Hallo, ich habe ein Gerät, welches einen ST L6561D als IC verwendet, um ein Schaltnetzteil / eine aktive PFC zu realisieren. Undzwar haben es sich die Entwickler recht einfach gemacht, und die Schaltung 1:1 aus der Application Note verwendet. Diesen Schaltplan habe ich angehängt. Als einziges sei erwähnt am reellen produkt ist Parallel zum Trafo noch ein Snubber mit 330R + 1nF geschalten. Nun ist folgendes Problem: 1) Wärmeentwicklung am L6561D ~ 80°C bei offenem Gehäuse -> IC stirbt teilweise. 2) Vcc des L6561D steigt auf 20V, im L6561D ist eine 20V Z-Diode eingebaut, daher vermute ich, dass die Wärmeentwicklung hauptsächlich vom "verbraten" der Energie kommt, um Vcc auf 20V zu halten. 3) Der Trafo macht Geräusche, das typische Schaltnetzteil "fiepen" - allerdings m.E. etwas zu laut und bei jeglicher Belastung. Mittels Oszilloskop gemessen, habe ich an jeder Flanke ein paar Nachschwingungen im Bereich ~ 400kHz. Application Note: http://www.st.com/content/ccc/resource/technical/document/application_note/cd/d1/0d/29/21/a4/46/00/CD00004041.pdf/files/CD00004041.pdf/jcr:content/translations/en.CD00004041.pdf Datenblatt: http://www.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/fe/e0/58/53/cd/2d/47/b3/CD00001174.pdf/files/CD00001174.pdf/jcr:content/translations/en.CD00001174.pdf Hat jemand eine Idee was defekt sein könnte, bzw. wie ich vorgehen kann, um den Fehler zu finden? Hört sich das eventuell nach einem defekten Transformator an? Besten Dank!
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Gealterte Kondensatoren, staerkere parisitaere Schwingungen, dadurch mehr Leistung und Spannung ueber N3 an Pin 8, die Kette in Kurzform.
Überprüf mal die Widerstände "in Circuit". Mißt man an eingebauten Widerständen, sollte der Wert immer niedriger sein, als der nominelle Bauteilwert - durch die "automatische" Parallelschaltung auf einer Platine, welche das Meßgerät mit anzeigt. Ist der Widerstand (entscheidend) höher als gedacht, ist er wohl kaputt.
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Hallo und danke für Eure Hinweise. Die Widerstände sowie Kondensatoren wurden durchgemessen, und z.T. getauscht. Alle Werte entsprechen denen im Schaltplan. Sekundärseitig, sind die Elkos getauscht, messe ich die Spannung an N2 ist keine Spannungsüberhöhung beim Ausschalten des FET zu sehen -> das heißt die Energie geht sofort über die Diode in die Elkos, und diese haben auch einen geringen Innenwiderstand, ansonsten würde ich hier auch ein Überschwingen erwarten. Die Spannung an N1 sowie an N3 hat starke Überschwinger. Ich werde versuchen Morgen oder Übermorgen davon Oszillogramme hochzuladen, um die Kurvenverläufe besser erklären zu können. Ich habe nochmal den Schaltplan hochgeladen, um die Bauteile erweitert, die auf meiner Platine drauf sind, aber in der AN nicht vorhanden sind. Es wird relativ viel Energie im 330R Widerstand in Wärme umgewandelt ( ~ 100 - 180°C ), sollte das nicht im normalfall die Überschwinger schon extremst begrenzen? Weiß jemand wieso der 470pF verbaut ist, habe das bislang eher selten in Schaltnetzteilen gesehen, dass direkt zur Primärwicklung ein Kondensator Parallel geschalten wurde. Danke
Den 47µF Elko an Pin 8 mal überprüfen. Mit der Zeit wird der ESR zu hoch ohne das er merklich Kapazität verliert.
Hallo MM, der 47µF wurde bereits ersetzt von mir - ohne Verbesserung. Werde aber nochmal einen 2. dessen ESR ich vorher messe, parallel dazu löten, um das mit Sicherheit auszuschließen.
Hallo! Ich habe heute mal die Koppelfaktoren gemessen. Induktivität von L1 (Primär also) - 1mH Induktivität von L1 bei Kurzschluss von L2 - 55µH Induktivität von L1 bei Kurzschluss von L3 - 250µH Das würde heißen Koppelfaktor L1 zu L2 = 97,2% Koppelfaktor L1 zu L3 = 86,6% Sind diese Werte normal? Mir kommt der Koppelfaktor zw. L1 und L3 recht wenig vor. Danke Gruß
Hallo Franz! Ich habe schon einige Schaltungen mit dem L6562 (= L6561) gebastelt, und dabei festgestellt, daß das IC bezüglich Layout ziemlich zickig ist. Bei gutem Layout ist aber geräuschfreier Betrieb möglich. "Ich habe ein Gerät" ist etwas nebulös. Gekauft? Es wäre tatsächlich etwas seltsam, wenn ein pfeifendes Netzteil in den Handel kommt. Naja, der Entwickler scheint etwas verzweifelt gewesen zu sein. Die Kondensatoren an der Primärwicklung sprechen Bände. Im übrigen teile ich Deine Vermutung, daß mit dem Übertrager etwas nicht stimmt. Hat N3 vielleicht zuviel Windungen? Wenn Du das Gerät retten willst, dann begrenze als allererstes die Spannung für den L6561, am besten mit einem Spannungsregler. Damit er nicht mehr "teilweise" sterben muß. 12Volt genügen ihm. Gibts auch Fotos?
Hi Sven! Danke für deine Hinweise, ja es handelt sich um ein käuflich erworbenes Gerät. Fotos folgen Morgen, wenn ich auch die Oszillogramme habe! Das heißt, das Layout ist vorgegeben, der Trafo ist so wie auf dem Schaltbild beschrieben, ETD29 mit 1mm Luftspalt, und 90T Primär und 15T Sekundär. Nur bei N3 bin ich mir nicht sicher, ob dort nicht nur 12T sind (habe den Trafo natürlich nicht auseinandergenommen). Wie baust du deine Snubber Elemente normalerweise auf, bzw. kannst du mir sagen wieso der 470pF parallel gesetzt wurde, ist doch eher selten bei einem Sperrwandler oder?
Franz schrieb: > wieso der 470pF parallel gesetzt wurde Reine Verzweiflung. 1nF + 470pF machen sich bei der Leerlaufleistung deutlich bemerkbar. Wenn möglich, verzichtet man ganz darauf.
Die Hilfswicklung hat bauartbedingt einen geringeren Koppelfaktor. Das kann durchaus passen.
Die Hilfswicklung hat bauartbedingt einen geringeren Koppelfaktor. Das kann durchaus passen. Franz schrieb: > Wie baust du deine Snubber Elemente normalerweise auf, bzw. kannst du > mir sagen wieso der 470pF parallel gesetzt wurde, ist doch eher selten > bei einem Sperrwandler oder? An der Stelle würde ich auch nur einen RC-Snubber erwarten, aber keinen direkten Parallellkondensator. Stimmt eigentlich die 15V-Ausgangsspannung? Oder ist sie zu hoch?
der schreckliche Sven schrieb: > Franz schrieb: >> wieso der 470pF parallel gesetzt wurde > > Reine Verzweiflung. 1nF + 470pF machen sich bei der Leerlaufleistung > deutlich bemerkbar. Wenn möglich, verzichtet man ganz darauf. Aber die hohen Spannungsüberhöhungen beim Abschalten des FETs können doch nur vom Trafo bzw. der Qualität des Trafos selbst stammen, richtig? Wenn du sogar meinst, ohne Snubber müsste das im Normalfall laufen. Mark S. schrieb: > Die Hilfswicklung hat bauartbedingt einen geringeren Koppelfaktor. > Das kann durchaus passen. > > Franz schrieb: >> Wie baust du deine Snubber Elemente normalerweise auf, bzw. kannst du >> mir sagen wieso der 470pF parallel gesetzt wurde, ist doch eher selten >> bei einem Sperrwandler oder? > > An der Stelle würde ich auch nur einen RC-Snubber erwarten, aber keinen > direkten Parallellkondensator. > Stimmt eigentlich die 15V-Ausgangsspannung? > Oder ist sie zu hoch? Die 15V Ausgangsspannung stimmt - die Regelung klappt korrekt.
Auch meiner Meinung nach hat der Trafo zu wenig Kopplung von N1 zu N2 und dann wurde die Schaltung "optimiert" bis sie doch noch halbwegs zuverlässig lief. Ich finde das Konzept sehr interresant PFC und Sperrwandler in einem zu kombinieren. Wenn die Ausgangsspannung leicht verbrummt sein darf (z.B. als Rohspannung für Netzteile, Akkulader oder Leistungsverstärker) dann kann man das ganze Netzteil einfach und elegant mit wenig Teilen bauen.
Franz schrieb: > Aber die hohen Spannungsüberhöhungen beim Abschalten des FETs Welche Spannungsüberhöhung meinst Du? Da gibts einmal den Peak beim Abschalten im Nanosekundenbereich, der durch die P6KE170A begrenzt wird. Im Scheitelpunkt der Netzspannung ist die Spannung am Transistor dann ca. 390 Volt. Die Intensität dieses Peaks hängt tatsächlich vom Koppelfaktor des Übertragers ab. Dann die Entmagnetisierungsphase des Übertragers. Die Dauer ist von der Leistung abhängig und wird etliche Mikrosekunden sein. Beim Übersetzungsverhältnis laut Schaltplan sind es 90 Volt, die zur Netzspannung dazukommen. Du konntest doch die Induktivität der Primärwicklung messen. Miß doch auch die anderen Wicklungen. Aus der Induktivität lässt sich dann die Windungszahl berechnen. Das wäre interessant wegen der Überspannung an N3.
der schreckliche Sven schrieb: > Franz schrieb: >> Aber die hohen Spannungsüberhöhungen beim Abschalten des FETs > > Welche Spannungsüberhöhung meinst Du? Da gibts einmal den Peak beim > Abschalten im Nanosekundenbereich, der durch die P6KE170A begrenzt wird. > Im Scheitelpunkt der Netzspannung ist die Spannung am Transistor dann > ca. 390 Volt. Die Intensität dieses Peaks hängt tatsächlich vom > Koppelfaktor des Übertragers ab. > Dann die Entmagnetisierungsphase des Übertragers. Die Dauer ist von der > Leistung abhängig und wird etliche Mikrosekunden sein. Beim > Übersetzungsverhältnis laut Schaltplan sind es 90 Volt, die zur > Netzspannung dazukommen. > > Du konntest doch die Induktivität der Primärwicklung messen. Miß doch > auch die anderen Wicklungen. Aus der Induktivität lässt sich dann die > Windungszahl berechnen. Das wäre interessant wegen der Überspannung an > N3. N1: 1mH N2: 37,7µH N3: 25,4µH Würde zb. folgende Wicklungszahlen in etwa ergeben (Al ist nicht exakt bekannt) N1: 88T N2: 17T N3: 14T Im Anhang 4 Oszillogramme. Meines Erachtens sieht man an denen von N3 und N1 recht gut wie extrem die Schwingungen sind, und man sieht auch klar die Abflachung die von der im L6561 eingebauten Z-Diode bei 20V stammt.
Franz schrieb: > (Al ist nicht exakt > bekannt) Doch: 124 nH x Windungen im Quadrat. Und jetzt bitte keinen blöden Kommentar von wegen Kristallkugel und so. Die Oszillogramme sehen aus, wie sie aussehen sollen. Alles im grünen Bereich. Ich würde folgende Änderung einbauen: 100 Ohm in Serie zur Gleichrichterdiode an N3. Wenn das noch nicht hilft, nach dem 47µF-Kondensator einen Widerstand 220 Ohm, und eine 15V Z-Diode. Dazu noch 10µF + 0,1µF. Dann gehts dem IC gut. Das Geräusch ist dann aber immer noch da. Das zu beseitigen dürfte schwierig sein.
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Hi Sven! der schreckliche Sven schrieb: > Franz schrieb: >> (Al ist nicht exakt >> bekannt) > > Doch: 124 nH x Windungen im Quadrat. > Und jetzt bitte keinen blöden Kommentar von wegen Kristallkugel und so. Von mir bestimmt nicht - ich hasse blöde Kommentare. Ich meinte nur, ich weiß natürlich nicht welches Material wirklich verbaut ist, ob es der tatsächlich exakt der Kern wie in der AN ist. Aber tut auch nicht viel zur Sache. > Die Oszillogramme sehen aus, wie sie aussehen sollen. Alles im grünen > Bereich. > > Ich würde folgende Änderung einbauen: 100 Ohm in Serie zur > Gleichrichterdiode an N3. Wenn das noch nicht hilft, nach dem > 47µF-Kondensator einen Widerstand 220 Ohm, und eine 15V Z-Diode. Dazu > noch 10µF + 0,1µF. > Dann gehts dem IC gut. Das Geräusch ist dann aber immer noch da. Das zu > beseitigen dürfte schwierig sein. Ich habe das ganze jetzt weiter Untersucht, nach dem ich das ganze mit Gleichspannung aus dem Labornetzgerät versorgt habe. Bei rund 1A Last, und ~ 210 - 230V DC am Eingang fängt es an zu pfeiffen. Das ganze dürfte aber von der Regelung kommen, siehe Bild im Anhang. Auch ist unter 210V der L6561 kaum warm. Das Problem dürfte also ein gewisses Aufschwingen des L6561 bzw. der Regelgung sein. Das 2. Bild zeigt die Gatespannung am FET, der wird kurz eingeschaltet, sofort wieder aus, und dann erst die Hauptdauer wieder ein. Das ist sicher für keine der Komponenten optimal. Hast du so ein Verhalten des L6561 schon gehabt, bzw. du hast ja davon gesprochen, dass der L6561 sehr sensibel auf ein schlechtes Layout reagiert, mag das damit zusammenhängen?
Es ist durchaus zu erwarten, dass mit steigender Last die Überspannungsspitzen intensiver werden, und dies die Erhitzung des Treibers erklärt. Den Vorschlag mit den 100R in Reihe mit dem Hilfskreis würde unbedingt erstmal beherzigen. Doppelpulse sind immer ein ungesundes Zeichen. Kann ein Problem der Regelung sein. Oszillografiere mal auf neben dem gate-Signal auf einem weiteren kanal den Comparatorausgang (hatte ich weiter oben schon mal angeregt).
Zu den Oszillogrammen: Das Ein-Aus-Ein am Gate findet sich aber nicht am Drain. Da schaltet der Mosfet einwandfrei. Wer misst, misst Mist? Leider ist (mir) nicht klar, an welchem Punkt das "Aufschwingen" aufgenommen wurde. Wegen der Überspannung am IC ist mir noch was eingefallen: Hat der Start-up Widerstand wirklich 470kOhm wie im Schaltplan? Franz schrieb: > der L6561 > sehr sensibel auf ein schlechtes Layout reagiert, mag das damit > zusammenhängen? Da wäre ein Foto von der Platine wirklich nicht übel. Möglicherweise könnte der TL431 einen 100nF Kondensator parallel zum vorhandenen R-C Glied vertragen (ausprobieren).
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Mark S. schrieb: > Es ist durchaus zu erwarten, dass mit steigender Last die > Überspannungsspitzen intensiver werden, und dies die Erhitzung des > Treibers erklärt. Den Vorschlag mit den 100R in Reihe mit dem Hilfskreis > würde unbedingt erstmal beherzigen. > Doppelpulse sind immer ein ungesundes Zeichen. Kann ein Problem der > Regelung sein. > Oszillografiere mal auf neben dem gate-Signal auf einem weiteren kanal > den Comparatorausgang (hatte ich weiter oben schon mal angeregt). Hallo, im Anhang das Oszillogram, leider recht schwer etwas zu erkennen. der schreckliche Sven schrieb: > Zu den Oszillogrammen: > Das Ein-Aus-Ein am Gate findet sich aber nicht am Drain. Da schaltet der > Mosfet einwandfrei. Wer misst, misst Mist? > Leider ist (mir) nicht klar, an welchem Punkt das "Aufschwingen" > aufgenommen wurde. > Wegen der Überspannung am IC ist mir noch was eingefallen: Hat der > Start-up Widerstand wirklich 470kOhm wie im Schaltplan? > > Franz schrieb: >> der L6561 >> sehr sensibel auf ein schlechtes Layout reagiert, mag das damit >> zusammenhängen? > > Da wäre ein Foto von der Platine wirklich nicht übel. > Möglicherweise könnte der TL431 einen 100nF Kondensator parallel zum > vorhandenen R-C Glied vertragen (ausprobieren). Der Mosfet schaltet schon, aber die Spule ist wohl zu "langsam" man erkennt einen kleinen höcker im Oszillogram. Das "Aufschwingen" wurde am Pin 5 ZCD gemessen, da es dort am Besten sichtbar war. Habe mit meinem anderen Oszi mit einer Puls Triggerung das Ereignis getriggert, bei dem der Trafo anfängt geräusche zu machen. Je höher die Spannung desto mehr von diesen "mini pulsen" kommen. und sobald auch nur 1 solcher kleiner Puls da ist, hört man das akustisch vom Trafo. Die Änderungsvorschläge mit TL431 und 100R etc. werde ich gleich mal verwirklichen und dann auch das Foto der Platine posten! Danke für Eure Unterstützung!
Franz schrieb: > Das "Aufschwingen" wurde am Pin 5 ZCD gemessen, Mit diesem Pin wird das Ende der Entmagnetisierungsphase detektiert, wenn die Spannung an N3 wieder auf Null geht, wodurch der Mosfet wieder eingeschaltet wird. Solche Schwingungen sind da natürlich übel. Ein Kondensator mit ~47pF nach GND (Pin 6, wie praktisch) schafft Abhilfe.
der schreckliche Sven schrieb: > Franz schrieb: >> Das "Aufschwingen" wurde am Pin 5 ZCD gemessen, > > Mit diesem Pin wird das Ende der Entmagnetisierungsphase detektiert, > wenn die Spannung an N3 wieder auf Null geht, wodurch der Mosfet wieder > eingeschaltet wird. Solche Schwingungen sind da natürlich übel. Ein > Kondensator mit ~47pF nach GND (Pin 6, wie praktisch) schafft Abhilfe. Habe es jetzt mit einem 10R zwischen Diode und N3 probiert (wie in der AN vom L6562 beschrieben) das entlastet den L6561D schonmal sehr gut ( nurmehr ca. 18V an Vcc ). Den 47pF zwischen ZCD und GND habe ich getestet - leider kaum Veränderung. Vmtl. wird sich die Schwingung nur nachträglich auf den Pin ZCD zeigen. Ich habe immernoch die Regelung an sich in Verdacht. Wie baust du normal die Rückkopplung des Error Amps auf?
Folgende weitere Erkenntnisse: Entferne ich den 470pF der Parallel zu N1 liegt, ist das Geräusch und auch diese ~400ns langen Impulse, bei einer Last von 1A weg. Ändere ich den Lastwiderstand, sodass ~0.5A fließen sind diese Impulse und damit das Geräusch auch wieder vorhanden. Aber sehe ich das richtig, eingeschalten wird der FET ausschließlich von der negativen Flanke von ZCD, ausgeschalten wird er über den ErrorAmp / Multiplier. Das heißt doch im grunde dass 400ns nachdem ZCD den FET einschaltet die Regelung die Spannung am Ausgang als zu hoch erkennt, und den FET sofort wieder abschaltet, richtig?
Franz schrieb: > ausgeschalten wird er über den ErrorAmp / > Multiplier. Nicht ganz. Die beiden bestimmen die Schaltspannung an Pin 4. Der Source-Widerstand bestimmt dann den Schaltstrom. Der Multiplizierer sorgt dafür, daß der Schaltstrom der Spannung an Pin 3 folgt. Der ErrorAmp regelt die Verstärkung des Multiplizierers in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung. Damit die Stromaufnahme sinusförmig wird, muß der ErrorAmp natürlich recht träge sein, also integrieren. Das gilt aber für die klassische PFC-Schaltung, bei der auch der Entmagnetisierungsstrom über den Eingang fließt. Bei Deinem Gerät ist das anders, da fließt nur der Magnetisierungsstrom über den Eingang, Der Ent-Magnetisierungsstrom fließt aber in den Ausgang. Das erfordert eine ganz andere, schnellere Regelung. Mit mehr Fehlerpotential halt. Im konkreten Fall denke ich, daß die Regelung etwas zu "hibbelig" reagiert. (Von einem möglichen Layout-fehler mal abgesehen). Als Gegenmaßnahme könntest Du erstmal den TL431 etwas verlangsamen, wie ich schon vorgeschlagen hatte. Und/oder den L6561. Mit 10nF zwischen Pin 1+2 beginnen, evtl. den Wert schrittweise vergrößern. Angst um den Mosfet mußt Du dabei nicht haben, dessen Schaltstrom bleibt begrenzt. Und sollte die Sinusform des Eingangsstromes leiden, WTF.
der schreckliche Sven schrieb: > Franz schrieb: >> ausgeschalten wird er über den ErrorAmp / >> Multiplier. > > Nicht ganz. Die beiden bestimmen die Schaltspannung an Pin 4. Der > Source-Widerstand bestimmt dann den Schaltstrom. Der Multiplizierer > sorgt dafür, daß der Schaltstrom der Spannung an Pin 3 folgt. Der > ErrorAmp regelt die Verstärkung des Multiplizierers in Abhängigkeit von > der Ausgangsspannung. Damit die Stromaufnahme sinusförmig wird, muß der > ErrorAmp natürlich recht träge sein, also integrieren. Das gilt aber für > die klassische PFC-Schaltung, bei der auch der Entmagnetisierungsstrom > über den Eingang fließt. > Bei Deinem Gerät ist das anders, da fließt nur der Magnetisierungsstrom > über den Eingang, Der Ent-Magnetisierungsstrom fließt aber in den > Ausgang. Das erfordert eine ganz andere, schnellere Regelung. Mit mehr > Fehlerpotential halt. Im konkreten Fall denke ich, daß die Regelung > etwas zu "hibbelig" reagiert. (Von einem möglichen Layout-fehler mal > abgesehen). Als Gegenmaßnahme könntest Du erstmal den TL431 etwas > verlangsamen, wie ich schon vorgeschlagen hatte. Hatte ich schon getestet - das heißt einen 100nF Parallel zum vorhanden TC glied, also zwischen Ref und K sozusagen. > Und/oder den L6561. Mit > 10nF zwischen Pin 1+2 beginnen, evtl. den Wert schrittweise vergrößern. > Angst um den Mosfet mußt Du dabei nicht haben, dessen Schaltstrom bleibt > begrenzt. Und sollte die Sinusform des Eingangsstromes leiden, WTF. Hatte bislang zw. Pin 1 + 2 probiert mit 1nF, ohne Veränderung, jetzt auch mit 10nF, sowie den von dir vorgeschlagenen 100nF am TL431. Auch keine Veränderung. Man kann Allgemein sagen, sobald die Einschaltzeit unter 1,8µs geht, kommt dieser 400ns Impuls, gefolgt von kurz ausschalten und danach wieder einschalten. Das heißt wenn ich entweder die Last erhöhe, oder die Eingangsspannung senke ( beides führt ja dazu, dass die Einschaltzeit größer werden muss ), hört es auf ins Pfeiffen, und der FET wird "richtig" geschalten - soll heißen diese paar ns wo er ausschaltet sind weg. Sobald ich allerdings wieder unter 1,8µs komme fängts an grausig zu klingen. Ohne Last ist übrigens auch kein Geräusch wahrnehmbar, die Impulse sind insgesamt nur 400ns lang und nur in gewissen Abständen, da ja auch keine Energie entnommen wird (außer die Leistung die im 330R Snubber verbraten wird). Hast du noch eine Idee was ich testen könnte? Was ich nicht ganz verstehe ist, wieso er ein paar ns den FET abschaltet, dann aber gleich wieder ein - das spricht doch gegen die Logik die Ausgangsspannung zu regeln ?!
Franz schrieb: > Hast du noch eine Idee was ich testen könnte? Was ich nicht ganz > verstehe ist, wieso er ein paar ns den FET abschaltet, dann aber gleich > wieder ein Wenn der 0,5 Ohm Widerstand (Source/Pin4 gegen Masse) einen zu hohen induktiven Anteil hätte, wären Auswirkungen innerhalb 200-450 ns sichtbar. Eine andere Idee hätte ich jetzt i.M. auch nicht.
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MM schrieb: > Franz schrieb: >> Hast du noch eine Idee was ich testen könnte? Was ich nicht ganz >> verstehe ist, wieso er ein paar ns den FET abschaltet, dann aber gleich >> wieder ein > > Wenn der 0,5 Ohm Widerstand (Source/Pin4 gegen Masse) einen zu hohen > induktiven Anteil hätte, wären Auswirkungen innerhalb 200-450 ns > sichtbar. Eine andere Idee hätte ich jetzt i.M. auch nicht. Hallo! Also es dürfte tatsächlich daran liegen, dsas der L6561 irgendwelche Signale induktiv bekommt, die ihm nicht gut bekommen. Ich habe jetzt einmal sehr radikal einen 470nF direkt an den Current Sense des ICs gegeben (gegen Masse), und den 10nF zwischen Pin 1 und Pin 2. Damit sind diese 400ns gefolgt von ein paar ns Abschaltung Geschichte und damit auch die Geräusche und die enormen Temperaturen! Im Anhang ein Bild vom Layout, sorry dass es etwas "wild" aussieht - aber ist ja erstmal eine Testphase ;). Auf dem Bottom Layer ist eine komplette Massefläche. Liegt es am Layout, oder sollte ich mal den 0,5R tauschen probieren? Danke
Franz schrieb: > Auf dem Bottom Layer ist eine > komplette Massefläche. Ein alter Aberglaube: Massefläche, und alles ist gut. Da ist garnichts gut, wenn Signal - und Lastströme gemischt werden. Richtig wäre: Zentraler Massepunkt für alle Signale ist Pin6 (GND) vom L6562. Auch der masseseitige Anschluss von N3 gehört dahin! Von da aus gehts zum Source-Widerstand. Und da kann dann, wenns denn unbedingt sein muß, die Massefläche angeschlossen werden. Alles andere (und das hier) ist Pipifax. Franz schrieb: > Liegt es am Layout, oder sollte ich mal den 0,5R tauschen probieren? Ja, "es" liegt am Layout, und den Widerstand tauschen ist überflüssig. Jetzt funktioniert es ja. Die Idee mit dem Kondensator ist gut, muß ich mir merken.
der schreckliche Sven schrieb: > Franz schrieb: >> Auf dem Bottom Layer ist eine >> komplette Massefläche. > > Ein alter Aberglaube: Massefläche, und alles ist gut. > Da ist garnichts gut, wenn Signal - und Lastströme gemischt werden. > Richtig wäre: Zentraler Massepunkt für alle Signale ist Pin6 (GND) vom > L6562. Auch der masseseitige Anschluss von N3 gehört dahin! Von da aus > gehts zum Source-Widerstand. Und da kann dann, wenns denn unbedingt sein > muß, die Massefläche angeschlossen werden. Alles andere (und das hier) > ist Pipifax. Lässt sich leider nicht ändern, und eine neue Platine dafür Layouten und fertigen lassen zahlt sich auch nicht aus. Muss eben ein Kompromiss sein. > Franz schrieb: >> Liegt es am Layout, oder sollte ich mal den 0,5R tauschen probieren? > > Ja, "es" liegt am Layout, und den Widerstand tauschen ist überflüssig. > Jetzt funktioniert es ja. Die Idee mit dem Kondensator ist gut, muß ich > mir merken. Wie kritisch siehst du den Wert für den Kondensator, oder soll ich es so lassen wenn es jetzt läuft?
Noch ein Nachtrag: Der 330R Snubber Widerstand (in Serie 1nF), wird im geringen Teillastbereich, also ~ 0,25A am Ausgang bis zu 190°C warm, wohlgemerkt ohne dass die Platine im Gehäuse verbaut ist. Sollte mir das stark zu denken geben? Erhöhe ich den Ausgangsstrom auf 1A, wird der Widerstand "nurmehr" 130°C warm. Danke Franz
Franz schrieb: > soll ich es so > lassen wenn es jetzt läuft? never change a winning team. Franz schrieb: > Der 330R Snubber Widerstand (in Serie 1nF), wird im geringen > Teillastbereich, also ~ 0,25A am Ausgang bis zu 190°C warm, Auf so ein R-C Glied wird meistens ganz verzichtet. Eine Verkleinerung der Kapazität und/oder des Widerstandswertes würde die Wärmeentwicklung im Widerstand verringern. Hier ist ein bißchen Ausprobieren angesagt. Ich schlage vor, beide Werte drastisch zu verringern. 100 pF und 100 Ohm. Die Schwingungen werden nicht verschwinden und das müssen sie auch nicht.
der schreckliche Sven schrieb: > Franz schrieb: >> soll ich es so >> lassen wenn es jetzt läuft? > > never change a winning team. Alles klar ;). > Franz schrieb: >> Der 330R Snubber Widerstand (in Serie 1nF), wird im geringen >> Teillastbereich, also ~ 0,25A am Ausgang bis zu 190°C warm, > > Auf so ein R-C Glied wird meistens ganz verzichtet. > Eine Verkleinerung der Kapazität und/oder des Widerstandswertes würde > die Wärmeentwicklung im Widerstand verringern. > Hier ist ein bißchen Ausprobieren angesagt. > Ich schlage vor, beide Werte drastisch zu verringern. 100 pF und 100 > Ohm. Die Schwingungen werden nicht verschwinden und das müssen sie auch > nicht. Gut, dann werde ich das so machen, besten Dank für deine großartige Hilfe !!
Franz schrieb: > Ich habe jetzt einmal sehr radikal einen 470nF direkt an den Current > Sense des ICs gegeben (gegen Masse), Ernsthaft? Und das funktioniert noch? Das am 20.Jan gezeigte Oszillogramm läßt erkennen, dass die Einschaltdauern zwischen einem Max und einem Min hin und her pendeln. Die zugehörige Modulationsfrequenz dürfte dem gehörten Pfeifton entsprechen. Das ist ein sicheres Indiz für Regelschwingungen: Die Regelung ist instabil. Wie man dies überprüft, habe ich ja bereits zweimal weiter oben beschrieben.
Hallo Mark, Oszillogram des Comparatorausganges gemeinsam mit dem Gate habe ich am 20.1. gepostet. Und dass die Regelung das Problem darstellt wurde ja schon bewiesen, nur dürfte durch die schlechte Masseführung über CS wie wahrscheinlich auch an den restlichen Pins INV, COMP, MULT spitzen auftreten, sobald der Mosfet sich einschaltet. Wie würdest du dem entgegenwirken, außer die Platine neu zu designen?
Überprüf mal den ESR Deiner Sekundärelkos. Und schalte mal einen "guten" LowESR-Elko parallel. Es kommt durchaus vor, dass bei erhöhtem ESR infolge Alterung (oder schlechter Qualität) so ein Wandler instabil wird. Sperrwandler im current mode sind hierfür anfällig. Suchbegriff: subharmonic oscillation Und was die allgegenwärtigen Störspitzen betrifft: Bei Netz-Anwendungen mit ihren relativ hohen Spannungen und kleinen Strömen und den daraus resultierenden höheren Impedanzen sind gnd-loops weit weniger kritisch, als z.B. bei Abwärtswandlern im Kleinspannungsbereich. Dementsprechend sind die PCB-Layouts auch relativ anspruchslos. btw, für den L6561 findet sich ein LTSpice-Modell auf dem Netz
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Mark S. schrieb: > Überprüf mal den ESR Deiner Sekundärelkos. Und schalte mal einen > "guten" > LowESR-Elko parallel. Es kommt durchaus vor, dass bei erhöhtem ESR > infolge Alterung (oder schlechter Qualität) so ein Wandler instabil > wird. > Sperrwandler im current mode sind hierfür anfällig. > Suchbegriff: subharmonic oscillation Das habe ich schon zu beginn überprüft, bzw. getestet, ohne Änderung. Man sieht aber auch im Oszillogram, dass im Sekundärkreis absolut keine Spannungsüberhöhungen / Schwingungen etc. zu sehen sind. Werde mal danach googlen ! > Und was die allgegenwärtigen Störspitzen betrifft: Bei Netz-Anwendungen > mit ihren relativ hohen Spannungen und kleinen Strömen und den daraus > resultierenden höheren Impedanzen sind gnd-loops weit weniger kritisch, > als z.B. bei Abwärtswandlern im Kleinspannungsbereich. Dementsprechend > sind die PCB-Layouts auch relativ anspruchslos. > > btw, für den L6561 findet sich ein LTSpice-Modell auf dem Netz Wie erklärt man sich dann die Änderung des Regelungsproblems bei parallelschaltung des Kondensators, das heißt 470nF Parallel zu 0,5R, auswirkung dürfte das lediglich auf induktivie Effekte haben, was wieder für das Layout Problem sprechen dürfte. Werde mir mal das LTSpice Modell ansehen und ein paar Simulationen durchführen, danke für den Tipp!
> > Wie erklärt man sich dann die Änderung des Regelungsproblems bei > parallelschaltung des Kondensators, das heißt 470nF Parallel zu 0,5R, > auswirkung dürfte das lediglich auf induktivie Effekte haben, was wieder > für das Layout Problem sprechen dürfte. Der Kondensator direkt pararellel zu dem Source-Widerstand macht imho durchaus Sinn, ich dachte Du hättest den am Sense-Eingang, hinter dem üblichen Serienwiderstand von mehreren 100R, eingebaut - was allerdings überhaupt keinen Sinn macht. Damit wären wir bei den gate-Doppelpulsen. Beim Einschalten des MOSFETs kommt infolge der internen kapazitiven Umladung eine Stromspitze zustande, die eine Spannungsspitze über dem Source-Widerstand erzeugt. Und die kann ausreichen, um über den sense-Eingang den Zustand "eingestellter Magnetisierungsstrom ist erreicht" vorzeitig zu signalisieren: Das gate Signal wird nach kürzester Zeit abgeschaltet. Dagegen hilft ein leichter Tiefpaß, der aber auch nicht zu groß sein darf, sonst wird zu spät abgeschaltet. Nun, genau das bewirkt Dein Kondensator parallel zum Source-Widerstand. s.: "leading edge blanking" "premature trigger"
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Bearbeitet durch User
Franz schrieb: > das heißt 470nF Parallel zu 0,5R, > auswirkung dürfte das lediglich auf induktivie Effekte haben, was wieder > für das Layout Problem sprechen dürfte. 470nF parallel mit 0,5Ohm, das ist gutes "Blanking". Das entsprechende R-C Glied auf dem Chip scheint nicht auszureichen. Am Widerstand fällt keine hohe Spannung ab, und so wird der Kondensator nicht hoch belastet. Bei diesem Gerät schätze ich max. 1V, und der L6561 begrenzt die Spannung auf 1,6V. Auf der Massefläche kommt es eher nicht zu induktiven Effekten. Ich würde es resistive Effekte nennen. Ob Massefläche oder Leiterbahn, Signal- und Lastströme müssen getrennte Wege gehen, sonst schwingts. Bemerkenswerterweise kann der Kondensator hörbare Geräusche verhindern.
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