Hallo Leute! Ich habe wieder mal Fragen. Hier ist die Geschichte: Ich habe einen Spannungsinverter wie im Bild aufgebaut. Spannungswandler von 5V auf -6,1V. Nebenan ist die Diagramm. Parabel-ähnliche Kurve ist tatsächliche Verlauf, schöne Gerade - die Trendlinie. Und noch ein Messpunkt: die Schaltung zieht 148mA aus der +5V-Quelle um 50mA am Ausgang zu liefern (-6,1V bleiben stabil). Die Schaltung arbeitet laut Simulation mit Lücken. In der Praxis sollen aber maximal 10mA am Ausgang nicht überschritten werden. Frage: Wie kann man hier Wirkungsgrad verbessern? Frage: Wieso zieht die Schaltung 15mA aus der Quelle, wenn am Ausgang (RL=10kOhm) so gut wie kein Strom fliesst? Ic von Transistor Q2 während Pausen liegt bei ein Paar Hundert nA und Ic von Q1 hat ein Paar µA, also weitgehend unterhalb von 15mA. Bedanke mich für Erklärungen und vorschläge. PS: An modernen Chips bin ich erst mal nicht interessiert. Es geht mir darum die Schaltnetzteile zu erlernen und ich will deswegen Versuche mit sehr kleinen Leistungen machen. Dabei sind die Experimentenkosten minimal zuhalten. Außerdem soll dieser Beitrag den anderen Forumaner nutzen, die eine Mischung aus digitalen und analogen Technik vereinen wollen.
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Johann R. schrieb: > Frage: Wie kann man hier Wirkungsgrad verbessern? Schaltverluste am Transistor (Frequenz), Leckströme (Kondensator am Ausgang), sowie ohmsche Verluste (Spule) verringern.
Johann R. schrieb: > Ich habe einen Spannungsinverter wie im Bild aufgebaut. Die Schaltung kommt mir sehr bekannt vor: Beitrag "Re: Spannungsinverter 1,2 V auf -9 V" Johann R. schrieb: > Frage: Wieso zieht die Schaltung 15mA aus der Quelle, wenn am Ausgang > (RL=10kOhm) so gut wie kein Strom fliesst? Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu Ende geht. Dabei wird ein Teil der in der Drossel gespeicherten Energie durch den Strom durch den PNP neutralisiert und nicht an den Ausgang übertragen. Außerdem entstehen am Kollektor Q2 Sprünge von 12V, die durch R5 Ströme von fast 5mA erzeugen (natürlich immer nur kurz, aber so kommt was zusammen), und natürlich fließen durch R1 auch immer fast 10mA.
ArnoR schrieb: > Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu > Ende geht. kann man das Abschalten mit Kondensatoren irgendwie beschleunigen? > Außerdem entstehen am Kollektor Q2 Sprünge von 12V, die durch R5 Ströme > von fast 5mA erzeugen (natürlich immer nur kurz, aber so kommt was > zusammen), und natürlich fließen durch R1 auch immer fast 10mA. Simulation besagt was anderes. Siehe Bild (10kOhm-Last)... Fast Leerlauf und 15mA in der Praxis.
Johann R. schrieb: > kann man das Abschalten mit Kondensatoren irgendwie beschleunigen? Widerstand parallel zu B-E, oder Sättigung verhindern -> Schottky-Transistor. Johann R. schrieb: >> Außerdem entstehen am Kollektor Q2 Sprünge von 12V, die durch R5 Ströme >> von fast 5mA erzeugen (natürlich immer nur kurz, aber so kommt was >> zusammen), und natürlich fließen durch R1 auch immer fast 10mA. > > Simulation besagt was anderes. Siehe Bild Du meinst 9mA ist nicht das gleiche wie fast 10mA? Oder dass die nicht "immer" fließen? Ich meinte natürlich auch nicht, dass die 10mA dauerhaft fließen, sondern nur an der Einschaltflanke! Das ist doch aus der Schaltungsfunktion klar.
ArnoR schrieb: > Du meinst 9mA ist nicht das gleiche wie fast 10mA? Oder dass die nicht > "immer" fließen? Genau: Ich meine dass 10mA nicht immer fließen, vor allem nicht bei 10kOhm Last (laut Simulation und menschlicher Logik). Da schluckt die Schaltung nämlich ca 15mA. Wieso zum Geier?
Johann R. schrieb: > Wieso zum Geier? Du hast die Schaltung doch ohnehin schon in der Simulationsumgebung eingegeben. Dann nutze das doch auch aus, um die Ursache der Verluste rauszufinden. Also: starte die Simulation noch mal, und untersuche zuerst mal, wie sauber die Transistoren im Schaltbetrieb arbeiten bzw. wann sie im Linearbetrieb Energie verschwenden. Du kannst dir in LTSpice auch die Verlustleistung der einzelnen Bauteile anzeigen lassen (also z.B. das Produkt IC(Q1)*V(C,E) - die Namen der Netze musst du entsprechend deiner Schaltung anpassen). Damit siehst du direkt, wo die Leistung ungewollt verheizt wird.
Johann R. schrieb: > Da schluckt die Schaltung nämlich ca 15mA. Womit wird gemessen? Ein gewöhnliches Messinstrument hat Schwierigkeiten mit solchen Stromspitzen. Mit Kondensatoren den Strom mitteln und den Verlauf mit Oszi prüfen.
ArnoR schrieb: > Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu > Ende geht. Dagegen hilft ein Widerstand von etwa 1k zwischen Basis und Emitter von Q2, um dessen Basisladung schneller auszuräumen.
R. M. schrieb: > ArnoR schrieb: >> Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu >> Ende geht. > > Dagegen hilft ein Widerstand von etwa 1k zwischen Basis und Emitter Ach? ArnoR schrieb: > Johann R. schrieb: >> kann man das Abschalten mit Kondensatoren irgendwie beschleunigen? > > Widerstand parallel zu B-E
Johann R. schrieb: > Wieso zum Geier? Liest du eigentlich was dir geschrieben wird? ArnoR schrieb: > Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu > Ende geht. Dabei wird ein Teil der in der Drossel gespeicherten Energie > durch den Strom durch den PNP neutralisiert und nicht an den Ausgang > übertragen.
Im Anhang noch eine Simu zu dem vorhin gesagten. Der einzige Unterschied zwischen den Schaltungen ist der 1k-Widerstand zwischen B-E des PNP. Man sieht, dass die Ausgangsspannung schneller ansteigt und die Versorgung erheblich weniger einbricht, also ist die Stromaufnahme bei gleicher Ausgangslast deutlich geringer.
Die Ursprungsschaltung ohne Regelung wurde 30..70mA von der Stromquelle umsetzen. Ungebremst sollte es weniger Vielfaches sein im Hinblick auf den Wirkungsgrad.
OK, Dank an Alle! Mal andere Frage: Bis hier wurde Eigenverbrauch angeschaut (15mA). Ganz oben im dargestellten Graf gibt es Trendlinie, der der Graf nah verläuft; diese Trendlinie ist so beschrieben: Iin = 2 x Iout + 15mA. Was ist denn mit 2xIout? Glaube ich zwar nicht, weil ich den Schalt-Vorgang angeschaut habe, aber trotzdem: Ist es den Physikalisch möglich den Faktor "2" vor Iout zu verkleinern? Blöde Frage ich weiß, aber ich habe schon die Nächste...
Hallo, ich habe eben gerade niemand gefragt. Im Diagramm ganz oben erkennt man z.B. 2 * 10 mA iout +15 = 35 mA iin und 2* 5 mA iout +15 = 25 mA iin Die Schaltung wandelt von 5 V auf -6V richtig? Somit entspricht diese Konstellation einem Aufwärtswandler, der in etwa die doppelte Spannung ausgibt. Die Leistungen werden an Ein- und Ausgang als gleich angenommen und Verluste durch Eigenverbrauch vernachlässigt. Somit muß der Aufwärtswandler gegenüber den +5V eine negative Spannung von 11V erzeugen, um auf die -6 V zu kommen. 11V ist ungefähr das Doppelte von 5V, wenn man nur die Beträge betrachtet. Somit entsteht in der Geradengleichung der Faktor 2, weil es sich um einen Aufwärtswandler handelt, der die Spannung (in etwa) verdoppelt. Aus 5V und 50mA am Eingang sollten dann 2 *5V, 25mA am Ausgang werden. Natürllich kann man, falls man sich an der Zwei stört, der Schaltung mittels anderer Z-Diode eine andere Ausgangsspannung geben, z.B. -3V oder -15,37V. Der Phantasie sind da kaum Grenzen gesetzt und niemand weiß, welche Spannung da die beste ist. Hoppla, da sehe ich gerade, daß die Spule an GND angeschlossen ist und nicht an +5V... sonst wäre die Erklärung plausibel gewesen. mit freundlichem Gruß
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ArnoR schrieb: > Liest du eigentlich was dir geschrieben wird? nein! liest er nicht ich schrieb ja schon mal Joachim B. schrieb: > Schaltverluste am Transistor (Frequenz), Leckströme (Kondensator am > Ausgang), sowie ohmsche Verluste (Spule) verringern.
Joachim B. schrieb: > nein! liest er nicht Natürlich lese ich mir alles durch! Da es mir selten etwas vorgeworfen wird, stecke ich sogar Zeit in diese leere Abrede, die keine Information hat. Eigentlich Zeit zu schade.
Johann R. schrieb: > Eigentlich Zeit zu schade. wieso das denn? würde ich gerne wissen hattest du denn andere Frequenzen probiert? hattest du denn verschiedene Kondensatoren Bauformen probiert? hattest du denn verschiedene Spulen probiert? hattest du denn verschiedene Transistoren probiert? ob sich am Wirkungsgrad was ändert, sich die Verluste ändern?
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Joachim B. schrieb: > hattest du denn andere Frequenzen probiert? > hattest du denn verschiedene Kondensatoren Bauformen probiert? > hattest du denn verschiedene Spulen probiert? > hattest du denn verschiedene Transistoren probiert? Ich rate mal. Er hat gar nichts probiert, weil er nichts aufgebaut hat. Alles was er hat, ist eine Simulation.
Joachim B. schrieb: > wieso das denn? würde ich gerne wissen Weil Sie mir nicht gesagt haben, dass eine Parallele Kapazität zur Basis-Emitter-Strecke des Leistungstransistors dessen Abschalten beschleunigen würde. Ist echt Zeit zu schade...
Zur Betrachtung des Wirkungsgrades solle man sich übrigens lieber nur den Spulen-Strom innerhalb einer Schaltperiode anschauen. Lückend, nicht lückend - beides. Erst dann hat man einen Eindruck, womit man es zu tun hat.
Die BE-Parallelkapazitaet muss gut angepasst werden auf den Kapazitiven Teiler der parasitaeren Kapazitaeten im Transistor. A bissl was muss aber auch bei der Ansteuerung getan werden. Wenn sich der Fragestellende kaum aeussert, wie sollen die Forumsteilnehmer wissen, wie tief die Antworten gehen duerfen?
Fuer besseren Wirkungsgrad bei kleineren Stroemen muesste ich bei einer Versuchsschaltung entweder L groesser wahlen oder HF Transistoren BF xxx verwenden.
Dieter schrieb: > bissl was muss aber auch bei der Ansteuerung getan werden. Danke Dieter! Sie sind wie frische Luft. Können Sie das bitte näher erklären, was Sie mit Ansteuerung meinen?
Z.B. R1 plus parallelen kleinen C11 (vor allem mit nichtlückendem Betrieb). R1 gesplittet um quasi etwas bootstrapping mit einem Kondensator zu erzeugen. Ein zusätzlicher Ausräumtransistor für die Basis erscheint mir aber wirkungsvoller als dies und BE-Parallelkapazitaet. So eine Schaltung simulierte ich mit qucs und war überrascht welche Energie über den Pfad D2 R2 R5 C2 umgesetzt wurde.
Die Rückkopplung ist viel zu stark, ich würde mal R5 vergrößern. Die Stromverstärkung der beiden Transistoren multipliziert sich ja, rechne mal aus wieviel Ansteuerstrom dann nötig ist. R1 würde ich auch vergrößern oder einen leistungsstärkeren Transistor verwenden. Wie hoch ist die Stromverstärkung von Q2? Wenn man mal annimmt 200, dann kann ja der Strom bis 2A durch den armen BC327 ansteigen. Und die Drossel L1, ist die für diesen Strom ausgelegt? Und Q2 sollte einen Basis-Emitter- Widerstand bekommen, ist ja schon gesagt worden.
Günter Lenz schrieb: > Die Stromverstärkung der beiden Transistoren multipliziert sich > ja, rechne mal aus wieviel Ansteuerstrom dann nötig ist. Genau. Den Transistor weniger zu sättigen, ermöglicht schnelleres Ausräumen der Ladungsträger über den vielzitierten BE-Widerstand. Günter Lenz schrieb: > Und die Drossel L1, ist die für diesen Strom ausgelegt? Genau. Kann die Drossel die Energie überhaupt speichern? Geht sie in Sättigung? Wie ist der Typ? Datenblatt? Johann R. schrieb: > Zur Betrachtung des Wirkungsgrades solle man sich übrigens lieber nur > den Spulen-Strom innerhalb einer Schaltperiode anschauen. Wie ist denn der Stromverlauf in der Spule? Oszilloskop-Aufnahme? Die Diode D1 1N5817 ist als Schottky auch nicht gerade "dicht" 1mA@Urev=20V,Ta=25°C
@Johann m.E. sollte die induktivitaet auf 100-150uH erhoeht werden. Der BC327-40 hat eine hohe Collektor-Emitter Saettigungsspannung (Ucesat) von ca. 0,7 V. Wird ein 2N3906 verwendet (UCEsat<0,4V) sieht die Energiebilanz deutlich besser aus. Uebrigens: Du kannst den Effektivwert eines Trace (z.B. U, I) mit LTSpice ausgeben lassen, indem Du einen Rahmen um den interessierenden Bereich ziehst - ohne Rahmen wird das gesamte Fenster verwendet. Dann [Ctrl/Strg] + [ALT] druecken mit dem Cursor auf den Titel des Trace gehen, den Du ausgeben moechtes und einen Mausklick links ausfuehren. Im erscheinenden kleinen Fester kannst Du dann diverse Daten, u.a. auch RMS (Effektivwert) ablesen. mfG Ottmar
Ich habe erst mal eine andere Idee. Danach kann man unterschiedliche Bauteile ausprobieren, um restlichen Eigenverbrauch zu minimieren/optimieren. Der Leistungstransistor (eigentlich BC640 (800mA)) soll schneller sperren. Dazu baue ich, wie Dieter empfehlt, einen Transistor mehr ein. Seine Aufgabe ist es eine positive Stromspitze zum Leistungstransistors zu Leiten um diesen schnell zu sperren. Vorteil gegenüber eines Parallelwiderstandes zur BE-Strecke des Leistungstransistors ist das diese nicht wie Widerstand dauerhaft Leistung verbraucht, sondern nur im Abschaltmoment. Ergebnisse sind folgende: Eigenverbrauchstrom beträgt jetzt ca. 3,7mA statt 15mA, und damit kann ich schon leben. Getestet habe ich die Schaltung mit Rlast = 47k und = 470 Ohm. Die Simulation bestätigt die Ergebnisse und läuft auch mit größeren (nicht vorgesehenen) Lasten (RL=250 Ohm). Die Gleichung für Stromverbrauch ist jetzt Iin=2*Iout + 3,7mA. Was noch? Ich wurde nach Spule gefragt: Neosid, 480mA, 1,2 Ohm; Die letzte (hier angehängte) Schaltung ist noch nicht optimiert!
Taktverhältnis Lade/Entladephase wäre ungefähr 6/11 zu 5/11, also fast halbe zu halbe gerundet fürs einfache Überschlagen. Bei 100% Wirkungsgrad wäre bei Ipeak_Spule 100mA Imittel_Last 25mA R3: 0,5*0,25mA+0,5*0,5mA=0,375mA, Ruhephase 0,25mA Bei 5V, 50uH, Ipeak 100mA, t_lade=1us (L*I/U), ungefähr 500kHz R1: Ladephase: 10mA , Entladephase/Ruhephase 0mA 0,5*10mA+0,5*0mA=5mA (oder weniger, je nach dem wie die Regelung die Ruhephasen bzw. Pausenzeiten verlängert.) Q2: beta 200, I_sättigung ca. beta*I_R1, läge somit bei 2A. Hier kommt aber einem die Nichtlinearität (sie fällt deutlich) der Verstärkung zu Hilfe. Ähnlicher Wandler für 1,2...1,5V und 100mA Ipeak hat hier einen Widerstand von 330 Ohm. Daraus folgt R1 nur so niedrig auslegen, dass es für den höchsten Laststrom bei minimaler Eingangsspannung gerade reicht. Es reicht C3 mit doppeltem Wert als die Basis-Emitter-Kapazität von Q3. Eine gebaute Schaltung benötigte die Zenerdiodenrückführung 0,5mA damit die Schwelle ausreichend genau funktionierte. Zwei LED in Reihe waren besser, aber natürlich eine viel teurere Lösung. C2 & R5, wie auch D1 haben schon andere geschrieben. Für höhere negative Ausgangsspannungen müßte die Basis von Q1 mit einer Diode geschützt werden, da Umax_BE bei 5 bis 7V liegt.
Hallo zusammen. Ich habe ein Paar Stunden vor dem Rechner verbracht. Durch die Änderung von R3(neu 100k) habe ich noch mal eine Verkleinerung von Strom-Eigenverbrauch erreicht. Dann wurden C2(220p) C3(220p) und R5(4k7) auch geändert, weil man jetzt kleinere Steuerströme bräuchte. Änderungen von R1 und R4 haben eher Instabilität mitreingebracht, sollen also so bleiben wie sie sind. Bei Last = 1kOhm (ca. 6,8mA) zieht es jetzt 11,3mA durchschnittlich aus der Quelle. Höhere Belastung (Iout = 40mA) führt zum Ausgangsspannungssenkung (5,9V) und zum 100mA-Verbrauch. Größere Lasten habe ich nicht ausprobiert. Die Schaltung sollte für max. 20mA/-6V ausgelegt werden. Da tun sie ja alles: Iout=20mA bei Iin=40,9mA, Uout für 79L05 reif, Spitzenströme der Spule nicht überschritten, steuer-Ströme klein usw.... Schutzdiode antiparallel zu EB-Übergang von Q1, wie Dieter empfehlt, führt zum Verscchlechern des Wirkungsgrades. Obwohl ich sie ausgelassen habe, siehe ich auch ein, dass man sie einbauen soll. Jetzt kann man die Schaltung bei Bedarf nachbauen. M.f.G. ich.
Johann R. schrieb: .... > Änderungen von R1 und R4 haben eher Instabilität mitreingebracht,... R1: Welcher Wert wurde versucht? (nicht zu sehr erhöhen...) > ... Spitzenströme der Spule nicht überschritten ... Gratwanderung zwischen Imax_sättigung überschritten oder zu stark unterschritten, im letzteren Falle würde man sich nur im Bereich der maximalen Histereseverluste bewegen. 1,2 Ohm einer 50uH Spule ist eher mittelmäßig. Es gäbe bessere Spulen. > Schutzdiode antiparallel zu EB-Übergang von Q1, wie Dieter empfehlt, > führt zum Verscchlechern des Wirkungsgrades. Obwohl ich sie ausgelassen > habe, siehe ich auch ein, dass man sie einbauen soll. Stimmt, das kostet auch wieder Energie. Dies kann reduziert werden indem der Diode ein Serienwiderstand spendiert wird. R5 und dieser Widerstand+Diode zwischen BE bilden einen Spannungsteiler (R3 kann dabei vernachlässigt werden). Z.B. 27kOhm würde die Spannung an der Basis um ca. 20% mindern, falls notwendig. Zweite Variante wäre die Diode der Basis in Durchlassrichtung vorzuschalten, funktioniert aber nur bei Betriebsspannungen ab 2,x Volt. Anderen Typ für D1 mit niedrigerem Sperrstrom verwenden ... Je nach dem wieviel Aufwand man betreiben möchte um noch das letzte aus der Schaltung herauszupressen, reicht der bisherige Aufwand sicherlich.
Die Schaltung im Anhang ist glaube ich jetzt soweit (mit Hilfe der Beteiligten Forumaner). Sie läuft bei 4-6,5V Versorgung. Damit kann Sie von 4x1,5V Micro-Zellen (oder größer, oder Accu's) betrieben werden. Ausgangsstrom < 40mA. Ich schließe zum Ausgang noch 79L05, dann hat man stabile -5V. Davon können z.B. Operationsverstärker ihre negative Versorgung bekommen und in linearen Bereich Output ab 0V liefern. Man kann noch mit anderen Bauteilen noch etwas experimentieren... Mit Dank an Dieter!
Johann R. schrieb: > Ich schließe zum Ausgang noch 79L05, dann hat man stabile -5V. mal ins Datenblatt geschaut? (mit -6V kommst du da nicht hin) https://www.soemtron.org/downloads/disposals/79l05.pdf Dropout voltage 25°C 1.7V
Joachim B. schrieb: > mal ins Datenblatt geschaut? (mit -6V kommst du da nicht hin) Funktioniert aber in der Praxis. @ Karlmann: Ich habe geänderte Bibliothek für Z-Diode und Statt BC640 BC327-40 benutzt. Simulation duldet halt mehr. Einfach nachbilden. Datei "Standard.dio" mit Texteditor aufmachen, folgende Zeile einfügen: .model BZX84C6V8L D(Is=1.5n Rs=.5 Cjo=165p nbv=3 bv=6.8 Ibv=1m Vpk=6.8 mfg=OnSemi type=Zener) und abspeichern. LTSpice starten, rechte Maustaste auf Diode, Z-Di auswählen...
Johann R. schrieb: > Joachim B. schrieb: > mal ins Datenblatt geschaut? (mit -6V kommst du da nicht hin) > Funktioniert aber in der Praxis. Der Mindestwert streut und der Strom ist niedrig im Vergleich zu dem Maximalwert des Reglers. Daher kann es oefters funktionieren als angenommen.
Ge-nau, -1,7V über -5V braucht man bei maximalen 100mA am Ausgang von 79L05. Für meine 20-30mA reicht eine Differenz von 1,1V. Am Ausgang habe ich unter Belastung -4,95V gemessen gehabt. Oszi zeigte sauberes DC.
Ich hätte da mal eine ganz andere (allgemeine) Frage: Die vorgestellte Schaltung erzeugt aus +5V Spannung -6V und verbraucht dabei die Leistung von 11V*Iin. Dabei verbraucht sie auch Leistung um von 5V auf 0V zu kommen, danach werden erst zusätzlich -6V erzeugt. Wäre das nicht sinnvoller eine Schaltung mit Trafo zu entwerfen? Dann bräuchte man doch nur eine Differenz von 0V auf -6V-Udiode aufbauen müssen! Nur dass man den Trafo wickeln muss...
Johann R. schrieb: > Die vorgestellte Schaltung erzeugt aus +5V Spannung -6V und verbraucht > dabei die Leistung von 11V*Iin. Dabei verbraucht sie auch Leistung um > von 5V auf 0V zu kommen, danach werden erst zusätzlich -6V erzeugt. Wäre > das nicht sinnvoller eine Schaltung mit Trafo zu entwerfen? Dann > bräuchte man doch nur eine Differenz von 0V auf -6V-Udiode aufbauen > müssen! Du verstehst die Schaltung nicht. Die erzeugt nicht aus den +5V erst "0V" und dann -6V, sondern die erzeugt aus den 5V direkt die -6V. Die "Differenzspannung" zwischen Ein- und Ausgang ist nicht 11V, sondern praktisch nur 1V, weil die Drossel mit 5V aufgeladen wird, aber beim Entladen 6V erzeugen muss. Dass das Vorzeichen umgekehrt ist, ist wegen der umgekehrten Stromänderungsrichtung normal. Die Schaltung ist nur nicht besonders gut und verbraucht viel Leistung nutzlos. Daher kommt deine Version auf etwa 11V*Iin.
Johann R. schrieb: > Die Schaltung im Anhang ist glaube ich jetzt soweit (mit Hilfe der > Beteiligten Forumaner). Sie läuft bei 4-6,5V Versorgung. Damit kann Sie > von 4x1,5V Micro-Zellen (oder größer, oder Accu's) betrieben werden. > Ausgangsstrom < 40mA. > Ich schließe zum Ausgang noch 79L05, dann hat man stabile -5V. Davon > können z.B. Operationsverstärker ihre negative Versorgung bekommen und > in linearen Bereich Output ab 0V liefern. Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis. Ein ICL7660 (billig beim Chinesen) liefert mit 3x 10µF auch eine negative Spannung. OK, nicht stabilisiert, muß für OPV aber auch nicht.
Hallo allerseits, ich war mal neugierig und habe die letzte Variante mit den drei Transistoren nachgebaut mit BC327 als "Leistungstransistor". Die anderen zwei sind 100mA-Typen für NF. Die Spule besteht aus zwei Ferritkernhälften mit Luftspalt. Auf die minimalen 3,7 mA Leerlaufverbrauch kam die Schaltung aber nicht. Alles ohne die 1N4148 und 27k gemessen außer falls angegeben. F etwa 53 kHz. Setzt man den zweiten PNP-Transistor außer Betrieb, wird die Einschalt-Phase etwas länger und die Spitze unten etwas runder (an C / Diode /Spule). Eingang Ausgang Belastung Ub immer 5,1V 11 mA Leerlauf 0 Ohm, nur Z-Diode 17 mA 6,4 mA 1 kOhm 32 mA LED + 330 Ohm 30 mA 13,5 mA 470 Ohm 43 mA 19,4 mA 330 Ohm 90 mA 42 mA 150 Ohm 126 mA 52 mA 120 Ohm 124 mA mit 27k 52 mA 120 Ohm 146 mA 67 mA 5,1V 75 Ohm 148 mA 74 mA 4,5V 60 Ohm mit freundlilchem Gruß
Axel S. schrieb: > Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis. Ein > ICL7660 (billig beim Chinesen) liefert mit 3x 10µF auch eine negative > Spannung. OK, nicht stabilisiert, muß für OPV aber auch nicht. Na ja, aber zieht den eine Ladungspumpe nicht höheren Strom als sie abgibt?
Christian S. schrieb: > Hallo allerseits, > > ich war mal neugierig und habe die letzte Variante mit den drei > Transistoren nachgebaut mit BC327 als "Leistungstransistor". BC640 nehmen. > Die Spule besteht aus zwei Ferritkernhälften mit Luftspalt. Luftspalt? Ich habe Spule von von Neosid 47µH 1.2 Ohm, 480mA, Güte 60, bis 12 MHz. Gibt's bei pollin.de. Sie hat einen Ringkern.
Johann R. schrieb: > Na ja, aber zieht den eine Ladungspumpe nicht höheren Strom als sie > abgibt? Natürlich, macht deine Schaltung doch auch, nur schlimmer als der ICL7660. Axel S. schrieb: > Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis. Genau. Es ist sogar noch schlechter als man auf den ersten Blick sieht. Der Drosselstrom (und damit auch der Eingangs- und Ausgangsstrom der Schaltung) besteht nämlich aus kurzen Nadeln mit einer Amplitude von über 300mA (bei nur 20mA Ausgangsstrom), die eine üble Welligkeit auf den Spannungen machen. Der 79L05 kann die nicht ausregeln. Insgesamt ein gutes Beispiel für eine möglichst schlechte praktische Umsetzung des Wandlerprinzips.
ArnoR schrieb: > Insgesamt ein gutes Beispiel für eine möglichst schlechte praktische > Umsetzung des Wandlerprinzips. Schreiben Sie bitte lieber was besser ist oder mindestens was man überhaupt zu erwarten hätte. Dann (mit Begründung) sind Ihre Sätze von viel größeren Wert.
Johann R. schrieb: > Schreiben Sie bitte lieber was besser ist oder mindestens was man > überhaupt zu erwarten hätte. Dann (mit Begründung) sind Ihre Sätze von > viel größeren Wert. Wenn ich das mache (siehe 05.04.2018 21:35), wird´s ignoriert.
Besser wird es wenn R1 vergrößert würde, ArnoR und Christian S. Dann werden es Impulse mit niedrigerem Imax, kleinerer Zeitdauer und dafür der zeitliche Abstand der Impulse weniger. Die Schaltung von +5V auf +12V ist spiegelbildidentisch zur Schaltung um aus 5V die negative Spannung von -6...7 V zu erzeugen. Es müssen nur jeweils npn mit pnp und umgekehrt getauscht, wie auch die Elkos umgedreht werden. Bei +5V auf +12V sind 70% Wirkungsgrad zu schaffen (Iout 10mA, L 0,22mH 0,5 Ohm). An der Position von R1 hatte ich je nach Betafaktor des Transistors 4,7 bis 10 KOhm Widerstände der E6-Reihe, anstelle der ZD zwei LED in Reihe, die mit 50uA (superhell, lowest current) schon glimmen. Da die Induktivität so gering ist, bleibt iwan nichts anderes übrig, als in den sauren Apfel zu beißen und kurze starke Impulse zu verwenden. Es ist auch sehr schwer einzusehen, warum man für niedrigere Ausgangsströme eine Spule mit höherer Induktivität benötigt. Wenn man das ganze noch nicht durchdrungen hat, klingt das paradox und kann durchaus der Ansicht sein ganz massiv verkohlt zu werden.
Die Drossel ist das zentrale Bauelement im Wandler. Sie muss gemäß den Bedingungen (Eingangs- und Ausgangsspannung, Ausgangsstrom, Schaltfrequenz) ausgewählt und betrieben werden. Du tust aber so, als könne man irgendeine beliebige nehmen und dennoch zu guten Ergebnissen kommen. Die Schaltung hier soll 5V auf -7V bei Ia=20mA umsetzen (7V vereinfacht wegen der Verluste an Diode und Schalttransistor, Drosselwiderstand usw.). Der mittlere Eingangsstrom beträgt dabei idealerweise 7V/5V*0,02A=28mA. Der mittlere Drosselstrom ist dann 1+7V/5V*20mA=48mA. Um unnötig große Ströme (und damit Verluste und andere Probleme) in der Schaltung zu vermeiden, soll die Drossel bei 20mA Ausgangsstrom nichtlückend mit einer Stromwelligkeit von +-20% betrieben werden. Der maximale Eingangs-, Drossel- und Ausgangsstrom ist dann 58mA. Bei einer Schaltfrequenz von 200kHz benötigt man dazu eine Induktivität von 760µH mit möglichst kleinem Drahtwiderstand. Da die Auf- und Entladung der Drossel spannungsabhängig ist, ist die Steuerung über die Zeit (deine RC-Glieder) eine schlechte Idee. Besser ist die direkte Messung des Drosselstromes und die Steuerung des Schalttransistors in Abhängigkeit von Drosselstrom und Ausgangsspannung
Johann R. schrieb: > Axel S. schrieb: >> Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis. Ein >> ICL7660 (billig beim Chinesen) liefert mit 3x 10µF auch eine negative >> Spannung. OK, nicht stabilisiert, muß für OPV aber auch nicht. > > Na ja, aber zieht den eine Ladungspumpe nicht höheren Strom als sie > abgibt? So lange die Physik sich weiterhin weigert, ein Perpetuum Mobile zuzulassen, wird auch die Ladungspumpe einen Wirkungsgrad unter 100% haben müssen. So weit so trivial. Nur ist die gezeigte Schaltung halt viel schlechter. Der ICL7660 zieht im Leerlauf weniger als 160µA, typisch 80µA. Das ist Faktor 100 besser als das, was der Röhrenheizer gemessen hat. Und bis 30mA Ausgangsstrom bleibt der Wirkungsgrad des ICL7660 über 80%. Christian mißt oben um die 55%. Alle Werte für den ICL7660 ausweislich Datenblatt für Vcc=5V. Es ist ja nichts dagegen einzuwenden, daß Leute sich Grundschaltungen ansehen und auch mal abseits ausgetretener Pfade wandeln. Aber man muß dann auch mal zugeben, daß man in die Irre gegangen ist und umkehren. Statt stur weiter zu marschieren. Der dritte Transistor und das Gehampel mit den RC-Gliedern ist einfach nur Unsinn. Der pnp braucht einen Widerstand zwischen Basis und Emitter, damit er schneller abschaltet. Und er sollte nicht mehr Basisstrom kriegen als notwendig. Ferner sollten dieser Strom, der Sättigungsstrom der Drossel und die gewünschte Ausgangsleistung aufeinander abgestimmt werden. Wenn man auf guten Wirkungsgrad aus ist, würde man aber besser eine zweite Wicklung für die Rückkopplung verwenden und wäre dann beim klassischen Flyback-Wandler.
Johann R. schrieb: > Das sind meine Meßwerte (Bilder: RL='Name des Bildes'): Die ohne Angabe der tatsächlichen Versorgungsspannung wertlos sind, weil der Eingangsstrom ja spannungsabhängig ist. ArnoR schrieb: > Der mittlere Drosselstrom ist dann 1+7V/5V*20mA=48mA. Da fehlte eine Klammer: (1+7V/5V)*20mA=48mA @ Iwan: Als kleine Fingerübung am Sonntagnachmittag habe ich mal eine diskrete Schaltung entworfen, die so funktioniert wie ich es vorhin beschrieben habe, die etwa 71% Wirkungsgrad liefert und die sogar noch etwas einfacher ist als deine oben gezeigten Schaltungen. Aber ich denke die willst du gar nicht sehen, sondern selbst etwas besseres machen, oder? ;-)
ArnoR schrieb: > Als kleine Fingerübung am Sonntagnachmittag habe ich mal eine diskrete > Schaltung entworfen, die so funktioniert wie ich es vorhin beschrieben > habe, die etwa 71% Wirkungsgrad liefert und die sogar noch etwas > einfacher ist als deine oben gezeigten Schaltungen. Aber ich denke die > willst du gar nicht sehen, sondern selbst etwas besseres machen, oder? > ;-) Doch, die will ich sehen. Ich möchte ja lernen. Ich komme mit meiner nicht höher als 50%. Ich habe nochmal Kapazitäten in realer Schaltung geändert C3=47pF und C2=470p. Damit ist bei mir Iin = 2*Iout + 2,1mA, aber das ist immer noch doppelte Strom. Ich möchte schon was besseres sehen. Posten Sie bitte Ihre Schaltung. Mal gucken ob ich sie nachvollziehen kann. (Ich bin ja ziemlich am Anfang mit Schaltnetzteilen). M.f.G. Johann
Johann R. schrieb: > Doch, die will ich sehen. Na gut. Siehe Anhang. AM1 ist der Eingangsstrom, AM2 der Drosselstrom und VF1 die Ausgangsspannung. Die Ausgangsspannung ist 5,78V und die Ausgangsleistung an 300R ist 111mW. Der Eingangsstrom ist 32,3mA bei 4,67V Eingangsspannung (wegen 10R Innenwiderstand). Die Eingangsleistung ist 149mW, der Wirkungsgrad daher 111mW/149mW=74,5%. Alle Werte bei eingeschwungener Schaltung, also t>1,8ms. Die vorhin genannten 71% waren bei anderer Last (vergessen welche). Die Schaltungsfunktion ist einfach und braucht nicht erklärt zu werden, oder?
Noch vergessen: der Drahtwiderstand der 1mH-Drossel ist 1R, das ist eine mittelmäßige Drossel, z.B. Typ 09HCP von Fastron.
Danke erst mal für Ihre Schaltung! Ich habe sie nachgebildet für weitere Fragen, weil R's durchnummeriert sind. Das ist dann kürzer aufzuschreiben, wenn man R.x sagt. Zur Grundfunktion habe ich keine Fragen: Nach dem Einschalten leitet der Q1, Strom durch die Spule steigt an und erhöht die Spannung an Shunt-Widerstand R5. Ist diese soweit angestiegen, dass Q3 leitet, wird Leistungstransistor gesperrt, Strom fließt durch die Spule weiter und lädt über D1 den Ausgangskondensator negativ auf. Ist der Strom (und damit U(R5)) soweit gesunken, dass Q3 in Sperrzustand übergeht, so fängt Q1 wieder zu leiten und die Periode wiederholt sich. Aber zur Regelstrecke habe ich Fragen: Was tun genau R4 und R6? Würden Sie ein Paar Wörter drüber verlieren bitte? Ich hatte irgendwann eine Idee gehabt und aufgegeben: Einen Schmitttrigger (diskret) aufzubauen und eine Spule so dadrane zu knipsen, dass die Spule eine Zeitverzögerung und Amplitudenänderung dem Eingang von Schmitttrigger liefert. Damit wären ja die Bedingungen für die Oszillation gegeben. Um zu regeln war aber bei der Idee, um Battarien-Strom zu sparen, die DC-Ausgangsspannung so zurück zu führen, dass die Schwingungen ausgesetzt werden. vor 8 Jahren war das oder so. Dann ging in meinem Leben einfach alles kaputt... Jedenfalls verhält sich Ihre Schaltung dieser Beschreibung sehr ähnlich. Wie abgewanderter Schmitttrigger...
Johann R. schrieb: > Zur Grundfunktion habe ich keine Fragen: Nach dem Einschalten leitet der > Q1, Strom durch die Spule steigt an und erhöht die Spannung an > Shunt-Widerstand R5. Ist diese soweit angestiegen, dass Q3 leitet, wird > Leistungstransistor gesperrt, Strom fließt durch die Spule weiter und > lädt über D1 den Ausgangskondensator negativ auf. Ist der Strom (und > damit U(R5)) soweit gesunken, dass Q3 in Sperrzustand übergeht, so fängt > Q1 wieder zu leiten und die Periode wiederholt sich. > Aber zur Regelstrecke habe ich Fragen: Was tun genau R4 und R6? Würden > Sie ein Paar Wörter drüber verlieren bitte? Naja, das stimmt nicht ganz. Wenn die Funktion so wäre wie du beschrieben hast, würde sich einfach ein stabiler Zustand einstellen und die Schaltung als Analogregler arbeiten. Damit ein Hin- und Herkippen auftritt, braucht die Schaltung eine Hysterese. Diese notwendige Hysterese wird von R4 durch Mitkopplung auf den Emitter von Q3 erzeugt. Außerdem würde die Schaltung nach deiner Funktionserklärung nicht auf die Ausgangsspannung reagieren können. Das macht die aber, das sieht man doch sehr schön in den "Oszillogrammen" zu meiner Schaltung. Die Funktion ist so: Sobald die Ausgangsspannung soweit angestiegen ist, dass D2 leitet, wird die Emitterspannung von Q3 negativer, so dass seine Basisspannung nun nicht mehr so weit ansteigen muss, um ihn einzuschalten, er schaltet also bei kleinerem Drosselstrom den Leistungstransistor ab. Bei steigender Ausgangsspannung wird so die an den Ausgang übertragene Leistung reduziert. Q3 misst gleichzeitig den Drosselstrom und die Ausgangsspannung und steuert den Leistungsschalter.
Übrigens habe ich absichtlich keine brutale Anschaltung des Leistungstransistors Q1 eingebaut, um zu zeigen, dass die deutliche Steigerung des Wirkungsgrades praktisch allein durch die veränderten Ströme (Amplituden und Zeitverlauf) in der Schaltung erreicht wurde. Wenn man den Q1 bei sonst gleicher Schaltung schnell abschaltet, gewinnt man nochmal 10% Wirkungsgrad und kommt auf über 80%.
Wie genau funktioniert den die Hysterese-Einstellung in Ihrer Schaltung? Das ist doch Zusammenspiel von R4, R6 und Q3... oder? ja gut Z-Diode auch, aber wie haben Sie R4 und R6 berechnet?
Es funktioniert eigentlich nicht nach der Hysterese die Regelung. Mit erreichen der Ausgangsspannung fließt durch die ZD ein Strom und dieser Spannungsabfall ins negative sorgt dafür, dass die Spannungsdifferenz von 0,7V damit Q3 leitende wird schon bei niedrigeren Spannungsabfällen an R5 erreicht werden, z.B. statt 0,7V hier schon bei 0,1 oder noch niedriger. Dadurch wird Q1 schon bei viel niedrigeren Strömen gesperrt und in die Entladephase übergegangen. In der Praxisschaltung tritt gerne noch ein Effekt auf, den die Simulation nicht beherrscht. Die Simulation kann nicht den Effekt der prozentualen Hystereseverluste, wenn man nur im unteren Bereich der Kennlinie bleiben sollte, berechnen. R3 soll helfen den Transistor schneller zu schließen in dem die Basis-Emitterkapizität (z.B. 100pF) entladen werden soll, wie auch der Einfluss der Basis-Kollektorkapazität (z.B. 10pF). Kleine Nebenrechnung zu R3: t~RC (Ein Abfall von auf 40% reicht, im Gegensatz zum Abfall auf 70% oder 90% gemäß Zeitkonstanten der Formelsammlung) Ceff=C_BE+U_C*C_BC U_C ist Spannungssteile von 5V auf -6V des Collektors und wirkt wie fiktiv größere Kapazität. C_eff=100+11*10=210pF t~780*210ps=164ns als best case. Bei 200kHz ca. 2,5us je Phase
R4 und R6 fungieren als Spannungsteiler und bewirken die Mitkopplung, so dass die Schaltung hin und her kippt. +5V über Teiler R6 und R4 ca +0,31V und -6V über Teiler ca. -0,37V ergibt insgesamt ein Spannungshub von 0,68...0,7V. Wenn der Hub zu klein wäre, würde letzendlich Q1 in der Entladephase nicht vollständig sperren. Zu groß kann der Hub nicht ausgelegt werden, da sonst zuviel Leistung über diesen Pfad verbraucht würde.
Johann R. schrieb: > Wie genau funktioniert den die Hysterese-Einstellung in Ihrer Schaltung? > Das ist doch Zusammenspiel von R4, R6 und Q3... oder? ja gut Z-Diode > auch, aber wie haben Sie R4 und R6 berechnet? Die Hysterese wird vom Zusammenspiel all der genannten Komponenten bestimmt, außerdem vom (veränderlichen) Spannungshub am Kollektor Q1. Auch das sieht man in den Oszillogrammen an dem in der Startphase veränderten Stromhub in der Drossel. Die Hysterese entspricht etwa dem Spannungshub am Kollektor Q1 multipliziert mit dem Teilerverhältnis von R4 zu den am Emitter Q3 wirksamen ohmschen und differentiellen Widerständen. Man kann das natürlich für einzelne Phasen näherungsweise berechnen, ich habe Abschätzungen für Ua=0 und den eingeschwungenen Zustand gemacht und im Simulator überprüft, ob das so passt und der Bereich dazwischen sauber durchlaufen wird.
Dieter schrieb: > Mit > erreichen der Ausgangsspannung fließt durch die ZD ein Strom und dieser > Spannungsabfall ins negative sorgt dafür, dass die Spannungsdifferenz > von 0,7V damit Q3 leitende wird schon bei niedrigeren Spannungsabfällen > an R5 erreicht werden, z.B. statt 0,7V hier schon bei 0,1 oder noch > niedriger. Dadurch wird Q1 schon bei viel niedrigeren Strömen gesperrt > und in die Entladephase übergegangen. Danke, dass du meine obige Funktionsbeschreibung noch mal wiederholt hast. Dieter schrieb: > Es funktioniert eigentlich nicht nach der Hysterese die Regelung. Doch, tut es. Dieter schrieb: > R3 soll helfen den Transistor schneller zu schließen... Das Thema ist weiter oben schon bis zum Abwinken durchgekaut worden, aber gut, dass du es auch nochmal sagst. Dieter schrieb: > +5V über Teiler R6 und R4 ca +0,31V und -6V über Teiler ca. -0,37V > ergibt insgesamt ein Spannungshub von 0,68...0,7V. Stimmt nicht, dann wäre die Hysterese größer als UbeQ3, was man an dem Stromhub sehen würde. Du hast die differentiellen Widerstände rbeQ3 und rz der Z-Diode unterschlagen. Die Hysterese ist viel kleiner als 0,7V.
Also, so gut berechenbar ist die Schaltung gar nicht, nicht war? Muss sie auch nicht. Ich fülle mich mit Information überfüllt und muss noch Paar Male alles durchgehen. Danke!
Vorhin den falschen Tab beim Hochladen erwischt. >Dieter schrieb: > +5V über Teiler R6 und R4 ca +0,31V und -6V über Teiler ca. -0,37V > ergibt insgesamt ein Spannungshub von 0,68...0,7V. >Stimmt nicht, dann wäre die Hysterese größer als UbeQ3, was man an dem >Stromhub sehen würde. Du hast die differentiellen Widerstände rbeQ3 und >rz der Z-Diode unterschlagen. Die Hysterese ist viel kleiner als 0,7V. Solange der Lastkondensator noch nicht geladen ist (Uout << 6V ), kann die ZD und dessen diff. Wid. vernachlässigt werden (nicht alle Schritte in die Erklärung packen). Unter Vernachlässigung von rbeQ3 wird ein theoretischer Mindesthub benötigt, dass die Sperrung und Durchschalten ausreichend gewährleistet wird. Diese Mitkopplung, die für das Kippen der Schaltung notwendig ist, beeinhaltet eine Hysterese. Die superpositionierte Regelung hat keine Hysterese. Sonst würde die Ausgangsspannung zum Beispiel bei Erreichen von 6,7V den Wandler ausschalten und bei Unterschreiten von 6,0V den Wandler wieder einschalten. In dem Falle werden die Schwellen (Hystereseschwellen) der Kippschaltung durch den Regelkreis (kontinuierlich) beeinflußt. Das zeigt auch schön Dein Bild Inverter5Vzu-6V_3.png. Deine Schaltung mit der Regelung gefällt mir. Bin am überlegen, an einer Variante mit R5 1Ohm, mit größerem R2 (mehr als 3xR3 wäre die Grenze).
Johann R. schrieb: > Also, so gut berechenbar ist die Schaltung gar nicht, nicht war? Die lässt sich genau so gut oder schlecht berechnen wie jede andere analoge Schaltung mit nichtlinearen Bauelementen auch. Nur weil du es nicht kannst, bedeutet es ja nicht, dass es nicht geht. Dieter schrieb: > Solange der Lastkondensator noch nicht geladen ist (Uout << 6V ), kann > die ZD und dessen diff. Wid. vernachlässigt werden (nicht alle Schritte > in die Erklärung packen). Die Aufladung des Ausgangskondensators ist ja nur ein Übergangsphase, interessant ist eigentlich der eingeschwungene Zustand bei Ua=-6V, und da leiten die Z-Diode und der Q3. Dieter schrieb: > Unter Vernachlässigung von rbeQ3 wird ein theoretischer Mindesthub > benötigt, dass die Sperrung und Durchschalten ausreichend gewährleistet > wird. Man kann rbeQ3 nicht vernachlässigen, denn der Emitterstrom ist immer größer 0. Ein Hub von 60mV ergibt etwa ein Stromverhältnis von 10:1, 120mV daher schon 100:1, das reicht.
Dieter schrieb: > Deine Schaltung mit der Regelung gefällt mir. Danke, mir auch ;-) > Bin am überlegen, an einer > Variante mit R5 1Ohm, mit größerem R2 (mehr als 3xR3 wäre die Grenze). Mit größerem R2 habe ich auch experimentiert, aber keine besseren Ergebnisse bekommen. Bei weniger Basisstrom steigt die Ucesat des Schalttransistors und frisst die an der Basis gesparte Leistung wieder auf. Bessere Transistoren (ZTX749) bringen zwar geringere Ucesat, aber größere Kapazitäten und damit Verluste entweder an der Basis (niedriger Ausräumwiderstand) oder durch Teilentladung der Drossel an der Ausschaltflanke.
Der Unterschied ist, dass Du schon einen Schritt weiter gehst und schon einen Einflussfall mehr beruecksichtigst. Fuer Erklaerungen nimmt man zuerst die einfacheren Arbeitspunkte, dh bevor die Regelung einsetzt. Das schwierigste Element, hier der Q3 ausgeschnitten oder jeweils an den Ecken der Flanke betrachtet, wo grad Ib Null ist, waere neachste Tiefe. Die 0,7V sind nur Kriterium, ob es auch satt kippen kann. Der dritte Schritt ist rbeQ hinzuzunehmen und den Einfluss gegenueber den Vereinfachungen zu interpretieren. Da kaeme nun Deine Erklaerung der Funktionen.
Didaktischer Aufbau ist auch Ansichtssache, zu obiger Anmerkung. Es faellt mir auch schwer einsehen zu muessen, dass man an bestimmten stellen nicht weiter drehen kann, um noch viel zu verbessern. HF Transistor ergab noch bei Wandlerschaltung mit 2 Transistoren eine Verbesserung, aber ungewollte HF Schwingungen koennen auftreten. Mit einem 10MHz Oszi war wenig davon zu erkennen. Man koennte noch einen vierten Transistor spendieren fuer die Basisausraeumung. ;) ;) .... Um den Aufwand zum Nutzen ins unermessliche zu treiben. Fertiger Chip mit aktiver Gleichrichtung waere eine Alternative.
Dieter schrieb: > Es faellt mir auch schwer einsehen zu muessen, dass man an bestimmten > stellen nicht weiter drehen kann, um noch viel zu verbessern. Wer sagt denn das? Natürlich kann man immer noch optimieren. Aber dafür braucht man eine leichte Hand und Sachverstand. Weder mit der Gießkanne noch mit dem Holzhammer kommt man da weit. Erfahrung hilft. Arno hat die offensichtlich. Du nicht. > Man koennte noch einen vierten Transistor spendieren fuer die > Basisausraeumung Das wäre dann der Holzhammer.
So nebenbei bemerkt, es gibt doch noch eine Lösung mit kleinerem R5. Man Teile R5 in zwei kleine Widerstände 0,5Ohm. Der Emitter von Q2 wird zwischen diesen angeschlossen. Die Schwingungen zu Beginn sind von der Amplitude kleiner bis C2 aufgeladen wurde. Den Einfluss auf den Wirkungsgrad habe ich nicht nachgesehen.
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