Hallo zusammen
Ich benutze den LT2387-18 18 bit adc und gedenke diesen ebenfalls auf
den 15 MSps zu betreiben (wegen AA filter). Präzision ist grundsätzlich
wichtiger als Bandbreite, die Benötigte bandbreite ist ca DC-2.5MHz.
Nun stellt sich die Frage des Frontend. Das eingangssignal ist +/- 10V.
Das eingangssignal hat ebenfalls frequenzkomponenten über 7.5Mhz. Der
eingang sollte möglichst Hochomig sein und die 18bit möglichst effektiv
ausgenutz werden.
Gem klassischem Ansatz wird ein Impedanzwandler am eingang eingesetz.
Dann ein Tchebycheff 7. ordnung als AA filter mit passband 2.5mhz und
stopband 7.5mhz und das signal am Ende auf Vref/2 skaliert. Dan ein
inverter Dann 2 Sumierer welcher den Vref/2 des ADC dazuadiert ab zum
ADC....
Anyway das problem sehe ich beim Rauschen einer solchen monströsen
Analog Schaltung. Ich denke nicht dass dies noch 18bit bringen wird.
Daher die Frege: wie würdet ihr so ein Frontend bauen. Insbesondere von
+/-10 V auf differenziell 0-Vref umsetzen.
PS: die Filterung von 2.5-7.5 MHz kann anschliessend Digital ausgeführt
werden und sollten kein problem darstellen.
Wenn ich das richtig verstehe ist dein Eingang doch nicht differeziell
oder? Nimm doch einen Singel-Ended to Diff. Opamp. Mit dem kannst du das
Signal skalieren, offsetten und hast gleich dein differenzielles Signal
für den ADC. Wenn dir die Eingangs Impedanz nicht hoch genug ist noch
zwei Impedanzwandler davor. Filtern würde ich nur das nötigste in
Hardware, das geht in Software deutlich einfacher.
Moin, da im Datenblatt des ADCs nichts drinnen steht als Empfehlung
schließe ich mir dem Vorredner an.
Ich habe auch sowas gebaut, aber nur für einen 16 Bit ADC.
Also Diff-Amp kann ich dir den LTC6363https://www.analog.com/en/products/ltc6363.html empfehlen. Das
Datenblatt ist sehr ausführlich, zeigt verschiedene Filter zwischen Amp
und ADC und auch Beschaltungen für verschiedene Eingangsspannungen.
Bei mir kommt hinter dem Eingang ein Impedanzwandler, dann ein RC
Filter, dann geht es in den LTC6363 und dahinter kommt nochmal ein
differentielles RC-Filter vor dem ADC.
Hallo,
Um den Impedanzwandler kommst du nicht herum, wenn du eingangsseitig
einen hohen Eingangswiderstand benötigst.
Ich würde jedoch alles hinter dem AA Filter mit einem passendem
Volldifferenziellen Verstärker erschlagen.
Als Beispiel mal der THS4131, welcher bis +-15V Betriebsspannung aushält
und somit eigentlich alle deine benötigten Funktionen bietet:
1. single-ended auf differenziell
2. invertierend (ich nehme an zur Pegelanpassung / Dämpfung?)
3. Common Mode-Einspeisung
Bisher hatte ich aber nur Erfahrungen mit diesen Teilen, wenn es um
höhere Signalfrequenzen > 100 MHz und Bandbreiten bis ~1 GHz ging.
Vielleicht ist der diskrete Aufbau für deine "niedrigen" Frequenzen von
Vorteil und jemand kann was dazu sagen.
Grüße,
Bernhard
STM32 schrieb im Beitrag #6011349:
> (wegen AA filter)
Ich denke, die Abkürzung AA ist nicht so gängig, das man die
in einem Thread als ab (allgemein bekannt) ansehen kann.
https://de.wikipedia.org/wiki/AA
Für das AA-Filter ist es wichtig zu wissen wie das Signal am Eingang
aussieht. Vor allem ob und wie laut es Frequenzen über der halben
Samplerate enthält.
Wenn dich als Beispiel ein Signal bei 1 MHz interessiert das den ADC
voll aussteuert, also bei 0 dBfs liegt und zusätzlich noch ein Signal
bei sagen wir 14 MHz liegt das auch gleich laut ist, also auch den ADC
voll aussteuern würde, dann muss das Signal bei 14 MHz durch das
AA-Filter so weit abgedämpft werden, dass es wie Gleichspannung
aussieht. Dafür braucht es ein sehr gutes AA-Filter.
Aber nur wenn solche Störsignale vorkommen. Wenn im anderen Extrem über
der halben Abtastrate keine Störungen vorhanden sind, dann braucht man
gar kein AA-Filter.
In der Realität wird es dann wohl ein Kompromiss.
Uhuuuu... ein 18Bit Wandler mit 15MSample bei +-10V .. erscheint mir ein
dicker akademischer Furz zu sein.
Wozu soll das gut sein ? Als eierlegende Wollmilchsau Loesung fuer alle
bestehenden und kommenden Probleme ?
Moin,
STM32 schrieb im Beitrag #6011349:
> PS: die Filterung von 2.5-7.5 MHz kann anschliessend Digital ausgeführt> werden und sollten kein problem darstellen.
Das klingt gut. Da kannste ja dann auch gleich die
Gruppenlaufzeitkorrektur durchfuehren, fuer die GLZ-Verzerrungen aus dem
Tschebyscheff...
Gruss
WK
Danke erstmal für die hilfreichen Antworten.
Gustl B. schrieb:> Für das AA-Filter ist es wichtig zu wissen wie das Signal am Eingang> aussieht. Vor allem ob und wie laut es Frequenzen über der halben> Samplerate enthält.
Zuerst etwas genauer zu Signal. Es ist davon auszugehen, dass die
frequenzkomponenten über 7.5 MHz zeitweise über eine Amplitude verfügen
welche nur ca 10 dB unterhalb des eigentlich gewünsten Signals liegt.
Daher habe ich zur Filterberechnung 2.5MHz passband und ab 7.5 Stopband
mit 100dB dämpfung berechnet. Dies ergiebt Tschebyscheff 7. Ordnung. Die
vielen Opamps werden mir vermutlich den SNR zerstören. Um auf
Tschebyscheff 4. Ordnung runter zu kommen müsste ich das Passband auf
500kHz reduzieren. Obwohl Bandbreite nicht oberste Priorität hat ist
dies schon eine erhebliche Reduktion (von 2.5 MHz auf 0.5).
Fragt sich ob dies noch mit 18bit präzision möglich ist oder ein andere
ADC verwedet werden sollte der zwar nur 16bit hat, dafür aber ein
höheres fs und die AA filterung 1-2. Ordnung sein könnte?
Gustl B. schrieb:> Also Diff-Amp kann ich dir den LTC6363> https://www.analog.com/en/products/ltc6363.html empfehlen. Das
Danke werde ich mir anschauen.
Bernhard D. schrieb:> Um den Impedanzwandler kommst du nicht herum, wenn du eingangsseitig> einen hohen Eingangswiderstand benötigst.> Ich würde jedoch alles hinter dem AA Filter mit einem passendem> Volldifferenziellen Verstärker erschlagen.> Als Beispiel mal der THS4131, welcher bis +-15V Betriebsspannung aushält> und somit eigentlich alle deine benötigten Funktionen bietet:> 1. single-ended auf differenziell> 2. invertierend (ich nehme an zur Pegelanpassung / Dämpfung?)> 3. Common Mode-Einspeisung
Sehr interessant. Wie meinst du dies genau? Welchen impedanzwandlertyp
für den eingang? Das AA Filter anschliessend single ended? und zum
schluss ein THS4131 für die ADC Treibung?
Joggel E. schrieb:> Uhuuuu... ein 18Bit Wandler mit 15MSample bei +-10V .. erscheint mir ein> dicker akademischer Furz zu sein.
Ist durchaus ernst gemeint. Nun wenns effektiv 16 bit werden, ists auch
noch ok.
STM32 schrieb im Beitrag #6011647:
> Joggel E. schrieb:>> Uhuuuu... ein 18Bit Wandler mit 15MSample bei +-10V .. erscheint mir ein>> dicker akademischer Furz zu sein.>> Ist durchaus ernst gemeint. Nun wenns effektiv 16 bit werden, ists auch> noch ok.
BTW Die Texaner haben einen 16bit ADC mit 1GSPS. Da erscheint 18bit mit
mit 15MSPS geradezu lächerlich :-)
STM32 schrieb im Beitrag #6011647:
> Dies ergiebt Tschebyscheff 7. Ordnung. Die> vielen Opamps werden mir vermutlich den SNR zerstören.
Dann bau halt deinen Tscheby 7. Kajuete aus 3 Spulen und 4
Kondensatoren. Die rauschen nicht so heftig. Den Impedanzwandler wirste
halt noch brauchen.
Gruss
WK
Dergute W. schrieb:> Dann bau halt deinen Tscheby 7. Kajuete aus 3 Spulen und 4> Kondensatoren. Die rauschen nicht so heftig. Den Impedanzwandler wirste> halt noch brauchen.
Wie genau? Mit einem OPamp und multiple FB kombination? Das SNR hat
nicht besonders freude an dem tiefen Pegel der entsteht...
Moin,
STM32 schrieb im Beitrag #6011726:
> Wie genau?
In dem Datenblatt vom LTC2387 ist doch am Anfang die "Typical
Application". Links so ein gepimpter, symmetrischer OpAmp und dann ein
popeliges RC-Filter. Statt dem RC Filter halt ein entsprechendes,
symmetrisches, passives LC Filter und der Drops ist rauscharm mit 6
Spulen und 4 Kondensatoren gelutscht. Eingangsimpedanz des Filters halt
so, dass sie zur Ausgangsimpedanz des WunderfitzOpAmps passt und der
nicht komplett ausrastet, wenn er ein TP an seinem Ausgang sieht.
Ausgangsimpedanz des Filters ziemlich hoch. Und nicht grad' irgendeinen
dicken Trafo oder Speicherdrossel in die Naehe der Spulen bringen.
Aus dem Datenblatt werd' ich nicht recht schlau:
Einerseits: Analog Input DC Leakage Current um 1µA
Andererseits: Seite 8 oben mitte das Bild - das sieht eher aus, als ob
die Eingangsimpedanz 6kOhm ist?
Aber nochmal: Ob ein Tschebyscheff fuer "Genauigkeitsfanatiker" so das
richtige Filter ist...hmmmm...
Gruss
WK
Dergute W. schrieb:> STM32 schrieb im Beitrag #6011726:>> Wie genau?>> In dem Datenblatt vom LTC2387 ist doch am Anfang die "Typical> Application". Links so ein gepimpter, symmetrischer OpAmp und dann ein> popeliges RC-Filter. Statt dem RC Filter halt ein entsprechendes,> symmetrisches, passives LC Filter und der Drops ist rauscharm mit 6> Spulen und 4 Kondensatoren gelutscht. Eingangsimpedanz des Filters halt> so, dass sie zur Ausgangsimpedanz des WunderfitzOpAmps passt und der> nicht komplett ausrastet, wenn er ein TP an seinem Ausgang sieht.> Ausgangsimpedanz des Filters ziemlich hoch. Und nicht grad' irgendeinen> dicken Trafo oder Speicherdrossel in die Naehe der Spulen bringen.
Wenn Eingangsinpedanz ungleich Ausgangsimp verliere ich dann nicht SNR?
Was spricht gegen eingangsimp=ausgangsimp=S&H imp des adc (beim 2387
50ohm)?
Moin,
STM32 schrieb im Beitrag #6011915:
> Was spricht gegen eingangsimp=ausgangsimp=S&H imp des adc (beim 2387> 50ohm)?
Wo steht'n das mit der Eingangsimpedanz von 50 Ohm, die du da annimmst?
Ich hab' da ja meine Zweifel bzgl. Eingangsimpedanz des ADCs schon
geaeussert...
Gruss
WK
Dergute W. schrieb:> Wo steht'n das mit der Eingangsimpedanz von 50 Ohm, die du da annimmst?> Ich hab' da ja meine Zweifel bzgl. Eingangsimpedanz des ADCs schon> geaeussert...>> Gruss> WK
nun
Dergute W. schrieb:> n dem Datenblatt vom LTC2387 ist doch am Anfang die "Typical> Application". Links so ein gepimpter, symmetrischer OpAmp und dann ein> popeliges RC-Filter.
Bei diesem BSP sind gerade 2*25 ohm verbaut vor dem S&H buffer C (wohl
zufall). Dies ist der orriginale TP. Anyway wenn jetzt dieses R ersetzt
wird durch einen TP habe ich die Idee die Impedanz so zu belassen und
ensprechend die eingangs sowie ausgangs imp des Filters auf die 50ohm
anzupassen. Das S&H c auch so belassen. Macht dies Sinn?
STM32 schrieb im Beitrag #6012008:
> Das S&H c auch so belassen.
Auf den S&H Kondensator hast du ohnehin keinen Einfluss, der sitzt fest
eingebaut im Innern des ADCs. Du meinst wohl den Filter-Kondensator
C_Filt vor dem ADC Eingang. Für den ist im Datenblatt in Fig. 4 der
empfohlene Bereich angegeben. 82pF passt gut für die Abtastrate von
15MHz.
Die Eingangsimpedanz des ADCs wird von dem geschalteten S&H-Kondensator
bestimmt. 20pF mal 15MHz entsprechen im zeitlichen Mittel einem
Mittelwert
R_SH = 3,3 kOhm. Demenstprechend ergibt sich auch auf S.8 oben der Graph
von "Analog input current vs. diff. input voltage". Die Steigung der
Kurve entspricht zwar eher 6kOhm als 3,3kOhm, aber da habe ich
vermutlich einen Faktor 2 aufgrund des differentiellen Signals
übersehen.
Legt man das Filternetzwerk vor dem ADC-Eingang zu langsam aus, dann
führt tatsächlich dieser zeitlich gemittelte Strom zu einem Fehler
(entsprechend einem Spannungsteiler aus R_Filt und dem R_SH = 3,3kOhm
oder 6kOhm). Um das zu vermeiden wird im Abschnitt "input filtering"
beschrieben, dass die Zeitkonstante des Eingangsfilters so klein sein
muss, dass das Filter während der Aquisitiontime (1/15MHz - 39ns = 28ns)
vollständig eingeschwingt.
Damit das Filter für einen 18 Bit ADC vollständig eingeschwungen ist,
muss gelten: exp(-t/tau)<=1/2^18
Mit t=28ns kommst du auf ein maximal erlaubtes tau von 2,24ns. Wenn der
C_filt (zusammen mit den Kapazitäten des ADCs) ca. 100pF beträgt, darf
der Vorwiderstand aus diesem Grund maximal R_Filt=2,24ns/100pF=23Ohm
betragen. So oder so ähnlich dürfte auch im Schaltungsbeispiel im
Datenblatt der Wert von R_Filt=24,9Ohm gewählt worden sein. Mit
Impedanzanpassung hat das nichts zu tun.
Danke Achim S.
Habe ich es wie folgt richtig verstanden?:
TP Filter gem. https://rf-tools.com/lc-filter:
Eingangsimpedanz 49.8 Ohm
Ausgangsimpedanz 49.8 Ohm
Series first (Um die Opamp Phase marge nicht zu belasten)
Dann die Ls und Cs entsprechend verbauen (Cs direkt zwischen den
differentiellen Leitungen und nicht zu GND), davor 2*24.9 Ohm
widerstände zwischen Opamp und Filter. Zwischen Filter und ADC 2* 82pF
jeweils gegen GND
Ist dies eine sinnvolle Parametrierung oder besteht
Optimierungspotential?
STM32 schrieb im Beitrag #6012257:
> Habe ich es wie folgt richtig verstanden?:>> TP Filter gem. https://rf-tools.com/lc-filter:> Eingangsimpedanz 49.8 Ohm> Ausgangsimpedanz 49.8 Ohm> Series first (Um die Opamp Phase marge nicht zu belasten)
zu dem Design des AA-Filters kann ich nicht wirklich was Wesentliches
beitragen, da kennen sich andere besser aus als ich. Aber wenn du
wirklich direkt am Ausgang dieses Filters 82pF anschließen willst, dann
verschiebt sich die Filtercharakteristik mit Sicherheit deutlich
gegenüber der gewünschten Charakteristik. Oder habe ich diese
Beschreibung vielleicht einfach falsch verstanden?
STM32 schrieb im Beitrag #6012257:
> Dann die Ls und Cs entsprechend verbauen (Cs direkt zwischen den> differentiellen Leitungen und nicht zu GND), davor 2*24.9 Ohm> widerstände zwischen Opamp und Filter. Zwischen Filter und ADC 2* 82pF> jeweils gegen GND
Vielleicht wäre ein Schaltplan nicht schlecht, um sicher zu verstehen,
an welcher STelle du den OpAmp wirklcih einbauen willst.
Im Schaltungsbeispiel im Datenblatt des LTC2387 ist der OpAmp als
ADC-Treiber gedacht: er käme dort also nach allen Anti-Aliasing
Filterungen (wobei man dem Verstärkungsverhalten des OpAmps eine gewisse
Filtercharakterisitik mitgeben könnte.)
Aber die 25Ohm, 82pF sind dafür vorgesehen, das Einschwingverhalten des
S&H-Kondensators und des OPV-Ausgangs zu optimieren - sie dienen nicht
als teil eines AA-Filters.
Moin,
Also ich hab' auch keine Ahnung, was da fuer Fallstricke lauern, aber
nach dem, was im Datenblatt steht, mit dem "switched capacitor" am
Eingang, wuerd' ich prinzipiell riskieren, statt dem vorgeschlagenen RC
Dingens direkt ein symmetrisches LC Filter dranzuhaengen.
Aber:
STM32 schrieb im Beitrag #6012257:
> Eingangsimpedanz 49.8 Ohm> Ausgangsimpedanz 49.8 Ohm> Series first (Um die Opamp Phase marge nicht zu belasten)
Das Filter sieht keine 50 Ohm an seinem Ausgang. Das sieht eben das
bisschen geschaltete Kapazitaet ueber den Bahnwiderstand des Schalters.
Das ist auch gut, alldieweilen, wenn der Eingang des ADCs auch 50 Ohm
haette, dann wuerden da nicht nur 6dB Pegel verschuett' gehen, sondern
auch einige hundert Milliwatt. Bei Spannungen um die 4V an 50Ohm
verheiz' ich mal locker fast 1/3 Watt. Das will doch keiner haben, nur
um was zu messen.
Aber mal voellig davon ab:
Hast du schonmal dein Tschebyschefffilter in einer Simulation mit deinen
zu messenden Signalen beaufschlagt und geguckt, was dir so ein Filter
draus macht? Wenn nicht, mach das mal und guck's dir lieber an...
Gruss
WK
Dergute W. schrieb:> Hast du schonmal dein Tschebyschefffilter in einer Simulation mit deinen> zu messenden Signalen beaufschlagt und geguckt, was dir so ein Filter> draus macht? Wenn nicht, mach das mal und guck's dir lieber an...
Und wenn du schon bei der Simulation bist: schau dir möglichst auch mit
an, wie dein Filter reagiert, wenn du ihm am Ausgang geschaltete 20pF
dranklemmst.
Schwingt der Filterausgang (ohne zwischengeschalteten ADC-Treiber)
innerhalb von 28ns wieder auf den korrekten Spannungswert ein? Und das
bis auf 1/2^18?
Achim S. schrieb:> Schwingt der Filterausgang (ohne zwischengeschalteten ADC-Treiber)> innerhalb von 28ns wieder auf den korrekten Spannungswert ein?
Weil es mich nun selbst interessiert hat, hier mal meine Simu zu dem
Thema ;-)
Es geht mir dabei nur um das Einschwingverhalten nach der Störung durch
das Zuschalten des S&H-Kondensators. Bei den Parametern zum ADC-Eingang
habe ich mich grob am LTC2387 orientiert. Als Filter habe ich das oben
verlinkte LC-Filtertool mal irgendeinen TP 7. Ordnung mit f_g=2,5 MHz
rechnen lassen (das darf gerne an die tatsächlichen Filtervorstellungen
angepasst werden).
In der Simu treibt einmal das AA-Filter den ADC-Eingang, das andere ein
dedizierter ADC-Treiber mit nachgeschaltetem RC-Tiefpass. Als
Eingangsspannung ist eine Konstantspannung von 3V gewählt (beim Filter
6V, weil es einen Faktor 2 dämpft). Bei 112ns wird der S&H-Schalter
verbunden, so dass die Spannung am ADC-Eingang durch den zugeschalteten
Kondensator schlagartig gestört wird. Bei 143ns wird der S&H-Schalter
dann wieder geöffnet, hier ist der eigentliche Abtastungszeitpunkt.
In der Auftragung sieht man
- links unten die Spannung am ADC-Eingang (vor dem S&H-Schalter)
- links oben die Spannung am S&H-Kondensator (nach dem S&H-Schalter).
Das liefert beim Abtastzeitpunkt den eigentlichen Messwert des ADCs.
Wenn man rauszoomt kann man sehen, dass der ADC-Treiber durch RFilt,
CFilt die Störung kleiner hält als das Filter. Wichtiger ist aber, dass
der ADC-Treiber die Störung sehr viel schneller wegregelt als das
AA-Filter. Die Anordnung mit ADC-Treiber hat eine Zeitkonstante im
einstelligen ns-Bereich. Innerhalb der Sample-Zeit kommt er also wieder
sehr nahe an den richtigen Spannungswert ran. Prinzipieller Nachteil des
ADC-Treibers sind natürlich ein zusätzlicher Offset und sein Rauschen.
Das Rauschen berücksichtigt diese Simu nicht (ist aber bei dem
vorgesehenen Messbereich auch nicht sehr wichtig), den Offset kann man
bei genauem Hinsehen erkennen.
Das Filter schwingt dagegen als Reaktion auf die Störung deutlich über
und bewegt sich dann mit einer sehr viel langsameren Zeitkonstante
wieder auf den den richtigen Spannungswert zu. Zum Abtastzeitpunkt hat
das Filter noch einen Spannungsfehler von >20mV. Bei genauem Hinsehen
kann man erkennen, dass das Filter selbst nach 100ns noch nicht wieder
vollständig auf den richtigen Spannungswert eingeschwungen ist.
Nun könnte argumentieren, dass der Fehler durch das langsame
Einschwingverhalten des Filters zumindest zu gewissen Teilen
systematisch ist. Damit würden die hier beobacheten 20mV Fehler primär
die Genauigkeit verschlechtern, aber nicht unbedingt die Präzision (um
die es dir laut Eröffnungsbeitrag eigentlich geht).
Aber ich persönlich würde mit Blick auf dieses Ergebnis auf jeden Fall
einen geeigneten ADC-Treiber zwischen Filter und ADC-Eingang packen.
Es gibt da auch fertige ICs die sowohl ADC Treiber als auch LPF und
manchmal auch VGA sind. Wie viele Störungen die rein bringen weiß ich
nicht, aber vielleicht ist das einfacher als selber einen Filter zu
basteln.
Der HMC900 wäre so einer.
Moin,
Fleissig,fleissig. Waere ja eigentlich Job des urspruenglichen
Problemhabers.
Jep, bei dem Filter wundert's mich jetzt nicht so. Der hoert ja mit
einer Serieninduktivitaet auf. Das sollte besser werden, wenn der mit
einem Parallel-C aufhoert (OK, da ist Tschebyscheff-II auch eher
unschoen, weils dann immer noch eine klitzekleine L in Reihe zu dem Zeh
hat...).
Gruss
WK
Dergute W. schrieb:> Waere ja eigentlich Job des urspruenglichen> Problemhabers.
Sehe ich ebenso. Aber wie schon oben stand: jetzt hat es mich selbst
interessiert...
Dergute W. schrieb:> Jep, bei dem Filter wundert's mich jetzt nicht so.
deswegen schrieb ich ja:
Achim S. schrieb:> das darf gerne an die tatsächlichen Filtervorstellungen> angepasst werden
Hi,
ich nochmal. Wie sich hier bereits herausgestellt hat, sollte zwischen
dem ADC-Treiber und dem ADC am besten nur ein RC Glied sitzen. Das
besitzt vor allem die Aufgabe, den Fehler durch Charge-Kickback und den
Spannungseinbruch durch das Switched-Cap Verhalten zu dämpfen.
Die differenzielle Cap wird dabei oft als Charge-Bucket angesehen und
sollte entsprechend dimensioniert sein, um sich nicht negativ auf die
Settling-Zeit auszuwirken.
(http://www.ti.com/lit/an/spna061/spna061.pdf)
Signalkonditionierung (wie der Anti-Aliasing Filter) sollte bereits vor
dem ADC-Buffer geschehen, da der Filter meistens definierte Ein- und
Ausgangsimpedanzen benötigt.
Da du geschrieben hast, dass du einen möglichst hohen Eingangswiderstand
benötigst, musst du schauen, dass dein Eingang mit einem
Transimpedanzwandler (OPAmp) mit ausreichend hoher Eingangsimpedanz
ausgeführt wird. Dieser kann dann Ausgangsseitig auf bspw. 50 Ohm
resistiv angepasst werden und einen LC-Filter treiben, der dann an den
50 Ohm angepassten Eingang des Volldifferenziellen ADC-Buffers geht. Mit
der üblichen invertierenden Konfiguration passt du dann den Pegel mit
Faktor 0.5 an.
Beim LC-Anti Aliasing filter solltest du aber insbesondere die
Gruppenlaufzeit betrachten, damit du dir dein Signal nicht bereits dort
verzerrst. Ob Tschebyscheff da die richtige Wahl ist...
Ich würde mir zum Thema SAR-ADCs viele der AppNotes von bspw. TI
durchlesen. Da stehen oft wertvolle Hinweise.
Für die Dimensionierung eines Volldifferenziellen OpAmps kann ich
übrigens das Datenblatt des LTC6409 empfehlen:
https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/6409fb.pdf
Ist zwar "gerade so" nicht dein Frequenzbereich, aber die Formeln sind
allgemein nützlich ;)
Wegen dem Rauschen würde ich mir nicht so viel Sorgen machen. Nach dem
SNR von 95,7 dB besitzt der ADC selbst nur 15 Bit effektive Auflösung.
D.h. die unteren 3 Bit sind inherent durch den ADC verrauscht. Um das
Signal also nicht weiter zu verschlechtern darf dein
Rauschen+Settlingfehler nicht größer sein als 1/2^16 * 2Vref. (Wenn
Fehler kleiner als 1/2 LSB, kann der Fehler nach Quantisierung meist
vernachlässigt werden)
Grüße,
Bernhard
€: Eine theoretische nötige Bandbreite des Filters zwischen Eingang des
ADCs und dem Buffer liegt übrigens bei :
Achim S. schrieb:> Weil es mich nun selbst interessiert hat, hier mal meine Simu zu dem> Thema ;-)
Danke dir Achim :-)
Wie die Simulation ergeben hat herscht hier bereits konsens, dass ein
hochorderiges Filtet zwischen AD Treiber und AD evtl nicht am besten
ist. Ich habe mal in einem Appnote gesehen (von AD?) dass sie eine
Induktivität in serie zum R geschaltet haben, denke RLC vor dem ADC
sollte noch machbar sein (bin noch nicht zum simulieren gekommen.
Ich habe grob ein Schema entworfen, um etwas verständlicher Darzustellen
wie ich dies verstanden habe. Ich hoffe ihr entschuldigt die etwas
makulaturhafte Darstellung :-).
Als IC8 erwäge ich den AD8138ARZ einzusetzen dieser ist Pinkompatibel.
Was haltet ihr davon?
Bernhard D. schrieb:> Wegen dem Rauschen würde ich mir nicht so viel Sorgen machen. Nach dem> SNR von 95,7 dB besitzt der ADC selbst nur 15 Bit effektive Auflösung.
hmm stmmt das is gar nicht so toll. hmmm evtl einen LTC2207 (16 bit)
einsetzen, dan hat sich zumindest die AA problematik entschärft....
Bernhard D. schrieb:> Ob Tschebyscheff da die richtige Wahl ist...
Evtl. muss ich diese Wahl nochmals überdenken und zu Butterworth oder
gar Bessel wechseln
Mit dem LTC2207 wären es dann noch knapp 12 ENOB. Also nicht wirklich
besser ;)
SNR = b * 6.02dB + 4.77 dB (+ 10 *log10 (PAPR) dB)
PAPR = Peak to average Ratio (empirischer Wert des Eingangssignals /
Dynamikreserve)
Der Schaltplan ist erstmal extrem schlecht lesbar. Vielleicht versuchst
du grundsätzlich den Signalpfad von links nach rechts / oben nach unten
einzuhalten ;)
Grundsätzlich musst du zusehen, dass du im Tracking Modus > 63 MHz
Bandbreite mit dem RC Filter zwischen THS4131 und ADC einhältst, den
Kondensatorwert kann ich leider nicht sehen.
Du scheinst bereits nach dem Eingangsbuffer OPA2210 auf Differenziell zu
wechseln. Differenzielle Schaltungen bieten den Vorteil der
Störfestigkeit (Groundschwankungen) und CMRR. Beides brauchst du bei
gescheitem Layout meiner Meinung nach nicht. Ich würde den Filter
Single-ended auslegen. Das spart dir Amplitude und Phase Imbalance im
+/- Pfad.
Das heißt OPA2210 -> Filter -> THS4131. Probleme wäre dann bei einem
Gain von 0dB beim OPA2210 die "Breitbandige" Anpassung an die Filter
Impedanz. Siehe dazu die Open-Loop Ausgangsimpedanz im Datenblatt, die
schon bei < 1MHz stark ansteigt. Du müsstest dann dementsprechend die
Filtereigenschaften mit diesem OPAMP AC simulieren oder auf einen OP mit
größerem GBW wechseln.
Achte außerdem darauf, dass du die Filterkapazitäten in NP0 / C0G
ausführen kannst, wenn du dir Nichtlinearitäten vermeiden willst.
Grüße,
Bernhard
STM32 schrieb im Beitrag #6014392:
> Ich habe grob ein Schema entworfen, ...
In der Beschaltung der THS4131 hast du einen Fehler, das Feedback-Signal
von VOUT+ muss auf VIN- gehen und umgekehrt. Es hat schon einen Grund,
warum die Pins in dem Gehäuse so angeordnet sind.
Johannes E. schrieb:> STM32 schrieb im Beitrag #6014392:>> Ich habe grob ein Schema entworfen, ...>> In der Beschaltung der THS4131 hast du einen Fehler, das Feedback-Signal> von VOUT+ muss auf VIN- gehen und umgekehrt. Es hat schon einen Grund,> warum die Pins in dem Gehäuse so angeordnet sind.
Danke, wie dumm von mir.
Bernhard D. schrieb:> Der Schaltplan ist erstmal extrem schlecht lesbar.
Ja ist nicht gelungen, habe ich nur kurz gemacht grob um die Struktur
darzustellen. Die RLCs sind noch nicht definiert, sowie einige werden
nicht platziert oder sind 0Ohm als optionen.
Bernhard D. schrieb:> Du scheinst bereits nach dem Eingangsbuffer OPA2210 auf Differenziell zu> wechseln. Differenzielle Schaltungen bieten den Vorteil der> Störfestigkeit (Groundschwankungen) und CMRR. Beides brauchst du bei> gescheitem Layout meiner Meinung nach nicht. Ich würde den Filter> Single-ended auslegen. Das spart dir Amplitude und Phase Imbalance im> +/- Pfad.
Mein Grund war die Störfestigkeit. Danke für den Tipp dass es nicht
nötig sein sollte.
Bernhard D. schrieb:> Das heißt OPA2210 -> Filter -> THS4131. Probleme wäre dann bei einem> Gain von 0dB beim OPA2210 die "Breitbandige" Anpassung an die Filter> Impedanz. Siehe dazu die Open-Loop Ausgangsimpedanz im Datenblatt, die> schon bei < 1MHz stark ansteigt. Du müsstest dann dementsprechend die> Filtereigenschaften mit diesem OPAMP AC simulieren oder auf einen OP mit> größerem GBW wechseln.
Danke werde ich so machen.
Hmm ich habe kurzerhand meinen OPA2210 verwedet da dies mein std
präzisions OP Amp mit gutem CMRR ist. kennst du gerade einen geigneten
Typen?
Bernhard D. schrieb:> Achte außerdem darauf, dass du die Filterkapazitäten in NP0 / C0G> ausführen kannst, wenn du dir Nichtlinearitäten vermeiden willst.
