Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik MOSFET + Treiber + Kühlkörper bei PWM dimensionieren


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von Mot (Gast)


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Hallo!

Ich bin bei der Dimensionierung eines MOSFETs für eine Anwendung, bei 
der ich einen Motor an 36V...42V (Akku) mit bis zu 40A mittels PWM 
ansteuern will. (So viel fließen höchstens bei starker Überlastung des 
Motors, aber sicher ist sicher)

Ich weiß zwar, wie man die Leistung am MOSFET abschätzen kann, wenn 
Anstiegs- und Abfallzeiten der Spannungen/Ströme bekannt sind, doch 
genau die sind nicht so einfach zu berechnen. (Gate-Ladung etc. ist ja 
nicht so trivial...)

Meine Frage ist: Wie macht ihr das? Nehmt ihr Berechnungstools? Wenn ja, 
welche?

Ich hatte auch die Idee mit LTspice zu simulieren, aber leider finde ich 
kein Modell für den Treiber, den ich bei Conrad bekomme (ICL7667) und 
umgekehrt sind Treiber, die in LTspice vorhanden sind, für 
Otto-Normalverbraucher kaum zu bekommen.

Meine Idee wäre, dass ich den Treiber in der Simulation einfach mit 
einer idealen Spannungsquelle in Serie mit einem Widerstand mit dem Wert 
des im Datenblatt angegebenen Innenwiderstandes ersetze.
Käme das eurer Meinung nach der Realität nah genug? (Sprich, würde der 
Transistor ausreichend gekühlt werden, wenn die Dimensionierung nach der 
mit LTspice berechneten Leistung erfolgen würde?)

Danke im Voraus!

von MaWin (Gast)


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Erstmal kommt die Entscheidung, ob der Treiber eine Strombegrenzung 
gegen Kurzschluss und Überlastung haben soll, bei der Wahl des ICL7667 
wohl nicht.
Dann kommt also die Frage, wie hoch der Motorstrom beim Blockieren und 
im Anlaufmoment ist (Betriebsspannung/Innenwiderstand). Den Strom müssen 
die MOSFETs und Freilaufdioden aushalten.
Dann stellt sich natürlich die Frage, wieso wichtig ist, was man bei 
Conrad bekommt, da kauft doch eh keiner mehr.
Wenn nun 40A zu schalten sind berechnet man die Verluste am RDSon, und 
überlegt, ob und wie gross der Kühlkörper dafür sein muss.
Schaltverluste sind gering, wenn die PWM langsam ist, und die meisten 
Motoren laufen gut am 230V~ Phasenanschnittdimmer, also mit 100Hz PWM, 
knurren statt pfeifen.

von Mark S. (voltwide)


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Ich bin ja ein großer Freund von LTSpice wenn es um einfache 
Analogschaltungen im Audiobereich geht. Aber Schaltverluste von MOSFETs 
- da traue ich den Modellen einfach nicht über den Weg. Stattdessen 
Temperaturmessung am realen Objekt - kommt der Wahrheit näher.

von Mot (Gast)


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Danke für die schnelle Antwort!

Der Treiber wird mit einem Mikrocontroller gesteuert und fährt den Motor 
an einer PWM-Rampe hoch. Daher sollte der Anlaufstrom gering sein.
Der Mikrocontroller misst auch den Strom (Abtastung alle 10-20ms wäre 
angedacht, passendes Antialiasing-Filter natürlich inklusive) und 
schaltet sofort ab, wenn der Strom so hoch wird, dass ein Blockieren des 
Motors angenommen werden kann. (Der Transistor wäre für ca 195A 
spezifiziert, daher sollte der Anauf-/Blockierstrom nach meinen ersten 
Überlegungen für einige 10 Millisekunden durchaus ausgehalten werden...)

Ich möchte eine Frequenz von 20kHz nehmen, da ich die Zuleitung des 
Akkus filtern möchte. Würde ich 100Hz nehmen, wären die Komponenten des 
LC-Gliedes zu groß.
Ebenso möchte ich den Strom auf der Motorleitung relativ konstant 
halten, auch dafür eignet sich die höhere Frequenz besser.
Außerdem gibt der Motor so weder Brumm- noch Pfeifgeräusche von sich.

Conrad (oder Reichelt) muss nicht unbedingt sein, wenn du einen Händler 
empfehlen kannst, der keine Fälschungen verkauft und zeitnah nach 
Österreich liefern kann, wäre ich natürlich dankbar. (Das Projekt soll 
Anfang-Mitte August großteils fertig sein, daher das "zeitnah"...)

Danke!

von Mot (Gast)


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Mark S. schrieb:
> Stattdessen
> Temperaturmessung am realen Objekt

...was man jedoch erst machen kann, wenn das Objekt schon da ist, sprich 
fertig dimensioniert und auf der Platine fix angelötet, wo auch der 
Kühlkörper draufgelötet werden soll, der jetzt zu dimensionieren wäre...

von Sven S. (schrecklicher_sven)


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Du bist zu sehr auf den Treiber fixiert. Die Verlustleistung entsteht im 
Mosfet, auch bei idealer Ansteuerung. Die Auswahl des Mosfets hat 
wesentlich größeren Einfluss.

von Jemand (Gast)


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Hallo,

wir machen das typischerweise andersrum.
1. Auswahl des Mosfets nach Uds, Imax, Rdson, Cgate, Package, 
Vorlieben...
2. Berechnen der Treiberleistung aus Cgate, Udrv+, Udrv-, Fpwm
3. Berechnen des Peakstromes aus Udrv+, Udv- und Rgate

Mit dem Peakstrom lässt sich dann ein Treiber-IC auswählen. Lieber 
großzügig dimensionieren, weniger Strom geht immer. Die Ansteuerleistung 
bleibt größtenteils im Gatevorwiderstand hängen. Der bestimmt auch 
maßgeblich die Schaltgeschwindigkeit.
Letztendlich ist das ganze ein Kompromiss. Für geringe Verlustleistung 
will man schnell schalten. Aber je schneller man wird, um so mehr EMV 
und Schaltüberspannung tritt auf. Der typische Auslegungspunkt nach 
Lehrbuch ist, ca. die gleichen Schaltverluste wie die Leitverluste.

Da du aber mit niedrigen Spannungen arbeitest, kannst du recht moderne 
Mosfets nehmen. Die sind schnell und haben kleine Rdson und kleine 
Gatekapazitäten. Das macht das ganze wesentlich einfacher.

von Mot (Gast)


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Danke für die Tipps!

Jemand schrieb:
> 2. Berechnen der Treiberleistung aus Cgate, Udrv+, Udrv-, Fpwm
> 3. Berechnen des Peakstromes aus Udrv+, Udv- und Rgate

Ich hab auch den MOSFET zuerst gewählt aber ab dem 2. Punkt hänge ich. 
Kannst du das vielleicht genauer ausführen? (Simulieren ist aber schon 
genauer, oder?)

von aiaiai (Gast)


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Hast du Platz um den Kühlkörper 50%-100% grösser auslegen zu können? 
Wenn ja, kannst du später einerfach ausprobieren und jetzt reicht 
schätzen.

Ansonsten kann man später immernoch einen anderen MOSFET mit besseren 
Werten suchen und anstelle des jetzigen verbauen.

von Nop (Gast)


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Mot schrieb:
> Danke für die Tipps!
>
> Jemand schrieb:
>> 2. Berechnen der Treiberleistung aus Cgate, Udrv+, Udrv-, Fpwm
>> 3. Berechnen des Peakstromes aus Udrv+, Udv- und Rgate
>
> Ich hab auch den MOSFET zuerst gewählt aber ab dem 2. Punkt hänge ich.

Die Kapazität Cgate wird von Udrv- auf Udrv+ aufgeladen. Dabei wird die 
Ladung Cgate*(Urdv+ - Udrv-) bewegt, innerhalb einer halbe Periodendauer 
von Fpwm. Beim Entladen in der nächsten halben Periodendauer umgedreht. 
Im Mittel fließt dann I = fPWM*Cgate*(Udrv+ - Udrv-).

von Mot (Gast)


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Und wie komm ich auf die Flankensteilheiten? Ist ja nicht so einfach mit 
Miller-Plateau & Co?

Und die Simulation kommt schon näher an die Realität, wenn auch nicht 
perfekt, oder?

von Nop (Gast)


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Mot schrieb:
> Und wie komm ich auf die Flankensteilheiten?

Über den RC-Spannungsverlauf von Rgate und Cgate am Eingang, danach 
weiter mit der Kennlinie.

von Mark S. (voltwide)


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über den GateSerienwiderstand und die Millerkapazität Cdg - besser noch 
über die Millerladung Qdg.

: Bearbeitet durch User
von Mot (Gast)


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Das habe ich auch schon überlegt. Aber: der MOSFET leitet doch erst ab 
Uth. Das heißt die Flankensteilheit ergäbe sich aus der Ladezeit von Uth 
bis zur Spannung, wo der projektierte Strom laut Kennlinie fließen kann, 
ja?

Und dann bleibt noch die Frage des Miller-Plateaus...

Wenn man die gesamte Gate-Ladung aus dem Datenblatt nimmt, kann man dann 
davon ausgehen, dass die Ladedauer ca so lang dauert, wie in echt, nur 
dass der Ladeverlauf in echt stufiger ist?

von Jemand (Gast)


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Ja, halbwegs brauchbare eine Simulation ist besser als ein Rechnung von 
jemand der das noch nie gemacht hat. Aber Obacht, die Simulation ist nur 
so gut wie das Modell, soll heißen wenn: Wenn Du im LTSPICE komplett 
falsche Mosfets auswählst, bekommst Du auch komplett falsche Ergebnisse.

Mot schrieb:
> Das habe ich auch schon überlegt. Aber: der MOSFET leitet doch erst ab
> Uth. Das heißt die Flankensteilheit ergäbe sich aus der Ladezeit von Uth
> bis zur Spannung, wo der projektierte Strom laut Kennlinie fließen kann,
> ja?

Na, fast. Es gibt sozusagen drei Bereiche im Gatespannungsverlauf.
1. Von aus bis Uth, Gatevorwiderstand und Gatekapazität.
2. Miller Plateau, das ist fast ein Gerade. Und das IST der 
Schaltzeitpunkt.
Der Mosfet wird langsam leitend, also sinkt die Spannung Drain-Source. 
Damit wird über die Millerkapazität ein Strom genau entgegen dem 
Gatestrom ein das Gate eingeprägt. Das stellt sich von alleine ein. Je 
schneller du Schalten willst, um so mehr "bremst" die Millerkapazität 
dagegen.
3. Uds ist sehr klein, das Gate wird voll aufgeladen und der Mosfet wird 
hier erst so richtig niederohmig.

So und jetzt wirds ekelig, die ganzen Kapazitäten sind alle so richtig 
hässlich nichtlienar. Die Gatekapazität andert sich über die 
Gatespannung um Faktor 5 oder so.
Da hat keiner Lust zum Rechnen, vor allem mit den ganzen Annahmen und 
Streuungen.

Das kann man bei z.B. Infineon genauer nachlesen.
"MOSFET Power Losses Calculation Using the DataSheet Parameters"
by Dr. Dušan Graovac, Marco Pürschel, Andreas Kiep
Ich kann dir leider nicht mehr sagen wo ich das mal gefunden habe. Und 
anhängen mag ich das auch nicht.

Für die Praxis:
Du legst den Treiber für die maximale Verlustleistung und Peakstrom aus.
Den Gatevorwiderstand ebenso.
Am Prototypen werden dann so lange die Gatevorwiderstände getauscht bis 
die Überspannung  passt und der Mosfet schnell genug ist. Oder das ganze 
nicht so sehr schwingt (Ringing).
Und gut ist es.

von di/dt (Gast)


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Schaltverluste bzw. die dazugehörigen Spannungs- und Stromverläufe zu 
berechnen ist fast unmöglich, dazu hängt das ganze viel zu sehr von den 
parasitären Grössen (Streukapazitäten, Induktivitäten, 
Temperatureabhängigkeit diverser Parameters ab. Die Schalterverluste 
elektrisch zu messen ist in vielen Fällen ebenfalls aussichtslos. Was 
gut funktioniert (aber sehr aufwändig ist) ist die kalorimetrische 
Messung der Schaltverluste, anders hat man in vielen Fällen aber keine 
Chance.

Jemand schrieb:
> Für die Praxis:
> Du legst den Treiber für die maximale Verlustleistung und Peakstrom aus.
> Den Gatevorwiderstand ebenso.
> Am Prototypen werden dann so lange die Gatevorwiderstände getauscht bis
> die Überspannung  passt und der Mosfet schnell genug ist. Oder das ganze
> nicht so sehr schwingt (Ringing).
> Und gut ist es.

Das ist für die meisten Fälle auch ausreichend.

von Mot (Gast)


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Danke für eure Antworten!

Also wenn ich das zusammenfasse, kann man sagen:

1. In einfachen Fällen reicht es, die Werte des Treibers zu schätzen.

Man macht es dann so:

P=[ (Q_Gate/t_rise)*U_GS/t_rise + (Q_Gate/t_fall)*U_GS/t_fall ]*f_PWM
Das ist die minimale Leistung, die der Treiber können muss.

Der Maximalstrom ergibt sich aus:

I_max=U_GS/(Treiberinnenwiderstand+Gateinnenwiderstand)

Wenn man dann den Treiber bzw die Schaltung hat, kann man die 
Flankensteilheit noch mit einem Widerstand zwischen Gate und Treiber 
einstellen, dabei muss man darauf achten, dass es nicht zu einem 
Schwingen kommt. (Passiert wenn Widerstand zu klein.)

2. Man kann das ganze simulieren, damit bekommt man bessere Ergebnisse, 
als beim schätzen, vorausgesetzt, die Bauteile wurden hinreichend genau 
modelliert. Auch diese Werte weichen in der Praxis noch ab, weshalb man 
mit einem Oszi und dem Temperatursensor nachmessen sollte.

Soweit richtig?


Was mich außerdem noch interessieren würde, ist:

- Wie weit weichen die Werte einer Simulation mit recht guten 
Bauteilmodellen ab? (Faktor bei Leistung)

- Falls man kein Modell für den Treiber bekommt: kommt eine 
Serienschaltung aus idealer Quelle und einem Widerstand (entsprechend 
des Innenwiderstandes des Treibers) einigermaßen hin? Oder liegt man da 
sehr daneben?

von Mot (Gast)


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Sorry, es müsste eigentlich lauten:

P= 2*Q_Gate*U_GS*f_PWM
Das ist die minimale Leistung, die der Treiber können muss.

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