Hallo,
ich hatte neulich ein Thema gestartet bei dem es um einen Primitiven
Längsregler (der kein Regler war) ging und den SOA Schutz des
Regeltransistors. Eine Reihe Zenerdioden und ein Emitterfolger.
Ich möchte nun doch lieber eine Regelung aufbauen, sie muss nicht genau
sein (+-10V) nur wenig rauschen im NF Bereich und den Ripple am Eingang
so gut wie möglich unterdrücken. (auf so unter 1mV) Schaut Euch bitte
das Schaltbild bzw. die Simulation im Anhang an, diese Schaltung erfüllt
die Anforderungen.
Es soll 2 Regler geben die gleich aufgebaut sind, einer macht aus
ungefähr 200V -> 150V @ 100mA, der andere aus 330V -> 280V @ 30mA
Warum ich ein Thema aufmache? Weil ich nicht sicher bin ob Q1 jeden
auftretenden Fall (Kurzschluss, Leerlauf, Startup...) verkraftet. (Spice
meint Ja)
Die Spannung an C1 beträgt ca 100V, ich habe sie so hoch gewählt um das
Verhältnis vom Spannungsteiler nicht so groß wählen zu müssen. Dadurch
wirkt sich die BE Spannung von Q1 nicht sehr stark aus, man spart einen
Differenzverstärker.
Die Schaltung unterdrückt den Ripple am Eingang ja deshalb so gut weil
über C4 ein Großteil aller Störungen (AC) 1:1 an den Regeltransistor Q1
gelangt, das macht den Regler sehr schnell. Im Falle eines Kurzschlusses
verhindert D2 das die BE Spannung negativ wird. Ich bin aber nicht
sicher ob es keinen Fall gibt, wenn sich die Spannung am Ausgang zu
schnell ins positive ändert, das der Basisstrom durch diese
"Mittkopplung" zu hoch wird bevor nachgeregelt werden kann. Vermutlich
nicht weil es C2 gibt.
Über dem Regeltransistor liegt eine Diode die im Schaltbild fehlt, sie
soll falls C2 noch geladen ist die Eingangsspannung aber fehlt vor
Rückspeisung schützen.
Mich würde auch interessieren wie stabil diese Schaltung ist, wie kann
man sich die Phasenreserve des Reglers ansehen um einzuschätzen ob er
schwingen kann? Es gibt viele Verstärkende Halbleiter, dadurch sicher
auch Pole die ungünstig liegen könnten.
Vielen Dank!
Gruß,
Jan
Lr8 hatte ich mir auch überlegt, macht die Sache aber nicht wirklich
einfacher. Gerade wegen Kurzschlussschutz.
>Die Basis-Emitterstrecke von Q1 wuerde ich knacken koennen.
verstehe nicht, kancken in Form von geht kaputt oder es gibt eine
Lösung?
Gruß,
Jan
>KS-Last. B Q1 0V, E Q1 >100V;
Oh ja klar, das hätte ich sehen müssen. Irgend eine Idee wie ich das
Problem umgehen kann?
>Wofür hast du denn den Stromspiegel am Eingang?
Kein Stromspiegel, KSQ.
Gruß,
Jan
>Warum ich ein Thema aufmache? Weil ich nicht sicher bin ob Q1 jeden>auftretenden Fall (Kurzschluss, Leerlauf, Startup...) verkraftet. (Spice>meint Ja)
Den Kurzschlußfall können wir nicht bewerten, da wir nicht wissen, was
das für ein Q3 ist. Der muß jedenfalls 20W für die Dauer des
Kurzschlusses verbraten können.
>Die Spannung an C1 beträgt ca 100V, ich habe sie so hoch gewählt um das>Verhältnis vom Spannungsteiler nicht so groß wählen zu müssen. Dadurch>wirkt sich die BE Spannung von Q1 nicht sehr stark aus, man spart einen>Differenzverstärker.
Vor allem haste damit eine rel. starke Gegenkopplung, was die Regelung
genaue macht.
Auch wird der Temperaturgang der Z-Diode nicht sinnlos stark verstärkt
(eben auch nur um 1,5)
>Die Schaltung unterdrückt den Ripple am Eingang ja deshalb so gut weil>über C4 ein Großteil aller Störungen (AC) 1:1 an den Regeltransistor Q1>gelangt, das macht den Regler sehr schnell. Im Falle eines Kurzschlusses
Ja.
>verhindert D2 das die BE Spannung negativ wird. Ich bin aber nicht
Ja.
>sicher ob es keinen Fall gibt, wenn sich die Spannung am Ausgang zu>schnell ins positive ändert, das der Basisstrom durch diese>"Mittkopplung" zu hoch wird bevor nachgeregelt werden kann. Vermutlich>nicht weil es C2 gibt.
Egal, ob C2 oder nicht - beim Startup geht die Ausgangsspannung erstmal
ganz fix nach oben (eigentlich so schnell, wie die Eingangsspannung,
bzw. wie Q3 an Strom durchläßt zum Aufladen des C2). Aber ab
ungefähr/reichlich 100V fängt Q1 an zu leiten, womit die Gegenkopplung
anfängt zu arbeiten, und durch die 1:1-AC-Gegenkopplung über den C4 wird
der weitere Anstieg stark gebremst, und wird so nach und nach die 150V
erreichen (wie eine Kondensator-Aufladekurve).
>Über dem Regeltransistor liegt eine Diode die im Schaltbild fehlt, sie>soll falls C2 noch geladen ist die Eingangsspannung aber fehlt vor>Rückspeisung schützen.
Wenn wirklich plötzlicher Kurzschlußam Eingang möglich wäre, dann ist
das sicherlich nicht verkehrt.
>Mich würde auch interessieren wie stabil diese Schaltung ist, wie kann>man sich die Phasenreserve des Reglers ansehen um einzuschätzen ob er>schwingen kann? Es gibt viele Verstärkende Halbleiter, dadurch sicher>auch Pole die ungünstig liegen könnten.
Da kennen sich andere besser aus ;-)
Haste auch Q6 bzw. Q1 bezüglich Spannungsfestigkeit und Verlustleistung
betrachtet? Zumindest Q6 muß das meiste aushalten (Eingangsspannung,
Verlustleistung (naja, sind nur 200mW)).
Irgendwelche Überschwinger auf der Ausgangsleitung, woher auch immer,
könnten eine stark negative Ube hervorrufgen. Nicht nur, weil die
Ausgangsspannung plötzlich höher ist, sondern vor allem, weil Q1 als
Gegenmaßnahme ziemlich stark gegen 100V regelt. Also sollte auch dort
eine Diode mit ran - am besten gleich über beide Q2/B+Q3/E.
>Den Kurzschlußfall können wir nicht bewerten, da wir nicht wissen, was>das für ein Q3 ist. Der muß jedenfalls 20W für die Dauer des>Kurzschlusses verbraten können.
Das ist ein TO-220 Transistor, irgendein BULxxx vermutlich. Wird auf
eine großen Kühlblech montiert bzw. auf das Gehäuse der Gerätes zur
Kühlung gelegt.
Es muss nicht dauerhaft kurzschlussfest sein, bei einem Fehler soll der
Transistor aber auch nicht sterben.
>Vor allem haste damit eine rel. starke Gegenkopplung, was die Regelung>genaue macht.>Auch wird der Temperaturgang der Z-Diode nicht sinnlos stark verstärkt>(eben auch nur um 1,5)
Ja richtig. Die Idee statt einer Z-Diode eine Glimmlampe zu nehmen ist
mir auch eingefallen. Retro Lösung :-)
>Haste auch Q6 bzw. Q1 bezüglich Spannungsfestigkeit und Verlustleistung>betrachtet? Zumindest Q6 muß das meiste aushalten (Eingangsspannung,>Verlustleistung (naja, sind nur 200mW)).
Ja, das wird etwas im TO-126 Gehäuse oder SOT-223. Theoretisch reicht
ein Spannungsfester TO-92 aus, auch fürs gute gefühl.
>Statt nur so ein paar Brocken hinzuwerfen, hättest auch mal mehr>erklären können, wie eine KS-Last (Kurzschluß am Ausgang?) zu negativer>Ube führen soll.
Genau der Fall, C1 ist noch geladen, Basis liegt auf 0V. Die Basis
Emitter Diode verträgt aber nur wenige Volt. Das gleiche Problem gibt es
beim LR8 Regler mit Emitterfolger. Ich habe aktuell keine Idee wie ich
das lösen kann.
Gruß,
Jan
>Irgendwelche Überschwinger auf der Ausgangsleitung, woher auch immer,>könnten eine stark negative Ube hervorrufgen. Nicht nur, weil die>Ausgangsspannung plötzlich höher ist, sondern vor allem, weil Q1 als>Gegenmaßnahme ziemlich stark gegen 100V regelt. Also sollte auch dort>eine Diode mit ran - am besten gleich über beide Q2/B+Q3/E.
Das hatte ich versucht, laut Spice geht Q1 dabei kaputt. In die Basis
fließen dann über 3A im Falle eines Kurzschlusses.
Gruß,
jan
>>Statt nur so ein paar Brocken hinzuwerfen, hättest auch mal mehr>>erklären können, wie eine KS-Last (Kurzschluß am Ausgang?) zu negativer>>Ube führen soll.>Genau der Fall, C1 ist noch geladen, Basis liegt auf 0V. Die Basis>Emitter Diode verträgt aber nur wenige Volt. Das gleiche Problem gibt es>beim LR8 Regler mit Emitterfolger. Ich habe aktuell keine Idee wie ich>das lösen kann.
Na ebenso mit einer B-E-Diode.
Übrigens hatte ich diesen Text bereits wieder gelöscht, wie Du
vielleicht inzwischen gesehen hast, denn ich hatte das irrtümlich auf Q3
bezogen statt Q1.
>>Irgendwelche Überschwinger auf der Ausgangsleitung, woher auch immer,>>könnten eine stark negative Ube hervorrufgen. Nicht nur, weil die>>Ausgangsspannung plötzlich höher ist, sondern vor allem, weil Q1 als>>Gegenmaßnahme ziemlich stark gegen 100V regelt. Also sollte auch dort>>eine Diode mit ran - am besten gleich über beide Q2/B+Q3/E.>Das hatte ich versucht, laut Spice geht Q1 dabei kaputt. In die Basis>fließen dann über 3A im Falle eines Kurzschlusses.
Bei diesem Zitat schrieb ich aber über Überschwinger (bzw. Überspannung)
am Ausgang, nicht Kurzschluß.
Übrigens sollte man dann noch einen R (10k oder so) in den C des Q1
einschleifen, damit nicht über die neue Diode im Überspannunsfall der
Strom über Q1 unbegrenzrt fließen kann.
"ein paar Brocken hinzuwerfen"
Das hängt auch davon ab, von welchem Gerät Jener gerade tippt und geht
sicher vielen so. Ganz kurz wird es auf dem Smartphone, etwas länger
aber weniger Tippfehler pro Zeile vom kleinen 7er Tablet und am
ausführlichsten auf einer richtigen Tastatur vorm Rechner.
Du könntest aber vielleicht statt nur den Emitter von Q1 auf über 100V,
doch alle Verbindungen zur Masse auf das gleiche Potential heben. Die
Schaltung müßte so auch noch funktionieren. Ggf. sind noch kleine
Nachbesserung notwendig.
Ich würde die Schaltung anders entwerfen. Die Bastelei mit der
hochgehobenen Emitterschaltung würde ich durch einen Diff ersetzen und
den mit kleiner Referenzspannung und entsprechend hoher
Betriebsverstärkung arbeiten lassen. Dadurch entfällt das Problem mit
den großen Spannungen am Regler bei Ausgangskurzschluß. Der Diff erlaubt
es dann auch, die Dynamik durch Emitterwiderstände einzustellen.
Ti hat die Lösung:
http://www.ti.com/lit/an/snoa648/snoa648.pdf
Einziger Hacken: Verlustleistung im Leerlauf ist sehr groß weil der
Regler seine 10mA braucht um vernünftig zu regeln.
Gruß,
Jan
ArnoR schrieb:> Ich würde die Schaltung anders entwerfen. ...
Im Anhang was konkretes dazu. Es geht sogar ohne Emitterwiderstände. Die
Referenzspannung ist im Beispiel 5V, so daß man die Stromquelle ohne
negative Spannung bauen kann.
Jan schrieb:> Ti hat die Lösung:>> http://www.ti.com/lit/an/snoa648/snoa648.pdf
Sicher? Das Boucherot-Glied am Ausgang sagt normalerweise aus, daß die
Schaltung keine kapazitive Last (deine 47µF) verträgt.
In meinem Vorschlag kann man den Diff-Strom und damit die
Leistungsaufnahme auch weiter reduzieren.
>Im Anhang was konkretes dazu. Es geht sogar ohne Emitterwiderstände. Die>Referenzspannung ist im Beispiel 5V, so daß man die Stromquelle ohne>negative Spannung bauen kann.
Danke dafür, habe ich in Spice nachgebaut und mir auch angeschaut. Die
5mA Stromquelle habe ich getauscht durch meine Primitive Transistor
Stromquelle.
Für das Projekt mus ich sowieso einen Trafo Wickeln lassen. Die 5V und
die Versorgung der Stromquelle nehme ich aus einer Hilfsspannung. Spart
Verlustleistung wenn ich nicht von über 300V herunterreglen muss.
Auch der Kurzschlussfall geht mit dem einfachen SOA Schutz von oben.
TO-220 kann die 20W die Abfallen vertragen je nach Kühlkörper.
Dankeschön!
Gruß
Jan
>Sicher? Das Boucherot-Glied am Ausgang sagt normalerweise aus, daß die>Schaltung keine kapazitive Last (deine 47µF) verträgt.
Habe ich gesehen und den Widerstand einfach in Reihe zum Ausgang
gesetzt, die 47uF wären auch danach gekommen. Hätte man sich in Spice
ansehen müssen ob das stabil ist.
Deine Schaltung ist alleine wegen der geringeren (eigen)Verlustleistung
besser. Das sind <1,5W. Der Ripple am Eingang wird, abhängig von der
Stromquelle, extrem gut unterdrückt.
Gruß,
Jan
Warum kein getakteter Regler? Bei der RIAA2007 habe ich einen
Sekundär getakteten Regler und vom Aufwand her ist das nicht mehr.
Längsregler: Ich würde die von Arno aber mit PNP und
Strombegrenzung über hfe wählen. Einfach, sicher und gut.
LG
old.
Jan schrieb:> Die 5V und> die Versorgung der Stromquelle nehme ich aus einer Hilfsspannung. Spart> Verlustleistung wenn ich nicht von über 300V herunterreglen muss.
Es muss doch nur der Referenzstrom für die Stromquelle aus den 300V
genommen werden. Wenn man den Strom auf 2mA reduziert, braucht man etwa
200µA Referenzstrom, das sind 60mW an einem einzigen Widerstand. Dafür
würde ich keinen Aufstand mit einer anderen Versorgung machen. Außerdem
hat man dann nicht das Problem, daß die einzelnen Quellen zu
unterschiedlichen Zeiten da oder weg sind.
Jan schrieb:> Hallo,>> ich hatte neulich ein Thema gestartet bei dem es um einen Primitiven> Längsregler (der kein Regler war) ging und den SOA Schutz des> Regeltransistors. Eine Reihe Zenerdioden und ein Emitterfolger.
Bei so einem HV-Relugator musst du die Endstufe mit Wuerde sehen. Nicht
jeder Transistor kann einen externen Schalter handhaben ohne gleich kurz
zu schliessen.
>Warum kein getakteter Regler? Bei der RIAA2007 habe ich einen>Sekundär getakteten Regler und vom Aufwand her ist das nicht mehr.
Schaltplan hattest Du nicht hochgeladen oder? Jedenfalls habe ich dazu
in Deinem Blog keinen gefunden.
>Längsregler: Ich würde die von Arno aber mit PNP und>Strombegrenzung über hfe wählen. Einfach, sicher und gut.
Ja, die Strombegrenzung habe ich wieder ergänzt.
>Es muss doch nur der Referenzstrom für die Stromquelle aus den 300V>genommen werden. Wenn man den Strom auf 2mA reduziert, braucht man etwa>200µA Referenzstrom, das sind 60mW an einem einzigen Widerstand.
Ich habe mal versucht eine Bandgap-Referenz einzubauen von der auch die
Stromsenke gesteuert wird. An R66 fallen nichtmal 0,5W ab.
Gruß,
Jan
Nicht ohne uns O. schrieb:> Längsregler: Ich würde die von Arno aber mit PNP und> Strombegrenzung über hfe wählen. Einfach, sicher und gut.
Naja.
Man müsste dann den Diff-Strom so wählen, dass er etwa Iamax/hfe ist.
Dann ändert sich aber die Stromverteilung im Diff sehr stark mit dem
Ausgangsstrom.
Außerdem ist der Ausgang mit einem PNP hochohmig, die
Leerlaufverstärkung gering und der dominierende Pol liegt extrem tief.
Im angehängten Beispiel bekommt man z.B. keine 50Hz-Unterdrückung.
Der Stromspiegel (oder eine einfache Stromquelle) funktioniert auch nur
mit künstlich vergrößerter Ube (Z-Diode). Man könnte einen PMOS nehmen,
aber dabei verliert man die Strombegrenzung über den Diff-Strom.
Korrektur:
ArnoR schrieb:> Die Referenzspannung ist im Beispiel 5V
War natürlich nicht 5V, sondern 2,5V, sonst wäre die Ausgangsspannung am
Anschlag gewesen.
Jan schrieb:>>Warum kein getakteter Regler? Bei der RIAA2007 habe ich einen>>Sekundär getakteten Regler und vom Aufwand her ist das nicht mehr.>> Schaltplan hattest Du nicht hochgeladen oder? Jedenfalls habe ich dazu> in Deinem Blog keinen gefunden.
In dem Blog geht es ja um die RIAA-Schaltung und die Koppeltrioden.
Im Anhang die Schaltung der Spannungsversorgung der RIAA 2007.
Die Schaltung vom LM2599T, der den Takt angibt, kann man
ja im Aufbau gut nachvollziehen.
LG
old.
Danke fürs teilen!
Interessant das diese „Elektronische Drossel“ alleine reicht um die
Störungen des Schaltreglers zu filtern. Ich werde dennoch bei der
Schaltung von ArnoR bleiben. Die Verlustleistung ist mit dem Konzept OK,
gerade weil es um Röhren geht.
Der Aufbau deiner RIAA2007 finde ich übrigens sehr gelungen, mir gefällt
das Gehäuse besser als von der 2001.
Gruß Jan
Ich überlege gerade, weil in meiner momentanen Planung doch die
Ausgangsstufe nahe an den Ringkerntrafo kommt, (6-7cm) ob man den ganzen
Verstärker nicht aus einem Schaltnetzteil versorgen kann.
Ich nehme an dein Trafo liefert die Heizspannung, den Übertrager für die
Anodenspannung hast Du selber gewickelt?
Mit dem richtigen Controller könnte man gleich Anoden und Heizspannungen
so erzeugen und filtern.
Gruß,
Jan
Ja, ich mag aus diversen Gründen sekundär getaktete
Netzteile für Audio.
der Trafo ist ein 15V Ringkern von der Stange.
Der macht die 19VDC unstab am Ladekondensator.
Jan schrieb:> den Übertrager für die> Anodenspannung hast Du selber gewickelt?
Ja, ich habe einen Zeilenimpulsübertrager von SONY
dafür umgewickelt. Windungszahlen stehen im Schaltbild.
Ist das Teil wo JAPAN drauf steht. Die sind während
meiner Lehrzeit und danach bei den VPH-Umbauten auf
EDV-Zeilenfrequenzen abgefallen.
LG
old.
Den Aufwand würde ich garnicht machen. Ein 48V SMPS, Schaltnetzteil
übertrager für 2x24V Netzteile kann man fertig kaufen. Den kann man ja
auch andersrum Betreiben.
Aus den 48V werden dann 9V + filter für die 6,3C Heizung per
Schaltregler gemacht. Die Strombegrenzung aus Deinem 250V Regler kann
man im einfachsten Fall verwenden um die Röhren sanft anzuheizen und den
Regler nicht zu überfahren. Das wäre aber dann einen neues Thema, ich
mache mir Gedanken.
Gruß
Jan
Hallo,
ich muss das Thema nochmal ausgraben.
Ich habe mir ArnoRs Regler nochmal vorgenommen, den Längstransistor
durch einen FET ersetzt (IRF840) und den Strom durch den
Differenzverstärker auf ein bisschen mehr als 1,5mA gelegt. Alle anderen
Transistoren sind TO-92, was Mouser eben mit Spannungsfestigkeit CE >
400V liefern konnte. hFE ist bei allen nicht so hoch, die Auswahl ist
eingeschränkt.
Für NPN wird es später der APT27 im DIfferenzverstärker:
https://www.mouser.de/datasheet/2/115/APT27-464495.pdf
Der ZTX958 steckt im Stromspiegel:
https://www.mouser.de/datasheet/2/115/ZTX958-91920.pdf
Alles andere 0815, BC547/557. (Stromquelle, Schutz des Mosfet)
Die Referenz ist mit 1mF überbrückt, das bewirkt das die Spannung am
Ausgang sanft hochfährt, die Stromquelle zur Referenz ist ein LR8 Regler
der auf rund 1mA eingestellt ist.
Der Pi-Filter ist drin weil das Netzteil (Trafo, Siebung) in einem
anderen Gehäuse steckt mit 2m Kabel dazwischen.
Platine wird gerade gegossen, am Prinzip ändert sich ja nichts mehr.
Spice meint das läuft und überlebt einen Kurzschluss, ich würde aber
gerne wissen wie weit die Schaltung vom Schwingen entfernt ist mit
unterschiedlichen Kapazitäten am Ausgang mit unterschiedlichen
Lastströmen, sprich ob ich bei der Kompensation nochmal ansetzen muss.
Wie kann ich das in Spice simulieren, so wie ArnoR das in TINA gemacht
hat?
Danke!
Gruß
Was zum Beispiel Spice nicht wissen kann, sind zum Beispiel die
parasitären Kapazitäten der Platine, die gerade gegossen wird nach
Deinen Worten. Da wirst Du auf die Überraschungen des realen Aufbaus
warten müssen.
Das Stimmt natürlich, mit der Simulation kann ich aber schon im Voraus
sehen wie kritisch die Auslegung ist. Ist der Regler kurz vorm schwingen
oder habe ich Reserven? Etwas das gerade so in Spice funktioniert würde
ich eher nicht aufbauen wollen. (wobei die Schaltung von ArnoR auch mit
Mosfet in der Simulation prima läuft) Ich kann mir genauer ansehen wo
ich ansetzen kann falls in der Praxis dann doch ein Teil des Aufbaus
nicht funktioniert wie gedacht.
Gruß,
Jan
Zum Testen wegen der Relungsreserve erhöhe man die Verstärkung bis es
schwingt und danach ergänze man eine Zeitverzögerung bis es schwingt.
Oberhalb von R215 zum Transistor in die Rückkopplung schleift man dazu
einen idealen OP ein als eine Lösungsmöglichkeit.
Hallo nochmals,
es gibt mittlerweile eine Platine von der Mosfet Version, Schaltbild im
Anhang. Die Schaltung arbeitet aber laut Spice bei starkem Lastwechsel
nicht stabil, je nach Mosfet (Auf der Platine ist es ein IRF840)
schwingt sie dann los oder es gibt heftige Überschwinger. Ich weiß nicht
wie ich das übersehen konnte. Die Version von ArnoR läuft super und
lässt sich nicht beeindrucken von C2, der Wert ist ziemlich egal. Mir
kam ein Mosfet damals besser vor um den Strom durch den
Differenzverstärker so niedrig ansetzen zu können das normale TO-92
Bauteile funktionieren. So eine große Änderung der Schaltung hätte ich
lieber dem Erschaffer überlassen sollen, ich muss jetzt versuchen die
Mosfet Version stabil zu bekommen.
In Spice ist das verhalten durch hinzufügen von R13 wesentlich besser,
er drückt die Leerlaufverstärkung herunter. R12 und C7 machen die
Schaltung nochmal stabiler, es ist jetzt egal ob Kein C am Ausgang oder
330uF nur noch einen schwachen Überschwinger.
Spricht etwas dagegen das Problem so zu lösen, gibt es bessere Wege?
Danke!
Gruß
Dann brauchst du nämlich nur ganz wenige Komponenten, welche die
"Hochspannung" aushalten müssen:
- Der fette NPN Transistor
- R2
Alles andere sind ganz normale Bauteile für Kleinspannung. Das kann man
sogar mit dem uralten LM741 machen.
Hier ist die Ausgangsspannung = GND. Alle anderen Spannungen beziehen
sich darauf.
An Isense hat man eine geringe positive Spannung, die die Stromstärke
signalisiert. Typischerweise wenige hundert mV über GND.
An Usense hat man eine geringe negative Spannung, die die
Ausgangsspannung signalisiert. Typischerweise wenige einstellige Volt
unter GND.
Diese Schaltung habe ich zum ersten mal in einem Voltcraft TNG 35
gesehen, das angeblich von der Firma Stratron stammt.
VREG.png
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