Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Spannungsinverter +5V auf -6V


von Johann R. (iwan)


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Hallo Leute!
Ich habe wieder mal Fragen. Hier ist die Geschichte:
Ich habe einen Spannungsinverter wie im Bild aufgebaut. Spannungswandler 
von 5V auf -6,1V. Nebenan ist die Diagramm. Parabel-ähnliche Kurve ist 
tatsächliche Verlauf, schöne Gerade - die Trendlinie. Und noch ein 
Messpunkt: die Schaltung zieht 148mA aus der +5V-Quelle um 50mA am 
Ausgang zu liefern (-6,1V bleiben stabil). Die Schaltung arbeitet laut 
Simulation mit Lücken. In der Praxis sollen aber maximal 10mA am Ausgang 
nicht überschritten werden.

Frage: Wie kann man hier Wirkungsgrad verbessern?
Frage: Wieso zieht die Schaltung 15mA aus der Quelle, wenn am Ausgang 
(RL=10kOhm) so gut wie kein Strom fliesst? Ic von Transistor Q2 während 
Pausen liegt bei ein Paar Hundert nA und Ic von Q1 hat ein Paar µA, also 
weitgehend unterhalb von 15mA.

Bedanke mich für Erklärungen und vorschläge.

PS: An modernen Chips bin ich erst mal nicht interessiert. Es geht mir 
darum die Schaltnetzteile zu erlernen und ich will deswegen Versuche mit 
sehr kleinen Leistungen machen. Dabei sind die Experimentenkosten 
minimal zuhalten. Außerdem soll dieser Beitrag den anderen Forumaner 
nutzen, die eine Mischung aus digitalen und analogen Technik vereinen 
wollen.

: Verschoben durch Moderator
von Joachim B. (jar)


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Johann R. schrieb:
> Frage: Wie kann man hier Wirkungsgrad verbessern?

Schaltverluste am Transistor (Frequenz), Leckströme (Kondensator am 
Ausgang), sowie ohmsche Verluste (Spule) verringern.

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Ich habe einen Spannungsinverter wie im Bild aufgebaut.

Die Schaltung kommt mir sehr bekannt vor:

Beitrag "Re: Spannungsinverter 1,2 V auf -9 V"

Johann R. schrieb:
> Frage: Wieso zieht die Schaltung 15mA aus der Quelle, wenn am Ausgang
> (RL=10kOhm) so gut wie kein Strom fliesst?

Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu 
Ende geht. Dabei wird ein Teil der in der Drossel gespeicherten Energie 
durch den Strom durch den PNP neutralisiert und nicht an den Ausgang 
übertragen.

Außerdem entstehen am Kollektor Q2 Sprünge von 12V, die durch R5 Ströme 
von fast 5mA erzeugen (natürlich immer nur kurz, aber so kommt was 
zusammen), und natürlich fließen durch R1 auch immer fast 10mA.

von Johann R. (iwan)


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ArnoR schrieb:

> Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu
> Ende geht.

kann man das Abschalten mit Kondensatoren irgendwie beschleunigen?

> Außerdem entstehen am Kollektor Q2 Sprünge von 12V, die durch R5 Ströme
> von fast 5mA erzeugen (natürlich immer nur kurz, aber so kommt was
> zusammen), und natürlich fließen durch R1 auch immer fast 10mA.

Simulation besagt was anderes. Siehe Bild (10kOhm-Last)... Fast Leerlauf 
und 15mA in der Praxis.

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> kann man das Abschalten mit Kondensatoren irgendwie beschleunigen?

Widerstand parallel zu B-E, oder Sättigung verhindern -> 
Schottky-Transistor.

Johann R. schrieb:
>> Außerdem entstehen am Kollektor Q2 Sprünge von 12V, die durch R5 Ströme
>> von fast 5mA erzeugen (natürlich immer nur kurz, aber so kommt was
>> zusammen), und natürlich fließen durch R1 auch immer fast 10mA.
>
> Simulation besagt was anderes. Siehe Bild

Du meinst 9mA ist nicht das gleiche wie fast 10mA? Oder dass die nicht 
"immer" fließen?

Ich meinte natürlich auch nicht, dass die 10mA dauerhaft fließen, 
sondern nur an der Einschaltflanke! Das ist doch aus der 
Schaltungsfunktion klar.

von Johann R. (iwan)


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ArnoR schrieb:

> Du meinst 9mA ist nicht das gleiche wie fast 10mA? Oder dass die nicht
> "immer" fließen?

Genau: Ich meine dass 10mA nicht immer fließen, vor allem nicht bei 
10kOhm Last (laut Simulation und menschlicher Logik). Da schluckt die 
Schaltung nämlich ca 15mA. Wieso zum Geier?

von Achim S. (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Wieso zum Geier?

Du hast die Schaltung doch ohnehin schon in der Simulationsumgebung 
eingegeben. Dann nutze das doch auch aus, um die Ursache der Verluste 
rauszufinden.

Also: starte die Simulation noch mal, und untersuche zuerst mal, wie 
sauber die Transistoren im Schaltbetrieb arbeiten bzw. wann sie im 
Linearbetrieb Energie verschwenden.

Du kannst dir in LTSpice auch die Verlustleistung der einzelnen Bauteile 
anzeigen lassen (also z.B. das Produkt IC(Q1)*V(C,E) - die Namen der 
Netze musst du entsprechend deiner Schaltung anpassen). Damit siehst du 
direkt, wo die Leistung ungewollt verheizt wird.

von Harlekin (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Da schluckt die Schaltung nämlich ca 15mA.

Womit wird gemessen? Ein gewöhnliches Messinstrument hat Schwierigkeiten 
mit solchen Stromspitzen. Mit Kondensatoren den Strom mitteln und den 
Verlauf mit Oszi prüfen.

von R. M. (Gast)


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ArnoR schrieb:
> Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu
> Ende geht.

Dagegen hilft ein Widerstand von etwa 1k zwischen Basis und Emitter von 
Q2, um dessen Basisladung schneller auszuräumen.

von ArnoR (Gast)


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R. M. schrieb:
> ArnoR schrieb:
>> Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu
>> Ende geht.
>
> Dagegen hilft ein Widerstand von etwa 1k zwischen Basis und Emitter

Ach?

ArnoR schrieb:
> Johann R. schrieb:
>> kann man das Abschalten mit Kondensatoren irgendwie beschleunigen?
>
> Widerstand parallel zu B-E

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Wieso zum Geier?

Liest du eigentlich was dir geschrieben wird?

ArnoR schrieb:
> Weil der PNP "ewig" zum Abschalten braucht, wenn die Einschaltphase zu
> Ende geht. Dabei wird ein Teil der in der Drossel gespeicherten Energie
> durch den Strom durch den PNP neutralisiert und nicht an den Ausgang
> übertragen.

von ArnoR (Gast)


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Im Anhang noch eine Simu zu dem vorhin gesagten. Der einzige Unterschied 
zwischen den Schaltungen ist der 1k-Widerstand zwischen B-E des PNP. Man 
sieht, dass die Ausgangsspannung schneller ansteigt und die Versorgung 
erheblich weniger einbricht, also ist die Stromaufnahme bei gleicher 
Ausgangslast deutlich geringer.

von Dieter (Gast)


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Die Ursprungsschaltung ohne Regelung wurde 30..70mA von der Stromquelle 
umsetzen. Ungebremst sollte es weniger Vielfaches sein im Hinblick auf 
den Wirkungsgrad.

von Johann R. (iwan)


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OK, Dank an Alle!

Mal andere Frage:
Bis hier wurde Eigenverbrauch angeschaut (15mA). Ganz oben im 
dargestellten Graf gibt es Trendlinie, der der Graf nah verläuft; diese 
Trendlinie ist so beschrieben: Iin = 2 x Iout + 15mA. Was ist denn mit 
2xIout? Glaube ich zwar nicht, weil ich den Schalt-Vorgang angeschaut 
habe, aber trotzdem: Ist es den Physikalisch möglich den Faktor "2" vor 
Iout zu verkleinern?

Blöde Frage ich weiß, aber ich habe schon die Nächste...

von Johann R. (iwan)


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Weißt es niemand?

von Christian S. (roehrenvorheizer)


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Hallo,

ich habe eben gerade niemand gefragt.

Im Diagramm ganz oben erkennt man z.B.

2 * 10 mA iout +15 = 35 mA iin
und
2* 5 mA iout +15 = 25 mA iin

Die Schaltung wandelt von 5 V auf -6V richtig?

Somit entspricht diese Konstellation einem Aufwärtswandler, der in etwa 
die doppelte Spannung ausgibt. Die Leistungen werden an Ein- und Ausgang 
als gleich angenommen und Verluste durch Eigenverbrauch vernachlässigt.

Somit muß der Aufwärtswandler gegenüber den +5V eine negative Spannung 
von 11V erzeugen, um auf die -6 V zu kommen. 11V ist ungefähr das 
Doppelte von 5V, wenn man nur die Beträge betrachtet. Somit entsteht in 
der Geradengleichung der Faktor 2, weil es sich um einen Aufwärtswandler 
handelt, der die Spannung (in etwa) verdoppelt. Aus 5V und 50mA am 
Eingang sollten dann 2 *5V, 25mA am Ausgang werden.

Natürllich kann man, falls man sich an der Zwei stört, der Schaltung 
mittels anderer Z-Diode eine andere Ausgangsspannung geben, z.B. -3V 
oder -15,37V. Der Phantasie sind da kaum Grenzen gesetzt und niemand 
weiß, welche Spannung da die beste ist.

Hoppla, da sehe ich gerade, daß die Spule an GND angeschlossen ist und 
nicht an +5V...  sonst wäre die Erklärung plausibel gewesen.

mit freundlichem Gruß

: Bearbeitet durch User
von Joachim B. (jar)


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ArnoR schrieb:
> Liest du eigentlich was dir geschrieben wird?

nein! liest er nicht

ich schrieb ja schon mal

Joachim B. schrieb:
> Schaltverluste am Transistor (Frequenz), Leckströme (Kondensator am
> Ausgang), sowie ohmsche Verluste (Spule) verringern.

von Johann R. (iwan)


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Joachim B. schrieb:
> nein! liest er nicht

Natürlich lese ich mir alles durch! Da es mir selten etwas vorgeworfen 
wird, stecke ich sogar Zeit in diese leere Abrede, die keine Information 
hat.
Eigentlich Zeit zu schade.

von Joachim B. (jar)


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Johann R. schrieb:
> Eigentlich Zeit zu schade.

wieso das denn? würde ich gerne wissen

hattest du denn andere Frequenzen probiert?
hattest du denn verschiedene Kondensatoren Bauformen probiert?
hattest du denn verschiedene Spulen probiert?
hattest du denn verschiedene Transistoren probiert?

ob sich am Wirkungsgrad was ändert, sich die Verluste ändern?

: Bearbeitet durch User
von Axel S. (a-za-z0-9)


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Joachim B. schrieb:
> hattest du denn andere Frequenzen probiert?
> hattest du denn verschiedene Kondensatoren Bauformen probiert?
> hattest du denn verschiedene Spulen probiert?
> hattest du denn verschiedene Transistoren probiert?

Ich rate mal. Er hat gar nichts probiert, weil er nichts aufgebaut hat. 
Alles was er hat, ist eine Simulation.

von Johann R. (iwan)


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Joachim B. schrieb:

> wieso das denn? würde ich gerne wissen

Weil Sie mir nicht gesagt haben, dass eine Parallele Kapazität zur 
Basis-Emitter-Strecke des Leistungstransistors dessen Abschalten 
beschleunigen würde.
Ist echt Zeit zu schade...

von Johann R. (iwan)


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Zur Betrachtung des Wirkungsgrades solle man sich übrigens lieber nur 
den Spulen-Strom innerhalb einer Schaltperiode anschauen. Lückend, nicht 
lückend - beides. Erst dann hat man einen Eindruck, womit man es zu tun 
hat.

von Dieter (Gast)


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Die BE-Parallelkapazitaet muss gut angepasst werden auf den Kapazitiven 
Teiler der parasitaeren Kapazitaeten im Transistor. A bissl was muss 
aber auch bei der Ansteuerung getan werden.

Wenn sich der Fragestellende kaum aeussert, wie sollen die 
Forumsteilnehmer wissen, wie tief die Antworten gehen duerfen?

von Dieter (Gast)


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Fuer besseren Wirkungsgrad bei kleineren Stroemen muesste ich bei einer 
Versuchsschaltung entweder L groesser wahlen oder HF Transistoren BF xxx 
verwenden.

von Johann R. (iwan)


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Dieter schrieb:
> bissl was muss aber auch bei der Ansteuerung getan werden.

Danke Dieter! Sie sind wie frische Luft. Können Sie das bitte näher 
erklären, was Sie mit Ansteuerung meinen?

von Dieter (Gast)


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Z.B. R1 plus parallelen kleinen C11 (vor allem mit nichtlückendem 
Betrieb).

R1 gesplittet um quasi etwas bootstrapping mit einem Kondensator zu 
erzeugen. Ein zusätzlicher Ausräumtransistor für die Basis erscheint mir 
aber wirkungsvoller als dies und BE-Parallelkapazitaet.

So eine Schaltung simulierte ich mit qucs und war überrascht welche 
Energie über den Pfad D2 R2 R5 C2 umgesetzt wurde.

von Günter Lenz (Gast)


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Die Rückkopplung ist viel zu stark, ich würde mal R5 vergrößern.
Die Stromverstärkung der beiden Transistoren multipliziert sich
ja, rechne mal aus wieviel Ansteuerstrom dann nötig ist. R1 würde
ich auch vergrößern oder einen leistungsstärkeren Transistor
verwenden. Wie hoch ist die Stromverstärkung von Q2?
Wenn man mal annimmt 200, dann kann ja der Strom bis 2A
durch den armen BC327 ansteigen. Und die Drossel L1, ist die
für diesen Strom ausgelegt? Und Q2 sollte einen Basis-Emitter-
Widerstand bekommen, ist ja schon gesagt worden.

von Harlekin (Gast)


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Günter Lenz schrieb:
> Die Stromverstärkung der beiden Transistoren multipliziert sich
> ja, rechne mal aus wieviel Ansteuerstrom dann nötig ist.
Genau. Den Transistor weniger zu sättigen, ermöglicht schnelleres 
Ausräumen der Ladungsträger über den vielzitierten BE-Widerstand.

Günter Lenz schrieb:
> Und die Drossel L1, ist die für diesen Strom ausgelegt?
Genau. Kann die Drossel die Energie überhaupt speichern? Geht sie in 
Sättigung? Wie ist der Typ? Datenblatt?


Johann R. schrieb:
> Zur Betrachtung des Wirkungsgrades solle man sich übrigens lieber nur
> den Spulen-Strom innerhalb einer Schaltperiode anschauen.
Wie ist denn der Stromverlauf in der Spule? Oszilloskop-Aufnahme?


Die Diode D1 1N5817 ist als Schottky auch nicht gerade "dicht" 
1mA@Urev=20V,Ta=25°C

von Ottmar K. (wil1)


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@Johann

m.E. sollte die induktivitaet auf 100-150uH erhoeht werden. Der BC327-40 
hat eine hohe Collektor-Emitter Saettigungsspannung (Ucesat) von ca. 0,7 
V. Wird ein 2N3906 verwendet (UCEsat<0,4V) sieht die Energiebilanz 
deutlich besser aus.
Uebrigens: Du kannst den Effektivwert eines Trace (z.B. U, I) mit 
LTSpice ausgeben lassen, indem Du einen Rahmen um den interessierenden 
Bereich ziehst - ohne Rahmen wird das gesamte Fenster verwendet. Dann 
[Ctrl/Strg] + [ALT] druecken mit dem Cursor auf den Titel des Trace 
gehen, den Du ausgeben moechtes und einen Mausklick links ausfuehren.
Im erscheinenden kleinen Fester kannst Du dann diverse Daten, u.a. auch 
RMS (Effektivwert) ablesen.

mfG Ottmar

von Johann R. (iwan)


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Ich habe erst mal eine andere Idee. Danach kann man unterschiedliche 
Bauteile ausprobieren, um restlichen Eigenverbrauch zu 
minimieren/optimieren.

Der Leistungstransistor (eigentlich BC640 (800mA)) soll schneller 
sperren. Dazu baue ich, wie Dieter empfehlt, einen Transistor mehr ein. 
Seine Aufgabe ist es eine positive Stromspitze zum Leistungstransistors 
zu Leiten um diesen schnell zu sperren. Vorteil gegenüber eines 
Parallelwiderstandes zur BE-Strecke des Leistungstransistors ist das 
diese nicht wie Widerstand dauerhaft Leistung verbraucht, sondern nur im 
Abschaltmoment.
Ergebnisse sind folgende: Eigenverbrauchstrom beträgt jetzt ca. 3,7mA 
statt 15mA, und damit kann ich schon leben.
Getestet habe ich die Schaltung mit Rlast = 47k und = 470 Ohm. Die 
Simulation bestätigt die Ergebnisse und läuft auch mit größeren (nicht 
vorgesehenen) Lasten (RL=250 Ohm). Die Gleichung für Stromverbrauch ist 
jetzt Iin=2*Iout + 3,7mA.

Was noch? Ich wurde nach Spule gefragt: Neosid, 480mA, 1,2 Ohm;

Die letzte (hier angehängte) Schaltung ist noch nicht optimiert!

von Dieter (Gast)


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Taktverhältnis Lade/Entladephase wäre ungefähr 6/11 zu 5/11, also fast 
halbe zu halbe gerundet fürs einfache Überschlagen.

Bei 100% Wirkungsgrad wäre bei Ipeak_Spule 100mA Imittel_Last 25mA

R3: 0,5*0,25mA+0,5*0,5mA=0,375mA, Ruhephase 0,25mA

Bei 5V, 50uH, Ipeak 100mA, t_lade=1us (L*I/U), ungefähr 500kHz

R1: Ladephase: 10mA , Entladephase/Ruhephase 0mA
0,5*10mA+0,5*0mA=5mA (oder weniger, je nach dem wie die Regelung die 
Ruhephasen bzw. Pausenzeiten verlängert.)

Q2: beta 200, I_sättigung ca. beta*I_R1, läge somit bei 2A. Hier kommt 
aber einem die Nichtlinearität (sie fällt deutlich) der Verstärkung zu 
Hilfe.

Ähnlicher Wandler für 1,2...1,5V und 100mA Ipeak hat hier einen 
Widerstand von 330 Ohm.

Daraus folgt R1 nur so niedrig auslegen, dass es für den höchsten 
Laststrom bei minimaler Eingangsspannung gerade reicht.

Es reicht C3 mit doppeltem Wert als die Basis-Emitter-Kapazität von Q3.

Eine gebaute Schaltung benötigte die Zenerdiodenrückführung 0,5mA damit 
die Schwelle ausreichend genau funktionierte. Zwei LED in Reihe waren 
besser, aber natürlich eine viel teurere Lösung.

C2 & R5, wie auch D1 haben schon andere geschrieben.

Für höhere negative Ausgangsspannungen müßte die Basis von Q1 mit einer 
Diode geschützt werden, da Umax_BE bei 5 bis 7V liegt.

von Johann R. (iwan)


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Hallo zusammen.

Ich habe ein Paar Stunden vor dem Rechner verbracht.
Durch die Änderung von R3(neu 100k) habe ich noch mal eine Verkleinerung 
von Strom-Eigenverbrauch erreicht. Dann wurden C2(220p) C3(220p) und 
R5(4k7) auch geändert, weil man jetzt kleinere Steuerströme bräuchte. 
Änderungen von R1 und R4 haben eher Instabilität mitreingebracht, sollen 
also so bleiben wie sie sind. Bei Last = 1kOhm (ca. 6,8mA) zieht es 
jetzt 11,3mA durchschnittlich aus der Quelle. Höhere Belastung (Iout = 
40mA) führt zum Ausgangsspannungssenkung (5,9V) und zum 100mA-Verbrauch. 
Größere Lasten habe ich nicht ausprobiert. Die Schaltung sollte für max. 
20mA/-6V ausgelegt werden. Da tun sie ja alles: Iout=20mA bei 
Iin=40,9mA, Uout für 79L05 reif, Spitzenströme der Spule nicht 
überschritten, steuer-Ströme klein usw....

Schutzdiode antiparallel zu EB-Übergang von Q1, wie Dieter empfehlt, 
führt zum Verscchlechern des Wirkungsgrades. Obwohl ich sie ausgelassen 
habe, siehe ich auch ein, dass man sie einbauen soll.

Jetzt kann man die Schaltung bei Bedarf nachbauen.

M.f.G. ich.

von Dieter (Gast)


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Johann R. schrieb:
....
> Änderungen von R1 und R4 haben eher Instabilität mitreingebracht,...

R1: Welcher Wert wurde versucht? (nicht zu sehr erhöhen...)


> ... Spitzenströme der Spule nicht überschritten ...

Gratwanderung zwischen Imax_sättigung überschritten oder zu stark 
unterschritten, im letzteren Falle würde man sich nur im Bereich der 
maximalen Histereseverluste bewegen.
1,2 Ohm einer 50uH Spule ist eher mittelmäßig. Es gäbe bessere Spulen.

> Schutzdiode antiparallel zu EB-Übergang von Q1, wie Dieter empfehlt,
> führt zum Verscchlechern des Wirkungsgrades. Obwohl ich sie ausgelassen
> habe, siehe ich auch ein, dass man sie einbauen soll.

Stimmt, das kostet auch wieder Energie. Dies kann reduziert werden indem 
der Diode ein Serienwiderstand spendiert wird. R5 und dieser 
Widerstand+Diode zwischen BE bilden einen Spannungsteiler (R3 kann dabei 
vernachlässigt werden). Z.B. 27kOhm würde die Spannung an der Basis um 
ca. 20% mindern, falls notwendig.
Zweite Variante wäre die Diode der Basis in Durchlassrichtung 
vorzuschalten, funktioniert aber nur bei Betriebsspannungen ab 2,x Volt.

Anderen Typ für D1 mit niedrigerem Sperrstrom verwenden ...
Je nach dem wieviel Aufwand man betreiben möchte um noch das letzte aus 
der Schaltung herauszupressen, reicht der bisherige Aufwand sicherlich.

von Johann R. (iwan)


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Die Schaltung im Anhang ist glaube ich jetzt soweit (mit Hilfe der 
Beteiligten Forumaner). Sie läuft bei 4-6,5V Versorgung. Damit kann Sie 
von 4x1,5V Micro-Zellen (oder größer, oder Accu's) betrieben werden. 
Ausgangsstrom < 40mA.
Ich schließe zum Ausgang noch 79L05, dann hat man stabile -5V. Davon 
können z.B. Operationsverstärker ihre negative Versorgung bekommen und 
in linearen Bereich Output ab 0V liefern.

Man kann noch mit anderen Bauteilen noch etwas experimentieren...

Mit Dank an Dieter!

von Joachim B. (jar)


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Johann R. schrieb:
> Ich schließe zum Ausgang noch 79L05, dann hat man stabile -5V.

mal ins Datenblatt geschaut? (mit -6V kommst du da nicht hin)
https://www.soemtron.org/downloads/disposals/79l05.pdf

Dropout voltage 25°C 1.7V

von Karlmann (Gast)


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@ Johann Rabe (iwan)

Bitte die ASC-Datei posten.

von Johann R. (iwan)


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Joachim B. schrieb:

> mal ins Datenblatt geschaut? (mit -6V kommst du da nicht hin)

Funktioniert aber in der Praxis.

@ Karlmann:
Ich habe geänderte Bibliothek für Z-Diode und Statt BC640 BC327-40 
benutzt.
Simulation duldet halt mehr.
Einfach nachbilden.
Datei "Standard.dio" mit Texteditor aufmachen, folgende Zeile einfügen:
.model BZX84C6V8L D(Is=1.5n Rs=.5 Cjo=165p nbv=3 bv=6.8 Ibv=1m Vpk=6.8 
mfg=OnSemi type=Zener)
 und abspeichern. LTSpice starten, rechte Maustaste auf Diode, Z-Di 
auswählen...

von Dieter (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Joachim B. schrieb:
> mal ins Datenblatt geschaut? (mit -6V kommst du da nicht hin)
> Funktioniert aber in der Praxis.

Der Mindestwert streut und der Strom ist niedrig im Vergleich zu dem 
Maximalwert des Reglers. Daher kann es oefters funktionieren als 
angenommen.

von Johann R. (iwan)


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Ge-nau, -1,7V über -5V braucht man bei maximalen 100mA am Ausgang von 
79L05. Für meine 20-30mA reicht eine Differenz von 1,1V. Am Ausgang habe 
ich unter Belastung -4,95V gemessen gehabt. Oszi zeigte sauberes DC.

von Johann R. (iwan)


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Ich hätte da mal eine ganz andere (allgemeine) Frage:

Die vorgestellte Schaltung erzeugt aus +5V Spannung -6V und verbraucht 
dabei die Leistung von 11V*Iin. Dabei verbraucht sie auch Leistung um 
von 5V auf 0V zu kommen, danach werden erst zusätzlich -6V erzeugt. Wäre 
das nicht sinnvoller eine Schaltung mit Trafo zu entwerfen? Dann 
bräuchte man doch nur eine Differenz von 0V auf -6V-Udiode aufbauen 
müssen!

Nur dass man den Trafo wickeln muss...

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Die vorgestellte Schaltung erzeugt aus +5V Spannung -6V und verbraucht
> dabei die Leistung von 11V*Iin. Dabei verbraucht sie auch Leistung um
> von 5V auf 0V zu kommen, danach werden erst zusätzlich -6V erzeugt. Wäre
> das nicht sinnvoller eine Schaltung mit Trafo zu entwerfen? Dann
> bräuchte man doch nur eine Differenz von 0V auf -6V-Udiode aufbauen
> müssen!

Du verstehst die Schaltung nicht. Die erzeugt nicht aus den +5V erst 
"0V" und dann -6V, sondern die erzeugt aus den 5V direkt die -6V. Die 
"Differenzspannung" zwischen Ein- und Ausgang ist nicht 11V, sondern 
praktisch nur 1V, weil die Drossel mit 5V aufgeladen wird, aber beim 
Entladen 6V erzeugen muss. Dass das Vorzeichen umgekehrt ist, ist wegen 
der umgekehrten Stromänderungsrichtung normal.

Die Schaltung ist nur nicht besonders gut und verbraucht viel Leistung 
nutzlos. Daher kommt deine Version auf etwa 11V*Iin.

von Axel S. (a-za-z0-9)


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Johann R. schrieb:
> Die Schaltung im Anhang ist glaube ich jetzt soweit (mit Hilfe der
> Beteiligten Forumaner). Sie läuft bei 4-6,5V Versorgung. Damit kann Sie
> von 4x1,5V Micro-Zellen (oder größer, oder Accu's) betrieben werden.
> Ausgangsstrom < 40mA.
> Ich schließe zum Ausgang noch 79L05, dann hat man stabile -5V. Davon
> können z.B. Operationsverstärker ihre negative Versorgung bekommen und
> in linearen Bereich Output ab 0V liefern.

Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis. Ein 
ICL7660 (billig beim Chinesen) liefert mit 3x 10µF auch eine negative 
Spannung. OK, nicht stabilisiert, muß für OPV aber auch nicht.

von Christian S. (roehrenvorheizer)


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Hallo allerseits,

ich war mal neugierig und habe die letzte Variante mit den drei 
Transistoren nachgebaut mit BC327 als "Leistungstransistor". Die anderen 
zwei sind 100mA-Typen für NF. Die Spule besteht aus zwei 
Ferritkernhälften mit Luftspalt.

Auf die minimalen 3,7 mA Leerlaufverbrauch kam die Schaltung aber nicht.
Alles ohne die 1N4148 und 27k gemessen außer falls angegeben. F etwa 53 
kHz.
Setzt man den zweiten PNP-Transistor außer Betrieb, wird die 
Einschalt-Phase etwas länger und die Spitze unten etwas runder (an C / 
Diode /Spule).

Eingang             Ausgang         Belastung
Ub immer 5,1V

11 mA               Leerlauf        0 Ohm, nur Z-Diode
17 mA               6,4 mA          1 kOhm
32 mA                               LED + 330 Ohm
30 mA               13,5 mA         470 Ohm
43 mA               19,4 mA         330 Ohm
90 mA               42 mA           150 Ohm
126 mA              52 mA           120 Ohm
124 mA mit 27k      52 mA           120 Ohm
146 mA              67 mA 5,1V      75 Ohm
148 mA              74 mA 4,5V      60 Ohm


mit freundlilchem Gruß

von Johann R. (iwan)


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Axel S. schrieb:
> Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis. Ein
> ICL7660 (billig beim Chinesen) liefert mit 3x 10µF auch eine negative
> Spannung. OK, nicht stabilisiert, muß für OPV aber auch nicht.

Na ja, aber zieht den eine Ladungspumpe nicht höheren Strom als sie 
abgibt?

von Johann R. (iwan)


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Christian S. schrieb:
> Hallo allerseits,
>
> ich war mal neugierig und habe die letzte Variante mit den drei
> Transistoren nachgebaut mit BC327 als "Leistungstransistor".

BC640 nehmen.
> Die Spule besteht aus zwei Ferritkernhälften mit Luftspalt.

Luftspalt? Ich habe Spule von von Neosid 47µH 1.2 Ohm, 480mA, Güte 60, 
bis 12 MHz. Gibt's bei pollin.de. Sie hat einen Ringkern.

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Na ja, aber zieht den eine Ladungspumpe nicht höheren Strom als sie
> abgibt?

Natürlich, macht deine Schaltung doch auch, nur schlimmer als der 
ICL7660.

Axel S. schrieb:
> Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis.

Genau. Es ist sogar noch schlechter als man auf den ersten Blick sieht. 
Der Drosselstrom (und damit auch der Eingangs- und Ausgangsstrom der 
Schaltung) besteht nämlich aus kurzen Nadeln mit einer Amplitude von 
über 300mA (bei nur 20mA Ausgangsstrom), die eine üble Welligkeit auf 
den Spannungen machen. Der 79L05 kann die nicht ausregeln.

Insgesamt ein gutes Beispiel für eine möglichst schlechte praktische 
Umsetzung des Wandlerprinzips.

von Johann R. (iwan)


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ArnoR schrieb:

> Insgesamt ein gutes Beispiel für eine möglichst schlechte praktische
> Umsetzung des Wandlerprinzips.

Schreiben Sie bitte lieber was besser ist oder mindestens was man 
überhaupt zu erwarten hätte. Dann (mit Begründung) sind Ihre Sätze von 
viel größeren Wert.

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Schreiben Sie bitte lieber was besser ist oder mindestens was man
> überhaupt zu erwarten hätte. Dann (mit Begründung) sind Ihre Sätze von
> viel größeren Wert.

Wenn ich das mache (siehe 05.04.2018 21:35), wird´s ignoriert.

von Dieter (Gast)


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Besser wird es wenn R1 vergrößert würde, ArnoR und Christian S. Dann 
werden es Impulse mit niedrigerem Imax, kleinerer Zeitdauer und dafür 
der zeitliche Abstand der Impulse weniger.

Die Schaltung von +5V auf +12V ist spiegelbildidentisch zur Schaltung um 
aus 5V die negative Spannung von -6...7 V zu erzeugen. Es müssen nur 
jeweils npn mit pnp und umgekehrt getauscht, wie auch die Elkos 
umgedreht werden.

Bei +5V auf +12V sind 70% Wirkungsgrad zu schaffen (Iout 10mA, L 0,22mH 
0,5 Ohm). An der Position von R1 hatte ich je nach Betafaktor des 
Transistors 4,7 bis 10 KOhm Widerstände der E6-Reihe, anstelle der ZD 
zwei LED in Reihe, die mit 50uA (superhell, lowest current) schon 
glimmen.

Da die Induktivität so gering ist, bleibt iwan nichts anderes übrig, als 
in den sauren Apfel zu beißen und kurze starke Impulse zu verwenden. Es 
ist auch sehr schwer einzusehen, warum man für niedrigere Ausgangsströme 
eine Spule mit höherer Induktivität benötigt. Wenn man das ganze noch 
nicht durchdrungen hat, klingt das paradox und kann durchaus der Ansicht 
sein ganz massiv verkohlt zu werden.

von ArnoR (Gast)


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Die Drossel ist das zentrale Bauelement im Wandler. Sie muss gemäß den 
Bedingungen (Eingangs- und Ausgangsspannung, Ausgangsstrom, 
Schaltfrequenz) ausgewählt und betrieben werden. Du tust aber so, als 
könne man irgendeine beliebige nehmen und dennoch zu guten Ergebnissen 
kommen.

Die Schaltung hier soll 5V auf -7V bei Ia=20mA umsetzen (7V vereinfacht 
wegen der Verluste an Diode und Schalttransistor, Drosselwiderstand 
usw.). Der mittlere Eingangsstrom beträgt dabei idealerweise 
7V/5V*0,02A=28mA. Der mittlere Drosselstrom  ist dann 1+7V/5V*20mA=48mA. 
Um unnötig große Ströme (und damit Verluste und andere Probleme) in der 
Schaltung zu vermeiden, soll die Drossel bei 20mA Ausgangsstrom 
nichtlückend mit einer Stromwelligkeit von +-20% betrieben werden. Der 
maximale Eingangs-, Drossel- und Ausgangsstrom ist dann 58mA. Bei einer 
Schaltfrequenz von 200kHz benötigt man dazu eine Induktivität von 760µH 
mit möglichst kleinem Drahtwiderstand.

Da die Auf- und Entladung der Drossel spannungsabhängig ist, ist die 
Steuerung über die Zeit (deine RC-Glieder) eine schlechte Idee. Besser 
ist die direkte Messung des Drosselstromes und die Steuerung des 
Schalttransistors in Abhängigkeit von Drosselstrom und Ausgangsspannung

von Axel S. (a-za-z0-9)


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Johann R. schrieb:
> Axel S. schrieb:
>> Was für ein Riesenaufwand für ein derart schlechtes Ergebnis. Ein
>> ICL7660 (billig beim Chinesen) liefert mit 3x 10µF auch eine negative
>> Spannung. OK, nicht stabilisiert, muß für OPV aber auch nicht.
>
> Na ja, aber zieht den eine Ladungspumpe nicht höheren Strom als sie
> abgibt?

So lange die Physik sich weiterhin weigert, ein Perpetuum Mobile 
zuzulassen, wird auch die Ladungspumpe einen Wirkungsgrad unter 100% 
haben müssen. So weit so trivial.

Nur ist die gezeigte Schaltung halt viel schlechter. Der ICL7660 zieht 
im Leerlauf weniger als 160µA, typisch 80µA. Das ist Faktor 100 besser 
als das, was der Röhrenheizer gemessen hat. Und bis 30mA Ausgangsstrom 
bleibt der Wirkungsgrad des ICL7660 über 80%. Christian mißt oben um die 
55%. Alle Werte für den ICL7660 ausweislich Datenblatt für Vcc=5V.

Es ist ja nichts dagegen einzuwenden, daß Leute sich Grundschaltungen 
ansehen und auch mal abseits ausgetretener Pfade wandeln. Aber man muß 
dann auch mal zugeben, daß man in die Irre gegangen ist und umkehren. 
Statt stur weiter zu marschieren.

Der dritte Transistor und das Gehampel mit den RC-Gliedern ist einfach 
nur Unsinn. Der pnp braucht einen Widerstand zwischen Basis und Emitter, 
damit er schneller abschaltet. Und er sollte nicht mehr Basisstrom 
kriegen als notwendig. Ferner sollten dieser Strom, der Sättigungsstrom 
der Drossel und die gewünschte Ausgangsleistung aufeinander abgestimmt 
werden.

Wenn man auf guten Wirkungsgrad aus ist, würde man aber besser eine 
zweite Wicklung für die Rückkopplung verwenden und wäre dann beim 
klassischen Flyback-Wandler.

von Johann R. (iwan)


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Das sind meine Meßwerte (Bilder: RL='Name des Bildes'):

von Johann R. (iwan)


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@ ArnoR

Das war jetzt lesenswert! :-)

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Das sind meine Meßwerte (Bilder: RL='Name des Bildes'):

Die ohne Angabe der tatsächlichen Versorgungsspannung wertlos sind, weil 
der Eingangsstrom ja spannungsabhängig ist.

ArnoR schrieb:
> Der mittlere Drosselstrom  ist dann 1+7V/5V*20mA=48mA.

Da fehlte eine Klammer: (1+7V/5V)*20mA=48mA

@ Iwan:

Als kleine Fingerübung am Sonntagnachmittag habe ich mal eine diskrete 
Schaltung entworfen, die so funktioniert wie ich es vorhin beschrieben 
habe, die etwa 71% Wirkungsgrad liefert und die sogar noch etwas 
einfacher ist als deine oben gezeigten Schaltungen. Aber ich denke die 
willst du gar nicht sehen, sondern selbst etwas besseres machen, oder? 
;-)

von Johann R. (iwan)


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ArnoR schrieb:

> Als kleine Fingerübung am Sonntagnachmittag habe ich mal eine diskrete
> Schaltung entworfen, die so funktioniert wie ich es vorhin beschrieben
> habe, die etwa 71% Wirkungsgrad liefert und die sogar noch etwas
> einfacher ist als deine oben gezeigten Schaltungen. Aber ich denke die
> willst du gar nicht sehen, sondern selbst etwas besseres machen, oder?
> ;-)

Doch, die will ich sehen. Ich möchte ja lernen. Ich komme mit meiner 
nicht höher als 50%.
Ich habe nochmal Kapazitäten in realer Schaltung geändert C3=47pF und 
C2=470p. Damit ist bei mir Iin = 2*Iout + 2,1mA, aber das ist immer noch 
doppelte Strom. Ich möchte schon was besseres sehen. Posten Sie bitte 
Ihre Schaltung. Mal gucken ob ich sie nachvollziehen kann. (Ich bin ja 
ziemlich am Anfang mit Schaltnetzteilen).
M.f.G. Johann

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Doch, die will ich sehen.

Na gut. Siehe Anhang.

AM1 ist der Eingangsstrom, AM2 der Drosselstrom und VF1 die 
Ausgangsspannung. Die Ausgangsspannung ist 5,78V und die 
Ausgangsleistung an 300R ist 111mW. Der Eingangsstrom ist 32,3mA bei 
4,67V Eingangsspannung (wegen 10R Innenwiderstand). Die Eingangsleistung 
ist 149mW, der Wirkungsgrad daher 111mW/149mW=74,5%. Alle Werte bei 
eingeschwungener Schaltung, also t>1,8ms. Die vorhin genannten 71% waren 
bei anderer Last (vergessen welche).

Die Schaltungsfunktion ist einfach und braucht nicht erklärt zu werden, 
oder?

von ArnoR (Gast)


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Noch vergessen: der Drahtwiderstand der 1mH-Drossel ist 1R, das ist eine 
mittelmäßige Drossel, z.B. Typ 09HCP von Fastron.

von Johann R. (iwan)


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Danke erst mal für Ihre Schaltung! Ich habe sie nachgebildet für weitere 
Fragen, weil R's durchnummeriert sind. Das ist dann kürzer 
aufzuschreiben, wenn man R.x sagt.
Zur Grundfunktion habe ich keine Fragen: Nach dem Einschalten leitet der 
Q1, Strom durch die Spule steigt an und erhöht die Spannung an 
Shunt-Widerstand R5. Ist diese soweit angestiegen, dass Q3 leitet, wird 
Leistungstransistor gesperrt, Strom fließt durch die Spule weiter und 
lädt über D1 den Ausgangskondensator negativ auf. Ist der Strom (und 
damit U(R5)) soweit gesunken, dass Q3 in Sperrzustand übergeht, so fängt 
Q1 wieder zu leiten und die Periode wiederholt sich.

Aber zur Regelstrecke habe ich Fragen: Was tun genau R4 und R6? Würden 
Sie ein Paar Wörter drüber verlieren bitte?

Ich hatte irgendwann eine Idee gehabt und aufgegeben: Einen 
Schmitttrigger (diskret) aufzubauen und eine Spule so dadrane zu 
knipsen, dass die Spule eine Zeitverzögerung und Amplitudenänderung dem 
Eingang von Schmitttrigger
liefert. Damit wären ja die Bedingungen für die Oszillation gegeben. Um 
zu regeln war aber bei der Idee, um Battarien-Strom zu sparen, die 
DC-Ausgangsspannung so zurück zu führen, dass die Schwingungen 
ausgesetzt werden. vor 8 Jahren war das oder so. Dann ging in meinem 
Leben einfach alles kaputt...

Jedenfalls verhält sich Ihre Schaltung dieser Beschreibung sehr ähnlich. 
Wie abgewanderter Schmitttrigger...

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Zur Grundfunktion habe ich keine Fragen: Nach dem Einschalten leitet der
> Q1, Strom durch die Spule steigt an und erhöht die Spannung an
> Shunt-Widerstand R5. Ist diese soweit angestiegen, dass Q3 leitet, wird
> Leistungstransistor gesperrt, Strom fließt durch die Spule weiter und
> lädt über D1 den Ausgangskondensator negativ auf. Ist der Strom (und
> damit U(R5)) soweit gesunken, dass Q3 in Sperrzustand übergeht, so fängt
> Q1 wieder zu leiten und die Periode wiederholt sich.

> Aber zur Regelstrecke habe ich Fragen: Was tun genau R4 und R6? Würden
> Sie ein Paar Wörter drüber verlieren bitte?

Naja, das stimmt nicht ganz. Wenn die Funktion so wäre wie du 
beschrieben hast, würde sich einfach ein stabiler Zustand einstellen und 
die Schaltung als Analogregler arbeiten. Damit ein Hin- und Herkippen 
auftritt, braucht die Schaltung eine Hysterese. Diese notwendige 
Hysterese wird von R4 durch Mitkopplung auf den Emitter von Q3 erzeugt.

Außerdem würde die Schaltung nach deiner Funktionserklärung nicht auf 
die  Ausgangsspannung reagieren können. Das macht die aber, das sieht 
man doch sehr schön in den "Oszillogrammen" zu meiner Schaltung. Die 
Funktion ist so:

Sobald die Ausgangsspannung soweit angestiegen ist, dass D2 leitet, wird 
die Emitterspannung von Q3 negativer, so dass seine Basisspannung nun 
nicht mehr so weit ansteigen muss, um ihn einzuschalten, er schaltet 
also bei kleinerem Drosselstrom den Leistungstransistor ab. Bei 
steigender Ausgangsspannung wird so die an den Ausgang übertragene 
Leistung reduziert. Q3 misst gleichzeitig den Drosselstrom und die 
Ausgangsspannung und steuert den Leistungsschalter.

von ArnoR (Gast)


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Übrigens habe ich absichtlich keine brutale Anschaltung des 
Leistungstransistors Q1 eingebaut, um zu zeigen, dass die deutliche 
Steigerung des Wirkungsgrades praktisch allein durch die veränderten 
Ströme (Amplituden und Zeitverlauf) in der Schaltung erreicht wurde. 
Wenn man den Q1 bei sonst gleicher Schaltung schnell abschaltet, gewinnt 
man nochmal 10% Wirkungsgrad und kommt auf über 80%.

von ArnoR (Gast)


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ArnoR schrieb:
> keine brutale Anschaltung

Sollte natürlich "Abschaltung" heißen.

von Johann R. (iwan)


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Wie genau funktioniert den die Hysterese-Einstellung in Ihrer Schaltung? 
Das ist doch Zusammenspiel von R4, R6 und Q3... oder? ja gut Z-Diode 
auch, aber wie haben Sie R4 und R6 berechnet?

von Dieter (Gast)


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Es funktioniert eigentlich nicht nach der Hysterese die Regelung. Mit 
erreichen der Ausgangsspannung fließt durch die ZD ein Strom und dieser 
Spannungsabfall ins negative sorgt dafür, dass die Spannungsdifferenz 
von 0,7V damit Q3 leitende wird schon bei niedrigeren Spannungsabfällen 
an R5 erreicht werden, z.B. statt 0,7V hier schon bei 0,1 oder noch 
niedriger. Dadurch wird Q1 schon bei viel niedrigeren Strömen gesperrt 
und in die Entladephase übergegangen.

In der Praxisschaltung tritt gerne noch ein Effekt auf, den die 
Simulation nicht beherrscht. Die Simulation kann nicht den Effekt der 
prozentualen Hystereseverluste, wenn man nur im unteren Bereich der 
Kennlinie bleiben sollte, berechnen.

R3 soll helfen den Transistor schneller zu schließen in dem die 
Basis-Emitterkapizität (z.B. 100pF) entladen werden soll, wie auch der 
Einfluss der Basis-Kollektorkapazität (z.B. 10pF).

Kleine Nebenrechnung zu R3:
t~RC  (Ein Abfall von auf 40% reicht, im Gegensatz zum Abfall auf 70% 
oder 90% gemäß Zeitkonstanten der Formelsammlung)
Ceff=C_BE+U_C*C_BC
U_C ist Spannungssteile von 5V auf -6V des Collektors und wirkt wie 
fiktiv größere Kapazität.
C_eff=100+11*10=210pF
t~780*210ps=164ns als best case.
Bei 200kHz ca. 2,5us je Phase

von Dieter (Gast)


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R4 und R6 fungieren als Spannungsteiler und bewirken die Mitkopplung, so 
dass die Schaltung hin und her kippt.

+5V über Teiler R6 und R4 ca +0,31V und -6V über Teiler ca. -0,37V 
ergibt insgesamt ein Spannungshub von 0,68...0,7V.

Wenn der Hub zu klein wäre, würde letzendlich Q1 in der Entladephase 
nicht vollständig sperren.
Zu groß kann der Hub nicht ausgelegt werden, da sonst zuviel Leistung 
über diesen Pfad verbraucht würde.

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Wie genau funktioniert den die Hysterese-Einstellung in Ihrer Schaltung?
> Das ist doch Zusammenspiel von R4, R6 und Q3... oder? ja gut Z-Diode
> auch, aber wie haben Sie R4 und R6 berechnet?

Die Hysterese wird vom Zusammenspiel all der genannten Komponenten 
bestimmt, außerdem vom (veränderlichen) Spannungshub am Kollektor Q1. 
Auch das sieht man in den Oszillogrammen an dem in der Startphase 
veränderten Stromhub in der Drossel.

Die Hysterese entspricht etwa dem Spannungshub am Kollektor Q1 
multipliziert mit dem Teilerverhältnis von R4 zu den am Emitter Q3 
wirksamen ohmschen und differentiellen Widerständen. Man kann das 
natürlich für einzelne Phasen näherungsweise berechnen, ich habe 
Abschätzungen für Ua=0 und den eingeschwungenen Zustand gemacht und im 
Simulator überprüft, ob das so passt und der Bereich dazwischen sauber 
durchlaufen wird.

von ArnoR (Gast)


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Dieter schrieb:
> Mit
> erreichen der Ausgangsspannung fließt durch die ZD ein Strom und dieser
> Spannungsabfall ins negative sorgt dafür, dass die Spannungsdifferenz
> von 0,7V damit Q3 leitende wird schon bei niedrigeren Spannungsabfällen
> an R5 erreicht werden, z.B. statt 0,7V hier schon bei 0,1 oder noch
> niedriger. Dadurch wird Q1 schon bei viel niedrigeren Strömen gesperrt
> und in die Entladephase übergegangen.

Danke, dass du meine obige Funktionsbeschreibung noch mal wiederholt 
hast.

Dieter schrieb:
> Es funktioniert eigentlich nicht nach der Hysterese die Regelung.

Doch, tut es.

Dieter schrieb:
> R3 soll helfen den Transistor schneller zu schließen...

Das Thema ist weiter oben schon bis zum Abwinken durchgekaut worden, 
aber gut, dass du es auch nochmal sagst.

Dieter schrieb:
> +5V über Teiler R6 und R4 ca +0,31V und -6V über Teiler ca. -0,37V
> ergibt insgesamt ein Spannungshub von 0,68...0,7V.

Stimmt nicht, dann wäre die Hysterese größer als UbeQ3, was man an dem 
Stromhub sehen würde. Du hast die differentiellen Widerstände rbeQ3 und 
rz der Z-Diode unterschlagen. Die Hysterese ist viel kleiner als 0,7V.

von Dieter (Gast)


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Ggf ein Hinweis zum Layout.

von Johann R. (iwan)


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Also, so gut berechenbar ist die Schaltung gar nicht, nicht war? Muss 
sie auch nicht. Ich fülle mich mit Information überfüllt und muss noch 
Paar Male alles durchgehen.
Danke!

von Dieter (Gast)


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Vorhin den falschen Tab beim Hochladen erwischt.

>Dieter schrieb:
> +5V über Teiler R6 und R4 ca +0,31V und -6V über Teiler ca. -0,37V
> ergibt insgesamt ein Spannungshub von 0,68...0,7V.

>Stimmt nicht, dann wäre die Hysterese größer als UbeQ3, was man an dem
>Stromhub sehen würde. Du hast die differentiellen Widerstände rbeQ3 und
>rz der Z-Diode unterschlagen. Die Hysterese ist viel kleiner als 0,7V.

Solange der Lastkondensator noch nicht geladen ist (Uout << 6V ), kann 
die ZD und dessen diff. Wid. vernachlässigt werden (nicht alle Schritte 
in die Erklärung packen).

Unter Vernachlässigung von rbeQ3 wird ein theoretischer Mindesthub 
benötigt, dass die Sperrung und Durchschalten ausreichend gewährleistet 
wird.

Diese Mitkopplung, die für das Kippen der Schaltung notwendig ist, 
beeinhaltet eine Hysterese.

Die superpositionierte Regelung hat keine Hysterese. Sonst würde die 
Ausgangsspannung zum Beispiel bei Erreichen von 6,7V den Wandler 
ausschalten und bei Unterschreiten von 6,0V den Wandler wieder 
einschalten.

In dem Falle werden die Schwellen (Hystereseschwellen) der Kippschaltung 
durch den Regelkreis (kontinuierlich) beeinflußt. Das zeigt auch schön 
Dein Bild Inverter5Vzu-6V_3.png.

Deine Schaltung mit der Regelung gefällt mir. Bin am überlegen, an einer 
Variante mit R5 1Ohm, mit größerem R2 (mehr als 3xR3 wäre die Grenze).

von ArnoR (Gast)


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Johann R. schrieb:
> Also, so gut berechenbar ist die Schaltung gar nicht, nicht war?

Die lässt sich genau so gut oder schlecht berechnen wie jede andere 
analoge Schaltung mit nichtlinearen Bauelementen auch. Nur weil du es 
nicht kannst, bedeutet es ja nicht, dass es nicht geht.

Dieter schrieb:
> Solange der Lastkondensator noch nicht geladen ist (Uout << 6V ), kann
> die ZD und dessen diff. Wid. vernachlässigt werden (nicht alle Schritte
> in die Erklärung packen).

Die Aufladung des Ausgangskondensators ist ja nur ein Übergangsphase, 
interessant ist eigentlich der eingeschwungene Zustand bei Ua=-6V, und 
da leiten die Z-Diode und der Q3.

Dieter schrieb:
> Unter Vernachlässigung von rbeQ3 wird ein theoretischer Mindesthub
> benötigt, dass die Sperrung und Durchschalten ausreichend gewährleistet
> wird.

Man kann rbeQ3 nicht vernachlässigen, denn der Emitterstrom ist immer 
größer 0. Ein Hub von 60mV ergibt etwa ein Stromverhältnis von 10:1, 
120mV daher schon 100:1, das reicht.

von ArnoR (Gast)


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Dieter schrieb:
> Deine Schaltung mit der Regelung gefällt mir.

Danke, mir auch ;-)

> Bin am überlegen, an einer
> Variante mit R5 1Ohm, mit größerem R2 (mehr als 3xR3 wäre die Grenze).

Mit größerem R2 habe ich auch experimentiert, aber keine besseren 
Ergebnisse bekommen. Bei weniger Basisstrom steigt die Ucesat des 
Schalttransistors und frisst die an der Basis gesparte Leistung wieder 
auf. Bessere Transistoren (ZTX749) bringen zwar geringere Ucesat, aber 
größere Kapazitäten und damit Verluste entweder an der Basis (niedriger 
Ausräumwiderstand) oder durch Teilentladung der Drossel an der 
Ausschaltflanke.

von Dieter (Gast)


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Der Unterschied ist, dass Du schon einen Schritt weiter gehst und schon 
einen Einflussfall mehr beruecksichtigst.

Fuer Erklaerungen nimmt man zuerst die einfacheren Arbeitspunkte, dh 
bevor die Regelung einsetzt. Das schwierigste Element, hier der Q3 
ausgeschnitten oder jeweils an den Ecken der Flanke betrachtet, wo grad 
Ib Null ist, waere neachste Tiefe. Die 0,7V sind nur Kriterium, ob es 
auch satt kippen kann.

Der dritte Schritt ist rbeQ hinzuzunehmen und den Einfluss gegenueber 
den Vereinfachungen zu interpretieren. Da kaeme nun Deine Erklaerung der 
Funktionen.

von Dieter (Gast)


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Didaktischer Aufbau ist auch Ansichtssache, zu obiger Anmerkung.

Es faellt mir auch schwer einsehen zu muessen, dass man an bestimmten 
stellen nicht weiter drehen kann, um noch viel zu verbessern. HF 
Transistor ergab noch bei Wandlerschaltung mit 2 Transistoren eine 
Verbesserung, aber ungewollte HF Schwingungen koennen auftreten. Mit 
einem 10MHz Oszi war wenig davon zu erkennen.

Man koennte noch einen vierten Transistor spendieren fuer die 
Basisausraeumung. ;) ;)
....
Um den Aufwand zum Nutzen ins unermessliche zu treiben.

Fertiger Chip mit aktiver Gleichrichtung waere eine Alternative.

von Axel S. (a-za-z0-9)


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Dieter schrieb:
> Es faellt mir auch schwer einsehen zu muessen, dass man an bestimmten
> stellen nicht weiter drehen kann, um noch viel zu verbessern.

Wer sagt denn das? Natürlich kann man immer noch optimieren. Aber dafür 
braucht man eine leichte Hand und Sachverstand. Weder mit der Gießkanne 
noch mit dem Holzhammer kommt man da weit. Erfahrung hilft. Arno hat die 
offensichtlich. Du nicht.

> Man koennte noch einen vierten Transistor spendieren fuer die
> Basisausraeumung

Das wäre dann der Holzhammer.

von Dieter (Gast)


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So nebenbei bemerkt, es gibt doch noch eine Lösung mit kleinerem R5. Man 
Teile R5 in zwei kleine Widerstände 0,5Ohm. Der Emitter von Q2 wird 
zwischen diesen angeschlossen. Die Schwingungen zu Beginn sind von der 
Amplitude kleiner bis C2 aufgeladen wurde. Den Einfluss auf den 
Wirkungsgrad habe ich nicht nachgesehen.

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