Hallo! Ich wuerde gerne ziemlich kleine und zudem sehr verrauschte transiente Signale, die auf einem ebenfalls recht verrauschtem Untergrundsignal liegen, moeglichst quantitativ festhalten. Die gesuchte Information steckt im Wesentlichen im Integral der Peakflaeche (Ladungen eines Kondensators, der ueber einen Lastwiderstand entladen wird -> I/U Konvertierung) des Ereignisses. Besondere Charakteristika wie etwa Anomalien im zeitlichen Verlauf des Signals (ansteigende/abfallende Flanke deutlich flacher/steiler als erwartet, Signal sprengt den rail-to-rail Bereich des OpAmps und ist abgeschnitten, ...) sollten dabei so gut wie moeglich erhalten bleiben. Also: OpAmp + ADC, und Oversampling jedes Signals um diese Features mit festzuhalten. Ich scheitere aber schon ein bisschen bei der richtigen Auslegegung des Filters. Die Signale sind aperiodisch, tauchen vielleicht alle paar hundert Millisekunden auf, und dauern etwa zwischen 0.2 und 0.8 Millisekunden an). Idealerweise sehen sie in etwa gaussfoermig aus, sie koennen aber auch mal mehr oder weniger stark deformiert sein. Ist meine Grenzfrequenz fuer den low-pass Filter nun in der Groessenordnung der Dauer des Ereignisses (0.2-0.8 Millisekunden -> 1.25kHz-5kHz), oder des kuerzesten „Features“ (sagen wir ich will eine 0.01ms Schulter noch originalgetreu erkennen -> 100kHz), oder noch mal ein Vielfaches davon, ... oder sollte ich ueberhaupt keinen Filter zum Glaetten des Signals benutzen, und lediglich den low-pass an die Sampling Frequenz des ADCs anpassen? Ich habe mal ein bisschen ausprobiert mit dem, was ich so in der Schublade finden konnte: Einen OPA350 als Sallen-Key mit 10.5kHz Grenzfrequenz, und (da dies mein einziger High-Speed RailtoRail OpAmp mit passendem GBWP war), die Verstaerkung anschliessend mittels LM324 realisiert – siehe Schaltplan. Fuer den ersten Versuch war ich positiv ueberrascht, wie gut das schon funktioniert. Obwohl mir im Fall B das Ausgangssignal vom LM324 schon zu stark vereinfacht vorkommt, verglichen mit dem geglaetteten Eingangssignal. Aber ist das dem niedrigen GBWP (1MHz) des LM324 geschuldet, oder dem Sallen-Key Filter (Erhoehen der Grenzfrequenz hat nur das Rauschen verstaerkt, aber nicht die transieten Features besser wiedergegeben). Meine Idee waere hier, einen weiteren OPA350 (habe ein paar mehr bestellt) statt des langsamen LM324 fuer die nicht-invertierende Verstaerkung zu nehmen und noch einmal auszuprobieren. Und angenommen, ich wuerde das Signal jetzt nicht meinem Oszilloskop aufnehmen, sondern mit einem ADC wie dem MCP3008. Maximale Sampling-Frequenz waere hier 200kHz. Das hiesse, selbst wenn ich auf einen low-pass zur Signalglaettung verzichten (und spaeter vielleicht in Software machen wuerde), ich braeuchte immer noch einen 100kHz low-pass wegen dem Nyquist Theorem? Vorletzte Frage: Kann ich das verstaerkte Ausgangssignal (sagen wir, entweder LM324 oder OPA350) direkt an den MCP3008 geben, oder sollte ich dort noch einen Buffer-OpAmp zwischen setzen? Welche Werte aus dem Datenblatt sind da entscheidend? Last but not least: Kann ich an einen Sallen-Key low-pass wie oben gezeigt in gleicher weise direkt mehrere weitere OpAmps mit unterschiedlichen Gain Faktoren haengen, oder wuerden die sich gegenseitig beeinflussen (da ja immer Ausgang und Eingang irgendwie gekoppelt sind). Wie wuerde man das sonst machen koennen, wenn man sagen wir, Gain Faktor 5, 25, und 125 parallel an mehreren ADC Eingaengen aufnehmen will? Genug der Worte, und viele Gruesse Ingo
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Ingo S. schrieb: > Ist meine Grenzfrequenz fuer den low-pass Filter nun > in der Groessenordnung der Dauer des Ereignisses > (0.2-0.8 Millisekunden -> 1.25kHz-5kHz), Nein. > oder des kuerzesten „Features“ (sagen wir ich will eine > 0.01ms Schulter noch originalgetreu erkennen -> 100kHz), Jein... > oder noch mal ein Vielfaches davon, ... Jein: Ein Impuls von z.B. 10µs Länge ist gewissermaßen die positive Halbwelle; bei einer periodischen Schwingung käme nochmal eine negative Halbwellen von 10µs Länge dazu --> 50kHz. Nun wird aber die Grenzfrequenz selbst schon 3dB gedämpft; 100kHz Filtergrenzfrequenz ist also schon nicht schlecht in Deinem Beispiel. > oder sollte ich ueberhaupt keinen Filter zum Glaetten des > Signals benutzen, und lediglich den low-pass an die > Sampling Frequenz des ADCs anpassen? Der Unterschied wird nicht sonderlich groß sein; das Filter sollte so steil sein, dass alles Rauschen oberhalb der Nyquist-Frequenz so stark gedämpft wird, dass es keine Rolle mehr spielt. > Ich habe mal ein bisschen ausprobiert mit dem, was ich so > in der Schublade finden konnte: Einen OPA350 als Sallen-Key > mit 10.5kHz Grenzfrequenz, und (da dies mein einziger > High-Speed RailtoRail OpAmp mit passendem GBWP war), ??? Für einen Spannungsfolger brauchst Du kein GBP von 40MHZ. 3MHz tun's in Deinem Falle auch. > die Verstaerkung anschliessend mittels LM324 realisiert – > siehe Schaltplan. Naja, dass das nicht sehr clever war, hast Du ja schon gemerkt... :) > Und angenommen, ich wuerde das Signal jetzt nicht meinem > Oszilloskop aufnehmen, sondern mit einem ADC wie dem MCP3008. > Maximale Sampling-Frequenz waere hier 200kHz. Das hiesse, > selbst wenn ich auf einen low-pass zur Signalglaettung > verzichten (und spaeter vielleicht in Software machen > wuerde), ich braeuchte immer noch einen 100kHz low-pass > wegen dem Nyquist Theorem? Tiefpass wegen Nyquist: Ja, unbedingt. 100kHz: Vorsicht. 100kHz Grenzfrequenz ist viel zu hoch; im Idealfall müsste die Dämpfung oberhalb 100kHz so hoch sein, dass die Signalreste vom ADC nicht mehr erfasst werden können. Fg = 30kHz; Butterworth-Filter 4. Ordnung wäre schonmal ein Anfang. > Vorletzte Frage: Kann ich das verstaerkte Ausgangssignal > (sagen wir, entweder LM324 oder OPA350) direkt an den > MCP3008 geben, Das sollte gehen. > oder sollte ich dort noch einen Buffer-OpAmp zwischen > setzen? Der ADC sollte nicht direkt an eine hochohmige Quelle angeschlossen werden, aber da Du ohnehin einige OPVs in Deiner Schaltung hast, wird noch ein zusätzlicher OPV nicht notwendig sein. > Welche Werte aus dem Datenblatt sind da entscheidend? (Dynamische) Ausgangsimpedenz. Das DaBla hilft hierbei aber nur in Maßen, weil die auch von der Dimensionierung der gesamten Verstärkerstufe abhängt. Wichtig ist, wie hoch die Ausgangsimpedanz der vorhergehenden und die Eingangsimpedanz der folgenden Stufe ist --> Lehrbuch OPV-Schaltungstechnik. > Last but not least: Kann ich an einen Sallen-Key low-pass > wie oben gezeigt in gleicher weise direkt mehrere weitere > OpAmps mit unterschiedlichen Gain Faktoren haengen, Ungünstig, aber -- ja, das geht. > oder wuerden die sich gegenseitig beeinflussen (da ja immer > Ausgang und Eingang irgendwie gekoppelt sind). ??? Der vorhergehende Ausgang SOLL ja den nachfolgenden Eingang beeinflussen. Ansonsten: OPV-Schaltungen sind in der Theorie rückwirkungsfrei und in der Praxis rückwirkungsarm --> Lehrbuch. Bei halbwegs sinnvoller Auslegung und niedrigen Frequenzen (wie in Deinem Fall) klappt das auch. > Wie wuerde man das sonst machen koennen, wenn man sagen > wir, Gain Faktor 5, 25, und 125 parallel an mehreren > ADC Eingaengen aufnehmen will? Drei Stufen mit je Faktor 5 kaskadieren; alle Ausgänge an den ADC führen. Du musst natürlich absichern, dass die u.U. übersteuerten OPVs keinen Ärger machen.
Vielen Dank, Possetitjel, für deine detaillierten Antworten! An das Kaskadieren von mehreren OpAmps mit jeweils 5x Gain hatte ich überhaupt nicht gedacht - ich bin von mehreren parallel an den Ausgang angehängten Opamps mit unterschiedlichen R1/R2 Verhältnissen ausgegangen, aber das ist natürlich Quatsch, und mit einer Kaskade erübrigt sich dann auch die etwas irreführende Frage nach der gegenseitigen Beeinflussung. Danke fürs in die richtige Richtung weisen hier! Bezüglich des Nyquist-Tiefpasses: Habe ich das richtig verstanden, dass ich bei 200kHz Samplingrate maximal 30kHz@3db dorthin durchlassen kann, sprich:ich also niemals die 10us 'Features' der Signale unverfälscht aufzeichnen kann? Also, entweder ich geh mit der Samplingrate noch eine Größenordnung höher, oder 'glätte' das Signal so weit, dass es mit der 200kHz Samplingrate kompatibel ist. Angenommen, anstatt einer schön gleichmäßig ansteigenden und wieder abfallenden Kurve wären dieser ein paar deutlich kürzere positive 'Spikes' überlagert, die ich nun filter um kompatibel zu den 30kHz/200kHz zu werden... Diese wären im Endeffekt nun aber nicht entfernt, sondern würden sich schon im Integral/der Fläche unter der Kurve wiederfinden lassen, oder? Ich sollte mir vielleicht wirklich mal ein Buch für die tiefergehende Materie zulegen, bin sonst mehr im Bereich Mikrocontroller beheimatet. Ingo
Ingo S. schrieb: > Fuer den ersten Versuch war ich positiv ueberrascht, wie gut das schon > funktioniert. Bin in dem Bereich nur Laie deshalb vielleicht eine etwas blöde Bemerkung: Für mich sieht das wie die Summe (bzw. Mittelwert oder gleitender Durchschnitt) des "Rauschsignals" aus. Wie ist den das Rauschen ohne Signal? > Die Signale sind aperiodisch, tauchen vielleicht alle paar > hundert Millisekunden auf, und dauern etwa zwischen 0.2 und 0.8 > Millisekunden an). und wie stark sind Sie im Verhältnis zu rauschen?
X4U schrieb: > Wie ist den das Rauschen ohne Signal? Richtig, das ist vielleicht nicht so offensichtlich, wie ich annahm: Was in beiden Plots im Hintergrund (hellgrau, -40mV bis 40mV) zwischen 0.4ms und 0.7ms zu erkennen ist, entspricht bereits in etwa dem zu erwartenden Noise worst-case. > und wie stark sind Sie im Verhältnis zu rauschen? Genauso hab ich hier bereits in etwa die schwächsten zu erwartenden Signale ausgewählt (allerdings ist die Amplitude des hellgrauen, nicht gemittelten Signals abgeschnitten: Maximum bei ~350mV, bestimmt auch etwas beeinflusst durch die Tastköpfe während der Messung). Da die Spannbreite recht hoch ist und auch deutlich stärkere Signale erfasst werden können sollen die Idee, mit (kaskadierten) OpAmps und unterschiedlichen Verstärkungsfaktoren einen möglichst großen linearen Bereich aufzuspannen. Im Messsystem steht eine zweite, von diesem Signal unabhängige Messgröße zur Verfügung, das um mehrere Größenordnungen empfindlicher ist (vereinfacht gesagt: Einzel-Photonen-Zähler versus Fototransistor). Beide Signale korrelieren zeitlich - ich bin daher sicher, es handelt sich bei den abgebildeten Signalen um das erwartete Ereignis, nicht um nur zufälligerweise erhöhtes Rauschen. Ingo S. schrieb: > Diese wären im Endeffekt nun aber nicht > entfernt, sondern würden sich schon im Integral/der Fläche unter der > Kurve wiederfinden lassen, oder? Was ich hier meinte, ist: Der Hochfrequenz-Anteil würde durch das Filter zwar entfernt, aber so etwas wie der "gemittelte DC-Anteil" würde trotzdem zum Gesamtintegral beitragen? Ich habe heute einige Zeit und Gedanken in die Frequenz- und Zeit-Domäne, die Funktionsweise von RC-Filtern, ... gesteckt, aber so richtig klar ist mir das immer noch nicht. Vielleicht kann mir jemand die Erleuchtung in einfachen Worten bringen.
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Ingo S. schrieb: > Bezüglich des Nyquist-Tiefpasses: Habe ich das richtig > verstanden, dass ich bei 200kHz Samplingrate maximal > 30kHz@3db dorthin durchlassen kann, sprich:ich also > niemals die 10us 'Features' der Signale unverfälscht > aufzeichnen kann? Das kannst Du sowieso nicht -- 10µs entsprechen bei 200kHz Abtastrate einem oder zwei Abtastpunkten (!!). Unverfälscht ist anders... Das ist aber nicht direkt die Schuld des Filters; Deine höchste Nutzfrequenz ist halt zu nahe an der Nyquist-Frequenz dran. > Also, entweder ich geh mit der Samplingrate noch eine > Größenordnung höher, Eine Größenordnung ist stark übertrieben, das ist nicht notwendig. Eine Verdopplung tut's auch. > oder 'glätte' das Signal so weit, dass es mit der > 200kHz Samplingrate kompatibel ist. Ja. Oder Du wählst die dritte Möglichkeit: Ein steileres Filter. > Angenommen, anstatt einer schön gleichmäßig ansteigenden > und wieder abfallenden Kurve wären dieser ein paar > deutlich kürzere positive 'Spikes' überlagert, Naja, was heißt "kürzer" in Zahlen? Impulse von 25µs Länge werden noch nahezu nicht verändert (wenige Prozent), bei 20µs liegt der Amplitudenfehler bei etwa 10%, und Impulse von 15µs Länge werden schon 30% zu klein. (Annahme: Butterworth-Filter 4. Ordnung, fg = 30kHz.) Höhere Filterordnung = mehr Aufwand = besseres Ergebnis. Wenn Du sowieso nur die Fläche und nicht die korrekte Kurvenform brauchst, kann man vielleicht auch ein Filter mit schlechterer Impulsantwort wählen; Tschebyschow oder gar Cauer sind hier die Klassiker. > die ich nun filter um kompatibel zu den 30kHz/200kHz > zu werden... > Diese wären im Endeffekt nun aber nicht entfernt, Nicht komplett entfernt -- aber in der Amplitude etwas verfälscht. > sondern würden sich schon im Integral/der Fläche unter > der Kurve wiederfinden lassen, oder? Naja, mit dem oben angegebenen Fehler. Du solltest Dir aber klarmachen, dass Du Dich mit dem Wunsch, 10µs-Impulse bei 200kHz Abtastfrequenz zu sehen, extrem hart an der Grenze des Machbaren bewegst -- das ist nämlich mit etwas Pech genau EIN EINZIGER Abtastpunkt, und mit Glück sind es deren zwei (!). Da ändert auch das beste Filter der Welt nichts dran. Insofern... ich würde versuchen, die Verhältnisse etwas zu entspannen: Höchste Nutzfrequenz etwas tiefer wählen, Abtastrate etwas hochsetzen. Steileres Filter ist technisch machbar, würde ich Dir aber nicht empfehlen, wenn Du keine Erfahrung damit hast.
Ingo S. schrieb: > Was ich hier meinte, ist: Der Hochfrequenz-Anteil würde > durch das Filter zwar entfernt, aber so etwas wie der > "gemittelte DC-Anteil" würde trotzdem zum Gesamtintegral > beitragen? Klar -- nur halt nicht in voller Höhe. Alle "vernünftigen" Signale sind Energiesignale; bei denen nimmt die Amplitude der Oberwellen mit steigender Ordnung ab (wenn auch nicht unbedingt ganz gleichmäßig). Eine Einzelheit, die z.B. 10% der Dauer des Gesamtsignales hat, hat vielleicht eine Amplitude von 20%. Es trägt dann nur 0,1 * 0,2 = 0,02 = 2% zur Gesamtfläche bei. Wenn die Filterdämpfung bei dieser Frequenz z.B. 3dB beträgt, werden nur 70% von diesen 2% im Ausgangssignal berücksichtigt -- das sind 1,4% statt 2%. Ist das tatsächlich relevant? Zahlreiche Messanordnungen haben einen mit steigender Frequenz ansteigenden Messfehler. Du musst halt durch analytische Fehler- rechnung oder Simulation klären, welcher Fehler in Deiner Anwendung zulässig ist.
Possetitjel schrieb: > Das kannst Du sowieso nicht -- 10µs entsprechen bei > 200kHz Abtastrate einem oder zwei Abtastpunkten (!!). > Unverfälscht ist anders... Der Einwand ist natürlich absolut richtig, und die Frage so zu stellen tatsächlich ein Fehler meinerseits. Auf der einen Seite war mir natürlich klar: Eine Samplingfrequenz von 200 kHz entspricht einem Interval von 5us, auf der anderen Seite hatte ich dies in dem Moment, als ich das Beispiel der "kürzeren Features" angebracht hatte, so nicht vor Augen. > Impulse von 25µs Länge werden noch nahezu nicht verändert > (wenige Prozent), bei 20µs liegt der Amplitudenfehler bei > etwa 10%, und Impulse von 15µs Länge werden schon 30% zu > klein. Vielen Dank für diese anschauliche Erklärung! Der Zusammenhang war exakt der Aspekt, der mir bisher am wenigsten klar war. > Wenn die Filterdämpfung bei dieser Frequenz z.B. 3dB > beträgt, werden nur 70% von diesen 2% im Ausgangssignal > berücksichtigt -- das sind 1,4% statt 2%. Ist das tatsächlich relevant? Es scheint mir auf den ersten Blick für diese Anwendung absolut passend zu sein, wenn nicht sogar besser als gedacht. Vermutlich wird sich für ein proof-of-concept herausstellen, dass selbst eine Gesamt-Minderbestimmung für die Fläche unter der Kurve von >20% (z.B. aufgrund der Amplitudenverfälschung höherer Frequenzanteile) noch vertretbar ist. Ich werd mal einen Versuch wagen mit einem Butterworth 4. Ordnung, Grenzfrequenz 30kHz, -40db@100kHz. Mit diesen Parametern schien mir der Online Generator passable Werte für die Komponenten auszuspucken, und dann werde ich mal Scope-Traces mit ADC-Werten vergleichen und schauen, wo ich so lande. Vermutlich wird dieser 200kHz ADC als erstes weichen müssen, er ist nur bereits so bequem auf dem EvalBoard untergebracht, dass ich dachte, einen Versuch ists wert. Aber 200kHz max. Samplingrate bei Nutzung nur noch eines Kanals und auch der Rest der technischen Daten sehen nicht gerade nach einem High-End-ADC aus. Das wird der nächste Schritt sein! Vielen Dank noch einmal für die geduldigen Erläuterungen, Ingo
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Ich habe den Aufbau heute einmal versuchsweise auf dem Breadboard ausprobiert, bevor es an eine permanentere Lösung geht: 4 OPA350: zwei davon als Butterworth-Filter 4. Ordnung, fg ~ 30kHz (Widerstände auf <5% absolut an den Sollwert angepasst, aber billige CerCaps bisher lediglich nach Nominalwert gewählt und nicht vermessen), zwei weitere als kaskadierte nicht-invertierende Verstärker (R1 1k, R2 5.1k, 1% Toleranz, Gain: 6.1 je Stufe). Die beiden verstärkenden Stufen wurden alternierend alle 6us gesampled und die höchsten 8bit gespeichert (in diesem Fall also nur 83kHz Samplingrate, ich weiß, dafür wurde die 30kHz Filter-Grenzfrequenz ursprünglich nicht designed, damals waren 200kHz single-channel Samplingrate im Gespräch...) Ich habe von dem Breadboard-Aufbau performancemäßig nicht viel erwartet, und war dementsprechend erstaunt, wie gut einerseits der Filter funktioniert, und wie auch trotz des Sample-Skews die beiden Gain-Kanäle einander folgen (auch wenn der Verstärkungsfaktor nicht exakt 6.1x zu sein scheint). Ein Problem, das lediglich auf dem Oszilloskop und nicht in den Abbildungen zu sehen ist (ich kann morgen noch einmal ein paar Screen Captures davon machen, falls das nicht verständlich ist), ist jedoch folgendes: Kurz vor dem eigentlichen Anstieg vieler Transienten "schwingen" die beiden verstärkenden OpAmp-Ausgänge für vielleicht 10us, und auch ab und an ohne Peak-Signal passiert dies. Meine erste Vermutung wäre, das an diesen Stellen das Eingangssignal (was sich ja eh nur um max. wenige 100mV über GND bewegt) knapp unter 0V wandert, und dann quasi im "Nulldurchgang" diese Schwingungen auftreten. Wäre das ein möglicher Grund, und falls ja, gäbe es eine einfache Möglichkeit dies zu verhindern? Vielleicht ein Diodenpaar, oder das Rohsignal über einen Kondensator an den ersten OpAmp einkoppeln? Das beeinflusst dann aber vermutlich den Filter?! Vielleicht ist das auch ein Nebeneffekt der 10x Tastköpfe, oder des Breadboard-Aufbaus? OpAmps besitzen alle 100nF Abblockkondensatoren zwischen VCC und GND, und hängen an ein und demselben 5V Linearregler. Ich bin euch jedenfalls über jeden Tipp dankbar! Viele Grüße, Ingo
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Ingo S. schrieb: > Ein Problem, das lediglich auf dem Oszilloskop und nicht in den > Abbildungen zu sehen ist (ich kann morgen noch einmal ein paar Screen > Captures davon machen, falls das nicht verständlich ist), ist jedoch > folgendes: Ich hoffe, auf den beiden angehaengten Bildern wird das Problem deutlich. Bei naeherer Betrachtung scheint das Problem nicht direkt damit zusammenzuhaengen, dass das Eingangssignal manchmal minimal negativ wird. Kann sich jemand einen Reim darauf machen, was potentielle Gruende fuer so ein Verhalten sind, und wie man das moeglichst vermeiden kann? Vielen Dank! Ingo
Ingo S. schrieb: > aber billige CerCaps Vorsicht -- das Dielektrikum ist entscheidend für die Eigenschaften. C0G ist für Filterantwendungen gut; X7R, Z5U usw. sind Mist. Geeignete Wickelkondensatoren sind natürlich ideal, aber die will aufgrund der Baugröße keiner mehr einsetzen.
Ingo S. schrieb: > Ich hoffe, auf den beiden angehaengten Bildern wird > das Problem deutlich. Ja, mehr oder weniger. > Kann sich jemand einen Reim darauf machen, was > potentielle Gruende fuer so ein Verhalten sind, und > wie man das moeglichst vermeiden kann? Wie immer: Vollständiger Schaltplan (mit Versorgung!) wäre hilfreich. Ich vermute, Du versorgst die Schaltung nur mit +5V gegen Masse; das wird aber deshalb schiefgehen, weil das Rauschen, das dem Eingangssignal überlagert ist, auch negative Anteile hat. Ich habe keine genaue Erklärung für den Ablauf, vermute aber, dass der OPV erstmal in der Begrenzung ist, solange das Signal fast Null ist. Irgendwann beginnt der Regelkreis dann zu greifen, und der Einschwing- vorgang ergibt dann die Nadel, die man sieht. An Deiner Stelle würde ich erstmal mit einer bipolaren Versorgung testen, ob daran liegt. Wenn ja --> umbauen. Versorgung muss schätzungsweise nicht symmetrisch sein; -1/+4V o.ä. tun's wahrscheinlich auch.
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Possetitjel schrieb: > Wie immer: Vollständiger Schaltplan (mit Versorgung!) > wäre hilfreich. Okay, wie immer versucht der TO das so lange wie moeglich hinauszuzoegern, da er Null Erfahrung mit dem Erstellen von Schaltplaenen hat. Ich hoffe, ich habe nichts relevantes vergessen. Mir scheint uebrigens, dass alle vier Signale weniger verrauscht aussehen, wenn ich die 100nF Caps an der OpAmp versorgung und den 47uF Elko weglasse. Possetitjel schrieb: > Ich vermute, Du versorgst die Schaltung nur mit +5V > gegen Masse; das wird aber deshalb schiefgehen, weil > das Rauschen, das dem Eingangssignal überlagert ist, > auch negative Anteile hat. Das ist richtig. Entweder mit GND/+5VUSB aus einem FPGA DevBoard (MicroNova Mercury), oder aber wie im Schaltplan gezeigt aus einer batteriebetriebenen Quelle. Bei dem aktuellen Breadboard-Verhau sind bei Versorgung ueber VUSB je nach Wetterlage und Gemuetszustand die Datenuebertragungen mittels FPGA/FT245/USB an den PC alle 6us ansonsten auf dem Analogsignal wiederzufinden - aber ich denke, das ist ein Aspekt, den ich auf einer spaeteren Platine (hoffentlich) in den Griff bekommen kann. Possetitjel schrieb: > Ich habe keine genaue Erklärung für den Ablauf, vermute > aber, dass der OPV erstmal in der Begrenzung ist, > solange das Signal fast Null ist. Dann war meine Vermutung vielleicht auch doch nicht so falsch ;) Possetitjel schrieb: > An Deiner Stelle würde ich erstmal mit einer bipolaren > Versorgung testen, ob daran liegt. Wenn ja --> umbauen. > Versorgung muss schätzungsweise nicht symmetrisch sein; > -1/+4V o.ä. tun's wahrscheinlich auch. Okay, den Sinn verstehe ich soweit. Aber funktioniert das mit einem single-supply-OpAmp wie dem OPA350 ueberhaupt? Also Analogsignal an den Eingang, Masse des Analogsignals dann aber nicht an V- des OpAmps, sondern dahin wo die Masse der bipolaren Versorgung ist? Das koennte ich (nur um das mal zu testen) auch mittels Batterie realisieren, oder? Sagen wir, einfach 5x1.2VAA, und dann asymmetrisch in 4Bat/1Bat teilen? Ingo
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Possetitjel schrieb: > An Deiner Stelle würde ich erstmal mit einer bipolaren > Versorgung testen, ob daran liegt. Wenn ja --> umbauen. > Versorgung muss schätzungsweise nicht symmetrisch sein; > -1/+4V o.ä. tun's wahrscheinlich auch. Vielen Dank Possetitjel, ich habe eine asymmetrische Versorgung mit etwa -1V/+4V ausprobiert und die "Nadeln" waren sofort verschwunden! Jetzt wird allerdings auch erst klar, dass das durchschnittliche Rauschen des Eingangssignals wohl doch nicht wirklich GND ist... der Ausgang der ersten Verstaerkungsstufe zeigt etwa -50mV, der der zweiten Stufe etwa -200mV im "Ruhezustand". Das ist jetzt etwas problematisch, da der ADC (MCP3008) natuerlich nur Vss bis Vref (0-4V) an den Eingaengen erwartet. Auf der Suche nach einer Moeglichkeit, den Ausgangssignalen eine Art "Bias" zu verpassen, bin ich auf diese Uebersicht gestossen... https://ocw.mit.edu/courses/media-arts-and-sciences/mas-836-sensor-technologies-for-interactive-environments-spring-2011/readings/MITMAS_836S11_read02_bias.pdf ... um dann jedoch zu sehen, dass es nicht ganz trivial scheint, bei einer DC-coupled non-inverting Gain OpAmp Schaltung einen DC Offset zu addieren. Ist das tatsaechlich so? Was waere denn hier die vermutlich einfachste Loesung: Die beiden hinteren Stufen als AC-coupled non-inverting Amps auszulegen? Oder gibts da noch einen anderen Trick? Vielen Dank, Ingo
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Ingo S. schrieb: > Was waere denn hier die vermutlich > einfachste Loesung: Die beiden hinteren Stufen als AC-coupled > non-inverting Amps auszulegen? Ich habe das jetzt einfach mal versucht, umzusetzen (siehe ueberarbeiteten Schaltplan). Wenn ich mich nicht verrechnet habe, sollte die High-Pass Cutoff Frequenz fuer den AC coupled input der beiden hinteren OpAmps um 70Hz liegen, so dass auch keine interessanten Anteile des Signals verloren gehen. Den negativen DC Offset bin ich auf diese Weise erfolgreich losgeworden! Leider habe ich nun konstant eine Art "Ripple" auf den Ausgaengen der beiden Verstaerkerstufen, wie im angehaengten Bild zu sehen (geschaetzte Frequenz um 20kHz). Dieser "noise-floor" war im vorherigen Schritt, DC-coupled Aufbau nach dem Erweitern um die negative Versorgungsspannung, noch nicht zu sehen. Nun bin ich langsam am Ende meiner Ideen, wie ich hier noch mehr herausholen koennte. Habe ich mir dieses Problem nun neu eingefangen, oder war das einfach bisher nur weniger sichtbar?
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Neigt eventuell U2 zum Schwingen? Vielleicht hilft ein Widerstand am Ausgang siehe Bild.
Harlekin schrieb: > Vielleicht hilft ein Widerstand am > Ausgang siehe Bild. Ich habs mal anhand deines Vorschlags mit ein paar Widerstandswerten um 1kOhm herum ausprobiert, aber das aendert das Ausgangssignal nicht im geringsten. Nachdem ich mir eine ganze Reihe Scope Traces, die ich in den letzten Tagen aufgenommen habe, noch einmal genauer angesehen habe, scheint dieser ~20kHz noise floor dem Signal schon von Beginn an ueberlagert gewesen zu sein, mal etwas mehr und mal etwas weniger deutlich ueberlagert und auch etwas abhaengig davon, wie genau die Kabelfuehrung und Positionierung war... Da ich vorerst nur eine begrenzte Genauigkeit benoetige, werde ich mal ausprobieren, inwiefern das ueberhaupt stoert! Danke aber fuer den Vorschlag (was ich mich dabei jedoch gefragt hab ist, mueste dieser zusaetzliche Widerstand an der Stelle nicht eigentlich die Filtercharakteristik von U1&U2 aendern?)! Viele Gruesse, Ingo
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