Hallo zusammen, ich benötige einmal eure fachkundige Hilfe. Zum auswerten von DMS-Brückenschaltung benötige ich benötige einen Trägerfrequenz-Messverstärker. Aus diesem Grund sitze ich grade an der Entwicklung des selbigen. Soweit klappt alles in der Simulation mit LTSpice ganz gut, nur hänge ich am letzten Schritt fest. Trägerfrequenz: 1 kHz Amplitude +-5 V Habe heute erst gelesen, dass ein TP nach DDS nicht die beste Entscheidung sind, deshalb ist der da noch drin. Die PWL-Quelle soll einen treppenförmigen Sinus simulieren, um besagten TP zu testen. Der Punkt an dem es aktuell hakt ist die Glättung der synchron gleichgerichteten Ausgangsspannung ganz zum Schluss. Da diese, je nach Brückenverstimmung positiv und negativ sein kann, schließt dies den Einsatz einer Diode mit Kondensator (Spitzendetektor) aus. Natürlich könnte man jetzt sagen man nimmt einfach zwei Kanäle, einen für die positive- und einen für die negative Verstimmung. Da aber insgesamt 4 Kanäle damit realisiert werden sollen artet das das dann doch etwas aus. Wenn ich den im Plan befindlichen TP mit 500 Hz Grenzfrequenz nehme, bekomme ich zwar ein halbwegs geglättetes Signal. Allerdings bring mir dann die TF von 1kHz wenig. Weiß jemand sonst eine Lösung um das Ausgangssignal zu glätten?
OLEDler schrieb: > Habe heute erst gelesen, dass ein TP nach DDS nicht die beste > Entscheidung sind, deshalb ist der da noch drin. Ein Tiefpass nach der DDS ist schon eine gute Idee. Aber deine Gestaltung des Tiefpasses ist seltsam. C1 in deiner Schaltung ist falsch: so ziemlich kein OPV mag es, wenn du ihm direkt 100nF an den Ausgang klemmst. Und die Beschaltung von U1 kann auch nicht funktionieren: der nicht-inv Eingang von U1 hat keinen DC-Pfad nach Masse, der bias-Strom des realen OPV wird dafür sorgen, dass die Spannung von U1 "wegdriftet". OLEDler schrieb: > Wenn ich den im Plan befindlichen TP mit 500 Hz Grenzfrequenz nehme, > bekomme ich zwar ein halbwegs geglättetes Signal. Allerdings bring mir > dann die TF von 1kHz wenig. Bist du sicher, dass du da einen TP mit 500Hz Grenzfrequenz gezeichnet hast? Wie auch immer: ich verstehe das Problem nicht. Der Zweck der Glättung ist doch grade, dass die (gleichgerichtete) Trägerfrequenz weggefiltert wird. Die Vorteile der AC-Anregung mit 1kHz sind z.B. dass die (DC) Offsets deiner Verstärker... bei der Auswertung rausfallen (weil Sie durch die phasensel. GR auf die Trägerfrequenz hochgemischt werden). Aber das Nutzsignal soll nach der phasenselektiven Gleichrichtung doch wieder eine (ggf. langsam varierende) Gleichspannung werden, die Trägerfrequenz soll am Ausgang nicht mehr sichtbar sein. Die Filterung muss halt so erfolgen, dass die Trägerfrequenz gut unterdrückt wird, und die Frequenz deines Nutzsignals (die deutlich unter der Trägerfrequenz liegen sollte) noch nicht stark verfälscht wird.
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Den Filter wizard von AD habe ich für den ersten Filter benutzt. C1 sollte eigentlich die Funktion haben nachträglich die Spannung zu stabilisieren, aber da er wieder direkt in einen OPV geht ist der natürlich überflüssig. Aber danke für die Info! C4 dient dazu den DC offset aus dem DDS raus zu filter, sprich AC-Kopplung. Soll ich dahinter am besten noch einen Widerstand gegen Masse setzen? Wenn ja wie dimensioniert man den am besten? Stimmt, der zweite Filter an Ende ist hier noch der alte, das ist mein Fehler! Der neue ist ein Butterworth 3. Ordnung als Sallen-Key Variante mit 500Hz fg. Siehe Anhang. >Aber das Nutzsignal soll nach der phasenselektiven Gleichrichtung doch >wieder eine (ggf. langsam varierende) Gleichspannung werden, die >Trägerfrequenz soll am Ausgang nicht mehr sichtbar sein. Jaein. Da der TF-Verstärker für DMS genutzt werden soll bestimmt die Trägerfrequenz die maximal Frequenz der detektierbaren Messgröße. "Siehe Stefan Keil - Dehnungsmessstreifen" da ja die Brückenverstimmung auf die Amplitude moduliert wird. Das bedeutet aber auch, dass ein TP mit fg 500 Hz mir alle Messgrößen ebenfalls wegfilter, da die Amplitude der gleichgerichteten Trägerfrequenz sich eben mit bis zu 1kHz ändert.
OLEDler schrieb: > Da der TF-Verstärker für DMS genutzt werden soll bestimmt die > Trägerfrequenz die maximal Frequenz der detektierbaren Messgröße. ja, das macht sie. aber das bedeutet nicht, dass du bei einer Trägerfrequenz von 1kHz sinnvoll Nutzsignale von 1kHz verarbeiten kannst. wenn du Nutzsignale von 1kHz hat, dann solltest du die Trägerfrequenz deutlich größer wählen. und dann kannst du auch das Filter sinnvoll auslegen.
Achim S. schrieb: > OLEDler schrieb: >> Da der TF-Verstärker für DMS genutzt werden soll bestimmt die >> Trägerfrequenz die maximal Frequenz der detektierbaren Messgröße. > > ja, das macht sie. aber das bedeutet nicht, dass du bei einer > Trägerfrequenz von 1kHz sinnvoll Nutzsignale von 1kHz verarbeiten > kannst. wenn du Nutzsignale von 1kHz hat, dann solltest du die > Trägerfrequenz deutlich größer wählen. und dann kannst du auch das > Filter sinnvoll auslegen. Das habe ich mir auch schon gedacht, als ich deine Antwort gelesen habe. Also schließe ich daraus, dass es außer einem TP keine Alternative gibt das Signal zu glätten? Eine Frage abseits davon hätte ich noch. Wofür genau dienen R15 & 16? Diesen Teil habe ich so aus einer Forschungsarbeit entnommen, als ich nach sinnvollen und günstige Lösungen für eine synchron Gleichrichtung gesucht habe.
OLEDler schrieb: > Eine Frage abseits davon hätte ich noch. Wofür genau dienen R15 & 16 kann ich dir gerade nicht sagen, weil ich jetzt am Handy bin und darauf die Simulation nicht öffnen kann. OLEDler schrieb: > dass es außer einem TP keine Alternative gibt das Signal zu glätten? ein Tiefpass ist der normale und angemessene Weg
Achim S. schrieb: > OLEDler schrieb: >> Eine Frage abseits davon hätte ich noch. Wofür genau dienen R15 & 16 > > kann ich dir gerade nicht sagen, weil ich jetzt am Handy bin und darauf > die Simulation nicht öffnen kann. > > OLEDler schrieb: >> dass es außer einem TP keine Alternative gibt das Signal zu glätten? > > ein Tiefpass ist der normale und angemessene Weg Ok, hab vielen Dank erst einmal für deine Hilfe! Dann werde ich die nötigen Änderungen vornehmen.
OLEDler schrieb: > Der Punkt an dem es aktuell hakt ist die Glättung der synchron > gleichgerichteten Ausgangsspannung ganz zum Schluss. Da diese, je nach > Brückenverstimmung positiv und negativ sein kann, schließt dies den > Einsatz einer Diode mit Kondensator (Spitzendetektor) aus. > Natürlich könnte man jetzt sagen man nimmt einfach zwei Kanäle, einen > für die positive- und einen für die negative Verstimmung. Da aber > insgesamt 4 Kanäle damit realisiert werden sollen artet das das dann > doch etwas aus. Man kann aber dadurch wirksam glätten, dass man (anstelle des geschalteten Gleichrichters)durch eine sample-Schaltung z.B nur den Scheitelwert der Ausgangsspannung abtastet und durch hold-Schaltung bis zum nächsten Abtastimpuls hält. Beim Abtastimpulsen von z.B. 1µs Dauer und hold-Zeit von 1ms gibt das schon eine gute Glättung. Aus der Aufbereitung eines DDS dürften sich die Abtastimpulse für den Spitzenwert leicht herleiten lassen. Problem wäre nur der Abgleich der Brücke in den kapazitiven Komponenten, denn sonst gibt es im Nullübergang zwischen plus und minus einen Übergangsbereich mit 90 Grad Phasenverchiebung
Abseits von der ganzen Diskussion, macht man das anders viel besser: Man verstärkt (+Tiefpass) das Brückensignal z.B. differentiell (2x OPA) und fährt so in einen differentiellen ADC. Jetzt kann man das Rauschen digital filtern (MAV). Danach den DC-Offset wegrechnen und dann synchron die Werte des ADCs invertieren oder unverändert lassen, was einer Synchrongleichrichtung entspricht. Das nachjustierte Phasensignal für die Invertierung gewinnt man aus der DDS. Und dann berechnet man aus dem gepufferten Datensatz den RMS-Wert. Für hochgenaue Messungen sollte man das Trägersignal (Sense-Brückenspeisung) mit zusätzlichen differentiellen Eingängen, ebenso messen. Die Trägerfrequenz sollte mindestens das zehnfache der maximalen Signalfrequenz sein.
Peter R. schrieb: > Man kann aber dadurch wirksam glätten, dass man (anstelle des > geschalteten Gleichrichters)durch eine sample-Schaltung z.B nur den > Scheitelwert der Ausgangsspannung abtastet und durch hold-Schaltung bis > zum nächsten Abtastimpuls hält. > Beim Abtastimpulsen von z.B. 1µs Dauer und hold-Zeit von 1ms gibt das > schon eine gute Glättung. > Aus der Aufbereitung eines DDS dürften sich die Abtastimpulse für den > Spitzenwert leicht herleiten lassen. > Problem wäre nur der Abgleich der Brücke in den kapazitiven Komponenten, > denn sonst gibt es im Nullübergang zwischen plus und minus einen > Übergangsbereich mit 90 Grad Phasenverchiebung Das wäre auch eine praktikable Lösung. Allerdings dürfte die halte Zeit nur die Halbe Periodendauer sein, da ja dann schon der nächste Messwert vorliegt. Aber an sich keine schlechte Idee. Ich werde es fürs erste im Hinterkopf behalten. @Achim Nochmal wegen dem Drift an U1, ist mein Gedanke richtig, "einfach" einen Widerstand gegen Masse zu schalten? Das wäre ja dann quasi ein normaler HP 1. Ordnung.
erst zu deiner früheren Frage: OLEDler schrieb: > Eine Frage abseits davon hätte ich noch. Wofür genau dienen R15 & 16? In deiner Simu ist das Modell des AD795 nicht enthalten. Da R15 und R16 in dessen Nähe verwendet werden, kann ich mir also nur erraten, wie die Schaltung dort konkret aussieht. An der Stelle werden wohl aus dem Trägersignal mit Komparatoren Schaltsignale für den phasenselektiven GR erzeugt. Viele Komparatoren haben Open-Kollektor-Ausgänge. Die brauchen Pullups, um den High-Pegel einzustellen. R15 und R16 könnten als solche Pullups gedacht sein, dafür sind sie aber recht hochohmig. Du verwendest offenbar den AD795 als Komparator. Das ist keine gute Wahl: wenn du ihn mit +-5V versorgst, schafft er am Ausgang als high-Pegel grade mal 1V-2,5V. Der Pullup (R15 und R16) hilft ihm, zu etwas höheren Ausgangsspannungen zu kommen. Aber die richtige Lösung wäre, einen echten Komparator anstelle dieses OPVs zu verwenden. OLEDler schrieb: > Nochmal wegen dem Drift an U1, ist mein Gedanke richtig, "einfach" einen > Widerstand gegen Masse zu schalten? Das wäre ja dann quasi ein normaler > HP 1. Ordnung. Wenn du den Widerstand direkt nach C4 einfügst, dann geht das. (wenn du ihn nach R14 einfügen würdest, dann würde sich die Charakteristik deines Filters völlig verändern und "dein TF-Signal wegschlucken". Schau halt für die Gesamtschaltung um U1, ob sie die gewünschte Filterwirkung hat oder nicht - dafür ist LTSpice ja ideal geeignet. Verwende einfach reale OPA-Modelle anstelle des "universal OpAmp2". Dann werden hoffentlich auch die realen "Dreckeffekte" (wie der bias-Strom) einigermaß mitsimuliert.
Achim S. schrieb: > An der Stelle werden wohl aus dem Trägersignal mit Komparatoren > Schaltsignale für den phasenselektiven GR erzeugt. Viele Komparatoren > haben Open-Kollektor-Ausgänge. Die brauchen Pullups, um den High-Pegel > einzustellen. R15 und R16 könnten als solche Pullups gedacht sein, dafür > sind sie aber recht hochohmig. Um ehrlich zu sein habe ich die Schaltung einfach kopiert von https://shodhganga.inflibnet.ac.in/bitstream/10603/89983/9/09_chapter 2.pdf da sie genau den Zweck erfüllt, den ich benötige. Ich habe leider nicht die Zeit mich so umfangreich einzuarbeiten in das Thema OPV um diesen Sachverhalt zu kennen. Deshalb vielen Dank für die Erklärung!! > Du verwendest offenbar den AD795 als Komparator. Den AD795 habe ich nur für die Simulation ausgewählt, da ich noch nicht so vertraut mit den ganzen Unterschieden bin. Während meiner Suche hat sich das ganze etwas aufgeklärt. Für die erste, reale Schaltung werde ich den AZ4580MTR-G1 nehmen. > Schau halt für die Gesamtschaltung um U1, ob sie die gewünschte > Filterwirkung hat oder nicht - dafür ist LTSpice ja ideal geeignet. > Verwende einfach reale OPA-Modelle anstelle des "universal OpAmp2". > Dann werden hoffentlich auch die realen "Dreckeffekte" (wie der bias- > Strom) einigermaß mitsimuliert. Das Problem ist nur die ganzen, realen Modelle und die jeweiligen Kennwerte in LTSpice rein zu bringen. Das ist sehr Zeitaufwändig, aber natürlich würde die Simulation dann deutlich näher an der Realität liegen. Vielen Dank für die Erläuterungen, es war definitiv hilfreich!
OLEDler schrieb: > Für die erste, reale Schaltung werde > ich den AZ4580MTR-G1 nehmen. Na ja, der kommt immerhin ein bisschen näher an die 5V ran. Aber an dieser Stelle ist die Funktion eines Komparators gefragt. Warum nimmst du nicht einen echten Komparator sondern zweckentfremdest stattdessen einen (Audio)-OPV in Komparatorschaltung? OLEDler schrieb: > Das Problem ist nur die ganzen, realen Modelle und die jeweiligen > Kennwerte in LTSpice rein zu bringen. Du kannst ja mal mit den realen OPV-Modellen anfangen, die schon in LTSpice integriert sind. Such dir einen von denen aus, dessen Kennwerte deinem tatsächlich verwendeten OPV wenigstens nahekommen. Das ist schon dann schon mal etwas näher an der Realität als ein idealisiertes OPV-Modell.
Achim S. schrieb: > Du kannst ja mal mit den realen OPV-Modellen anfangen, die schon in > LTSpice integriert sind. Such dir einen von denen aus, dessen Kennwerte > deinem tatsächlich verwendeten OPV wenigstens nahekommen. Das ist schon > dann schon mal etwas näher an der Realität als ein idealisiertes > OPV-Modell. Ich habe fürs erste den OP284 verwendet, da er dem eigentlich nahe kommt. Damit funktioniert leider überhaupt nichts mehr. Der DC-Offset macht die Synchrongleichrichtung unmöglich..
OLEDler schrieb: > Ich habe fürs erste den OP284 verwendet, da er dem eigentlich nahe > kommt. Damit funktioniert leider überhaupt nichts mehr. Der DC-Offset > macht die Synchrongleichrichtung unmöglich.. Willkommen in der realen Welt ;-) (oder zumindest in einer etwas realitäts-näheren als die bisherigen Simus). Dann zeigt doch mal, wie die Schaltung mit OP284 nun konkret aussieht und wie deine Ergebnisse aussehen, die den Einsatz "unmöglich" machen. Hast du den Widerstand für den DC-Pfad nach Masse (für den bias-Strom) schon eingefügt? Hast du den Gleichtaktbereich deiner Signalverstärker richtig ausgelegt?
Danke, der Empfang lässt leider etwas zu wünschen übrig. Spaß bei Seite, die Simu kann ich leider nicht durchführen weil LTSpice einfach aufgibt. Die AC-Kopplung am Anfang spare ich mir auch, weil ich spätestens nach dem ersten OPV sowieso wieder ein DC-Offset drin habe. Da dieses Offset eigentlich nur bei den Komperatoren Probleme macht, dachte ich mir diese dann "einfach" mit einer AC-Kopplung zu versehen. Wie gesagt, ich kann leider nichts simulieren. Sonst bliebe wirklich nur noch die eine Möglichkeit nach dem Differenzverstärker in einen ADC zu gehen und den Rest mit einem uC zu machen. Das wollte ich eigentlich vermeiden, da ein analoger Schaltkreis ja quasi in Echtzeit arbeitet, während ein uC das Ganze in Relation deutlich mehr verzögert.
OLEDler schrieb: > Spaß bei Seite, die Simu kann ich leider nicht durchführen weil LTSpice > einfach aufgibt. Was heißt das? Welche Fehlermeldung bekommst du? Ich kann deine Simulationsprobleme nicht nachvollziehen, weil ich nicht dein Modell des OP284 habe. Ersetze ihn in deiner Simu doch einfach mal durch einen OPV, der beim "Lieferumfang" von LTSpice schon mit dabei ist. Meinetwegen mit dem RH1498. Läuft die Simu dann? Dein phasensel. GR kann in deiner Schaltung nicht funktionieren. Du musst die Schaltschwelle der Komparatoren auf die Mittel des TF-Signals einstellen. Momentan steht die Schaltschwelle noch auf GND, die Komparatoren (und damit der GR) schalten also nie um. Mache entweder das Versorgungssignal der Brücke wieder symmetrisch zu Masse. Oder erzeuge dir als Schaltschwelle einfach den "Mittelwert" des TF-Signals
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Achim S. schrieb: > Ich kann deine Simulationsprobleme nicht nachvollziehen, weil ich nicht > dein Modell des OP284 habe. Der OP284 ist ein Standart OPV aus der Bibliothek. Ich benutzt die neueste Spice Version. Grundsätzlich kommt der "Time step to small" Fehler. Diesbezüglich habe ich die Simulation schon versucht anzupassen. Der einzige OPV mit dem die Simulation geklappt hat war der AD8031. > Dein phasensel. GR kann in deiner Schaltung nicht funktionieren. Du > musst die Schaltschwelle der Komparatoren auf die Mittel des TF-Signals > einstellen. Momentan steht die Schaltschwelle noch auf GND, die > Komparatoren (und damit der GR) schalten also nie um. Das genau ist ja das Problem. Der DC-Offset ändert sich ja je nach Temperatur etc. Insofern müsste ich ein Threshold einbauen. Nur wie soll ich vorher wissen, wie hoch das sein wird? > Mache entweder das Versorgungssignal der Brücke wieder symmetrisch zu > Masse. Oder erzeuge dir als Schaltschwelle einfach den "Mittelwert" des > TF-Signals Das versuche ich ja, nur funktioniert die AC-Kopplung am Anfang überhaupt nicht. Der DC-Offset bleibt einfach bestehen. Ich habe jetzt mal alles etwas angepasst, mit einer AC-Kopplung an den Komparatoren. Bringt aber auch nichts, es kommt nichts sinnvolles raus.
OLEDler schrieb: > Der OP284 ist ein Standart OPV aus der Bibliothek. Ich benutzt die > neueste Spice Version. ok, in meiner Version nicht (ist schon etwas älter). OLEDler schrieb: > Grundsätzlich kommt der "Time step to small" Fehler. schon den alternat sovler probiert? In meiner Version einstellbar per Simulate -> Control Panel -> Spice -> Solver -> Alternate OLEDler schrieb: > Der DC-Offset ändert sich ja je nach > Temperatur etc. Insofern müsste ich ein Threshold einbauen. Nur wie soll > ich vorher wissen, wie hoch das sein wird? Du könntest den Mittelwert der TF einfach messen (TF über einen Tiefpass schicken, der die 1kHz glattbügelt - was hinten rauskommt ist die benötigte Schaltschwelle). Und du könntest vermeiden, dass der Offset so wahnsinnig groß wird. Dass auf dem Messsignal ein Offset auftritt ist bei AC-Brücken nicht ungewöhnlich. Dass die TF schon ein Problem mit dem Offset hat, kommt aber durch ungeschickte Dimensionierung. Dein OPV hat einen bias-Strom von rund 100nA. Über den großen Vorwiderstand deines Filters (>1MOhm) macht das einen Offset von 100mV, der ggf. noch hochverstärkt wird. Bau das Filter neu (niederohmiger). Wenn der Widerstand nur 100kOhm betragen würde, wäre der Offset 10 mal kleiner. Dann kannst du den Offset in erster Näherung kompensieren. Pack in die Rückkopplung zum invertierenden Eingang den selben Widerstand, den der DC-Pfad zum nicht-invertierenden Eingang auch sieht. Dann siehst du nicht mehr den Effekt des bias-Stroms, sondern nur noch des Offset-Stroms. Das macht dein Problem wieder ein Größenordnung kleiner. Wenn der Offset der TF dann immer noch ein Problem darstellen sollte, dann kannst du auch hinter U1 noch eine weitere AC-Kopplung einbauen. Spätestens dann sollte Vout2 fast offsetfrei sein. OLEDler schrieb: > Das versuche ich ja, nur funktioniert die AC-Kopplung am Anfang > überhaupt nicht. Der DC-Offset bleibt einfach bestehen. Ne, bleibt er nicht. Vielleicht musst du der Simu länger Zeit zum "Einschwingen" geben. Wie ist die Grenzfrequenz deiner AC-Kopplung? Und du musst dafür sorgen, dass der bias-Strom keinen solch großen Offset am Ausgang von U1 erzeugt (siehe ein paar Zeilen weiter oben).
Achim S. schrieb: > schon den alternat sovler probiert? In meiner Version einstellbar per > Simulate -> Control Panel -> Spice -> Solver -> Alternate Hatte ich probiert, hat leider nichts gebracht. Scheinbar ist das model verbugged? Mit anderen OPV funktioniert es ohne Probleme, auch Standardeinstellung. > Du könntest den Mittelwert der TF einfach messen (TF über einen Tiefpass > schicken, der die 1kHz glattbügelt - was hinten rauskommt ist die > benötigte Schaltschwelle). Das wäre ja smart. > Dein OPV hat einen bias-Strom von rund 100nA. Über den großen > Vorwiderstand deines Filters (>1MOhm) macht das einen Offset von 100mV, > der ggf. noch hochverstärkt wird. Bau das Filter neu (niederohmiger). > Wenn der Widerstand nur 100kOhm betragen würde, wäre der Offset 10 mal > kleiner. Das wusste ich vorher noch nicht, danke für den Hinweis. Dann sollte ich da nochmal ran. Hättest du da einen Link wo ich mir das genauer nachlesen kann? Unabhängig davon klappt es jetzt mit der AC-Kopplung. Ich habe sie einfach zwischen U1 und U2 gepackt. Jetzt ist die TF DC frei. Das viel größere Problem, dass ich jetzt allerdings habe ist folgendes: Aus dem Gleichrichter kommen wie gewünscht, je nach Verstimmung, positive- bzw. negative Halbwellen. Mit einem AD8031 kommen aus dem TP am Ende jedoch immer eine positive Spannung raus. Das liegt aller Wahrscheinlichkeit daran, wie du bereits erklärt hast, dass die Widerstände zu hoch sind (1.88MOhm+). Mit einem AD8657 als OPV im Filter zum Schluss habe ich das Problem hingegen nicht, da kommt nur eine leicht versetzte Gleichspannung raus (kleiner, negativer DC-Offset). Dann werde ich wohl nochmal die Filter überarbeiten und dann sollte es eigentlich gut sein. Anbei noch die letzte Version. Ohne dich wäre ich wohl erst derbe auf die Nase gefallen und dann verzweifelt. Insofern bin ich dir unendlich dankbar!
OLEDler schrieb: > Das wusste ich vorher noch nicht, danke für den Hinweis. Dann sollte ich > da nochmal ran. Hättest du da einen Link wo ich mir das genauer > nachlesen kann? ich hätte jetzt mal frech gesagt: jedes Lehrbuch, das sich mit den nicht-idealen Eigenschaften von OPV-Schaltungen beschäftigt. In meinem Tietze-Schenk (12. Auflage) ist es in Kapitel 5.2 (Abschnitt Eingangsströme). Nochmal zur Klärung: das reduziert nicht den eigentlichen Spannungsoffset des OPV. Aber es reduziert den Offset, der sich aus dem bias-Strom im Zusammenspiel mit dem Vorwiderstand ergibt. Und der dominiert bei dir im Augenblick. OLEDler schrieb: > Mit einem AD8031 kommen aus dem TP am Ende jedoch immer eine positive > Spannung raus. Das liegt aller Wahrscheinlichkeit daran, wie du bereits > erklärt hast, dass die Widerstände zu hoch sind (1.88MOhm+). > Mit einem AD8657 als OPV im Filter zum Schluss habe ich das Problem > hingegen nicht typische Werte des input bias Stroms: AD8031: 450 nA (bipolare Eingangsstufe) AD8657: 5 pA (nMOS Eingangsstufe) Das soll aber nicht heißen, dass du nur auf den bias-Strom achten sollst - der MOS-OPV hat dafür andere Nachteile. Bau lieber die Schaltung einen Faktor 10 bis 100 niederohmiger auf (sofern du nicht zwingende Gründe hast, dass die Widerstände im MOhm Bereich liegen müssen). Ganz generell: du kannst eine Menge aus den Application-Notes von guten Herstellern lernen. Aus anderen Internetquellen kannst du ebenfalls lernen, aber du musst selbst mehr Arbeit reinstecken, gute von schlechten Lösungen zu unterscheiden. Für deine Anwendung ist der "klassische" Baustein der AD630. Er ist inzwischen schon uralt, und er braucht ggf. eine größere Versorgungsspannung als aktuelle Bausteine. Aber wenn du in dessen Application Notes einen Schaltungsvorschlag siehst, kannst du davon ausgehen, dass der voraussichtlich auf Anhieb funktionieren wird.
Achim S. schrieb: > ich hätte jetzt mal frech gesagt: jedes Lehrbuch, das sich mit den > nicht-idealen Eigenschaften von OPV-Schaltungen beschäftigt. In meinem > Tietze-Schenk (12. Auflage) ist es in Kapitel 5.2 (Abschnitt > Eingangsströme). Den hab ich auch, werde ich nochmal einen genaueren Blick rein werfen. > Das soll aber nicht heißen, dass du nur auf den bias-Strom achten sollst > - der MOS-OPV hat dafür andere Nachteile. Bau lieber die Schaltung einen > Faktor 10 bis 100 niederohmiger auf (sofern du nicht zwingende Gründe > hast, dass die Widerstände im MOhm Bereich liegen müssen). Die Werte kommen direkt von den Filter Designern von AD und TI. Dann werde ich einfach händisch einen ausrechnen, dann kann ich auch deutlich tiefer mit den Werten gehen. > Für deine Anwendung ist der "klassische" Baustein der AD630. Er ist > inzwischen schon uralt, und er braucht ggf. eine größere > Versorgungsspannung als aktuelle Bausteine. Den wollte ich auch eigentlich von Anfang an nehmen. Allerdings ist er mit 30€ einfach zu teuer. Dann brauche ich für jeden Kanal einen, das sind dann 120€. OPV hingegen kosten 0,50 € das Stück, da kann ich auch 10 drauf schmeißen und bin immer noch billiger dabei. Sonst ja, natürlich wäre der deutlich unproblematischer!
OLEDler schrieb: > Die Werte kommen direkt von den Filter Designern von AD und TI. Dann > werde ich einfach händisch einen ausrechnen, dann kann ich auch deutlich > tiefer mit den Werten gehen. Dort kannst du normalerweise Entwurfsstrategien vorgeben. Gehe weg von "low power" und hin zu "low noise", dann werden die Widerstände kleiner. OLEDler schrieb: > Allerdings ist er > mit 30€ einfach zu teuer. da ist was dran. Wobei sich der Kostenunterschied nach einem eventuellen Fehldesign schnell relativiert.
Achim S. schrieb: > Dort kannst du normalerweise Entwurfsstrategien vorgeben. Gehe weg von > "low power" und hin zu "low noise", dann werden die Widerstände kleiner. Sehr schön, jetzt habe ich diesbezüglich auch wieder etwas gelernt. > da ist was dran. Wobei sich der Kostenunterschied nach einem eventuellen > Fehldesign schnell relativiert. Ich hätte mich jetzt für den MCP6292 entschieden. V_os: 3 mV I_b: 1 pA I_os: 0,05 pA GBP: 10 MHz SR: 6.5 V/us Die Input offset Spannung ist etwas hoch im Vergleich zum AD8676 mit 100 uV, kostet dafür aber nur 1/5.
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