Step Up Converter Ripple entfernen

[Thomas R. (r3tr0)]

//Mist, Edit hat nicht so wie ich wollte funktioniert und hat mir ein 
paar Bilder zuviel eingefügt. Entschuldigung dafür.

Hallo Zusammen,

ich benutze einen Step Up Converter um aus 2xAAA Zellen eine 3.3V 
Spannungsquelle zu erzeugen. (Benötige ich, da die Batterien recht lange 
benutzt werden sollen und die 3.3V konstant gegeben sein müssen).

Der IC den ich benutze ist der: MT3608 
https://www.olimex.com/Products/Breadboarding/BB-PWR-3608/resources/MT3608.pdf

Habe mir ein Layout gemacht, Platine bestellt und muss feststellen, dass 
ich eine für mich echt große Ripplespannung habe.

Anbei ist mein Schaltplan (Aus dem Datenblatt abgekupfert)
Ebenfalls mein Platinenlayout (GND ist über Polygon verbunden, nur hier 
im Design Block nicht)

und ein Bild meines Oszis. Blau ist die Eingangsspannung, Gelb die 
Ausgangsspannung.
Je mehr ich die Eingangsspannung verringer, desto größer wird der 
Ripple.

Weiß einer, was ich hier falsch gemacht habe, und warum ich so einen 
Ripple habe?

Grüße!

[kyrk (Gast)]

Da fehlen doch Verbindungen? Also der Stand was du da hochgeladen hast 
ist nicht das was du vermutlich beim LP Hersteller abgegeben hast.

[Thomas R. (r3tr0)]

kyrk schrieb:
> Da fehlen doch Verbindungen? Also der Stand was du da hochgeladen
> hast
> ist nicht das was du vermutlich beim LP Hersteller abgegeben hast.

Ja es fehlt der Anschluss für V-in und V-out. Das Ganze ist nur ein 
Designblock für Eagle, habe es somit in mein Layout eingebunden und 
einfach nur V-in und V-out verbunden und noch ein GND Polygon außenrum 
gesetzt.

[Karsten B. (kastenhq2010)]

Da hängt wahrscheinlich keine Last dran? Dein Regler wird in den Pulse 
Frequency Modus springen. Dadurch steigt seine Effizienz, deine 
Ausgangsspannung erhält aber deinen beobachteten Ripple.

[Achim S. (Gast)]

Thomas R. schrieb:
> Weiß einer, was ich hier falsch gemacht habe, und warum ich so einen
> Ripple habe?

Ein gewisser Ripple ist unvermeidbar.

Bei dir ist eine besondere Situation, weil praktisch kein Ausgangsstrom 
fließt: ein einzelner Schaltpuls des MT3608 bringt die Ausgangsspannung 
schon deutlich über den vorgesehenen Wert, danach dauert es hunderte ms, 
bis sich die Ausgangskondensatoren so weit entladen haben, dass der 
nächste Schaltpuls kommt.

Hast du die Messung denn schon mit der vorgesehenen Last gemacht (bzw. 
braucht die wirklich nur Strom im µA-Bereich)?

Es könnte auch sei, dass der Spannungsanstieg am Ausgang zu steil ist 
(bzw. dass du eine falsche Spule erwischt hast). Das lässt sich aber aus 
dieser Oszi-Messung nicht wirklich bestimmen.

[TK (Gast)]

Hallo,

und im DB steht auf S6 auch drin, wie gross die Kondensatoren am Eingang 
und Ausgang sein sollten (das passt bei Dir auch nicht).
Gibt es auch ein Datenblatt zu Deiner Induktivität?

Gruß
TK

[Arno H. (arno_h)]

Ohne einen minimalen Ripple funktioniert ein Zweipunktregler nicht. Die 
kurze Ladezeit im Vergleich zur Entladezeit deutet auf zu kleine Last 
oder eine zu große Induktivität hin.
Du musst anschliessend noch filtern, LDO, RC oder LC.

Arno

[Klaus R. (klara)]

Thomas R. schrieb:
> Weiß einer, was ich hier falsch gemacht habe, und warum ich so einen
> Ripple habe?

Ich verwende keinen Schaltregler den ich nicht auch mit LTspice 
simulieren kann.
mfg Klaus

[Mark S. (voltwide)]

Man sieht, dass der Sägezahn vergleichsweise lange braucht bis er 
abgefallen ist. Also ist die Entladung auf der Verbraucherseite 
minimimal, sprich der Wandler läuft ohne Last, im Leerlauf. Belaste ihn 
mal und schau was dann passiert.

[Mark S. (voltwide)]

Klaus R. schrieb:
> Thomas R. schrieb:
>> Weiß einer, was ich hier falsch gemacht habe, und warum ich so einen
>> Ripple habe?
>
> Ich verwende keinen Schaltregler den ich nicht auch mit LTspice
> simulieren kann.
> mfg Klaus

Das liest der Kassenwart von Linear Technologies gern.

[TK (Gast)]

Hallo,
wenn der Ripple so stört, dann wäre doch auch noch eine andere 
Möglichkeit in Betracht zu ziehen:
- Du benutzt eine LiIon Zelle (z.B. 1/2AA - 14250)
- dahinter einen LDO auf 3V3
=> Ripple weg

Gruß
TK

[Klaus R. (klara)]

Mark S. schrieb:
> Das liest der Kassenwart von Linear Technologies gern.

Ist jetzt von Analog Devices übernommen worden. Wenn die Modelle nicht 
verschlüsselt sind, dann kann man sie auch in LTspice einbinden. Es 
steht jedem Hersteller frei dies zu tun. TI bietet da schon einige 
Modelle. Wer kauft denn schon gerne die Katze im Sack?
Würth bietet zu fast allen Induktivitäten Modelle an. Da staunt man 
manchmal wie die sich in der Quasi-Realität machen. Ähnlich 
kundenfreundlich sind Murata und Kemet. Womöglich haben die alle erkannt 
das Transparenz ein gutes Verkaufsargument ist.
mfg klaus

[soso... (Gast)]

Karsten B. schrieb:
> Da hängt wahrscheinlich keine Last dran? Dein Regler wird in den
> Pulse
> Frequency Modus springen. Dadurch steigt seine Effizienz, deine
> Ausgangsspannung erhält aber deinen beobachteten Ripple.

Gut erkannt. Das mächte ich gern unterstreichen, denn das ist in der 
Diskussion untergegangen.

Denn jeder der Schaltregler kennt weiß, dass kein Schaltregler dieser 
Welt mit einer Frequenz von 3,8Hz läuft. Diese hat der Rippel aber 
offensichtlich - will heißen: Das KANNN nur der Pulse-Skip-Mode sein.

Dagegen helfen auch keine größeren Kondensatoren. Ein Kondensator wird 
lediglich die Frequenz verringern.

Dieser Umstand ist auch das häufigste Problem für Pfeifende 
Schaltnetzteile.

Wie man das behebt? Eine Last dazubauen.
Wenn das mit der beabsichtigten Last so ist, dann ist keine Abhilfe 
möglich.

Daumenregel (obwohl ich sie hasse!):
Ein Schaltregler ist im Allgemeinen zwischen 20 und 100% der Nennlast 
gut, darunter funktioniert er immer nur leidlich. Darum ist bei 
Schaltreglern die Anpassung an die Last sehr wichtig.

[Al3ko -. (al3ko)]

Klaus R. schrieb:
> Wer kauft denn schon gerne die Katze im Sack?


Klaus R. schrieb:
> Würth bietet zu fast allen Induktivitäten Modelle an. Da staunt man
> manchmal wie die sich in der Quasi-Realität machen.
Da würde ich mir von dir gerne mal eine Simulation sehen, von solch 
einem realen Schaltnetzteil, das in ltspice simuliert wurde.

Als ich letztens auf einem pspice Seminar war, und wir einen Flyback 
simulierten, fragte ich den Seminarleiter, was der Strompeak im 
Schaltmoment zu suchen hatte. Denn wir waren im ersten Schritt noch bei 
idealen Bauteilen (kein reverse recovery) und hatten keine parasitären 
Kapazitäten / Induktivitäten im Stromkreis. Wo kommt der Strompeak her?

Die Antwort vom Leiter:
Das wird ein Simulationsartifakt sein, vielleicht - vielleicht auch 
nicht. Das liegt im Berufsleben aber an mir als Entwicklungsingenieur, 
das herauszufinden.

wow, wenn man bei idealen Schaltnetzteilen bereits Überschwinger hat, 
was soll man dann erst simulieren, wenn man Modelle von realen Bauteilen 
einfügt.

Da habe ich mal einen Doppel Puls Test mit SiC Mosfets in Ltspice 
simuliert, und hatte an der Gatespannung einen kleinen Einbruch. Lustig, 
weil ich eine ideale Spannungsquelle ohne Gate Widerstand verwendet 
hatte. An der Miller Kapazität kann es also nicht liegen. Muss also 
intern etwas im Modell sein. Aber auch beim Einfügen eines Widerstandes 
hatte die Spannung am Gate einen Einbruch.

Meine Schlussfolgerung:
Die meisten Modelle, mit denen ich gearbeitet habe, sind unzureichend, 
um eine annähernd befriedigende Simulation zu haben. Ich kann die 
Euphorie von Spice nicht nachvollziehen, und setze lieber auf Verstand 
und Logik als auf blinde Simulation.

Ich lasse mich aber gerne eines Besseren überzeugen.

Gruß,

[soso... (Gast)]

Al3ko -. schrieb:
> Die meisten Modelle, mit denen ich gearbeitet habe, sind unzureichend,
> um eine annähernd befriedigende Simulation zu haben.

List man immer wieder. Und ist immer wieder falsch.

Ich simuliere seit >10 Jahren viel und erfolgreich. Insbesondere 
Schaltregler.

Im Allgemeinen habe ich sehr gute Erfahrungen gemacht. Eine Schaltung 
die man vorher in der Simulation von den gröbsten Schnitzern befreit 
hat, ist halt einen guten Zacken besser als rein vom Papier zur Praxis.
Überraschungen halten sich wirklich in Grenzen, teils überrascht mich 
eher, wie akurrat das ist. Vorausgesetzt, man simuliert mit realen 
Bauteilen (wo es darauf ankommt). Daten bekommt man heute für vieles, 
man muss halt wissen, was wichtig ist.

Im Übrigen will ich damit nicht sagen, das die Simulation die Praxis in 
Form von Prototypen ersetzt. Es ist aber eine gute Vorbereitung darauf.

So einen kleinen Boost wie hier würde ich aber auch nicht simulieren. 
Schon weil es kein Modell für den Regler gibt. Dafür nimmt man 
Evalboards.

[Axel S. (a-za-z0-9)]

soso... schrieb:
> Wie man das behebt? Eine Last dazubauen.
> Wenn das mit der beabsichtigten Last so ist, dann ist keine Abhilfe
> möglich.

Jein. Die meisten Schaltregler, die zwischen PWM und PFM umschalten 
können, kann man entweder durch Beschaltung zu PWM zwingen oder indem 
man einen anderen Subtyp des IC verbaut.

PFM wird ja zum Stromsparen genutzt. Eine extra Last ist da aber nochmal 
kontraproduktiver, als permanent im PWM Modus zu bleiben.

[Willi S. (ws1955)]

Warum mikrocontroller Schrägstriche nach einem unbekannten Prinzip mal 
zeigt oder auch nicht, wäre auch interessant zu erfahren...



Mit Simulation kann ich leider nicht dienen, für 35 Jahre freiberufliche 
Schaltungsentwicklung habe ich es nicht gebraucht.

Aber ein bisschen Kopfrechnen geht trotz Rente noch:

DeltaI = Vin * D  L  fSW;       bekannte Rechnung

Ohne Duty Cycle und mit tON statt Frequenz:

     I = Vin * tON / L

Leider macht der TO keine Angabe zum Iout und leider steht im 
Chinaschrott Datenblatt nix von einer mindesten ONE-SHOT Pulszeit. (beim 
LT1615 sind es 400ns)

Aber egal, hier halt einfach mal für den Ruhezustand und angenommen, es 
wären 0.47us tON min:

     I = 3 V * 0.47 us / 4.7 uH = 0.3 A

Ganz schön viel für Fast-Null-Last !!!

Und genau davon kommt es zu dem gezeigten Ripple.

Einfachste Änderung:
Eine andere rein passende Spule mit viel mehr Induktivität,
zB 100uH, damit geht der Ripple von 150mV auf 7mV zurück.
Noch weniger ist prinzipbedingt nicht möglich (Hysterese..)
da bräuchte es zusätzlich eine Nachfilterung oder einen LDO.

[Clemens L. (c_l)]

Willi S. schrieb:
> Warum mikrocontroller Schrägstriche nach einem unbekannten Prinzip mal
> zeigt oder auch nicht, wäre auch interessant zu erfahren...

Formatierung im Forum

> DeltaI = Vin * D  L  fSW;

DeltaI = Vin * D / (L * fSW);
DeltaI = Vin × D ÷ L ÷ fSW;

[Thomas R. (r3tr0)]

Hallo Zusammen,

habe nun einfach einmal mehrere LEDs als Last hingehängt und bei 40mA 
ist die Frequenz des Ripple viel größer.
Habe wiedermal beide Spannungen oszilloskopiert und sogar die 
Eingangsspannung verhält sich ähnlich der Ausgangsspannung und jedes mal 
wenn ein positiver Peak ist bei der Ausgangsspannung kriegt die 
Ausgangsspannung einen kleinen negativen Peak.

Habe ich bei dem Freilaufpfad irgendetwas nicht bedacht? Ist die Diode 
so überhaupt richtig eingepflanzt?
Zudem hat das Ganze auch leicht das Pfeifen angefangen. Gut, könnten 
auch die Kerkos sein, welche in ihrer Eigenfrequenz mitschwingen.

Auf jedenfall hatte der Ripple nun eine Frequenz von mehreren kHz.

Könnte einmal jemand über das Board-Layout schauen, und sagen ob ich 
nicht etwas hätte machen besser können?
Habe den Wandler eigentlich nur von einem unserer bestehenden Produkten 
welche wir zukaufen abgekupfert. Mehr Bauteile sind dort auch nicht 
vorhanden und dort funktioniert alles einwandfrei und ich hab ein 
schönes Signal.

Hatten vorher auch einen gängigen funktionierenden Schaltwandler, doch 
leider wurde der abgekündigt. Somit war ich halt auf der Suche nach 
einem neuen, und da dieser bei unseren anderen Platinen einwandfrei 
funktionierte dachte ich mir, ich probier ihn einfach mal aus.

[Thomas R. (r3tr0)]

Willi S. schrieb:
> Leider macht der TO keine Angabe zum Iout und leider steht im
> Chinaschrott Datenblatt nix von einer mindesten ONE-SHOT Pulszeit. (beim
> LT1615 sind es 400ns)
>
> Aber egal, hier halt einfach mal für den Ruhezustand und angenommen, es
> wären 0.47us tON min:

Maximaler I-out wäre bei mir 50mA.
Der Witz ist, dass ich die Bauteile 1:1 von unserem bestehenden Produkt 
genutzt habe und das Layout bzw den Schaltplan wie im Datenblatt zu 
sehen ist nachgezeichnet habe. Beim bestehenden Produkt habe ich eine 
schöne Gleichspannung und beim nachgebauten einfach ein großer Ripple.

[Willi S. (ws1955)]

Ja, Kerkos pfeifen. Umgekehrt kann man sie auch relativ gut als 
"Mikrofone" einsetzen (fast immer ungewollt, unsichere Funktion durch 
Vibration...)

Und auf genügende Spannungsfestigkeit achten! Mindestens mal 2! Besser 
mal 3, wenn man die Nennkapazität auch wirklich haben möchte. Derating 
bei DC!

Ausserdem nur X7R oder X5R !!
Anderes ist in dieser Anwendung unbrauchbar.

Mit dem Layout tue ich mich wahnsinnig schwer, ich finde nicht mal Vin 
und Vout.

[Thomas R. (r3tr0)]

Anbei ein Bild, indem Vin und Vout verbunden ist. So ist das Layout auf 
unserem (Handsender) geplant.

[Willi S. (ws1955)]

Aaah ja, bin manchmal blind.

Aber dass Pin1/SW direkt mit Vout verbunden ist, kann ja wohl nicht sein 
??!

Das würde alles erklären...

[Thomas R. (r3tr0)]

Willi S. schrieb:
> Aaah ja, bin manchmal blind.
>
> Aber dass Pin1/SW direkt mit Vout verbunden ist, kann ja wohl nicht sein
> ??!
>
> Das würde alles erklären...

Hab wohl ein blödes Layout der Spule gewählt bei der In und Out steht..
Somit ist Pin 1 indirekt mit "Out" verbunden, jedoch nur mit dem Output 
der Spule.. Die 3.3V Sind erst nach der Diode abzugreifen.

Was mir selber auffällt ist, dass ich die 3 Kerkos unten links einmal um 
180° drehe, damit die Masseanbindung besser ist.
Wüsste jedoch nicht was groß falsch sein sollte.
Die Kerkos werde ich dann mal mit größerer Spannungsfestigkeit wählen.

[Willi S. (ws1955)]

Ok, hätte ich glatt selber drauf kommen können...

Ich sehe viele Durchkontaktierungen,
aber keine Leitungen dorthin. (???)

[soso... (Gast)]

Thomas R. schrieb:
> Könnte einmal jemand über das Board-Layout schauen, und sagen ob ich
> nicht etwas hätte machen besser können?

Hat nichts mit dem Layout zu tun... Das liegt daran, wie so ein Teil 
funktioniert.

Der Regler ist im Pulse-Skip-Modus. Das passiert immer dann, wenn der 
Laststrom kleiner ist als der halbe Rippelstrom in der Drossel.
Der Regler muss dann Pulse auslassen, damit die Ausgangsspannung nicht 
steigt.

Wenn man dir helfen soll, müssen wir verstehen, wie der Regler das tut. 
Schau dir dazu die Spannung am Switch-Pin an.

Wenn die Spannung am Ausgang einen Satz nach oben mach: Was tut der 
Regler dann? Schaltet er genau einmal, oder mehrmals?

Wenn er mehrmals schaltet, dann arbeitet er mit einer Hysterese. Das 
wäre mein Tipp hier.
Dann musst du den Rippelstrom in der Drossel reduzieren. Weil die 
Schaltfrequenz fix ist, geht das nur über die Induktivität der Drossel.

Abmalen aus dem Datenblatt ist bei Schaltreglern in der Regel keine gute 
Idee. Die Auslegungen sind für genau einen Fall. Für deinen in diesem 
Fall nicht, wie man sieht.

[Willi S. (ws1955)]

Das IC im letzten Layout:
Ist da jetzt eine "Reverse"-Version drin ?

Kleiner Scherz,
aber irgendwas stimmt da nicht. Ist das
überhaupt die Platine, die in Erprobung
ist ?

[Rest (Gast)]

Die Kondensatoren links unten im Eck sind ja von Masse abgeschnitten ...

[Willi S. (ws1955)]

Wenn das Ding überhaupt mal fehlerfrei gestaltet ist, dann noch einen 
Kerko 4.7-10pF parallel zu R1 vorsehen. Laut LT1615 (sowas ähnliches) 
soll dies den Ripple erheblich reduzieren. An sich finde ich es logisch, 
eigene Erfahrungen habe ich aber nicht, weil meine Stepup Projekte noch 
nie einen derart hochohmigen Spannungsteiler hatten.

[soso... (Gast)]

Willi S. schrieb:
> Laut LT1615 (sowas ähnliches)
> soll dies den Ripple erheblich reduzieren.

Der Kondensator ist ein "Feed-Forward" Kondensator und verbessert bei 
einigen Reglern die Regeleigenschaften.

Er verbessert aber nicht den Pulse-Skip-Betrieb.

Dass das hier mit hoher Wahrscheinlichkeit vorliegt, sieht man daran, 
dass die Rippelfrequenz steigt, wenn eine Last dazukommt.

Man kann das gut verifizieren, indem man sich einmal den Switch-Pin 
ansieht. Setzt er mit dem Schalten aus? Dann ists Pulse Skip.
Kein drehen an der Regelung kann das beheben. Es ist ein Inhärentes 
Verhalten des Reglers.

Blindes Basteln ist keine Lösung für Probleme. Probleme muss man 
verstehen, dann kann man sie lösen.

[Achim S. (Gast)]

Rest schrieb:
> Die Kondensatoren links unten im Eck sind ja von Masse abgeschnitten

Sie bekommen Masse über eine Durchkontaktierung - nicht schön, aber 
zumindest sind sie ans Massenetz angebunden.

Thomas R. schrieb:
> das Layout bzw den Schaltplan wie im Datenblatt zu
> sehen ist nachgezeichnet habe.

Wo siehst du im Datenblatt dieses Layout?

Thomas R. schrieb:
> Habe wiedermal beide Spannungen oszilloskopiert und sogar die
> Eingangsspannung verhält sich ähnlich der Ausgangsspannung und jedes mal
> wenn ein positiver Peak ist bei der Ausgangsspannung kriegt die
> Ausgangsspannung einen kleinen negativen Peak.

Zeig bitte die Messungen - Prosa kommt an ein eine vernünftige 
Osziaufnahme nicht heran.

Thomas R. schrieb:
> Auf jedenfall hatte der Ripple nun eine Frequenz von mehreren kHz.

also immer noch im Puls Skip Mode (mit "senkrechtem" Spannungsanstieg 
und dann "langsamen" Spannungsabfall)? Bist du sicher, dass deine 
Bausteine wirklich die Werte haben, die du im Schaltplan angegeben hast? 
Kannst du mal einen Link auf das Datenblatt der tatsächlich benutzten 
Induktivität und der tatsächlich benutzen Kondensatoren zeigen? Oder 
zumindest ein Foto von den tastächlich verwendeten Bausteinen?

[Achim S. (Gast)]

Thomas R. schrieb:
> Könnte einmal jemand über das Board-Layout schauen, und sagen ob ich
> nicht etwas hätte machen besser können?

"Etwas besser" geht natürlich immer.

ein wichtiger Punkt beim Layout von DCDC ist, dass man die 
Stromschleife, die umkommuntiert werden muss, möglichst klein hält (um 
eine kleine Streuinduktivität zu bekommen). Ich habe im Anhang mal 
versucht, die beiden Stromschleifen zu skizzieren (jeweils ausgehend von 
dein Eingangskondensatoren).

rot: der Transistor im MT3608 sperrt. Der Strom fließt von den 
Eingangskondensatoren über die Induktivität in den Switch-Pin des 
MT3608, aus dem GND-Pin und über die vias zurück zu den 
Eingangskondensatoren.

grün: der Transistor im MT3608 sperrt. Der Strom fließt von den 
Eingangskondensatoren über die Induktivtät, die Diode, durch die 
Ausgangskondensatoren und über die vias zurück zum GND-Anschluss der 
Eingangskondensatoren.

Die "Differenzfläche" zwischen grüner und roter Stromschleife sollte 
möglichst klein sein, das ist in diesem Layout nicht besonders gut 
gelungen. Durch die gesschalteten Ströme wirst du wahrscheinlich auch 
schon Potentialverschiebungen zwischen deinen (nicht wirklich gut 
verbundenen GND-Anschlüssen haben. (an welchen GND-Punkt hast du deine 
Oszimasse bei der Messung angeschlossen?)

Allerdings glaube ich nicht, dass dieses Layout alleine für dein 
beobachtetes Verhalten verantwortlich ist. Wie schon im letzten Beitrag 
angedeutet vermute ich eher ein Problem bei den realen Bauteilwerten.

[Achim S. (Gast)]

Achim S. schrieb:
> rot: der Transistor im MT3608 sperrt.

Ach Mist: die rote Schleife soll natürlich den Fall zeigen, wenn der 
Transistor im MT3608 leitet.

[Willi S. (ws1955)]

Ich habe zwar noch keines der Layout-Bilder verstanden, aber im Prinzip 
müsste es schon richtig verdrahtet sein, sonst würde ja überhaupt nix 
funktionieren.

Das Leerlauf-Oszillogramm erscheint mir erklärlich.
Was man am Bild vom TO nicht sieht, ist das Schaltsignal SW.
In Worten habe ich es weiter oben schon beschrieben, hier
eine Skizze dazu, wie ich mir es vorstelle.

Wegen der Kürze des Durchschaltens wäre ein Oszillogramm auch nur schwer 
möglich bzw würde man es zusammen mit einer ganzen Periode gar nicht 
erkennen.

Also wie teils schon geschrieben (auch von anderen):

1) Die Induktivität ist viel zu klein
2) Die Kerkos am Ausgang sind vom falschen Typ

Mit brauchbaren Kerkos oder Low ESR Elkos könnte es diesen Ripple gar 
nicht geben.

Jedenfalls tun die ernsthaft Beteiligten weder "wild basteln" noch 
"inhärente phantomale Pulse Skip" andichten und auch keine freilaufenden 
Hühner füttern mit "Feed-Forward"! (@soso...)

[Achim S. (Gast)]

Willi S. schrieb:
> In Worten habe ich es weiter oben schon beschrieben, hier
> eine Skizze dazu, wie ich mir es vorstelle.

Was du skizzierst ist nichts anderes als Puls-Skipping. Und dass es sich 
im Leerlauf genau darum handelt war schon Inhalt der Antworten gestern 
in der ersten Stunde nach der Ursprungsfrage.

Allerdings bleibt offen, warum es bei einem Puls zu so einem exremen 
Spannungstieg kommt umd warm es auch bei einer sinnvollen Belastung zu 
dem Pulsskipping kommt. (Was nach der Prosa-Beschreibung des TO 
zumindest wahrscheinlich ist - wir haben die Messung mit Last bisher ja 
nicht gesehen).

Willi S. schrieb:
> 2) Die Kerkos am Ausgang sind vom falschen Typ
>
> Mit brauchbaren Kerkos oder Low ESR Elkos könnte es diesen Ripple gar
> nicht geben.

Wären die Ausgangstransistoren "falsch" oder mit zu hohem ESR, dann 
würde die Spannung nach dem Schaltpuls zwar schnell ansteigen, danach 
wäre aber nicht viel Ladung im Ausgangskondensator - die Spannung würde 
also auch wieder schnell abfallen. Die angefragte Oszi-Messung vom 
Betrieb mit Last würde Klarheit schaffen, aber schon das zu Beginn 
gezeigte Oszibild deutet eher darauf hin, dass die Ausgangskondensatoren 
zumindest größenordnungsmäßig hinkommen. 4,5µA (vom 
Feedback-Spannungsteiler) bewirken an 15µF einen Spannungsabfall von 
300mV/s - die Leerlaufmessung zeigt rund 600mV/s. Die Größenordnung 
passt also.

Willi S. schrieb:
> 1) Die Induktivität ist viel zu klein

Das wäre eine Erklärung. Aber nur wenn die Induktivität noch deutlich 
kleiner ist als die eingezeichneten 4,7µH. (Deshalb die Frage nach einem 
Datenblatt bzw. einem Foto der verbauten Induktivität.)

Der MT3608 ist im Datenblatt zwar nicht besonders gut beschrieben, aber 
seine minimale Pulsbreite wird kaum über 100ns liegen (denn seine 
maximale Pulsbreite liegt unter 830ns). Bei 2,5V am Eingang (mehr wird 
es kaum sein, da ein Stepup benutzt wird, um auf 3,3V zu kommen) steigt 
der Strom in einem Puls auf 2,5V*100ns/4,7µH=52mA. In der Spule sind 
damit grade mal ein paar nJ gespeichert (1/2*L*I^2). Mit der Energie 
würde die Spannung des Ausgangskondensators in einem Puls um weniger als 
1mV ansteigen.

Die nominelle Auslegung von Spule und Ausgangskondensator im Schaltplan 
ist also durchaus vernünftig. Aber wenn die tatsächliche Auslegung davon 
abweicht (weil versehentlich "falsche" Bauteile verbaut wurden) kann das 
die Messung erklären.

Deshalb die Frage nach den tatsächlich verbauten Bauteilen und nach 
einer besser aufgelösten Messung der Spannung mit belastetem Ausgang.

[Karsten B. (kastenhq2010)]

Willi S. schrieb:
> Jedenfalls tun die ernsthaft Beteiligten weder "wild basteln" noch
> "inhärente phantomale Pulse Skip" andichten und auch keine freilaufenden
> Hühner füttern mit "Feed-Forward"! (@soso...)

Du hast in deiner Skizze doch selber das geskippte Schalten am SW Pin 
dargestellt ;)

Mit einer Kapazität den Feedback-Pfad tunen, die Typen der 
Ausgangskondensatoren ändern oder überhaupt einfach einen Schaltregler 
nach Beispielaufbau des umfassenden chinesischen Datenblatts Einzusetzen 
ist "wildes Rumbasteln".
Richtige Last dran, SW Pin mit dem Oszi anschauen und Bauteilwerte 
vernünftig berechnen. Falls wirklich 3,3 V exakt benötigt werden, wäre 
ein Ausgangsfilter auch eine Überlegung wert.

[Thomas R. (r3tr0)]

Hallo Zusammen, anbei sind die Oszibilder mit Last.

Habe abwechselnd 60mA und 20mA als Last gezogen.

Was genau ist gemeint mit Kapazität im Feedbackkreis? Parallel zu 
welchem Widerstand soll eine Kapazität getuned werden?

Datenblatt zur Spule ist: 
https://datasheet.lcsc.com/szlcsc/ShunXiang-Connaught-Elec-SM3521-4R7MT_C27125.pdf 
Spule ist die: SM3521
Auf jedenfall habe ich eine Spule mit 4,7µH. Ich werde mir heute mal 
welche mit einer größeren Induktivität bestellen und das Ganze noch 
einmal testen.

Leider ist ein Teil ebenfalls Chinesisch, jedoch steht recht viel 
beschrieben auf englisch.
Habe wie gesagt die Bauteile 1:1 von einer funktionierenden Platine 
heruntergenommen. Bringt es etwas, die Widerstände im Feedbackbereich 
niederohmiger zu machen?

Grüße

[Thomas R. (r3tr0)]

Habe nun mal die Spule auf 22µH Erhöht und das Signal sieht schon viel 
besser aus.
Bei 60mA Last habe ich so gut wie keinen Ripple mehr, bei 20mA Jedoch 
immer noch.
Ist es überhaupt schlimm, wenn ein µC + Funkchip etc mit dem Signal, 
welches man bei 20mA sieht versorgt wird? Benötigen solche Chips 
eigentlich so ein sauberes Signal oder kommen die auch gut mit der 
gezeigten Spannung aus?

Vielleicht ist die Induktivität wirklich falsch gewählt gewesen.

[Achim S. (Gast)]

danke, damit kann man schon etwas mehr anfangen. Man erkennt z.B., dass 
der MT3608 beim Puls-Skipping nicht schon mit einem einzelnen Puls 
überschiest. Sondern dass er viele Pulse hintereinander setzt 
(Größenordnung 100) und erst dann merkt, dass die Spannung zu hoch 
geworden ist. Er regelt also zu langsam ab.

Mag vielleicht sein, dass das mit dem nicht weiter beschriebenen 
Soft-Start des Bausteins zu tun hat (ihr habt echt ein Händchen dafür, 
euch schlecht dokumentierte Bausteine auf eure Schaltung zu setzen ;-)

Mag auch sein, dass wirklich die Regelung zu langsam ist. Dagegen könnte 
tatsächlich helfen, den Feedback-Teiler niederohmiger auszulegen. Oder 
die zuvor vorgeschlagene pF-Kapazität parallel zu R1 zu setzen.

Ach ja, nur zur Sicherheit: der FB-Pin wird bei diesen Messungen nicht 
irgendwie kapazitiv gegen Masse belastet, oder? Du hast also keinen 
Oszi-Tastkopf am FB-Pin angeklemmt oder dergleichen?

[Sven S. (schrecklicher_sven)]

Thomas R. schrieb:
> Bei 60mA Last habe ich so gut wie keinen Ripple mehr, bei 20mA Jedoch
> immer noch.

Damit betreibst Du Deinen Wandler quasi im Leerlauf, und kannst kein 
besseres Verhalten erwarten.

[Willi S. (ws1955)]

Thomas R. schrieb:
> Habe nun mal die Spule auf 22µH Erhöht und das Signal sieht schon viel
> besser aus.
> Bei 60mA Last habe ich so gut wie keinen Ripple mehr, bei 20mA Jedoch
> immer noch.
> Ist es überhaupt schlimm, wenn ein µC + Funkchip etc mit dem Signal,
> welches man bei 20mA sieht versorgt wird? Benötigen solche Chips
> eigentlich so ein sauberes Signal oder kommen die auch gut mit der
> gezeigten Spannung aus?
>
> Vielleicht ist die Induktivität wirklich falsch gewählt gewesen.

Danke fürs Zeigen!
Und sieht ja schon sehr gut aus.
Und teils hatten die Ratgeber Recht, meine eigene Signalskizze würde ich 
aber am liebsten wieder löschen (...)

Pi*Daumen vorgerechnet hab ich dir 100uH vorgeschlagen und 
wahrscheinlich ist das dann deine Endlösung.

22uH sind übrigens bei allen Modulen mit dem MT3608 bestückt, die es 
schon ab $0.55 zu kaufen gibt. Diese sind aber für typisch nominal 
12V/24V/1A ausgelegt, alles andere geht auch irgendwie, aber eben nicht 
ideal.

Die Dimensionierung der Spule ist immer ein Kompromiss. "Zum Glück" 
kannst du die Taktfrequenz des IC nicht beeinflussen, sonst wäre die 
Qual der Wahl noch aufwändiger.

Aber momentan sieht es doch recht einfach aus: 100uH und gut ist es.

Das mit dem "Feed-Forward" ist von mir einfach nur einer Empfehlung von 
Linear Technology nachgeplappert. Du kannst es ja versuchen oder lassen.

Bei deinem Projekt frage ich mich, ob nicht ein möglichst geringer 
Standby Strom höchste Priorität hat. Auch der FB-Spannungsteiler spielt 
hier eine Rolle. Für Überlegungen und Ratschläge müssen wir mehr über 
das Gesamte wissen.

Ich würde noch mit LC nachfiltern, aber dann ist es gut, auch für den 
Funk. Räumliche Trennung, Abstände, Leiterpfade optimieren kann man sich 
auch mit der saubersten Gleichspannung nicht sparen, weil ja auch der 
Sender selbst Welligkeit erzeugt.

[Willi S. (ws1955)]

Achim S. schrieb:
> danke, damit kann man schon etwas mehr anfangen. Man erkennt z.B., dass
> der MT3608 beim Puls-Skipping nicht schon mit einem einzelnen Puls
> überschiest. Sondern dass er viele Pulse hintereinander setzt
> (Größenordnung 100) und erst dann merkt, dass die Spannung zu hoch
> geworden ist. Er regelt also zu langsam ab.
>
> Mag vielleicht sein, dass das mit dem nicht weiter beschriebenen
> Soft-Start des Bausteins zu tun hat (ihr habt echt ein Händchen dafür,
> euch schlecht dokumentierte Bausteine auf eure Schaltung zu setzen ;-)
>
> Mag auch sein, dass wirklich die Regelung zu langsam ist. Dagegen könnte
> tatsächlich helfen, den Feedback-Teiler niederohmiger auszulegen. Oder
> die zuvor vorgeschlagene pF-Kapazität parallel zu R1 zu setzen.
>
> Ach ja, nur zur Sicherheit: der FB-Pin wird bei diesen Messungen nicht
> irgendwie kapazitiv gegen Masse belastet, oder? Du hast also keinen
> Oszi-Tastkopf am FB-Pin angeklemmt oder dergleichen?

Da gebe ich dir in allen Punkten Recht !!
Geile Idee mit möglicherweise Oszi(1:1) am FB-Pin.

[Thomas R. (r3tr0)]

Der FB Pin wird nicht mit einem Tastkopf belastet, an dem habe ich bis 
jetzt noch nichts gemessen.
Habe nun noch einmal die Induktivität auf 44µH erhöht und das Bild sieht 
für mich sehr sehr gut aus. Der Step Up Wandler macht mir sogar bei 1.8V 
Input eine saubere Ausgangsspannung bei einer Belastung von 30-40mA.

Ich werde nun einmal die Feedback Widerstände um Faktor 10 veringern und 
das Ganze noch einmal testen.

[Thomas R. (r3tr0)]

Willi S. schrieb:
> Bei deinem Projekt frage ich mich, ob nicht ein möglichst geringer
> Standby Strom höchste Priorität hat. Auch der FB-Spannungsteiler spielt
> hier eine Rolle. Für Überlegungen und Ratschläge müssen wir mehr über
> das Gesamte wissen.

Standbystrom habe ich gar keinen, da ich die Batteriespannung für den 
Step Up Converter mit einem PNP Transistor durchschalte. Nach nicht 
benutzung des Gerätes für 5 Sekunden wird der PNP Transistor mittels µC 
abgeschaltet, somit wird der Step Up Wandler nicht mehr mit der Spannung 
versorgt und schaltet sich ab.

[Willi S. (ws1955)]

Thomas R. schrieb:
> Willi S. schrieb:
>> Bei deinem Projekt frage ich mich, ob nicht ein möglichst geringer
>> Standby Strom höchste Priorität hat. Auch der FB-Spannungsteiler spielt
>> hier eine Rolle. Für Überlegungen und Ratschläge müssen wir mehr über
>> das Gesamte wissen.
>
> Standbystrom habe ich gar keinen, da ich die Batteriespannung für den
> Step Up Converter mit einem PNP Transistor durchschalte. Nach nicht
> benutzung des Gerätes für 5 Sekunden wird der PNP Transistor mittels µC
> abgeschaltet, somit wird der Step Up Wandler nicht mehr mit der Spannung
> versorgt und schaltet sich ab.

OK, Frage geklärt, Danke!

[Clemens L. (c_l)]

Willi S. schrieb:
> Aber momentan sieht es doch recht einfach aus: 100uH und gut ist es.

Für 50 mA? Da würde ich mir überlegen, ob z.B. ein TPS613221A mit 4,7 µH 
nicht doch eine bessere Idee wäre.

[Willi S. (ws1955)]

Clemens L. schrieb:
> Willi S. schrieb:
>> Aber momentan sieht es doch recht einfach aus: 100uH und gut ist es.
>
> Für 50 mA? Da würde ich mir überlegen, ob z.B. ein TPS613221A mit 4,7 µH
> nicht doch eine bessere Idee wäre.

Ich werde auch noch weiter herum schauen, das Thema interessiert mich 
einfach so zum Restgehirnjogging. Welche Möglichkeiten es gibt, die 
Physik zu überlisten (...)

Nur hilft es dem TO nicht.
Der MT3608 kostet nur 5 Cent (wenn überhaupt) und da kann kein anderer 
konkurrieren.

Ich frage mich nur, was ich unseren Auftraggebern gesagt hätte, wenn der 
Alibaba in China der einzige Lieferant für den IC ist und es 
irgendwelche Beschaffungsprobleme gibt. Beschaffungsprobleme gab es 
schon immer, aber man muss dem Kunden plausible Ursachen erklären können 
und dass man es selber nicht zu verantworten hat. Im Fall vom MT3608 
wäre ich am nächsten Baum aufgehängt worden.

[Thomas R. (r3tr0)]

Willi S. schrieb:
> Ich frage mich nur, was ich unseren Auftraggebern gesagt hätte, wenn der
> Alibaba in China der einzige Lieferant für den IC ist und es
> irgendwelche Beschaffungsprobleme gibt. Beschaffungsprobleme gab es
> schon immer, aber man muss dem Kunden plausible Ursachen erklären können
> und dass man es selber nicht zu verantworten hat. Im Fall vom MT3608
> wäre ich am nächsten Baum aufgehängt worden.

Unser Lieferant bezieht die Bauteile meistens von LCSC.com
https://lcsc.com/product-detail/DC-DC-Converters_MT3608_C84817.html
Stückzahl ist hier genug vorhanden. Der Preis macht das Ganze halt echt 
verlockend, müssen alles so günstig wie möglich entwickeln da bei 
unserer Branche der Einkaufspreis eine sehr große Rolle spielt.

Habe nun den Spannungsteiler Faktor 10 verkleinert, macht alles ein 
bisschen schlechter.
Mit Tastkopf an dem Feedback Pin ist es jedoch ein sehr schönes Signal, 
werde wohl noch einen Kondensator parallel zu R1 spendieren und die 
Induktivität vergrößern. Dann werde ich mich noch einmal an das Layout 
machen und das Ganze neu testen.

Danke euch allen für eure bisherige Hilfe!

[Willi S. (ws1955)]

Clemens L. schrieb:
> Willi S. schrieb:
>> Aber momentan sieht es doch recht einfach aus: 100uH und gut ist es.
>
> Für 50 mA? Da würde ich mir überlegen, ob z.B. ein TPS613221A mit 4,7 µH
> nicht doch eine bessere Idee wäre.

Danke für den Tipp!
Nur 3 Bauteile, faszinierend...

0.38/k finde ich auch nicht zu teuer.

Nun, hexen kann auch TI nicht. Der DeltaI beträgt fix 200mA und einzige 
Möglichkeit zum Reduzieren ist eben - man staune - eine erheblich 
größere Induktivität. (Steht da zu lesen..)

Mit den 4.7uH kann man einen Ripple von ca 20mVpp erwarten (steht da), 
wobei diese Angabe die Nennlast betrifft. Bei Leerlauf ist es garantiert 
ein Vielfaches und damit sind wir bei der Ursprungsfrage vom TO 
angelangt, sowie der aufgeklärten Lösung: Vielfach größere Induktivität.

TPS613223A (der schwächste) wäre der richtige für den TO.

Das Bauteil werde ich mir merken...

[Willi S. (ws1955)]

Interessehalber nochmal nachgerechnet:

L = Vin*Vin * D / (P*RR*fSW)

Vin = 3V
D   = 1-Vin/Vout = 1-3.0/3.3 = 0.091
P   = 3.3V * 0.01A    (min Last 10 mA)
RR  = 0.2             (Ripple Ratio 20%)
fSW = 1.2 MHz

L(uH)= 3*3*0.091 / (3.3*0.01*0.2*1.2)

     = 103.4 uH

Was zu beweisen war (...)

Und bei Last weniger als 10mA wird der Ripple ansteigen,
muss man ihn irgendwie nachfiltern, wenn es wichtig ist.

[soso... (Gast)]

Thomas R. schrieb:
> Hallo Zusammen, anbei sind die Oszibilder mit Last.

Yupp, so dacht ich mir das. Der Regler arbeitet im Hysteresemodus.
Heißt:
Er rennt in die obere Grenze seiner Spannung, schaltet aus, und wenn die 
Spannung unter eine untere Grenze abgesunken ist, schaltet er wieder 
ein.

Das MUSS er tun, weil die Last eben höher ist als der Rippelstom.

Wie du festgestellt hast, hilft die höhere Induktivität natürlich, weil 
sie den Rippelstrom in der Drossel senkt, und damit den Punkt absenkt, 
ab dem der Regler das tun muss.
Du kannst bei deinem Regler vermutlich auch mehr als 22µF bestücken, 
musst halt probieren, ob er dann noch stabil ist, Nachkompensieren kann 
man ihn nicht.

Willi S. schrieb:
> TPS613223A (der schwächste) wäre der richtige für den TO.

Nein. Hat genau das gleiche Problem.

Es gibt jedoch eine echte Lösung, einen Regler mit "forced PWM". Dieser 
hier kann das:
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tps61372.pdf

Da stellt man das mi dem Pin mode ein. Zitat:
" MODE = High, the device is in the forced PWM mode, keeps the
switching frequency be constant across the whole load range."

Das hat den Vorteil, dass der Rippel weg ist. Der Nachteil ist halt, 
dass der Stromverbrauch bei geringer Last sehr hoch ist.
Aber so ist das nun mal, das Leben ist ein Kompromiss.

[yoyo... (Gast)]

soso... schrieb:
> Lösung, einen Regler mit "forced PWM"

Bzw. "forced continuous (conduction) mode". Es kommt auf |I| an.

Synchrone Wandler funktionieren eigentlich grundsätzlich so -
der Synchrongleichrichter erlaubt im Gegensatz zu einem mit Diode
allein auch negative momentan-absolut-Stromwerte in der Drossel.
(Bei einem ungeregelten synchronen Steller ist das immer so.)

Bei den meisten synchronen Controller-ICs wird allerdings wegen
der höheren Effizienz bei kleinen Lastströmen (ab gewissem I-Wert)
der Betrieb des Sync Fets ausgesetzt - und statt auch negativ kann
der Strom minimal nur den Nullwert annehmen. (Welche maximale Pausen-,
und welche minimale Einschaltzeit, ist von IC zu IC unterschiedlich.)


Statt einem lückenlosen, kontinuierlichen Dreiecksstrom mit Offset
kommt es zu langen Lücken unterbrochen von kurzen positiv-I-Pulsen.
Das Problem bezüglich Ripple im Elko ist nicht etwa eine sehr hohe
Schwankungsbreite des Stromwertes (aka "starker Stromripple") - es
sind vielmehr die langen Pausen. Das kann der C nicht abfangen. Ist
das der Fall, dann ist der vorhandene Betriebsmodus inkompatibel
mit restlicher Dimensionierung und Lastcharakteristik.


Die Möglichkeit für "forced continuous ..."  wird glücklicherweise
bei manchen ICs als Zusatzfeature angeboten - bei Verwendung jener
kann man sich aussuchen, wie man es lieber haben möchte.  :)

In Deinem Fall scheint das eben auch nötig / zu gebrauchen zu sein.
Gräm Dich nicht zu sehr über die etwas geringere Effizienz bei der
geringen Last - bei recht kleinen Leistungen kein echter Beinbruch.



(P.S.:

Will man einen breiten Laststrombereich (also z.B. von unter 10% bis
volle 100%) ohne diesen etwas störenden Effizienzabfall bei kleinsten
Laststromwerten, müßte die Drossel bei dem niedrigen Strom eine sehr
viel höhere Induktivität aufweisen, als bei einem höheren bzw. beim
maximalen I.

Nun tendieren zwar die gängigen Kernmaterialien eh in diese Richtung:
Höherer Strom treibt das Material in Richtung Sättigung, und der Wert
von L sinkt dadurch. Aber wirklich (!) sättigen darf der Kern hierbei
natürlich nicht.

Das Problem ist grade die Kombination aus nötigem wesentlich höheren
Anfangswert und trotzdem stabilem Endwert der L ohne die tatsächliche
Sättigung des Materials. (Wobei der L-Wert sehr (zu!) klein würde.)


Man kann sich hierfür allerdings eines Tricks bedienen:

Luftspalt mit nicht überall gleichem Maß, und/oder Benutzung zweier,
dreier Materialien auf einmal - um somit eine "nichtlineare Drossel"
zu erhalten. (Die Konstruktion solch einer ist aber nicht einfach.)

https://www.mikrocontroller.net/attachment/80366/Nichtlineare_Speicherdrosseln.pdf

Die Bezeichnung ist ein wenig irreführend: Eine "lineare" Drossel ist
eine, welche möglichst bei jedem Stromwert exakt den selbe L-Wert hat.

In dieser Anwendung allerdings, für einen synchronen Drosselwandler,
sorgen diese Eigenschaften für ein lineareres Verhalten des Reglers.

[Indem man bis hin zu sehr niedrigen Laststromwerten den "discontinuous
(current/conduction) mode" noch vermeiden kann - und zwar ohne daß man
hierzu beim Wandler auch negative Momentanströme zulassen (und so auch
einen Teil der Gesamt-Leistung (ungenutzt) hin- und her-schubsen) muß.]


Für synchrone Wandler wäre solch eine Drossel also wirklich perfekt.
Je niedriger aber |I(min)/I(max)|, desto schwieriger die Umsetzung.
Und das soll natürlich nicht heißen, man braucht so eine "unbedingt".)


HTH

[yoyo... (Gast)]

yoyo... schrieb:
> (Bei einem ungeregelten synchronen Steller ist das immer so.)

Unpräzise: Es ist natürlich nicht der Strom immer negativ.
Soll nur heißen, daß der Fall grundsätzlich eintreten kann.
(Daß er nicht durch den Controller vermieden werden kann.)