Hallo, ich habe eine Schaltung mit einem Mosfet und einem Transistor, und wollte ich mal erkundigen, wie man die Widerstände richtig wählt. Schaltung befindet sich im Anhang. Die Schaltgeschwindkeit des Mosfets ist relativ egal, da dieser nur ca. einmal alle 10s umschaltet. Oder bringt ein langsames umschalten nachteile für den FET? LG Andy
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Hallo Andy, ich nehme jetzt mal an, dass T1 ein NPN-Transistor ist (es fehlt der Emiter-Pfeil). Aber ohne eine Angabe der Spannungswerte (U1, U3) kann man da nichts berechnen. Oder möchtest Du nur eine allgemeine Vorgehensweise haben, wie man prinzipiell an sowas rangeht? Hoschti
Ups stimmmt den pfeil hab ich echt vergessen, aber richtig es ist ein NPN. Genau es geht mir um die alg. herangehensweise.
Andy schrieb: > Oder bringt ein langsames umschalten nachteile für den FET? Je langsamer du umschaltest, desto länger ist er im ohmschen Bereich, desto mehr Wärme entsteht. Bei der Schaltfrequenz dürfte das aber eher irrelevant sein.
Andy schrieb: > ... und wollte ich mal erkundigen, wie man die Widerstände richtig wählt. Und wenn das erledigt ist, kannst du dich mal schlau machen, wie man Bilder in der richtigen Orientierung erzeugt :-(
Dann fangen wir mal ganz "dumm" an: Der Strom durch R1 (nenne ich nachher I1)und der Wert von R1 müssen so gewählt werden, das der Spannungsabfall an R1 reicht, den FET sauber durchzusteuern. Hier hilft nur ein Blick in das Datenblatt des Wunschkandidaten. R1 soll weiter nicht zu hochohmig sein, damit der FET beim Ausschalten auch sauber abschaltet. I1 muss dann von T1 geschaltet werden. Wenn da ein einfacher Schalt-Transistor genommen werden soll, wird man sicher nur ein paar Milliampere fließen lassen wollen. Mit diesem Kollektorstrom kann man dann den notwendigen Basis-Strom von T1 abschätzen (mit ausreichend Reserve, damit T1 auch sauber durchschaltet). Z.B. für 10 mA Kollektorstrom kommt man mit 0,5 bis 1 mA Basisstrom voll hin. (Sind aber alle Pi * Daumen Werte). Kommt halt ein wenig auf den gewählten T1 an. Auch hier hilft der Blick ins betreffende Datenblatt. Mit dem Basis-Strom kann man sich dann an den Spannungsteiler heran machen. Die Eingangsspannung U3 bestimmt mit der Randbedingung des Basisstroms die Werte. Die berechneten Werte immer auf "Normwerte" runden und dann nochmal nachrechnen, ob es immer noch passt. Damit sollte eigentlich alles klappen. Ist ja eine einfach Schaltstufe. Wenn das ganze dann aufgebaut ist (Steckbrett bietet sich hier an, löten auf Lochraster geht natürlich genau so), kann man zu Forschungszwecken ja mal ein wenig mit der Werten spielen und messen, wie sich das auswirkt. Nur aufpassen, das der berüchtigte "magische Rauch" nicht erscheint und die Schaltung in Rauch aufgeht. Viel Erfolg! Hoschti
Hoschti schrieb: > Der Strom durch R1 (nenne ich nachher I1)und der Wert von R1 müssen so > gewählt werden, das der Spannungsabfall an R1 reicht, den FET sauber > durchzusteuern. Warum meinst du, dass es an R1 einen Spannungsabfall zu dimensionieren gibt? Der FET wird leistungslos gesteuert, d.h. da fließt statisch kein Strom und T1 sollte für Schaltbetrieb in der Sättigung arbeiten. Die Spannung über R1 ist damit U1-U_CEsat. R1 ist für die Zeitkonstante beim Abschalten wichtig.
Andy schrieb: > Genau es geht mir um die alg. herangehensweise. Du mußt Dir zunächst einen MOSFET aussuchen. - Wieviel Strom soll geschaltet werden? - Spannung? - wie schnell muß geschaltet werden? - Ugs, die Schaltschwelle beachten. --- manche schalten schon bei Logig-Pegeln --- andere erst bei weit über 5 V MOSFET https://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0510161.htm Der MOSFET ist spannungsgesteuert. Es fließ nicht wie beim NPN Transistor ein Basisstrom. Aber das Gate des MOSFETs hat eine Kapazität und diese Ladung muß entfernt oder zugeführt werden. Je schneller desto weniger Schaltverluste. Es können Impulse über 1 A nötig sein. Dies ist bei der Emitterschaltung zu berücksichtigen. Wie man die Emitterschaltung berechnet zeigt das Kompendium. Emitterschaltung https://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0204302.htm Für solche Sachen ist LTspice eine gute Hilfe. mfg Klaus
was schrieb: > Bei der Schaltfrequenz dürfte das aber eher irrelevant sein. Es genügen für R1 etwa 1k bei U1 von 12V. R3 darf im C-Betrieb (Sättigungsbetrieb) 30 mal so groß sein, aber bei U3 von nur 3,3V um Faktor 4 weniger und wegen R2 nochmal etwa die Hälfte. Also R3 = 3k3. R2 ist nur bei einem offenem Eingang, oder bei hohen Schaltfrequenzen erforderlich. In deinem Fall genügen für R2 = 22k. Tipp: R1 darf bei Ansteuerung eines Mosfets bei niedrigen Frequenzen auch 10k sein, weil der Mosfet keinen Steuerstrom benötigt. Außerdem verringert der 10k den Ruhestrom erheblich, gegenüber 1k.
Auch wenn man selten schaltet, sollte die 'Geschwindigkeit' nicht zu langsam sein: R1 muss schließlich beim Ausschalten die Gatekapazität wieder entladen. Das ist vor allem dann wichtig, wenn die Last an U2 relativ viel Strom benötigt. Ein kleiner R1 lässt halt im eingeschalteten Zustand relativ viel Strom fließen (Nachteil bei Batteriebetrieb z.B.), ein großer schaltet den FET zu langsam ab (SOA, Verlustleistung im FET) → Kompromiss. Wenn U1 kleiner als die maximal zulässige Gatespannung ist, dann kann man die Schaltung so lassen. Ist sie größer, dann muss zwischen T1-C und Q1-G noch ein zweiter Widerstand und am Besten parallel zu R1 eine Z-Diode (etwa 3/4 der max. Gatespannung). Schon der zweite Widerstand reicht und kann als Teiler mit R1 dafür sorgen, dass UGS_max nicht überschritten wird. Nachdem R1 (und ggf. ein R1') festgelegt sind, hast du den Kollektorstrom durch T1. Mit Bmin und einem Übersteuerungsfaktor weißt du den Basisstrom. Den muss abhängig von U3 der R3 fließen lassen. R2 ist nicht unbedingt notwendig, kann aber sinnvoll sein, wenn man sicher gehen will, dass z.B. bei einem offenen Eingang bei U3 T1 nicht durch Störungen, Anfassen o.ä. evtl. mal leitend wird. Grobes Zahlenbeispiel ohne große Rechnung: 1.) Annahmen - U1 = 12V (eine Gatespannung von 12V halten die meisten FETs aus) - U3 sei Logiksignal 5V - T1 sei z.B. BC547, Bmin > 100 2.) Dimensionierung - 5mA für den R1 reichen locker - R1 = 12V/5mA = 2.4k, Wahl: 2k2 - Bmin/Übersteuerungsfaktor z.B. 3: B = 30 - Basisstrom 5mA/30 = 170µA - R3 = (5V-UBE)/IB = 4.3V/170µA = 25k, Wahl 22k oder besser 18k, wenn man dem R2 auch noch was spendieren möchte. - R2: Pi mal Schnauze: 50k, da fließen dann max. 15µA durch. Wenn der FET eine recht große Gatekapazität hat, sollte man den R1 kleiner wählen damit das Gate beim Ausschalten schneller entladen ist und er zügig aus dem analogen Bereich herauskommt. Ist eben dann wichtig, wenn große Ströme geschaltet werden sollen. Dafür ist diese einfache Schaltung aber auch nicht optimal, dafür gibt es dann aktive Treiberschaltungen.
Andy schrieb: > wie man die Widerstände richtig wählt. UGS(on) = Gate-Spannung des eingeschaltsten MOSFETs (z.B. 10V) t = gewünschte Abschaltzeit des MOSFETs (z.B 0.000001s) Cg = effektive Kapazität des Gates des MOSFETs (z.B. 0.000000001F) R1 = (t/Cg)/UGS(on) (z.B. 100 Ohm) R3 = U3/((U1/R1)/20) (z.B. bei U3=5V 1000 Ohm). R2 entfällt wenn U3 zum Abschalten mit 0V verbunden wird und nicht einfach offen bleibt. Die 20 sind etwas hingeschummelt. Im Prinzip reicht ein Umladestrom zum Einschalten der so hoch ist wie der Abschaltstrom durch R1, also 2*I1/hFE als Basisstrom. Da aber hFE nicht gut definiert ist, geht man eher auf die sichere Seite und schaltet schneller ein als nötig.
Wie sieht es eigentlich mit dem Strom aus der für das Gate des Mosfet benötigt wird? Muss da was beachtet werden?
Andy schrieb: > Wie sieht es eigentlich mit dem Strom aus der für das Gate des Mosfet > benötigt wird? Muss da was beachtet werden? Statisch benötigt das Gate keinen Strom, nur beim Ein- bzw. Ausschalten zur Ladung/Entladung der Gatekapazität. Beim Einschalten wird der von T1 mit geliefert, beim Ausschalten muss R1 den Strom ableiten. Deshalb ist dieser auch relativ niedrig gewählt.
Andy schrieb: > Wie sieht es eigentlich mit dem Strom aus der für das Gate des Mosfet > benötigt wird? Muss da was beachtet werden? Die Spannungshöhe des Impulses. Siehe MaWin (oder LTspice). mfg klaus
Was für nachteile habe ich den, wenn ich den Strom ins Gate niedrighalte. Klar ist die Schaltzeiten verlängern sich, kann das aber auch zu schäden am Mosfet führen, wenn diese zu lange dauern?
Andy schrieb: > Klar ist die Schaltzeiten verlängern sich, kann das aber > auch zu schäden am Mosfet führen, wenn diese zu lange dauern? Das kommt drauf an, wieviel Strom durch den MOSFET fließt. Wenn die Verlustenergie während Umschaltvorgangs zu groß ist, schmilzt im Extremfall das Silizium in deinem MOSFET.
Andy schrieb: > Klar ist die Schaltzeiten verlängern sich, kann das aber > auch zu schäden am Mosfet führen, wenn diese zu lange dauern? Ja. Den schlimmste Fall kann man sich leicht ausdenken: du hast den halben Verbraucherstrom durch den MOSFET, weil der genau halb geöffnet ist. Beispiel: Verbraucher hat 12V, 10A Dann fallen an Drain-Source 6V ab und gleichzeitig fließt ein Strom durch ihn von 5A. Macht dann 30W Verlustleistung im MOSFET. Ist er ganz durchgeschaltet, hast du beispielsweise bei einem MOSFET 10mΩ RDS_on. Bei 10A gibt das nur noch 1W Verlustleistung. Deshalb will man diesen mittleren, analogen Bereich möglichst schnell durchlaufen, so dass diese 30W nur sehr sehr kurz anfallen. Das ist bei seltenem Schalten mit wenigen Hz nicht relevant, weil die Wärmekapazität des Chips die Wärme aufnimmt und der Mittelwert klein ist (30W für 100µs alle Sekunde anfallend sind grob 3mW im Mittel). Relevant wird das erst, wenn du sehr oft schaltest, mit 1kHz z.B. Dann wären es dann schon 3W, nur durchs Umschalten. Ich habe jetzt einfach mal grobe Zeiten und Zahlen angenommen, die schon einigermaßen realistisch sind.
Andy schrieb: > Die Schaltgeschwindkeit des Mosfets ist relativ egal Wichtig ist, dass an R2 in eingeschaltetem Zustand mindestens 0,7V abfallen und dass außerdem ausreichend Strom in die Basis des Transistors fließt, dass dieser sauber einschaltet. Sauber einschalten tut er, wenn der Basis-Strom multipliziert mit seinem Verstärkungsfaktor multipliziert mit 3 mindestens so hoch ist, wie der Strom durch R1. Es hängt also alles von R1 ab, der aufgrund deiner Anforderung beliebig groß sein darf. Tipp: Fange da mal mit 1kΩ an.
HildeK schrieb: > hast du beispielsweise bei einem MOSFET > 10mΩ RDS_on. Bei 10A gibt das nur noch 1W Verlustleistung. Noch weniger 0,1 W Verlustleistung. mfg Klaus
Also kann man bei kleinen Schaltzeiten oder kleiner Leistung zB. nehmen wir mal 0.1Hz bei einem Strom von 1A und einer Spannung von 7V auch problemlos langsamer schalten wären ja im schlimmsten Fall 7W. Wenn ich jetzt mal ein MOSFET nehme von Ptot = 14W dürfte selbst im schlimmsten Fall nix passieren oder kommen da noch weitere Proleme hinzu durch das langsame schalten?
Klaus R. schrieb: > Noch weniger 0,1 W Verlustleistung. Verschlimmbessert, 1W stimmt. 10*10*0,01 Andy schrieb: > Wenn ich jetzt mal ein MOSFET nehme von Ptot = 14W dürfte selbst im > schlimmsten Fall nix passieren Wenn der Mosfet auch so gut gekühlt wird, dass die 14W stimmen, ja. Es wäre aber schon äußerst verschwenderisch eine ansonsten unnötige Kühlung zu bauen, nur weil man nicht über die Schaltzeiten nachdenken will.
was schrieb: > Klaus R. schrieb: >> Noch weniger 0,1 W Verlustleistung. > > Verschlimmbessert, 1W stimmt. 10*10*0,01 Danke Ok, ich habe es gesehen. @Andi wenn Du so weit zum Testen bist, zeige hier im Forum Deine Bauteilewahl. Transistor und MOSFET sollten zueinander passen. Ebenso die Widerstände. mfg klaus
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Andy schrieb: > Wenn ich > jetzt mal ein MOSFET nehme von Ptot = 14W dürfte selbst im schlimmsten > Fall nix passieren oder kommen da noch weitere Proleme hinzu durch das > langsame schalten? Ptot kann man auch so übersetzen: wenn du das überschreitest, ist er anschließend tot ?. Theoretisch hast du recht, praktisch brauchst du wahrscheinlich einen Kühlkörper. Es ist halt die Frage, wie lange der MOSFET in dem Übergangsbereich bleibt. Die entstehende Verlustleistung hat die Form einer nach unten geöffneten Parabel mit diesem Maximalwert bei der halben Spannung / dem halben Strom. Man ist trotzdem relativ schnell wieder aus dem Maximalbereich wieder draußen: schon wenige 100mV Änderung der Gatespannung reichen, dass man bereits deutlich weg ist vom Punkt mit der größten Verlustleistung. Dein Ansatz ist zwar machbar, aber eben weniger sinnvoll. Wenn du schnell schaltest (1A), dann macht das ein klitzekleiner FET im SOT23-Gehäuse, so bräuchtest du mindestens einen mit Kühlfahne. Klaus R. schrieb: > was schrieb: >> Klaus R. schrieb: >>> Noch weniger 0,1 W Verlustleistung. >> >> Verschlimmbessert, 1W stimmt. 10*10*0,01 > > Danke Ok, ich habe es gesehen. Ich bin erst mal erschrocken, als ich deine Antwort sah. Aber, alles gut! ?
Andy schrieb: > Was für nachteile habe ich den, wenn ich den Strom ins Gate > niedrighalte. Der Transistor heizt sich mehr auf. > kann das aber auch zu Schäden am Mosfet führen, wenn diese (Schaltzeiten) > zu lange dauern? Ja, wenn er dabei zu warm wird. Ich muss einen Satz korrigieren: > Sauber einschalten tut er, wenn der Basis-Strom multipliziert mit > seinem Verstärkungsfaktor multipliziert mit 3 mindestens so hoch > ist, wie der Strom durch R1. Es muss heissen: Sauber einschalten tut er, wenn der Basis-Strom multipliziert mit seinem Verstärkungsfaktor mindestens 3 mal so hoch ist, wie der Strom durch R1.
Mir geht es nicht um das langsamse schalten, sonder mehr darum den Strom durch R1 möglichst klein zuhalten, wenn der Transistor durch schaltet.
Andy schrieb: > Mir geht es nicht um das langsamse schalten, sonder mehr darum den > Strom durch R1 möglichst klein zuhalten, wenn der Transistor durch > schaltet. Dann mache den R1 halt möglichst groß. Wie hoch ist denn der zuschaltende Strom und wie oft pro Sekunde wirst du schalten? Hast du schon einen MOSFET ausgewählt?
Wie sehe das ganze den aus, wenn der Schaltvorgang einmal pro Minute passiert. Der Strom ID wäre bei 1A. Mosfet der IRF7343P. Spannung am Source also U1 wären 10V. Der Strom über R1 soll so klein wie möglich sein. Transistor könnte man einen 2N3904 wie müsste man dann die andern Widerstände berechnen. Denke mal mit so ein Bsp. wäre es vielleicht leichter.
Wenn du R1, die Gate-Kapazität des Transistors und seine Schaltschwellen kennst (siehe Datenblatt) kannst du ausrechnen, wie lange der Transistor bei jedem Schaltvorgang im analogen Bereich (zwischen An und Aus) ist. In dieser Zeit fällt Pi mal Daumen 50% der maximalen Leistung (Spannung mal Strom) als Wärmeverlust an. Wenn das jetzt zum Beispiel 1/10 der Gesamtzeit 5 Watt wären, dann hast du im Mittel 0,5 Watt Verluste durch die Schaltvorgänge. Dazu addierst du noch die Verluste im eingeschalteten Zustand (wegen Rdson und I). Dann weißt du, wie viel der Transistor insgesamt im Mittel vertragen muss und wie viel du ihn kühlen musst.
Andy schrieb: > einmal pro Minute passiert. Der Strom ID wäre bei 1A, Mosfet der > IRF7343P, Spannung am Source also U1 wären 10V. Der Strom über R1 soll > so klein wie möglich sein. Als NPN Transistor könnte man einen 2N3904 nehmen. Das sind genau die Daten, die in den Eröffnungspost gehört hätten. Jetzt fehlt nur noch die Ansteuerspannung U3 und dann kann die Berechnung endlich los gehen.
Andy schrieb: > Wie sehe das ganze den aus, wenn der Schaltvorgang einmal pro > Minute > passiert. Der Strom ID wäre bei 1A. Konstantstrom, ohmsche Last, oder was anderes??? > Mosfet der IRF7343P. Ohh. > Spannung am > Source also U1 wären 10V. ok > Der Strom über R1 soll so klein wie möglich sein. Darf ich nach dem Sinn fragen? Hinweis: der Strom durch R1 fliest nur bei eingeschalteter Last, also nur dann wenn dein Drainstrom sowieso 1A beträgt.
Stefan ⛄ F. schrieb: > In dieser Zeit fällt Pi mal Daumen 50% der maximalen Leistung (Spannung > mal Strom) als Wärmeverlust an. Lastabhängig. Bei rein ohmscher Last und Leistungsanpassung (also schlimmstenfalls) jeweils 25% am Mosfet und an der Last. Halbe Spannung bedeutet halben Strom, bedeutet ein Viertel Leistung.
Andy schrieb: > Mir geht es nicht um das langsamse schalten, sonder mehr darum den > Strom durch R1 möglichst klein zuhalten, wenn der Transistor durch > schaltet. Wenn es wirklich darum geht, dann nimmt man halt nicht so eine primitive Schaltung.
Andy schrieb: > Der Strom über R1 soll so klein wie möglich > sein. Jetzt sage mal warum! Wenn dein FET eingeschaltet ist, dann bekommt die Last 10V/1A = 10W. Spielt es da eine Rolle, ob R1 50mW oder 0,5mW zusätzlich benötigt? Bei R1 = 1k sind es gerade mal 100mW ... Und wenn ausgeschaltet ist: Null und Nix! Der FET hat laut Modell in LTSpice bei jedem Umschaltvorgang einen Leistungspeak von ca. 2.5W, egal wie schnell geschaltet wird. Schließlich hat er für kurze Zeit den Zustand ID=0.5A bei UGS=5V, das ist immer der Spitzenwert. Und die Simulation zeigt, das bei einem Ein- und Ausschaltvorgang folgende Verlustleistung im Mittel anfällt (wobei nur der Ausschaltvorgang betrachte wurde - die Entladung des Gates über R1; der Einschaltvorgang war idealisiert): - R1 = 1k: 94mW am FET - R1 = 10k: 96mW am FET - R1 = 100k: 125mW am FET - R1 = 1Meg: 420mW am FET Das gilt für 1:1 Tastverhältnis, die Verlustleistung im Ein-Zustand des FET spielt auch eine Rolle, hier sind das etwa 180mW, also im Mittel auch ca. 90mW. Also: 10k sind ein guter Wert. BTW: warum der IRF7343? Da bleibt noch ein nMOS übrig im Gehäuse ...
Vergessen: die Zahlen beziehen sich auf eine Periode von 40ms. Längere Periode reduzieren natürlich die Umschaltverluste.
2 Cent schrieb: >> In dieser Zeit fällt Pi mal Daumen 50% der maximalen Leistung (Spannung >> mal Strom) als Wärmeverlust an. > Bei rein ohmscher Last und Leistungsanpassung (also schlimmstenfalls) > jeweils 25% am Mosfet und an der Last. Halbe Spannung bedeutet halben > Strom, bedeutet ein Viertel Leistung. Ich weiß, ich habe etwas Sicherheit drauf gelegt, weil wir die Last nciht kennen.
HildeK schrieb: > Der FET hat laut Modell in LTSpice bei jedem Umschaltvorgang einen > Leistungspeak von ca. 2.5W, egal wie schnell geschaltet wird. > Schließlich hat er für kurze Zeit den Zustand ID=0.5A bei UGS=5V, das > ist immer der Spitzenwert. Dieses LTspice sagt uns was der Transistor beim Ausschalten für ein Peek zu erwarten hat. Mit 500 mA hätte der 2N3904 ein Problem. Sein maximal zulässiger Strom beträgt 200 mA. Also wäre ein BC337 mit maximal 1 A Peek zuverlässiger. Kostet auch nur 4 Cent. https://www.reichelt.de/bipolartransistor-npn-45v-0-8a-0-625w-to-92-bc-337-40-dio-p219126.html?&nbc=1&trstct=lsbght_sldr::219080 mfg klaus
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Klaus R. schrieb: > Damit hätte der 2N3904 ein Problem. Sein maximal zulässiger Strom > beträgt 200 mA. Also wäre ein BC337 mit maximal 1 A Peek zuverlässiger. > Kostet auch nur 4 Cent. Du hast mich falsch verstanden, weil ich einen Typo drin habe. Ich meinte die DS-Strecke im FET. Während der Schaltphase gibt es den Moment mit halber UDS und halbem Strom → größte momentane Verlustleistung. HildeK schrieb: > Zustand ID=0.5A bei UGS=5V, hätte heißen müssen: bei UDS = 5V. Sorry. Aber der 2N3904 hat aus anderen Gründen schlechte Karten: mit dem hFE ist der doch nicht sinnvoll brauchbar als 'General Purpose' Typ, ein BC547 tut das viel besser. Warum wählt der TO eigentlich so exotische Bauelemente aus? Auch der Peakstrom im Transistor kann theoretisch recht groß werden. Aber die Basisstrombegrenzung und die endlich kleine Umschaltzeit des T reduzieren das zusätzlich; man kann auch bei viel Angst noch 120Ω am Kollektor spendieren.
HildeK schrieb: > Klaus R. schrieb: >> Damit hätte der 2N3904 ein Problem. Sein maximal zulässiger Strom >> beträgt 200 mA. Also wäre ein BC337 mit maximal 1 A Peek zuverlässiger. >> Kostet auch nur 4 Cent. > Wie hoch ist denn der Auschaltpeek über den Transistor? Würde mich mal interessieren. mfg Klaus
Klaus R. schrieb: > Wie hoch ist denn der Auschaltpeek über den Transistor? Würde mich mal > interessieren. Ich weiß nicht, wie gut da die Simulation ist. Ich hab mal 5k Basiswiderstand, den 2N3904 und 10k für R1 gewählt. Die Ansteuerung mit 5V und 10ns Rise-/Falltime. Da gibt es für <200ns einen Puls mit 150mA Peak. Gleiche Bedingungen mit einem BC547 ergibt 90mA für ca 300ns. Mit kleinerem Basiswiderstand ist die Dauer dann kleiner, der Strom dafür größer - klar, die zu entnehmende Ladungsmenge bleibt ja. Auch wenn der Transistor für einige 100ns um Faktor 2 überlastet wäre: das bringt ihn nicht um. Andernfalls: 100Ω vor das Gate oder in den Kollektorkreis und man ist garantiert unter 100mA.
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Hallo HildeK, ich habe jetzt mal selbst simuliert. Ich bin von Andys Schaltskizze ausgegangen und habe eine Last von Source nach GND geschaltet. Ub beträgt 12V. Der Gate Ausschaltimpuls liegt bei 11 mA und hat am Fuß eine Länge von 16 µs bei Flanken von 100 µs. Schaltspannung habe ich für 3,3 V Logig mit 2,7 V angenommen. Der MOSFET Einschaltimpuls hängt ja von R1 ab und kommt auf max. 1 mA. Das war klar. Also kann man ruhig einen BC547 nehmen. Nur bei diesem Typ von Schaltung kann die Last nicht voll ausgesteuert werden. Wenn der BC547 voll schließt, so kommt Ugate zwar auf 12,0 V aber bedingt durch Ugs von ca. 1,4 V bleibt eben eine Spannung zwischen Drain und Source. Der MOSFET hat so eine Verlustleitung von ca. 0,7 W bei gewünschten 1 A Last. Hängt man die Last zwischen Drain und Ub so verringert sich die Verlustleistung auf 28 mW. Es liegen volle 12 V an der Last. mfg klaus
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Klaus R. schrieb: > Ich bin von Andys Schaltskizze ausgegangen und habe eine Last von > Source nach GND geschaltet. Ub beträgt 12V. Andy hat in seiner Schaltung einen P-Kanal MOSFET, der H-Side schaltet - keinen N-Kanal.
Wolfgang schrieb: > Andy hat in seiner Schaltung einen P-Kanal MOSFET, der H-Side schaltet - > keinen N-Kanal. Hat aber danach einen IRF7343 selber gewählt. Der hat zwei MOSFETs, N- und P-Kanal und LTspice stellt ihn als N-Kanal zur Verfügung. mfg Klaus
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Klaus R. schrieb: > Hat aber danach einen IRF7343 selber gewählt. Das ist ein Pärchen mit einem N- und einem P-Kanal Typ im Gehäuse
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Wolfgang schrieb: > Klaus R. schrieb: >> Ich bin von Andys Schaltskizze ausgegangen und habe eine Last von >> Source nach GND geschaltet. Ub beträgt 12V. > > Andy hat in seiner Schaltung einen P-Kanal MOSFET, der H-Side schaltet - > keinen N-Kanal. Ja, LTspice hat den IRF7343P auch in seiner Liste. Aber wie man sieht, es schaltet einfach nicht.? Also, wenn dann den IRF7343N nehmen. Obwohl hier bei Erdung der Last Verluste entstehen. Wenn das Andy nicht wollte, dann muß die Schaltung geändert werden. OK, er hat den IRF7343P gedreht. Änderung folgt. mfg Klaus
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Klaus R. schrieb: > OK, er hat den IRF7343P gedreht. Änderung folgt. Danke ja, OK. Verlustleistung 109 mW.? Obwohl Andy ein paar Grundlagen fehlen, die Schaltung hat er richtig abgezeichnet.? Zumindest wurden jetzt einige Varianten der Schaltung aufgezeigt. mfg Klaus
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Klaus R. schrieb: > Danke ja, OK. Jetzt ist die Schaltung richtig. ? Man könnte jetzt noch einen 100R Widerstand als Strombegrenzung vor das Gate schalten und R3 auf 2k2 oder 3k3 vergrößern, damit der Basisstrom von Q1 nicht unnötig größer ist als der Kollektorstrom. R2 kann auch noch auf 47k vergrößert werden.
Tim schrieb: > Jetzt ist die Schaltung richtig. ? Ja, endlich ?. Und auch R1 könnte locker 10k haben, ohne irgendwas wesentlich zu verschlechtern. Der TO will sowieso nur im Minutentakt schalten.
HildeK schrieb: > Und auch R1 könnte locker 10k haben, ohne irgendwas wesentlich zu > verschlechtern. R1 hat schon 10 k. mfg klaus
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