Hallo, Ich habe einen IRLR7807Z N-MOSFET als Low-Side-Schalter im Einsatz. Dieser soll einen Ausgang schalten, welcher 24V DC führt und maximal 3A abgeben soll. Soweit funktioniert dies auch wunderbar. Der "Knackpunkt" ist der Kurzschlussfalle. Das Gerät soll den Ausgang nach 1ms Überstrom (>3A) abschalten, dies ist gewährleistet (der Strom wird über einen Messwiderstand permanent überwacht). Dennoch wird der Transistor scheinbar schneller zerstört, als die 1ms "vorbei" ist. Wenn ich einen Kurzschluss direkt an den Anschlussklemmen herbeiführe, fließen über den Messwiderstand etwa 30A. Laut Datenblatt unterstützt der Transistor einen "Pulsed Drain Current" von 170A für maximal 400µs - davon bin ich weit entfernt. Was mich irritiert: Figur 8 im Datenblatt "Maximum Safe Operating Area" verstehe ich so, dass bei 30V maximal 10ms lang ein Strom von 300mA und maximal 1ms lang ein Strom von 2A fließen darf, sowie maximal 100µs lang ein Strom von 10A fließen darf. Das kann doch nicht sein, oder? Wo liegt mein Denkfehler? Welchen Transistor brauche ich, der bei 30V dauerhaft 3A verkraftet und im Kurzschlussfalle für 10ms lang 60A aushält (damit sollte ich auf der "sicheren Seite" sein, oder?) Liebe Grüße, Michael
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Michael schrieb: > Wo liegt mein Denkfehler Du glaubst, hoher Strom darf gleichzeitig mit hoher Spannung anliegen. Michael schrieb: > Welchen Transistor brauche ich, der bei 30V dauerhaft 3A verkraftet Einen gigantischen. Du suchst eher einen der voll durchgeschaltet 3A verkraftet, an Spannung liegt dann RDSon x 3A an. Und einen, der bei 60A bei deiner Ansteurspannung nicht in Abschnürbetrieb geht sondern seinen niedrigen RDSon beibehält.
MaWin schrieb: > Einen gigantischen. Wie meinst du das? Die 3A hält das Teil ja mit den 24V stundenlang aus, die Erwärmung ist zwar vorhanden, aber wir sind deutlich von den maximalen Angaben im Datenblatt entfernt. MaWin schrieb: > Du suchst eher einen der voll durchgeschaltet 3A verkraftet, an Spannung > liegt dann RDSon x 3A an. Wo liegt der Unterschied zu meiner Aussage? Korrekt, ich möchte einen N-MOSFET der eine Last, die 3A Strom zieht, dauerhaft aushält. MaWin schrieb: > Und einen, der bei 60A bei deiner Ansteurspannung nicht in > Abschnürbetrieb geht sondern seinen niedrigen RDSon beibehält. Nein, nicht unbedingt. Der RDSon darf doch größer werden, wenn durch den größeren RDSon der maximale Kurzschlussstrom geringer würde, wäre es auch kein Problem. In diesem Zustand muss der Transistor aber 1ms verbleiben können. Nach meinem Verständnis sind 30V mal 60A genau 1800W (wenn alle Spannung über den N-MOSFET) abfallen würde. Das für 1ms ist doch so gut wie nichts. Das Kuriose ist ja, dass der Transistor zwar defekt ist, aber keinerlei Erwärmung direkt nach dem Ausfall am Gehäuse feststellbar ist (wie auch bei so einer kurzen Zeit). Außerdem: Was heißt "und einen". Das soll ja schon ein Bauteil sein.
ACDC schrieb: > SOA im Datenblatt..... Du meinst damit diese "Safe operating area"? Darauf habe ich mich ja schon in meinem Ursprungsbeitrag bezogen. Ich kann dieses Diagramm nicht richtig deuten. Selbst bei einem 60V/100A Transistor wie dem IPD100N06S4-03 von Infineon besagt dieses Diagramm, dass bei 30V DS-Voltage maximal 1ms lang 4A fließen dürfen. Das kann doch eigentlich nicht sein, oder? Diese Angabe erscheint mir im Gegensatz zu den anderen (riesigen) Werten im Datenblatt einfach lächerlich wenig.
Wie so oft, könnte auch hier ein Schaltplan helfen, Mißverständnisse zu vermeiden, und den Fehler zu finden.
Michael schrieb: > besagt dieses Diagramm, dass bei 30V DS-Voltage maximal 1ms lang 4A > fließen dürfen. Genau das besagt es.
Michael schrieb: > Das kann doch eigentlich nicht sein, oder? Diese Angabe > erscheint mir im Gegensatz zu den anderen (riesigen) Werten im > Datenblatt einfach lächerlich wenig. wenn es da steht? Warum soll das nicht sein?
hinz schrieb: > Genau das besagt es. Okay - wenn ich jetzt aber an dieser Stelle den zehn- bis fünfzehnfachen Strom benötige. Nach welcher Eigenschaft für den Transistor muss ich schauen? (Fünfzehnfach größeres ID? Zehnfach größere VDS?) Diese Angabe ist leider nirgendwo in der Parametersuche drin...
ACDC schrieb: > Warum soll das nicht sein? Weil die auf Seite 1 von ganz anderen Zahlen schwadronieren: 400A "Pulsed drain current". Nach meinen Kenntnissen der Mathematik ist der Wert aus dem SOA-Diagramm aber genau eines vom Hundert...
Michael schrieb: > Okay - wenn ich jetzt aber an dieser Stelle den zehn- bis fünfzehnfachen > Strom benötige. Linear FET???
Michael schrieb: > Weil die auf Seite 1 von ganz anderen Zahlen schwadronieren: 400A > "Pulsed drain current". Weil es nen Switch FET ist?
ACDC schrieb: > Weil es nen Switch FET ist? Aber das ist doch genau das, was ich mache: Ich betreibe das Teil doch nicht im Linearbetrieb wenn ich 10V GS habe, oder? Sorry, ich blick's nicht.
Michael schrieb: > ACDC schrieb: >> Weil es nen Switch FET ist? > > Aber das ist doch genau das, was ich mache: Ich betreibe das Teil doch > nicht im Linearbetrieb wenn ich 10V GS habe, oder? > > Sorry, ich blick's nicht. Deine 60ms sind für ein Switch FET eine Ewigkeitkeit. Schaue doch einfach mal das SOA an. Wenn es kein SOA im Datenblatt gibt, ist es wahrscheinlich ein Switch FET und Linear FET. 60ms sind eine Ewigkeit und dafür braucht es einen Linear FET.
ACDC schrieb: > Deine 60ms sind für ein Switch FET eine Ewigkeitkeit. 1ms ist die Vorgabe für die Kurzschlusssicherung. 1ms lang etwa 30A (gemessen) bei 24V. Von 60ms war nie die Rede. Kannst du mir einen Tipp geben, wo man nach diesen Linear-FET suchen kann?
Michael schrieb: > Aber das ist doch genau das, was ich mache: Ich betreibe das Teil doch > nicht im Linearbetrieb wenn ich 10V GS habe, oder? wenn du gleichzeitig das drain auf 30V festhältst, dann ist das natürlich Linearbetrieb.
1800 Watt passen einfach nicht in ein so kleines Gehäuse (DPAK). Nexperia hat den PSMN4R8-100PSE im TO-220, der das auch nicht schafft, aber immerhin 20A/10ms bis 60A/1ms. "Richtige" Transistoren haben Schraubklemmen: https://www.littelfuse.com/products/power-semiconductors/discrete-mosfets/n-channel-linear.aspx Aber Obacht geben: die brauchen alle echte 10 Volt am Gate.
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Wird der Kurzschluss mit dem Fet zugeschaltet, oder ensteht der Kurzschluss wenn der Fet schon eingeschalten ist, wie schnell wird der Fet im ersten Fall eingeschaltet?
Michael schrieb: > 1ms lang etwa 30A (gemessen) bei 24V. also 720mJ. dein FET verträgt im Einzelpuls nur einen kleinen Bruchteil davon. du kannst dich grob an der avalanche Energie orientieren. die beträgt bei deinem fet 28mJ - du brauchst mindestens das 30 fache.
> Aber das ist doch genau das, was ich mache: Ich betreibe das Teil doch > nicht im Linearbetrieb wenn ich 10V GS habe, oder? > > Sorry, ich blick's nicht. Nein, das ist kein Linearbetrieb, und da sollte das Teil auch dauerhaft 30A können, dies macht eine Verlustleistung von 30*13,8 mOhm = 0,414 W Im Schaltvorgang selbst hast du aber Linearbetrieb, deshalb kommt es auch auf die Geschwindigkeit des Schaltens an.
Du hast ja recht Achim, aber ich versthe immer noch nicht wieso am Fet 24V anliegen sollen wenn 30 A durch ihn fließen beu Ug = 10V
Volker schrieb: > Wird der Kurzschluss mit dem Fet zugeschaltet, oder ensteht der > Kurzschluss wenn der Fet schon eingeschalten ist, wie schnell wird der > Fet im ersten Fall eingeschaltet? Und wie schnell wird er im zweiten Fall ausgeschaltet? Wobei es kaum stört, wenn mit dem Abschalten erst nach 1ms begonnen wird. In der Zeit steht ja weniger als 1 Volt an, auch bei 30 bis 60A. Entscheidend ist, dass das Gate schnell entladen wird. Ein CMOS-Ausgang oder ein BC847 ist wohl etwas zu schwach, aber mit 200mA oder so müsste er doch schnell genug schalten?
Hallo Bauform B. sehe ich genauso, mir ist eh ein Rätsel wie man es schaffen soll bei Ug=10 V (also RDSon = 14 mOhm) einen Spannung von 24V und 30A zu erreichen, dies würde ja einen RDson von 0,8 Ohm bedeuten, ein kompletter Widerspruch
Michael (Gast) >Selbst bei einem 60V/100A Transistor wie dem IPD100N06S4-03 von Infineon >besagt dieses Diagramm, dass bei 30V DS-Voltage maximal 1ms lang 4A >fließen dürfen. Das kann doch eigentlich nicht sein, oder? Diese Angabe >erscheint mir im Gegensatz zu den anderen (riesigen) Werten im >Datenblatt einfach lächerlich wenig. Tja, ist eben ein Schalttransistor, der nur an oder aus sein soll, aber möglichst nicht dazwischen. >Strom benötige. Nach welcher Eigenschaft für den Transistor muss ich >schauen? (Fünfzehnfach größeres ID? Zehnfach größere VDS?) Da gibt's keinen speziellen Kennwert, auser eben die unendlich vielen Kennwerte mit Bedingungen im SOA-Diagramm. Ein "normaler" FET, also nicht für Schaltbetrieb optimierter FET, hat idR. mehr SOA-Reserven, aber eben auch nicht unendlich viele. Diese Angabe ist leider nirgendwo in der Parametersuche drin... >ACDC schrieb: >> Weil es nen Switch FET ist? >Aber das ist doch genau das, was ich mache: Ich betreibe das Teil doch >nicht im Linearbetrieb wenn ich 10V GS habe, oder? Doch, wenn Du den Fet in den Kurzschluß schickst, dann ist das für den Linearbetrieb - also irgendwas zw. an und aus. Warum brauchst Du überhaupt 1ms, um abzuschalten? Sollte doch in µs möglich sein, wo du dann auch mehr SOA-Reserven hast.
Volker schrieb: > aber ich versthe immer noch nicht wieso am Fet > 24V anliegen sollen Weil du sie angelegt hast! Weißt du denn nicht was ein Kurzschluss ist?
Volker schrieb: > Du hast ja recht Achim, aber ich versthe immer noch nicht wieso am Fet > 24V anliegen sollen wenn 30 A durch ihn fließen beu Ug = 10V Tja, sorry: da habe ich mich einfach an deine Vorgabe gehalten: Michael schrieb: > 1ms lang etwa 30A > (gemessen) bei 24V. Dass das mit den 10V U_GS nicht zusammenpasst ist korrekt. Von daher kann einer der Werte nicht stimmen. Welcher der Werte das ist, lässt sich aus der Ferne schwer beurteilen. Kann es sein, dass dein U_GS in die Knie geht wenn du das Netzteil kurzschließt?
Jens schrieb >Warum brauchst Du überhaupt 1ms, um abzuschalten? Sollte doch in µs >möglich sein, wo du dann auch mehr SOA-Reserven hast. So wie ich das verstanden habe das Gerät, das die 24 liefert in 1ms abgeschaltet, oder sollte das doch das Schaltverhalten am Fet sein? Dies kann uns aber nur Michael sagen, weiter oben wurde ja schon ein Schaltplan angefragt.
Achim S. schrieb: > Tja, sorry: da habe ich mich einfach an deine Vorgabe gehalten: Tschuldigung: nicht an deine (Volkers) Vorgaben sondern an die des TO. Volker schrieb: > sehe ich genauso, mir ist eh ein Rätsel wie man es schaffen soll bei > Ug=10 V > (also RDSon = 14 mOhm) einen Spannung von 24V und 30A zu erreichen, dies > würde ja einen RDson von 0,8 Ohm bedeuten, ein kompletter Widerspruch Genau. Vielleicht hat der TO ja seinen Strommesswiderstand in der Sourceleitung und der Kurzschlussstrom lässt die Sourcespannung nach oben gehen. Michael schrieb: > (der Strom wird über einen > Messwiderstand permanent überwacht). Oder der Kurzschluss am 24V Netzteil führt auch dazu, dass der Gatetreiber eine geringere Spannung sieht. Oder die Ausgangstransistoren des Netzteils sind groß genug, um den FET auf einen Schlag zu killen - der 30A-Messwert bezieht sich vielleicht auf einen Zeitpunkt, wo die Ausgangskondensatoren schon entladen sind. Da kann der FET aber auch schon tot sein. Viele Möglichkeiten, bei denen nur der TO Klarheit schaffen kann.
Achim S. schrieb: > Oder die Ausgangstransistoren des Netzteils sind groß genug, um den FET > auf einen Schlag zu killen Oh man: das sollte natürlich heißen die Ausgangskondensatoren des Netzteils...
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Volker schrieb: > Dies kann uns aber nur Michael sagen, weiter oben wurde ja schon ein > Schaltplan angefragt. Ich habe es mal in Spice eingegeben. Ihr seht sowohl die Ansteuerung des Gate als auch die Spannung die mir Spice am Drain ausgibt. Ich habe aber nicht das exakte Modell für den N-MOS. Achim S. schrieb: > Oder der Kurzschluss am 24V Netzteil führt auch dazu, dass der > Gatetreiber eine geringere Spannung sieht. Die Logik hat eine getrennte Versorgung, das kann nicht sein. Achim S. schrieb: > Oder die Ausgangstransistoren des Netzteils sind groß genug, um den FET > auf einen Schlag zu killen - der 30A-Messwert bezieht sich vielleicht > auf einen Zeitpunkt, wo die Ausgangskondensatoren schon entladen sind. > Da kann der FET aber auch schon tot sein. Diese Möglichkeit kann ich nicht ausschließen, da hast du Recht. Die 30A sehe ich nach einem R/C-Filter.
Michael schrieb: > Ihr seht sowohl die Ansteuerung des > Gate als auch die Spannung die mir Spice am Drain ausgibt. Was ist die Funktion von C1 und R2? Michael schrieb: > Die Logik hat eine getrennte Versorgung, das kann nicht sein. Die 10V des FET-Treibers zählen bei dir noch zu "Logik", korrekt? Wie sieht der FET-Treiber tatsächlich aus? Er ist sicher keine ideale Quelle wie in der LTSpice-Simu.
Achim S. schrieb: >> Tja, sorry: da habe ich mich einfach an deine Vorgabe gehalten: >Tschuldigung: nicht an deine (Volkers) Vorgaben sondern an die des TO. Kein Problem Deine Idee mit den Ausgangskondensatoren wäre natürlich auch noch möglich. So, nun muss Michael einige Informationen liefern, alles andere ist Spekulation.
Achim S. schrieb: > Was ist die Funktion von C1 und R2? Das war wegen der EMV, "schöne" steigende Flanken (wegen der PWM). Achim S. schrieb: > Die 10V des FET-Treibers zählen bei dir noch zu "Logik", korrekt? Korrekt. 78M12 und Kondensator. Achim S. schrieb: > Wie sieht der FET-Treiber tatsächlich aus? Er ist sicher keine ideale > Quelle wie in der LTSpice-Simu. 74HCT04 (Eingang 3,3V vom Mikrocontroller, Ausgang 5V), dann BC846/BC856 als Level-Shifter - eigentlich ganz unspektakulär. Die 24V kommen aus einem Industrie-Netzteil, danach 3x 2200µF Elko. Alle Spannungen (3,3V, 5V, 12V) haben separate Spannungsregler mit C am Ein- und Ausgang und sind jeweils mit einer Diode von den 24V entkoppelt.
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Michael schrieb: > 74HCT04 (Eingang 3,3V vom Mikrocontroller, Ausgang 5V), dann BC846/BC856 > als Level-Shifter - eigentlich ganz unspektakulär. Wie wäre es denn trotzdem mit einem Schaltplan, der die wesentlichen Infos für die Schaltungsfunktion enthält? Einfach einem vollständigen statt nur ein paar Bruchstücke des Aufbaus als LTSpice-Simu zu sehen. Michael schrieb: > danach 3x 2200µF Elko Lustig. 6,6mF haben bei 24V eine Energie von 1,9J gespeichert. Diese Energie muss verbraten werden - teils von deinem 10mOhm Widerstand, teils von deinem FET. Wie die Aufteilung passiert hängt davon ab, wie schnell du den FET schaltest. Da ist eine künstliche Bremsung der Schaltflanke durch C1, R2 extrem ungünstig. Dein FET verträgt im Durchbruch eine Pulsenergie von 28mJ. Seine Pulsbelastbarkeit beim Entladen von Kondensatoren liegt in der selben Gegend. Vergleiche das mit den 1,9J, die du umsetzt (selbst wenn ein Teil davon im 10mOhm-Widerstand hängen bleiben sollte).
Volker schrieb: > 3x 2200µF Elko > das ist der Grund Welche Lösungsmöglichkeiten siehst du hier? Ich kann die ja nicht weglassen...
Michael schrieb: > Welche Lösungsmöglichkeiten siehst du hier? Ich kann die ja nicht > weglassen... Keine Ahnung, ob du die weglassen kannst. Ich kenne ja deine Problemstellung nicht. Ich weiß nur, dass du deinen FET auf die Art auf jeden Fall grillst.
Eventuell ging das mit einem "intelligenten Leistungschalter" als Beispiel sei hier ein BTS133 von Infineon genannt, die sind angeblich intern gegen Kurzschluss abgesichert
Achim S. schrieb: > Keine Ahnung, ob du die weglassen kannst. Ich kenne ja deine > Problemstellung nicht. Ich weiß nur, dass du deinen FET auf die Art auf > jeden Fall grillst. Für die restlichen Teile der Schaltung sind die erforderlich. Ich kann hier schlecht ein halbes Dutzend Schaltplanseiten veröffentlichen - da reißt man mir den Kopf ab... Wie hat man denn früher so ein Problem gelöst, wenn man hinter einem Trafo auf die Glättung am Gleichrichter angewiesen war? (Also einerseits den "normalen" Strom fließen lassen, aber verhindern, dass der punktuell den Transistor "grillt"?)
Volker schrieb: > Eventuell ging das mit einem "intelligenten Leistungschalter" als > Beispiel sei hier ein BTS133 von Infineon genannt, die sind angeblich > intern gegen Kurzschluss abgesichert Der hätte zumindest eine single pulse energy von 2 J (statt den 28mJ des aktuell verwendeten IRLR7807Z). Aber ich würde mich anstelle des TO eher fragen, ob es wirklich nötig ist, den FET zu quälen (inklusive der gebremsten Gate-Ansteuerung). Michael schrieb: > Für die restlichen Teile der Schaltung sind die erforderlich. > > Ich kann hier schlecht ein halbes Dutzend Schaltplanseiten > veröffentlichen - da reißt man mir den Kopf ab... Ich bin einigermaßen sicher, dass sich für die eigentliche Problemstellung eine Lösung finden ließe - wenn sie denn bekannt wäre. Aber für die hier vorgestellte Problemstellung (2J in einem FET verbraten, der nur 28mJ aushält) kenne ich leider keine Lösung.
Michael schrieb: > Ihr seht sowohl die Ansteuerung des > Gate als auch die Spannung die mir Spice am Drain ausgibt. Welcher Strom fließt durch den MOS-FET? Wäre interessant die Kurven zu ergänzen!
Gerald K. schrieb: > Welcher Strom fließt durch den MOS-FET? Wäre interessant die Kurven zu > ergänzen! Laut Spice 840A, aber das ist ja völliger Unsinn - ich habe die 10mOhm einfach als hypothetischen Widerstand der kurzgeschlossenen Anschlussklemme angenommen. Die Spannung am A/D-Pin (nach dem 0,33R-Sense) und R/C (15k/15n) sagt ziemlich genau 30A. Viel mehr als 30A könnten daher in der Realität gar nicht fließen, sowohl am VS als auch am GND sind jeweils 0,33Ohm-Sense-Widerstände. Folglich haben wir 0,66Ohm und daher bei 24V maximal 36A. (Und die 3x 2200µF sind vor den Sense-R!)
>Laut Spice 840A, aber das ist ja völliger Unsinn - ich habe die 10mOhm >einfach als hypothetischen Widerstand der kurzgeschlossenen >Anschlussklemme angenommen. Nö, das ist kein völliger Unsinn, wenn deine Quelle niederimpedant ist, und die Elkos sind dies, kommen nur deren ESR, der Leitungswiderstand und der RDSon des Fet zum tragen. Wenn man hier in Summe von 50mOhm ausgeht wären das zu Beginn (Entladen der Elkos) mit I=U/R I=24V/50mR= 480A und die fliessen dann auch tatsächlich, habe ich selbst schon nachgemessen.
Volker schrieb: > Du hast ja recht Achim, aber ich versthe immer noch nicht wieso am Fet > 24V anliegen sollen wenn 30 A durch ihn fließen beu Ug = 10V Male dir mal deinen Schaltplan vereinfacht im Kurzschlussfall. Spätestens dann solltest du sehen, warum da 24V bei vollem Strom über dem FET stehen.
Roland schrieb >Male dir mal deinen Schaltplan vereinfacht im Kurzschlussfall. >Spätestens dann solltest du sehen, warum da 24V bei vollem Strom über >dem FET stehen. Ja, aber dann fliesen keine 30A sondern mehr. Um bei 14mR 24V zu bekommen müssen theoretisch über 1700A fliessen.
Volker schrieb: > Roland schrieb >>Male dir mal deinen Schaltplan vereinfacht im Kurzschlussfall. >>Spätestens dann solltest du sehen, warum da 24V bei vollem Strom über >>dem FET stehen. > > Ja, aber dann fliesen keine 30A sondern mehr. Um bei 14mR 24V zu > bekommen müssen theoretisch über 1700A fliessen. Der Kanal ist aber kein ohmscher Widerstand.
Messen heißt Wissen. Nimm doch ein Zweikanal-Speicherosziloskop, die gibt es schon für 200€ und sollten auch für deine Entwicklungsabteilung noch bezahlbar sein. Dann nimmst du auf einem Kanal die Spannung am 10mOhm-Widerstand und mit dem zweitem Tastkopf die Drainspannung am MOSFET. Das Osziloskop stellst du auf Single-Shot-Betrieb. Dann mißt du den Verlauf was bei einem Kurzschluß passiert. Ich bin mir sicher die Kurven sagen alles.
Michael schrieb: > Viel mehr als 30A könnten daher in der Realität gar nicht fließen, > sowohl am VS als auch am GND sind jeweils 0,33Ohm-Sense-Widerstände. > Folglich haben wir 0,66Ohm und daher bei 24V maximal 36A. Oh man: du zeichnest hypothetische Schaltpläne, die keinen Rückschluss auf die echte Schaltfunktion zulassen. Du zeigst uns 10mOhm, die aber real nicht da sind. Stattdessen gibt es aber real 2*0,33Ohm Widerstände, die du aber nicht einzeichnest. Das grenzt schon an eine bewusste Irreführung. Ist dir nicht klar, dass diese 330mOhm in der GND-Leitung einen massiven Einfluss auf das Schaltverhalten haben? Sie verschieben ggf. das Source-Potential deines FET, und dementsprechend auch die Gate-Source Spannung des FET. Je nachdem, wie die Schaltung tatsächlich gebaut ist, würgst du damit den FET so weit ab, dass er die ganze Verlustleistung übernehmen muss (30A*0,33Ohm ergeben 10V, ist das nicht ein schöner Zufall?). Also zeige den echten Schaltplan von FET und Treiber wenn du eine echte Lösung für das Problem suchst. In dem Schaltplan muss auch zu erkennen sein, wie GND der beiden Versorgungen (Last und Gate-Treiber) zusammenhängen. Evtl. fließt dein Kurzsschlussstrom zum guten Teil über den GND-Anschluss des Gatetreibers statt über den Messwiderstand. Michael schrieb: > Die Spannung am A/D-Pin (nach dem 0,33R-Sense) und R/C (15k/15n) sagt > ziemlich genau 30A. So ein Setup mag ja nett sein um eine schnarchlangsame Überstromabschaltung zu bauen. Aber es gibt dir keine Aussage darüber, warum der FET stirbt. Um das zu verstehen miss mit einem Oszi dirket am FET. Dein ADC nach einem Tiefpass ist zu langsam (der FET stirbt ggf. wesentlich schneller als du misst) und er nutzt ggf. auch noch das falsche Bezugspotential (je nachdem, wie die Versorgungen zusammen hängen).
Michael schrieb: > Das Gerät soll den Ausgang nach 1ms Überstrom (>3A) > abschalten, dies ist gewährleistet (der Strom wird über einen > Messwiderstand permanent überwacht). 1ms Überlast ist für einen Transistor eine elend lange Zeit. Der Trick ist, Du mußt den Strom so schnell wie möglich begrenzen. Bewährt hat sich dafür ein npn, der bei >0,7V am Sensewiderstand direkt das Gate runter zieht.
Michael schrieb: > Ich betreibe das Teil doch > nicht im Linearbetrieb wenn ich 10V GS habe, oder? Das die Zeit zwischen 0Vgs und 10Vgs nicht =NULL ist haste inswischen sicherlich verstanden, selbiges für den zeitlichen strom/spannungsseitigen Anstieg auf der Lastseite. Michael schrieb: > Nach meinem Verständnis sind 30V mal 60A genau 1800W (wenn alle Spannung > über den N-MOSFET) abfallen würde. Das für 1ms ist doch so gut wie > nichts. Für ein Kilogramm Wasser ist das thermisch sicherlich "so gut wie nichts". Aber für das ultrakleine Si-Die deines Transistors ist es kaputtlich, weil sich die wirksame thermische Masse (Wärmekapazität) deines Dies bei hohen Verlustleistungen (paralellschaltung von Halbleitern mit negativen TK) auf "einen Punkt" konzentriert, der selbst die ganze Verlustleistung "ansaugt". Und für einen "Punkt" sind 1800W inerhalb 1ms kaputtlich. Michael schrieb: > Der RDSon darf doch größer werden, wenn durch den > größeren RDSon der maximale Kurzschlussstrom geringer würde, wäre es > auch kein Problem. In diesem Zustand muss der Transistor aber 1ms > verbleiben können. Ein möglicher Lösungsansatz: (Ohmscher-) Vorwiderstand vor die Last, der verträgt jedwede Verlustleistung besser.. Früher (TM) hat man für so etwas Köhlemassewiderstände* vorgeschaltet. *EDIT Das war zu einer Zeit als man Kohle noch Köhle geschreiben hat. Tippfehler erfolgreich relativiert :D HTH
Volker schrieb: > Wenn man hier in Summe von 50mOhm ausgeht wären das zu Beginn (Entladen > der Elkos) mit I=U/R I=24V/50mR= 480A und die fliessen dann auch > tatsächlich, habe ich selbst schon nachgemessen. Wo liegt der Punkt mit 480A im SOA? Wie lange hält der MOS-FET diesen Spitzenstrom aus? Es reicht auch nicht aus die Zeit des Spitzenstromes zu betrachen, sondern man muss die gesamte Zeit bis zum Ende des Stromflusses berachten.
Bauform B. schrieb: > 1800 Watt passen einfach nicht in ein so kleines Gehäuse (DPAK). > Nexperia hat den PSMN4R8-100PSE im TO-220, der das auch nicht schafft, > aber immerhin 20A/10ms bis 60A/1ms. Vor allem dauert es Zeit bis die Energie von der Sperrschicht bis zum Gehäuse gelangt. Es gibt dann gewaltige Temperaturgefälle im Kristall. Der statische Betrieb 20W bei 100°C am Gehäuse ist dagegen harmlos.
Hinz schrieb >Volker schrieb: >> Roland schrieb >>>Male dir mal deinen Schaltplan vereinfacht im Kurzschlussfall. >>>Spätestens dann solltest du sehen, warum da 24V bei vollem Strom über >>>dem FET stehen. >> >> Ja, aber dann fliesen keine 30A sondern mehr. Um bei 14mR 24V zu >> bekommen müssen theoretisch über 1700A fliessen. >Der Kanal ist aber kein ohmscher Widerstand. Ich glaube es liegt ein Missverstännis vor, ich rede nicht vom Schaltvorgang des Transistors, sondern vom Zustand des voll durchschalteten Transistors, wenn ich da 10A durchliessen lasse fallen ca. 140mV ab, bei 30A halt 0,42V. Zeige mir bitte wie im statischen Betrieb bei 30A 24V zwischen Drain und Source abfallen sollen. Wie gesagt, ich rede nicht von der Situation wenn der Fet schaltet, deshalb stellte ich oben auch die Frage, ob der Fet auf den Kurzschluss zugeschaltet wird, oder ob der Kurzschluss entsteht, wenn der Fet schon durchgeschaltet ist, das ist halt ein großer Unterschied für den Fet. Ansonsten empfinde ich es wie Achim nicht in Ordnung in der Simulation 10mR einzuzeichnen und später dann mit 2x330mR zu kommen.
Wieso wählst du nicht einen Kurzschlusssicheren aus? Kurzschluss ist Kurzschluss.. bzw. da gibt es Schaltungen ohne Shunt die das schneller können.
Volker schrieb: > Zeige mir bitte wie im statischen Betrieb bei 30A 24V zwischen Drain und > Source abfallen sollen. Das würde passieren, wenn der MOSFET in Abschnürbetrieb geht also bei gegebener Gate-Spannung einfach nicht mehr Strom durchlässt, sondern seinen RDS erhöht. Das ist bei 10V UGS und 30A bei seinem MOSFET laut Datenblatt nicht zu erwarten, daher muss man vermuten dass eine Zahl die er angibt nicht so ist wie er glaubt. Welche, wissen wir nicht, und wird auch aus LTSpice-Spielereien nicht geklärt
was genau schaltet dieser Mosfet ?! Wie genau sieht der Kurzschlußfall aus, wäre auch interesannt den Testaufbau zu begutachten ...
Achim S. schrieb: > Oh man: du zeichnest hypothetische Schaltpläne, die keinen Rückschluss > auf die echte Schaltfunktion zulassen. Du zeigst uns 10mOhm, die aber > real nicht da sind. Stattdessen gibt es aber real 2*0,33Ohm Widerstände, > die du aber nicht einzeichnest. Das grenzt schon an eine bewusste > Irreführung. Das ist keine Irreführung, sondern bodenlose Dummheit. Der TO sucht Rat, ist aber nicht bereit, sein Problem zu schildern. Und das Problem ist eben nicht der Mosfet, sondern die Schaltung.
Sven S. schrieb: > Der TO sucht Rat, ist aber nicht bereit, sein Problem zu schildern. oder kann er es nicht? Am einfachsten wäre es über die Schaltung zu diskutieren.
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Gerald K. schrieb: > Am einfachsten wäre es über die Schaltung zu diskutieren. Stimmt. Nur um den heißen Brei macht keinen Spaß. Anbei mal eine einfache elektronische Sicherung. T24 macht die Strombegrenzung, damit T23 nicht durchbrennt und die Last dahinter. Bei Überstrom leitet auch T19, d.h. C84 wird über R178 entladen, bis der 555 ganz abschaltet. R180 bestimmt die Zeit bis zum nächsten Anlauf. Die Pause ist so lang, daß T23 nicht gekühlt werden muß. Für >15V kann man die Spannung über dem 555 mit Z-Diode 15V und Vorwiderstand reduzieren.
Wenn ich die Schaltung richtig versteht, dann wird der Strom auf 1,4A begrenzt. Bei Daueransteuerung können knapp 20W Verlustleistung im FET entstehen. Ohne Kühlkörper verträgt der FET den Kurzschluss auf Dauer nicht. Der Wärmewiderstand Rk müsst bei 25°C Umgebungstempertur kleiner 3°C/W sein!
So ein Kühlkörper ist schon relativ groß : https://www.conrad.at/de/p/pada-engineering-8310-200-n-profilkuehlkoerper-2-33-k-w-l-x-b-x-h-200-x-40-x-35-188007.html Besser wäre es ein Foldback einzubauen und nach Möglichkeit auf den Kühlkörper zu verzichten: https://en.m.wikipedia.org/wiki/Foldback_(power_supply_design)
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Michael schrieb: > Wenn ich einen Kurzschluss direkt an den Anschlussklemmen herbeiführe, > fließen über den Messwiderstand etwa 30A. > > Laut Datenblatt unterstützt der Transistor einen "Pulsed Drain Current" > von 170A für maximal 400µs - davon bin ich weit entfernt. Wie schaffst du es denn, deinen Kurzschluss weit unter 400µs dauern zu lassen? 30V * 3A sind 90W. Um so viel Energie zu verheizen hatte mein altes Labornetzteil zwei fette 2N3055 Transistoren im TO-3 Format und einen Kühlkörper mit etwa 10x10x7cm. Kannst ja mal danach googeln, falls du die nicht kennst.
Stefan ⛄ F. schrieb: > zwei fette 2N3055 Transistoren im TO-3 Format und einen Kühlkörper mit > etwa 10x10x7cm. Der 2N3055 bringt mit 1,52°C/W Wärmewiderstand von der Sperrschicht zum Gehäuse die Energie doppelt so gut weg. Man müsste daher die Gehäusetemperatur beim FET wesentlich niedriger halten als beim Transistor im TO-3 Gehäuse. Das bedeutet einen größeren Kühlkörper. Ziel sollte sein diese Energie gar nicht auftreten zu lassen .
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Michael schrieb: > Wenn ich einen Kurzschluss direkt an den Anschlussklemmen herbeiführe, > fließen über den Messwiderstand etwa 30A. Die Kurzschlußgröße bestimmt ja die Spannungsquelle,Eintritt in Lichtgeschwindigkeit dazu wird ein ADC wird den Kurzschluß niemals einfach so "messen" können.. da gehören ganz andere Sachen zu. Was man halt machen kann ist: 1. z.B. einen Fet mit kompletter Protection einsetzen, gibt sogar Modelle die haben noch 3 Error-Pins für Overload, Shorten und Coil Open (Kabelbruch). 2. Einfache überall zu ergogelnde Schutzschaltung bei Kurzschluss -> Mosfet Direkt aus .. (Beispiel wurde schon gepostet)
Guck mal hier: https://www.analog.com/en/products/lt1910.html Damit lösten wir früher solche Probleme.
Gerald K. schrieb: > Bei Daueransteuerung können knapp 20W Verlustleistung im FET > entstehen. R180, R178 bestimmen den Tastgrad und der ist <5%, d.h. die mittlere Leistung ist <1W, das führt die Platine ab. Bei Dauerkurzschluß kann man T23 noch anfassen, habs selber getestet.
Gerald K. schrieb: > 1,4A begrenzt. Bei Daueransteuerung können knapp 20W Verlustleistung im > FET entstehen Da ich das Impulsverhältnis nicht kannte, ging im vom "Worse Case" aus. Daher "Daueransteuerung "=100%.
Murmeltier schrieb: > Guck mal hier: > > https://www.analog.com/en/products/lt1910.html > > Damit lösten wir früher solche Probleme. Die Schaltung ist schon recht alt (<2k). Ich habe sie nachgerüstet, weil aus den alten L293 immer Qualmwölkchen aufstiegen. In neueren Projekten benutze ich einen 8-fach High-Side Schalter mit internem Schutz.
Nur mal als Beispiel ein netter aber uralter Highside Profet, habe den gerade in der Werkstatt gefunden.. https://www.digchip.com/datasheets/parts/datasheet/216/BTS412-A-pdf.php PROFET® BTS 412B2 Semiconductor Group103.97 Smart Highside Power SwitchFeatures • Overload protection • Current limitation • Short circuit protection • Thermal shutdown • Overvoltage protection (including load dump) • Fast demagnetization of inductive loads • Reverse battery protection1) • Undervoltage and overvoltage shutdown withauto-restart and hysteresis • CMOS diagnostic output • Open load detection in OFF-state • CMOS compatible input • Loss of ground and loss of Vbb protection•Electrostatic discharge (ESD) protection
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8-fach High-Side Treiber: https://www.maximintegrated.com/en/products/power/mosfet-drivers-controllers/MAX14915.html
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