Hallo, ich habe ein Tool von Leiton genutzt um die Impedanz einer Leiterbahn zu berechnen. Als Berechnungsmodell habe ich Microstrip gewählt. https://www.leiton.de/leiton-tools-impedanz-kapazitaets-kalkulator.html Jetzt habe ich aber zwei Leiterbahnen die parallel verlaufen und jeweils einen eigenen Takt übertragen. Also es ist keine symmetrische Übertragung. Es geht zum Chip hin und über ein Masselayer wieder zurück. Das Tool bietet auch die Abschätzung der differenziellen Impedanz von Leiterplatten. Was ist damit genau gemeint? Eine symmetrische Übertragung? Jede Leiterbahn hat z.B. eine Impedanz von 100 Ohm als Microstrip berechnt bekommen. Jetzt platziere ich parallel zur ersten Leiterbahn eine zweite. Dann müsste sich doch die Impedanz der ersten Leiterbahn ändern. Diesen neuen Wert möchte ich ermitteln. mfg klaus
Das Problem dabei ist m.E. weniger die Impedanzänderung selbst sondern mehr der Crosstalk, der mit dieser einher geht. Ich würde die Leiterbahnen ein Stück auseinander machen oder durch eine Masseleitung trennen.
Zwei parallele Leiterbahnen sind-zwei parallele Leiterbahnen. Ein Diff-Päärchen sind sie aber damit noch nicht unbedingt. Kurz gesagt-bei einem differentiellen Leitungspaar wird die Information als Spannung zwischen den Leitern übertragen, unabhängig von einem Bezugspotential. Du willst aber zwei Single-Ended-Leiterzüge haben wenn ich dich richtig verstanden habe. Die Leiterbahnimpedanz wirst du nicht signifikant ändern wenn zwei parallel verlaufen, Sven hat aber Recht damit daß du dir Probleme mit Übersprechen einhandeln kannst. Falls Sven mit "durch eine Masseleitung trennen" meinte, eine weitere Leiterbahn zwischen deine Leiterbahnen zu legen und auf Masse zu legen, so hat er damit Unrecht. Damit verschärfst du ein Crosstalk-Problem nur bzw. sorgst dafür, daß du überhaupt eins bekommst. Sorge für größere Abstände und dann sollte Ruhe sein.
Sven B. schrieb: > Das Problem dabei ist m.E. weniger die Impedanzänderung selbst sondern > mehr der Crosstalk, der mit dieser einher geht. Ich würde die > Leiterbahnen ein Stück auseinander machen oder durch eine Masseleitung > trennen. Crosstalk habe ich noch gar nicht betrachtet. mfg klaus
Wühlhase schrieb: > Zwei parallele Leiterbahnen sind-zwei parallele Leiterbahnen. Ein > Diff-Päärchen sind sie aber damit noch nicht unbedingt. > OK. > Kurz gesagt-bei einem differentiellen Leitungspaar wird die Information > als Spannung zwischen den Leitern übertragen, unabhängig von einem > Bezugspotential. Du willst aber zwei Single-Ended-Leiterzüge haben wenn > ich dich richtig verstanden habe. > Genau. > Die Leiterbahnimpedanz wirst du nicht signifikant ändern wenn zwei > parallel verlaufen, Das wäre in meinem Sinn. Dazu habe ich auch nichts gefunden. Also scheint es auch keine großen Probleme damit zu geben, denke ich. > Sven hat aber Recht damit daß du dir Probleme mit > Übersprechen einhandeln kannst. Falls Sven mit "durch eine Masseleitung > trennen" meinte, eine weitere Leiterbahn zwischen deine Leiterbahnen zu > legen und auf Masse zu legen, so hat er damit Unrecht. Damit verschärfst > du ein Crosstalk-Problem nur bzw. sorgst dafür, daß du überhaupt eins > bekommst. Sorge für größere Abstände und dann sollte Ruhe sein. Die Masseleitung zwischen den Leiterbahnen ist für eine größere Entkopplung nicht schlecht. Beeinflusst aber wahrscheinlich wieder den Wellenwiderstand weil der Abstand zur Masse verringert wird. Zur Entkopplung wäre eine "schwimmende" Kupferfläche zwischen beiden Leiterbahnen geeigneter. Sie teilen die Kapazität zwischen den beiden Leiterbahnen in zwei serielle Kondensatoren und halbieren so die Kopplungskapazität. Vielen Dank an euch beide! klaus
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Klaus R. schrieb: > Die Masseleitung zwischen den Leiterbahnen ist für eine größere > Entkopplung nicht schlecht. Beeinflusst aber wahrscheinlich wieder den > Wellenwiderstand weil der Abstand zur Masse verringert wird. > > Zur Entkopplung wäre eine "schwimmende" Kupferfläche zwischen beiden > Leiterbahnen geeigneter. Sie teilen die Kapazität zwischen den beiden > Leiterbahnen in zwei serielle Kondensatoren und halbieren so die > Kopplungskapazität. Von genau diesem Gedanken wollte ich dich eigentlich abbringen.
Hallo, um welche Frequenzen geht es denn konkret und welche Leiterlängen hast du? > Klaus R. schrieb: > Zur Entkopplung wäre eine "schwimmende" Kupferfläche zwischen beiden > Leiterbahnen geeigneter. Sie teilen die Kapazität zwischen den beiden > Leiterbahnen in zwei serielle Kondensatoren und halbieren so die > Kopplungskapazität. Das halte ich für einen Trugschluss. Die Kapazität ist abhängig vom Abstand zw. den betreffenden Leiterbahnen. Wenn du aber einen großen Abstand durch eine "schwimmende" Kupferfläche verringerst, kann die Kapazität nur größer werden. Gruß Öletronika
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Klaus R. schrieb: > Zur Entkopplung wäre eine "schwimmende" Kupferfläche zwischen beiden > Leiterbahnen geeigneter Das ist die mit Abstand schlechteste aller möglichen Ideen. Eine nicht mit GND verbundene Fläche oder Leiterbahn zwischen den Signalen erhöht Crosstalk ganz massiv, weil sie den Abstand effektiv verringert. Logisch, wenn man ein wenig drüber nachdenkt. Deshalb sind floatende Flächen ganz allgemein Pfui. Georg
georg schrieb: > Das ist die mit Abstand schlechteste aller möglichen Ideen. Sicher! Klaus R. schrieb: > Jetzt habe ich aber zwei Leiterbahnen die parallel verlaufen und jeweils > einen eigenen Takt übertragen Wenn der Abstand zwischen den Leiterbahnen >3* Abstand zur Bezugsmasse ist, hast du nur noch eine vernachlässigbare Kopplung. Eine GND-Leitung dazwischen hilft natürlich, wird aber auch die Leitungsimpedanz verändern, wenn sie einfach nur dazwischen gequetscht wird. Ist ein etwas größerer Abstand der beiden Leiter nicht möglich?
Ich würde mich eigentlich erinnern das mal simuliert zu haben (mit Sonnet) dass eine gut angebundene Kupferfläche zwischen den beiden Leiterbahnen den Crosstalk verringert.
der Rückstrom beider Signal-Leitungen läuft dann aber auch über das GND dazwischen. Hier gibt es sicher einen Kompromiss zwischen der Verminderung des Crosstalks und der Verzerrung des Wellenwiderstandes
Hallo, stellvertretend für dieses Thema: U. M. schrieb: >> Klaus R. schrieb: >> Zur Entkopplung wäre eine "schwimmende" Kupferfläche zwischen beiden >> Leiterbahnen geeigneter. Sie teilen die Kapazität zwischen den beiden >> Leiterbahnen in zwei serielle Kondensatoren und halbieren so die >> Kopplungskapazität. > Das halte ich für einen Trugschluss. > Die Kapazität ist abhängig vom Abstand zw. den betreffenden > Leiterbahnen. > Wenn du aber einen großen Abstand durch eine "schwimmende" Kupferfläche > verringerst, kann die Kapazität nur größer werden. > Gruß Öletronika Das mit der "schwimmenden" Kupferfläche habe ich schon vor Jahren mal gelesen. Wer das sagte weiß ich nicht mehr, die Quelle war aber glaubhaft. Es kommt wohl auch auf die Geometrie an. U. M. schrieb: > Hallo, > um welche Frequenzen geht es denn konkret und welche Leiterlängen hast > du? Es geht um einen SN74AVC245 der mit < 5 MHz getaktet wird. Die Leiterbahnlänge ist < 50cm. Letztlich will ich eine passende Terminierung und eine geeignete Dämpfung der Oberwellen ermitteln. Crosstalk ist, so denke ich, dabei kein vorrangiges Problem. Das Signal soll mir aber auch nicht durch Crosstalk verschlechtert werden. HildeK schrieb: > Wenn der Abstand zwischen den Leiterbahnen >3* Abstand zur Bezugsmasse > ist, hast du nur noch eine vernachlässigbare Kopplung. Interessanter Tipp! > Eine GND-Leitung dazwischen hilft natürlich, wird aber auch die > Leitungsimpedanz verändern, wenn sie einfach nur dazwischen gequetscht > wird. Und genau dafür habe ich noch kein Berechnungstool gefunden. > Ist ein etwas größerer Abstand der beiden Leiter nicht möglich? Darauf könntes es hinauslaufen. Platz wäre da. Hier und da könnte es etwas eng werden. Aber habe ich bei einem SN74AVC245, < 5 MHz Takt und Längen < 50cm überhaupt ein Crosstalk - Problem? mfg Klaus
Klaus R. schrieb: > Und genau dafür habe ich noch kein Berechnungstool gefunden. Vermutlich geht das mit dem Tool von Polar - das ist aber sehr teure Software! (polarinstruments.com) Die bezeichnen das in einem Prospekt als Coplanar Waveguide bzw. Grounded Coplanar Waveguide. https://en.wikipedia.org/wiki/Coplanar_waveguide Klaus R. schrieb: > Darauf könntes es hinauslaufen. Platz wäre da. Dann würde ich auf jeden Fall empfehlen, den zu nutzen. > Hier und da könnte es etwas eng werden. Wenn es zu eng wird, reichen u.U. schon ein paar wenige cm für eine störende Kopplung. Das hängt dann auch etwas davon ab, welche Wellenlängen gut zu der Koppellänge passen (-> Antennen). Da müssen natürlich auch die Harmonischen betrachtet werden und die sind bei schnellen Flanken natürlich noch bei sehr hohen Frequenzen vorhanden. > Aber habe ich bei einem SN74AVC245, < 5 MHz Takt und > Längen < 50cm überhaupt ein Crosstalk - Problem? Naja, AVC ist vermutlich (ich kenne die nicht) eine sehr schnelle Familie. Die Taktfrequenz ist ja nicht das Problem sondern die Steilheit der Flanken. Und 50cm ist schon eine Ansage. Nutze den Platz, lege lieber andere Leitung (z.B. Daten) enger und sieh eine GND-Line dazwischen vor - mit dem empfohlenen Mindestabstand. Brauchst du unbedingt eine so schnelle Familie, wenn deine Takte sich eher im unteren Bereich bewegen? Sind das zwei unabhängige Takte? Falls es der selbe sein sollte und dann auch noch phasengleich, dann ist das ev. gar kein Problem ...
Klaus R. schrieb: > Das mit der "schwimmenden" Kupferfläche habe ich schon vor Jahren mal > gelesen. Wer das sagte weiß ich nicht mehr, die Quelle war aber > glaubhaft Aber ahnungslos. Leider gibt es im Internet zu jeder richtigen Angabe auch die falsche, und die wird meistens mit mehr Überzeugung vorgetragen. Klaus R. schrieb: > Es kommt wohl auch auf die Geometrie an. Nein, kommt es nicht, es geht nur darum, dass der vorher vorhandene Abstand verringert wird und damit die Kopplung erhöht. Aber wen interessiert im postfaktischen Zeitalter schon die Physik. Elektronik nach dem Widdewiddewitt-Prinzip ist doch viel bequemer, muss man nichts denken. Georg
georg schrieb: > es geht nur darum, dass der vorher vorhandene > Abstand verringert wird und damit die Kopplung erhöht. Korrekt. Kann man sich einfach herleiten: Vorher sei der Isolationsabstand d. Mit einer fliegenden Leiterbahn dazwischen verringert sich dieser um die Breite eben dieser Leiterbahn. Also ist die Kopplung größer, auch wenn 'das Internet' mal was anderes behauptet.
In welchem Anwendungsfall verlegt man überhaupt Takte über einen *halben Meter* Platine? Ich glaube nicht, dass ich überhaupt je so eine große Platine gesehen habe ...
HildeK schrieb: > Naja, AVC ist vermutlich (ich kenne die nicht) eine sehr schnelle > Familie. Die Taktfrequenz ist ja nicht das Problem sondern die Steilheit > der Flanken. Ich hatte mich schon länger nicht mit digitale Übertragungen beschäftigt und hatte auch kein Bauchgefühl für die Geschwindigkeiten. Die einzige Angabe im Datenblatt zu den Flankensteiheiten ist: Δt/Δv Input transition rise or fall rate = 5 ns/V Wenn ich da an 4 GHz Proessoren denke, dann frage ich mich, womit arbeiten die denn. mfg Klaus
Auch das ist ein Grund, warum immer schnellere Prozessoren mit immer niedrigeren Spannungen arbeiten.
Hallo, ich habe von Saturn das PCB Toolkit V7.05 schon gestern mal installiert. Die haben dort auch einen Crosstalk Calculator. Mit üngünstigen Werten habe ich einen Crosstalk Coefficient von -10,7 dB. Das wäre ein Faktor von 0,29. In der LTspice Simulation arbeite ich zur Zeit mit einer Timeline um den Wellenwiderstand nachzubilden. Für eine Simulation des Übersprechens könnte ich doch zwei gekoppelte Induktivitäten, also ein Übertrager einsetzen. Nur dann verändere ich ja auch die nachgebildete Leitung. Spontan fällt mir da eine gesteuerte Quelle ein. Aber Strom- und Spannungsquelle kann ich da auch nicht so einfach einkoppeln. Wie könnte man Übersprechen mit einfließen lassen ohne die Carakteristik des Testkandidaten zu beeinflussen? (Wäre vermutlich etwas für Helmut S.) mfg Klaus
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Klaus R. schrieb: > Für eine Simulation des Übersprechens könnte ich doch zwei gekoppelte > Induktivitäten, also ein Übertrager einsetzen Soo einfach ist das nicht. Wenn du mehr über die Kopplung von Leitungen wissen willst, müsstest du dich in die Grundlagen dazu einarbeiten. Gut geeignet ist da "High-Speed Digital Design - A Handbook of Black magic", besonders die Kapitel "Inductive Coupling Mechanism" und "Capacitive Coupling Mechanism". Ist aber schwieriger Stoff und viel davon. Klaus R. schrieb: > Nur dann verändere ich ja > auch die nachgebildete Leitung. Wieso? Eine Transmission Line hat einen induktiven Belag, da muss man nichts einführen. Georg
georg schrieb: > Eine Transmission Line hat einen induktiven Belag, da muss man > nichts einführen. Der kapazitive und induktive Belag ist in der Impedanz wiedergegeben. Insofern tritt er nicht direkt in Erscheinung. mfg klaus
Klaus R. schrieb: > Δt/Δv Input transition rise or fall rate = 5 ns/V Das wäre langsam, aber es ist auch nicht das, was interessant ist: wie schnell sind die Ausgänge! Hier ist nur angegeben, wie langsam ein Flankenwechsel höchstens sein darf und eine 3V Transition in <15ns sind heiße Forderungen und lassen auf Flanken am Ausgang von deutlich kleiner 1ns schließen. Beim kuzen schauen habe ich nichts über die Ausgänge gefunden, vermutlich steht das in einem extra Familiendatenblatt. Deshalb nochmal die Frage: geht es nicht auch mit langsameren Bausteinen? HC z.B.? Klaus R. schrieb: > Wenn ich da an 4 GHz Proessoren denke, dann frage ich mich, womit > arbeiten die denn. Neben den kleinen Pegeln auch nicht mit langen Leitungen und mit noch schnellerem Silizium.
HildeK schrieb: > Klaus R. schrieb: >> Δt/Δv Input transition rise or fall rate = 5 ns/V > > Das wäre langsam, aber es ist auch nicht das, was interessant ist: wie > schnell sind die Ausgänge! Das hätte ich auch gerne gewusst. > Hier ist nur angegeben, wie langsam ein Flankenwechsel höchstens sein > darf "Δt/Δv Input transition rise or fall rate = 5 ns/V" Die Angabe steht unter "Recommended Operating Conditions" und der Wert von 5 ns/V steht in der Spalte MAX. Deshalb dachte ich das dies der schnellst mögliche Wert ist. > und eine 3V Transition in <15ns sind heiße Forderungen und lassen > auf Flanken am Ausgang von deutlich kleiner 1ns schließen. Beim kuzen > schauen habe ich nichts über die Ausgänge gefunden, vermutlich steht das > in einem extra Familiendatenblatt. Ich hatte solch ein Familiendatenblatt schon mal gefunden. Aber der Typ AVC war dort nicht vertreten. > Deshalb nochmal die Frage: geht es nicht auch mit langsameren > Bausteinen? HC z.B.? Die Probleme verschwinden damit ja nicht, sie werden nur kleiner. Generell möchte ich meinen Spielraum kennen lernen. Ich suche speziell mal nach einem AVC Familiendatenblatt. Gibt es in LTspice auch gekoppelte Transmission Lines? mfg Klaus
Klaus R. schrieb: > Der kapazitive und induktive Belag ist in der Impedanz wiedergegeben. > Insofern tritt er nicht direkt in Erscheinung Du meinst, so wie es im Universum dunkle Masse gibt, gibt es auch dunkle Impedanz? Georg
georg schrieb: > Klaus R. schrieb: >> Der kapazitive und induktive Belag ist in der Impedanz wiedergegeben. >> Insofern tritt er nicht direkt in Erscheinung > > Du meinst, so wie es im Universum dunkle Masse gibt, gibt es auch dunkle > Impedanz? > > Georg Die verlustlose Transmission Line in LTspice kennt nur Z0, den Wellenwiderstand oder die Impedanz. Und dieser berechnet sich nach dem kapazitiven und induktiven Belag. mfg klaus
Hallo, > Klaus R. schrieb: > Es geht um einen SN74AVC245 der mit < 5 MHz getaktet wird. > Die Leiterbahnlänge ist < 50cm. Also eine Taktleitung mit 5MHz braucht normal noch kein HF-Design. Allerdings gilt diese Aussage nur, wenn man sich das Leben nicht extra schwer macht, indem man Gatter nimmt, die für die über 60-fache Geschwindigkeit ausgelegt sind. Mit der daraus resultierenden Flankensteilheit ist diese Leitung bei geringer Fehlanpassung eh schon eine super Antenne für massive Störabstrahlung. Mein Rat: Übertrage die 5MHz mit gerade so hoher Flankensteilheit (-> RC-Glied hinter Treibergatter), so dass die Frequenz am Ende mit einem Schmitt-Trigger wieder sauber dargestellt werden kann. Dazu ist nur eine Bandbreite von ca. 20...30 MHz nötig. Bei so geringen Frequenzen mit Wellenlänge um 6...10m muß eine 50cm lange Leitung (Leitungslänge < Lambda/10 ) noch nicht als Wellenleiter betrachtet werden. Damit diese Taktleitungen auch gegen Störeinstrahlung und kapazitives Einkoppeln benachbarter Signale nicht zu empfindlich sind, kann am Empfänger auch ein moderater Lastwiderstand (100 Ohm ... 1kOhm) plaziert werden, damit die Signalleistung nicht zu gering wird und damit das SNR einen guten Wert hat. Wenn man diesen Widerstand aber auch noch an die Leitungsimpedanz anpaßt, ist es umso besser bezüglich Störabstahlung. Gruß Öletronika
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U. M. schrieb: > (-> > RC-Glied hinter Treibergatter) Vorsicht mit dieser Aussage! Da hatten wir mal tagelang gesucht, warum alle paar Stunden ein Fehler passierte. Es war genau dieses C! Wenn nämlich am Empfänger eine Reflexion passiert (bei am Ende offenen Leitungen normal), dann wiederholt sich dies an dem C, welches im ersten Moment einen Kurzschluss darstellt und es kommt zu erneuter Reflexion. Möglicherweise klappt das, wenn nach dem RC-Glied noch ein R für eine Serienterminierung kommt. RC-Glieder in Digitalsignalen halte ich für den falschen Weg. U. M. schrieb: > Dazu ist nur eine Bandbreite von ca. 20...30 MHz nötig. > Bei so geringen Frequenzen mit Wellenlänge um 6...10m muß eine 50cm > lange Leitung (Leitungslänge < Lambda/10 ) noch nicht als Wellenleiter > betrachtet werden. Mit einem einfachen RC-Glied wird es schwierig, das Spektrum auf 20-30MHz zu begrenzen. Klaus R. schrieb: > Die Probleme verschwinden damit ja nicht, sie werden nur kleiner. > Generell möchte ich meinen Spielraum kennen lernen. Die Probleme verschwinden schon, wenn man die Laufzeit auf der Leitung << als die Flankenanstiegszeit ist. Das ist nun mal bei HC ein rund 10fach größere Distanz als bei AVC. Wenn du wirklich sehr steile Signale über lange Strecken übertragen willst, dann packe die Leitung wie oben vorgeschlagen schön in GND ein, gestalte eine perfekte Z-Leitung, passe quellseitig oder ggf. beidseitig an und halte sie von anderen Leitungen fern.
Klaus R. schrieb: > Gibt es in LTspice auch gekoppelte Transmission Lines? Nicht in deinem Universum. Da deiner Meinung nach die Impedanz einer Transmission Line nicht nach aussen in Erscheinung tritt, kann auch keine induktive Kopplung stattfinden, für die Kapazität gilt natürlich das gleiche. In LTSpice wäre es auch sinnlos, Cross Talk berechnen zu wollen, da man dazu die Geometrie der Leiterbahnen benötigt, die stehen in LTSpice nicht zur Verfügung. Für eine Cross Talk Berechnung braucht man das konkrete Layout. Oder, hilfweise, man verwendet ein Modell für Transmission Lines, in dem man den induktiven und kapazitiven Belag spezifizieren kann - gibt es nach deinen Angaben nicht - und gibt Abstand und parallele Länge ein. Du verwechselst die Beschränkungen von LTSpice mit der realen Physik. Da du dabei völlig unbelehrbar bist, hat es keinen Sinn noch weiter darauf einzugehen. Georg
georg schrieb: > Du verwechselst die Beschränkungen von LTSpice mit der realen Physik. Da > du dabei völlig unbelehrbar bist, hat es keinen Sinn noch weiter darauf > einzugehen. Hallo Georg, Du gibst aber schnell auf. Ich habe gestern noch eines in der LTspice - Yahoo Group gefunden. Etwas von Helmut S aus dem Jahr 2005: https://groups.yahoo.com/neo/groups/LTspice/files/%20Files%20sorted%20by%20message%20number/msg%207319/ Aus dem Jahr 2007: https://groups.yahoo.com/neo/groups/LTspice/files/%20Files%20sorted%20by%20message%20number/msg_17631/ Aus 2006: https://groups.yahoo.com/neo/groups/LTspice/files/%20Files%20sorted%20by%20message%20number/msg_17631/ Hier bin ich mit den Parametern etwas überfordert, obwohl ich schon weiß in welche Richtung es geht. .param Len=1 Rs=0 + C11=9.143579E-11 C12=-9.78265E-12 C22=9.143578E-11 + L11=3.83572E-7 L12=8.26253E-8 L22=3.83572E-7 mfg klaus
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Hallo, > HildeK schrieb: > Vorsicht mit dieser Aussage! Da hatten wir mal tagelang gesucht, warum > alle paar Stunden ein Fehler passierte. Es war genau dieses C! Wenn > nämlich am Empfänger eine Reflexion passiert (bei am Ende offenen > Leitungen normal), dann wiederholt sich dies an dem C, welches im ersten > Moment einen Kurzschluss darstellt und es kommt zu erneuter Reflexion. Der Einwand ist nicht ganz unberechtigt. Ich meine aber, dass man diese Störung mit dem Oszi gut erkennen kann. Ich hatte aber auch deshalb vorgeschlagen, am Empfänger mit einem Lastwiderstand eine Leitungsanpassung zu machen. Auch wenn diese nicht optimal ist, wirkt sie doch dämpfend für mögl. Reflexionen. > RC-Glieder in Digitalsignalen halte ich für den falschen Weg. Ich bin nicht 100%-ig sicher, dass die Methode bei der Leitungslänge noch perfekt funktioniert. Aber die Begrenzung der Bandbreite ist grundsäzlich ein sehr probates Mittel, um HF-Effekte stark zu reduzieren. Der Einsatz deutlich langsamerer Treiber mit entsprechdend begrenzter Bandbreite wäre aber natürlich die bessere Lösung. > Mit einem einfachen RC-Glied wird es schwierig, das Spektrum auf > 20-30MHz zu begrenzen. Naja, ein gewisser Anteil Oberwellen bleibt natürlich. Wenn der nur klein genug ist, wird es aber trotzdem zuverlässig funktionieren. Taktfrequenzen von 16MHz habe ich auch schon über Leitungslängen von ca. 15...20cm weiter geleitet, ohne dass ich da ein HF-Design mit Impedanzanpassung und Terminierung angestrengt habe. Das hat weder funktionell Probleme gemacht (keine sichtbaren Refexionen) und auch keine relevanten Störungabstrahlungen bei EMV-Prüfung gezeigt (aber natürlich nicht mit solch "giftigen Treibern"). Im Detail können aber natürlich bei jeder Applikation andere Probleme auftauchen. Gruß Öletronika
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U. M. schrieb: > Taktfrequenzen von 16MHz habe ich auch schon über Leitungslängen von ca. > 15...20cm weiter geleitet, ohne dass ich da ein HF-Design mit > Impedanzanpassung und Terminierung angestrengt habe. Solche Längen und größere sowie Frequenzen mit 30...100MHz und auch mehr sind auf einer Platine kein allzu großes Problem. Allerdings: Serienterminierung - kostet praktisch nichts, ist aber sehr wirkungsvoll. Das setzt aber zumindest eine stetige Leitungsgeometrie voraus, man hat damit immer eine Z-Leitung, wenn auch micht immer 50R. Das ist aber zeitrangig. Schlimmstenfalls muss man den Wert des Serien-R anpassen und selbst 10-20% Fehlanpassung sind oftmals kaum zu bemerken. > Im Detail können aber natürlich bei jeder Applikation andere Probleme > auftauchen. Das ist richtig! Hier ging es hauptsächlich um Nebensprechen auf einer parallel liegenden Leitung von Signalen mit sehr kurzer Anstiegszeit. Auch wenn oben von 1-2ns bei der AVC-Familie die Rede war: man muss auch hier den Worst Case, in dem Fall die schnellste Variante, betrachten. Die Werte im Datenblatt sind bei relativ hohem CL und vermutlich bei der oberen Temperaturgrenze angegeben. Im anderen Extremfall (kleine Last, niedrige Temperatur, schnelles Exemplar) könnten da auch 100-200ps herauskommen und auch dafür muss das Design noch passen.
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