte sein, dass es dann raucht.

Nein, für einen Stockton-Richtkoppler zwischen Sender und Last/Antenne.
Mit einem BN43-202 raucht nix, Elecraft hat sogar mal ein W1-Wattmeter 
auf den Markt gebracht, dass mit einem BN43-302 angeblich bis 140 W(!) 
funktioniert hat:

http://www.elecraft.com/manual/W1_Power_Meter_Rev_D.pdf

von Martin H. (elektrofritz)


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Mir ist immer noch nicht klar,

a) in welcher Einheit das Ergebnis der obigen Formel ist und
b) wo ich den maximalen Flux herbekomme.

Im Datenblatt

    http://www.fair-rite.com/43-material-data-sheet/

gibt es nur den wagen Hinweis

"Initial Permeability@ B < 10 gauss"

Ferner müsste ich wohl auch noch klären, wie stark sich der Kern durch 
Verluste in meiner Konfiguration erwärmt. Der Mini-Ringkernrechner kann 
so etwas auch berechnen, aber leider nicht für Doppellochkerne.

Martin

von Tobias P. (hubertus)


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Martin H. schrieb:
> Mir ist immer noch nicht klar,
>
> a) in welcher Einheit das Ergebnis der obigen Formel ist und b) wo ich
> den maximalen Flux herbekomme.

Du musst SI-Einheiten in die Gleichung einsetzen, dann kommen auch 
SI-Einheiten raus. Bei meiner Gleichung also Volt, Sekunden und 
Quadratmeter. Raus kommen dann Tesla.

Bei deiner Gleichung kommt irgendwas komisches heraus, du hast dort noch 
diesen merkwürdigen Faktor 10^8 drin. Was soll der bringen?

Gauss wird übrigens mit Vorteil im cgs-Einheitensystem benutzt. Im SI 
rechnet man vorteilhafterweise mit Tesla ;-)

Gruss

von Martin H. (elektrofritz)


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Tobias P. schrieb:
>
> Bei deiner Gleichung kommt irgendwas komisches heraus, du hast dort noch
> diesen merkwürdigen Faktor 10^8 drin. Was soll der bringen?
>

Der Faktor 10^8 in der Formel kommt vermutlich daher, dass der Autor 
(siehe Link)

- die Fläche in cm^2 statt m^2 angeben (=10^4) und
- das Ergebnis in Gauss statt in Tesla haben wollte (nochmal 10^4).

Der maximale Flux in ist hier also ca 26 Gauss oder 2,6 mT und läge 
damit unter der Sättigungsflussdichte von 5,7 mT, die der 
Mini-Ringkernrechner für das Material 43 angibt (wobei ich immer noch 
nicht weiß, woher dieser Wert stammt; das Datenblatt schweigt dazu).

Das wäre dank Deiner Hilfe nun klar, danke!

In meiner Anwendung gibt es aber immer noch zwei Problemkreise:

1. Der Kernquerschnitt ist ja asymmetrisch, die Wicklung, die diesen 
Flux verursacht, geht nur durch das eine (in meinem Fall rechte) Loch 
des Doppellochkerns. Ist das ein Problem oder egal?

2. Da ja beide Transformatoren auf demselben Kern liegen, gibt es 
zusätzlich noch die Wirkung des Stromtransformators (eine Wicklung durch 
das andere Loch).
Wenn die Last (Antenne) rein resistiv ist, wären beide Wirkungen 
phasengleich (stimmt das?).

a) Verbessert oder verschlechtert das die Situation? Intuitiv würde ich 
sagen, dass sich der Flux addiert, bin mir aber nicht sicher ob und 
warum.

b) Für die Berechnung der Flussdichte des Stromtransformators ist mir 
nicht klar, welche Spannung eingesetzt wird, denn er ist ja in Serie zur 
Last (Antenne) geschaltet. Meine Intuition sagt, dass der 
Spannungsabfall an dieser einen Wicklung dem Verhältnis von Impedanz 
dieser Wicklung bei der Arbeitsfrequenz durch die Summe aus Lastimpedanz 
und Impedanz der Wicklung entspricht, weil ja nicht die gesamte Spannung 
aus dem Sender an diesem Punkt abfällt. Der Strom, der durch die eine 
Windung fließt, ist aber natürlich der Gesamtstrom.

Oder irre ich hier?

Vielen Dank für Eure Hilfe!

Martin

von gaestchen (Gast)


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Die Sättigungflussdichte von Ferriten liegt zwischen 200 bis 400 mT, 
also deutlich höher als die besagten 5.7 mT.

von Robert M. (r0bm)


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Hallo Martin,

nach dem Durchforsten Deiner Beiträge zum Thema im QRP-Forum sind mir 
ein paar fehlerhafte Prämissen aufgefallen wodurch Deine 
Schlußfolgerungen bzw. Berechnungen nicht stimmen können:
1
Es gibt noch mehrere andere Baubeschreibungen, die das auf einem solchen Kern realisieren, und bei QRP scheint das trotz der fehlenden Trennung zwischen den beiden Transformatoren gut zu funktionieren.

Ein Doppellochkern sieht zwar auf den ersten Blick wie ein einzelner 
Kern aus, es handelt sich jedoch um 2 völlig getrennte Ferritkerne die 
sich nicht gegenseitig sehen.
1
Ich habe mal die Flächen der BN-XX-2402 und BN-XX-202 berechnet; im Prinzip handelt es sich um zwei Halbkreise, ein Rechteck minus die beiden Löcher.

Das ist die Stirnfläche des DLK nicht die gesuchte Querschnittsfläche. 
Um die Querschnittsfläche zu berechnen machst du gedanklich einen 
Schnitt senkrecht zur Stirnfläche, entlang eines Loches. Mit dem Stapeln 
mehrerer Ringkerne oder mit einem längeren DLK wird die 
Querschnittsfläche vergrößert.

Empfohlene max. Flussdichten um die Temperatursteigerung des Ferritkerns 
gering zu halten (Amidon Datenbuch bzw. auch im Ringkernrechner 
verwendet):

100kHz ... 500Gauss
1MHz ... 150Gauss
7MHz ... 57Gauss
14MHz ... 42Gauss
21MHz ... 36Gauss
28MHz ... 30Gauss

Sättigungsflussdichte:

Material 43: 2750Gauss
Material 61: 2350Gauss

Wegen Sättigung musst du Dir bei hohen Frequenzen (HF Bereich) wenig bis 
gar keine Gedanken machen. Bevor der Kern jemals in Sättigung geraten 
kann, ist dieser wahrscheinlich schon längst samt Cu-Draht verglüht.

Bei der Berechnung des Stockton Richtungskopplers kann man 
folgendermaßen vorgehen:

1. DLK

Bei einem DLK reicht es wenn man nur den Spannungstrafo betrachtet. Am 
Stromtrafo tritt im Vergleich zum Spannungstrafo nur ein Bruchteil der 
Spannung und damit der Flussdichte auf.
Die Formel zur Berechnug der Flussdichte ist dir ja bekannt. In die 
Formel  setzt man normalerweise anstatt der Effektivspannung die 
Spitzenspannung ein um einen kleinen Sicherheitsabstand zu bekommen. Um 
auch den ungünstigsten Fall abzudecken (offener Ausgang = SWR unendlich) 
kannst du die Leerlaufspitzenspannung des Generators verwenden. Die 
Flusdichte sollte dann für alle interessierenden Frequenzen unterhalb 
der empfohlenen Werte bleiben. Ist das nicht der Fall ist ein größerer 
DLK-Kern vorzusehen.


2. Zwei getrennte Kerne

Man beginnt hier z.B. mit dem Stromtrafo und bestimmt die notwendige 
Kerngröße die selbst bei hohen Leistungen typ. recht klein ausfällt. Der 
ungünstigste Fall wäre hier ein Kurzschluß (= SWR unendlich) am Ausgang 
des Kopplers. Die durch den Kurzschlußstrom am Sekundär des Stromtrafos 
erzwungene Spannung wird zur Berechnung der max. auftretenden 
Flussdichte herangezogen. Aufgrund der errechnetetn Werten ist ein Kern 
mit ausreichendem Querschnitt zu wählen.

Verwendet man für den Spannungstrafo die gleichen Kerne wie im 
Stromtrafo  müssen etliche davon gestapelt werden um genügend 
Querschnittsfläche zu bekommen, sodaß für alle Frequenzen die max. 
empfohlenen Flussdichte nicht überschritten wird.

von Günter Lenz (Gast)


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Warum können Kerne heiß werden? Einmal durch
Wirbelstromverluste im Kern. Die sind materialabhängig
und frequenzabhängig. Die Hersteller geben ja für ihre
Kerne Frequenzbereiche an, wo sie eine hohe Güte also
wenig Verluste haben. Ich gehe mal davon aus, wenn diese
Frequenzangaben nicht überschritten werden, sind die
Wirbelstromverluste so gering, daß man sie vernachlässigen
kann. Wovon können sie noch heiß werden? Bleibt eigentlich
nur noch die magnetische Sättigung über. Wenn man den
Sättigungsstrom bei einer niedrigen Frequenz ermittelt gilt
dieser ermittelter Wert auch bei hohen Frequenzen, weil wenn
man sich Formeln vom Magnetismus anschaut, findet man darin
keine Frequenzparameter.

https://www.elektronik-kompendium.de/sites/grd/1003181.htm

Robert M. schrieb:
>Wegen Sättigung musst du Dir bei hohen Frequenzen (HF Bereich) wenig bis
>gar keine Gedanken machen. Bevor der Kern jemals in Sättigung geraten
>kann, ist dieser wahrscheinlich schon längst samt Cu-Draht verglüht.

Warum werden Kerne dann heiß wenn sie zu klein sind,
ist daß nicht eine direkte Folge der Sättigung?

von Martin H. (elektrofritz)


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Danke, Robert, das hilft SEHR weiter!
Martin

von Martin H. (elektrofritz)


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Robert M. schrieb:
>
> Ein Doppellochkern sieht zwar auf den ersten Blick wie ein einzelner
> Kern aus, es handelt sich jedoch um 2 völlig getrennte Ferritkerne die
> sich nicht gegenseitig sehen.
>
>
1
Ich habe mal die Flächen der BN-XX-2402 und BN-XX-202 berechnet; 
2
> im Prinzip handelt es sich um zwei Halbkreise, ein Rechteck minus die 
3
> beiden Löcher.
>
> Das ist die Stirnfläche des DLK nicht die gesuchte Querschnittsfläche.
> Um die Querschnittsfläche zu berechnen machst du gedanklich einen
> Schnitt senkrecht zur Stirnfläche, entlang eines Loches. Mit dem Stapeln
> mehrerer Ringkerne oder mit einem längeren DLK wird die
> Querschnittsfläche vergrößert.
>

Habe ich das richtig verstanden, wie in der beigefügten Skizze gezeigt?

Dann wäre die Fläche also
Beim BN43-2402 also (4.2 mm - 1.7 mm)* 6.2 mm =  15.5 mm^2

Das wäre dann zwei Mal die Schnittfläche der Wand.

Martin

von Robert M. (r0bm)


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Martin H. schrieb:

> Habe ich das richtig verstanden, wie in der beigefügten Skizze gezeigt?
>
> Dann wäre die Fläche also
> ADLK=(Daußen−Daußen)∗h
> A_{DLK} = (D_{außen} - D_{außen})* h
> Beim BN43-2402 also (4.2 mm - 1.7 mm)* 6.2 mm =  15.5 mm^2
>
> Das wäre dann zwei Mal die Schnittfläche der Wand.

Nur die Hälfte, d.h. 7,75mm². Biegt man gedanklich den Ringkern auf, 
wird sofort klar das es sich nur um eine einzelne "grüne" Fläche 
handelt.

Der FT37-43 hat eine ähnliche Querschnittsfläche. Der Ringkernrechner 
zeigt auf dass z.B. bei 5W/7MHz/10Wdg. der Temperaturanstieg 
unbedenklich (50Ohm Last) ist, bei hohem Stehwellenverhältnis der Kern 
jedoch ziemlich warm wird.

Der Hesteller empfiehlt mit der Kerntemperatur unterhalb 75°C zu 
bleiben, kurzzeitig sind auch noch 100°C OK. Sobald die Curie 
Temperatur überschritten wird (ca. 130°C bei 43er Material), verliert 
der Kern seine magnetischen Eigenschaften.

von Robert M. (r0bm)


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Günter Lenz schrieb:

> Warum können Kerne heiß werden? Einmal durch
> Wirbelstromverluste im Kern.

Wirbelstromverluste nur bedingt da diesbezüglich leitfähiges Material 
notwendig ist. Es geht um Hystereseverluste und Verluste im Kupferdraht. 
Mit steigender Frequenz wachsen die Kernverluste durch das immer 
schnellere Ummagnetisieren linear an, wodurch auch die vom Hersteller 
empfohlene Flussdichte kontinuierlich abnimmt. Bei konstanter Frequenz 
steigen die Kernverluste mit dem Quadrat der Flussdichte.

von Martin H. (elektrofritz)


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Robert M. schrieb:
> Martin H. schrieb:
>
>> Habe ich das richtig verstanden, wie in der beigefügten Skizze gezeigt?
>>
>> Dann wäre die Fläche also
>> ADLK=(Daußen−Daußen)∗h
>> A_{DLK} = (D_{außen} - D_{außen})* h
>> Beim BN43-2402 also (4.2 mm - 1.7 mm)* 6.2 mm =  15.5 mm^2
>>
>> Das wäre dann zwei Mal die Schnittfläche der Wand.
>
> Nur die Hälfte, d.h. 7,75mm². Biegt man gedanklich den Ringkern auf,
> wird sofort klar das es sich nur um eine einzelne "grüne" Fläche
> handelt.
>

Danke!

Dann komme ich auf folgende Werte:

BN43-2402 7.750000 mm**2, 133.267898 mm**3
BN43-1502 12.210000 mm**2, 424.025895 mm**3
BN43-302 19.055000 mm**2, 661.737382 mm**3
BN43-202 26.547500 mm**2, 921.935090 mm**3
FT23-43 2.204000 mm**2, 31.158316 mm**3
FT37-43 7.552500 mm**2, 169.054009 mm**3

Ich werde dann mit den Formeln aus der Hilfe zum Mini-Ringkernrechner 
nun die Flußdichte für verschiedene Kerne bei steigender Leistung und 
für 3.5 - 28 MHz berechnen und plotten.

Zum Stromtransformator: Kann ich den wirklich bei der Belastung 
vernachlässigen? Ich sehe ein, dass an ihm nur ein Teil der RF-Spannung 
abfällt, da er ja in Serie zur Last geschaltet ist. Dafür habe ich nur 
eine Windung und es fließt der gesamte Strom durch diese eine Windung.

Noch zwei Beobachtungen:

1. Der AL-Werb der DLKs ist höher als der der Ringkerne (ca. 300 - 400 
nH vs. 850 nH). Dadurch hat die eine Windung des Stromtrafos eine höhere 
Induktivität und dadurch eine höhere Reaktanz. Verschlechtert das nicht 
die Einfügedämpfung?

2. Bei einem Bruene-Koppler hat man ja nur einen Stromtransformator, der 
nach Deinen Erläuterungen ja viel kleiner sein kann. Wäre es dann für 
einen möglichst kleinen Richtkoppler nicht besser, eine Bruene-Koppler 
zu nehmen und die Kalibrierung in Software zu erledigen, und auf die 
Vorteile des Stockton-Kopplers (leichte Kalibrierung, wenn Koppler 
einigermaßen gut gebaut) zu verzichten?


Nochmals vielen (!) Dank für Deine Hilfe!

Martin

von Robert M. (r0bm)


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Martin H. schrieb:

> Zum Stromtransformator: Kann ich den wirklich bei der Belastung
> vernachlässigen? Ich sehe ein, dass an ihm nur ein Teil der RF-Spannung
> abfällt, da er ja in Serie zur Last geschaltet ist. Dafür habe ich nur
> eine Windung und es fließt der gesamte Strom durch diese eine Windung.

Bsp: Quelle 15,7V eff. (5 Watt) mit Ri=50Ohm / N=1:10Wdg I-trafo / 
N=10:1Wdg. U-Trafo

Worst Case 1: Ausgang kurzgeschlossen

Die Wechselspannungen an den zwei 50Ohm Messports (FWD/REV) betragen 
jeweils 1/N x 15,7V =1,57V. Dieser Spannungswert steht auch an der 
Sekundärwicklung (10Wdg.) des Stromtrafos an.

Worst Case 2: Ausgang offen

Abermals stehen an beiden Messports 1,57V an. Die Spannung an der 
Sekundärwicklung (10Wdg) des Stromtrafos beträgt wiederrum  nur 1,57V.
Da der Ausgang des Richtkopplers offen ist, liegt am Spannungstrafo nun 
die volle Leerlaufspannung der Quelle, 2 x 15,7V = 31,4V an.

Es lässt sich feststellen, dass der Stromtrafo nie mehr als 1/N der 
Quellspannung sieht, am Spannungstrafo im schlimmsten Fall jedoch die 
doppelte Quellspannung ansteht.

> 1. Der AL-Werb der DLKs ist höher als der der Ringkerne (ca. 300 - 400
> nH vs. 850 nH). Dadurch hat die eine Windung des Stromtrafos eine höhere
> Induktivität und dadurch eine höhere Reaktanz. Verschlechtert das nicht
> die Einfügedämpfung?

Die AL-Werte der DLKs gelten nur wenn man für die Wicklung beide Löcher 
gleichzeitig benutzt, z.B. für einen Balun. Da hier ein einziges Loch je 
Trafo Verwendung findet, ist der AL-Wert zu halbieren.

Beide Messports des Richtkopplers sind mit 50Ohm abgeschlossen. Die 
ohmsche Last die der Stromtrafo sieht, wird mit 1/N² herunter 
transformiert, wodurch tatsächlich nur ein vernachlässigbar kleiner, 
ohmscher Widerstand in Reihe zur Antenne liegt. Die Einfügedämpfung 
liegt unter 0.05dB für N=10.


> 2. Bei einem Bruene-Koppler hat man ja nur einen Stromtransformator, der
> nach Deinen Erläuterungen ja viel kleiner sein kann. Wäre es dann für
> einen möglichst kleinen Richtkoppler nicht besser, eine Bruene-Koppler
> zu nehmen und die Kalibrierung in Software zu erledigen, und auf die
> Vorteile des Stockton-Kopplers (leichte Kalibrierung, wenn Koppler
> einigermaßen gut gebaut) zu verzichten?

Ja der Kern für einen Bruene-Koppler fällt, relativ zur Sendeleistung 
betrachtet, klein aus. Das erkauft man sich jedoch mit der Notwendigkeit 
eines Abgleichs des C-Spannungsteilers, der Kompensations der Messbrücke 
für kleine Frequenzen und womöglich auch des Amplitudengangs.

: Bearbeitet durch User
von Martin H. (elektrofritz)


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Hallo Robert, alle:

Nochmal ganz herzlichen Dank für Eure Hilfe! Ich denke, ich habe es 
jetzt verstanden.

Heute habe ich alles nochmal durchgerechnet. Dazu habe ich folgende 
Annahmen getroffen:

1. Da es ja "nur" um die Erwärmung durch die Kernverluste geht und wir 
weit von der Sättigung entfernt sind, kann man den Duty Cycle 
berücksichtigen. Ich bin mal von 50 % für CW und SSB ausgegangen, bei 
digitalen Modulationsarten müsste man mit 100 % rechnen.

2. Die Formel für die Flussdichte nutzt die Spitzenspannung (daher der 
Faktor 4,44 - das ist SQRT(2)/(2*Pi). Wenn es nur um die Erwärmung geht, 
ist ohne Sicherheitszuschlag eigentlich eher die RMS-Spannung relevant.

3. Das SWR spielt insoweit eine Rolle, als die reflektierte Spannung 
ggfls. zu der Vorwärtsspannung hinzukommen kann, je nach Impedanz der 
Last. In meinem Szenario ist ein SWR von 1:2.0 eigentlich ausreichend, 
1:3.0 die Obergrenze, die das Gerät bei 5W noch aushalten muss, weil das 
keiner mit CW-Dauerstrich machen wird, dem seine QRP-Endstufe lieb ist.

Ich habe angenommen, dass die Spannung am Spannungstransformator bei 
einem SWR von 1:2.0 das 1.33fache und bei 1:3.0 das 1.5fache der 
Generatorspannung ist, weil ja 33 bzw. 50 % der Spannung reflektiert 
werden.

Mit diesen Annahmen kommt man zu den beigefügten Ergebnissen.

Die Amidon-Empfehlung habe ich hier mangels anderer Angaben mit 
diskreten Stufen geplottet, vermutlich fällt sie aber bei den Übergängen 
nicht so steil ab.

Dann würde der kleine BN43-2402 für CW und SSB mit 5 W von 7 - 28 MHz 
noch genügen.

Passt das so?

Viele Grüße,
Martin

: Bearbeitet durch User
von Martin H. (elektrofritz)


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Nachtrag:

In der Hilfe-Funktion zum Mini-Ringkernrechner steht auch, wie man die 
Erwärmung berechnet:

Zunächst braucht man die Kernverluste pro Volumen (mW/cm^3):

a, b, c, d, sind Materialkonstanten, die ich eventuell noch aus dem 
Mini-Ringkernrechner herausbekomme. f ist die Frequenz, B der 
magnetische Fluss.

Der erste Term sind die Hysteresis-Verluste, der zweite die 
Eddy-Current-Verluste.

Die absoluten Kernverluste sind dann

Damit und mit der Oberfläche des Kerns kann man als Näherung den 
Temperaturanstieg in Grad Celsius bestimmen:

Wie gesagt, das ist alles aus dem PDF der Hilfefunktion des 
Mini-Ringkernrechners entnommen.

: Bearbeitet durch User
von Robert M. (r0bm)


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Martin H. schrieb:

> 1. Da es ja "nur" um die Erwärmung durch die Kernverluste geht und wir
> weit von der Sättigung entfernt sind, kann man den Duty Cycle
> berücksichtigen. Ich bin mal von 50 % für CW und SSB ausgegangen, bei
> digitalen Modulationsarten müsste man mit 100 % rechnen.

SSB ist im Gegensatz zu RTTY, FM etc. weniger ein Problem, die 
Durchschnittsleistung liegt hier unter 5W PEP. Liegt der Kern flach auf 
der Platine auf, kann die Massefläche etwas Wärme abführen.

Als Alternative bieten sich zwei Rücken an Rücken, aufrecht stehende 
DLKs an, wodurch die Querschnittsfläche verdoppelt wird.

https://www.google.com/patents/US6114924

von Markus W. (dl8mby)


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Hallo Martin,


habe gerade eine Abhandlung zu dem Thema der Spulenverluste
in gekoppelten Übertragern in dem Archiv der EDN, zufällig
beim Stöbern, gefunden. Vielleicht hilft Dir das etwas beim
Verständnis der Vorgänge. Der Artikel bezieht sich auf die
Leistungsübertragung bei Schaltreglern, aber es gibt durchaus
Parallelen zu Deiner Problematik.

https://www.edn.com/design/analog/4443200/Addressing-core-loss-in-coupled-inductors

Gruß
Markus

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