Announcement: there is an English version of this forum on Hallo, Wer sich fuer das Thema Dipmeter interessiert, kennt wahrscheinlich schon das geniale Dipmeter namens "DipIt" vom QRPproject.de (https://www.qrpproject.de/dipit.htm). Ich war derart begeistert von der Idee, dass ich mir selbst ein solches Geraet bauen und ausprobieren wollte. Mir ist das sogar gelungen, und die Hauptidee kann man in der Schaltung hier sehen: http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94319#p94319 . Ich verwende nur 2N3904 Transistoren und ein LM386. Ausgangspunkt war der Oszillator, der vom Herrn Kainka vorgestellt wurde: https://www.b-kainka.de/bastel53.htm . Ich tue nur diesen Oszillator mit Kapazitaetsdiode abstimmen, die Spannung fuer die Diode "wobbulieren", und dann das NF signal vom Emitter verstaerken. Klappt wunderbar! Hier ein kleines Youtube-Video: https://www.youtube.com/watch?v=nVi3L0BwaXg . Hat sonst jemand versucht, ein DipIt-aehnliches Geraet zu bauen?
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Ja, ich hatte vor rund 5 Jahren eine ähnliche Idee, nur mit der Erweiterung, dass ich mikrocontrollergesteuert den Oszillator per D/A-Wandler durchtunen und per A/D-Wandler die Lage des Dips (bzw. Peaks) bestimmen wollte. Die Resonanzfrequenz sollte dann in einem Display angezeigt werden. Hat im Grunde genommen auch funktioniert, aber das Projekt ist dann irgendwann wieder eingeschlafen. Ich hänge mal ein paar Bilder an: - Platine ohne aufgestecktes Display - Platine mit Display - Aufzeichnung im "Leerlauf" - Aufzeichnung mit Resonanzkreis in 2-3 cm Entfernung - Aufzeichnung mit Resonanzkreis in wenigen mm Entfernung (Horizontal: Frequenz in kHz, Vertikal: A/D-Wandlerwert) Wie man sieht, fing sich das ursprüngliche Gerät auch ohne Resonanzkreis in Reichweite gewaltige Störpegel ein. Die konnte ich durch einen 400 Hz Bandpassfilter weitgehend eliminieren, habe davon aber leider keine Aufzeichnungen mehr. Gruß, Bernd
Danke für die Anwtort! Es ist eine Freude, von einem Gleichgesinnten zu hören. Obwol das DipIt selbst scheint beliebt zu sein, habe ich bisher im Internet keine selbstgebauten Dipmeter gesehen, die das gleiche Wobbelprinzip benutzen. Darf ich fragen, um wieviele kHz du den Oszillator gewobbelt hast? In meiner Schaltung, kann ich mit einem Poti die Wobbelbreite beliebig einstellen. Allerdings merke ich, dass wenn die Wobbelbreite mehr als einige kHz beträgt, dann entsteht, auch wenn kein Resonanzkreis in der Nähe liegt, eine ständige und unerwünschte Amplitudenmodulierung des Oszillatorsignals. Ich glaube, dass dies unvermeidbar sei, weil die Amplitude des Oszillatorsignals sich ohnehin geringfügig variiert, als die Frequenz variiert wird. Wenn über einen breiten Spektrumsauschnitt (z.B. 50 kHz oder mehr) gewobbelt wird, verursacht die natürliche Variierung des Amplitudes einen entsprechenden Ton am NF-Ausgang der Schaltung, der ein “falsches Dip” bildet und die Erkennung von wirklichen Dips verhindert, obwohl under solchen Bedingungen ein echtes Dip noch (mit etwas Schwierigkeit) erkannt werden kann, weil das echte Dip einen noch lauterer Ton verursacht.
Den Wobbelhub habe ich nie gemessen, aber da die Schaltung von Oszillator und Wobbelung fast identisch zu der vom DipIt sind, gehe ich davon aus, dass der Hub in etwa der Angabe im Handbuch (+-0,2% der Oszillatorfrequenz) entspricht.
Hallo Grid Dip Freunde, hatte auch schon mal vor, sowas zu bauen. Inspiriert hat mich damals diese Seite: http://elm-chan.org/works/ddm/report_e.html Beste Grüße
Hallo , ich habe vor Jahren ebenfalls ein Dip-Meter gebaut und seit dem verwendet um Schwingkreise und Bandfilter abzugleichen . Auch die Frequenz eines unbekannten Schwingkreises zu ermitteln. Ich verwende den Oszillator von Herrn Kainka in abgewandelter Form. https://www.b-kainka.de/bastel53.htm Die vorletzte schaltung unten, bis zur Diode, dann ein Kondensator zur Buchse. Dort schließe ich einen einfachen asiatischen Frequenzmesser (EBAY) an. Damit kann ich von 100 KHz bis ca. 25 MHz messen, welches für mich ausreicht und genau genug ist.
ek13 schrieb: > Inspiriert hat mich damals diese Seite: > http://elm-chan.org/works/ddm/report_e.html Danke, die Seite kannte ich noch nicht.
ek13 schrieb: > Inspiriert hat mich damals diese Seite: > http://elm-chan.org/works/ddm/report_e.html Mich interessiert grundsätzlich, wie man die Empfindlichkeit des Dipmeters maximiert. Das DipIt erreicht hohe Empfindlichkeit aus folgendem Grund, laut Handbuch: “Da man das demodulierte 400Hz-Signal fast beliebig hoch verstärken kann besitzt diese neuartige Dipperschaltung eine signifikant höhere Anzeigeempfindlichkeit als bisherige Geräte.” (https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf) Auf der anderen Seite, das ELM Dipper scheint auch einen Trick zu verwenden. Laut obiger Webseite gibt es bei der Schaltung “a level detector, level control circuit”, wobei “level control is done by shiftnig the gate bias voltage with gain control voltage.” Wenn ich das richtig verstehe, klingt es so, als würde das ELM Dipper eine ständig geregelte (“level controlled”) Gleichstromverstärkung verwenden, statt der durch Wobbeln ermöglichten Wechselstromverstärkung beim DipIt Dipper. Gibt es auch einfachere Schaltungen, die die Empfindlichkeit des DipIt Dippers annähern? Ich habe einige Schaltungen mit Brückenschaltung gesehen, habe die aber noch nicht probiert.
qrp-gaijin schrieb: > Ausgangspunkt war der Oszillator, > der vom Herrn Kainka vorgestellt wurde: Den angeblichen 'Kainka-Oszillator' kannst Du schon in einer Funkschau aus den 60er Jahren finden. Und auch damals war er schon nicht ganz neu.
Hab hier den uralten TRADIPPER TE-15. Die einfache Schaltung funktioniert nach manual von 440 kHz bis 280 MHz in 6 Bändern. Das Band F (140 - 280 MHz) ist aber nur stark eingeschränkt nutzbar. https://www.google.com/search?q=Tradiper+TE-15&client=firefox-b-d&tbm=isch&source=iu&ictx=1&fir=SH3W7ct_Pn1qkM%252CswS4tE6NSLIMjM%252C_&vet=1&usg=AI4_-kQonIQCIGwljODOs5Ov0EKZtI0maA&sa=X&ved=2ahUKEwiT6rKK6dPrAhXR3KQKHXk8DJoQ9QF6BAgKECc#imgrc=wZh-nj6WkIUQFM Grüße von petawatt
eric schrieb: > Den angeblichen 'Kainka-Oszillator' @eric, da ist ihnen die Phantasie wohl durchgegangen. Niemand hat angegeben, dass es sich um einen 'Kainka-Oszillator' handelt, weder die User in diesem Thread, noch Burkhard Kainka. Herr Kainka bezieht sich auf ältere Quellen, und die User hier nennen in korrekter Weise die Quelle ihrer Schaltungen beziehungsweise die Quellen von Ideen zu ihren Schaltungen. Da das Schaltungsprinzip beispielsweise im Lehrbuch Klassiker von Tietze, Schenk enthalten ist, kommt kaum jemand auf die Idee, dass es sich um eine neue Erfindung handeln könnte. Allerdings wurde 1989 von Matthias Peters eine interessante Weiterentwicklung zum Patent angemeldet. Siehe: https://data.epo.org/publication-server/document?iDocId=617128&iFormat=0 Zu ihrer Behauptung: "Du schon in einer Funkschau aus den 60er Jahren finden." würde wohl eine genaue und nachprüfbare Quellenangabe als seriöser Beleg eignen. Dieses "in einer Funkschau aus den 60er Jahren" klingt wie eine ungeprüfte Weitergabe eines Gerüchts.
John qrp schrieb: > Herr Kainka bezieht sich auf ältere Quellen ohne eine Herkunftsangabe > und die User hier nennen diese Schaltung deshalb üblicherweise den 'Kainka-Oszillator' und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte. Es handelt sich um die Transistor-Modifikation des aus den 30er-Jahren bekannten Franklin-Oszillators. Ich erinnere mich schwach, irgendwo gelesen zu haben, dass die Schaltung ca. 1960 von einem Ungarn erdacht wurde. Ca. 1990 habe ich nach einer damals schon älteren Funkschau- Veröffentlichung einen Testoszillator gebaut. Wenn jemand unbedingt das Quellendatum wissen will, weil er glaubt, es besser zu wissen, dann möge er sich bitte selbst die Mühe machen, danach zu suchen. Ich habe dazu keine Lust. Die so genannte Weiterentwicklung sieht mir bei flüchtiger Betrachtung eher wie ein Multivibrator aus.
Sieht aus wie ein Peltz-Oszillator, vermutlich meint eric die Veröffentlichung hier: PELTZ, G.: Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und Serienresonanz. In: Funkschau, 1971, H.15, S.465,466 Vielleicht gabs auch ein Patent dazu, könnte dann schon zurück in die Sechziger reichen. Arno
eric schrieb: > die User hier nennen > diese Schaltung deshalb üblicherweise den 'Kainka-Oszillator' Das scheint eine Thread Verwechslung zu sein. Denn tatsächlich hat kein User hier in diesem Thread die Bezeichnung 'Kainka-Oszillator' verwendet. eric schrieb: > und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte. Ziemlich irrelevant, was jemand glaubt zu wissen, was andere glauben, wenn es hier in diesem Thread keine tatsächlichen Hinweise auf einen Irrtum gibt. eric schrieb: > Es handelt sich um die Transistor-Modifikation des aus den > 30er-Jahren bekannten Franklin-Oszillators. Das ganz sicher nicht. Das Prinzip des Franklin Oszillators kann in Lehrbüchern nachgelesen werden und stellt sich völlig anders dar als die hier diskutierte Schaltung. --- Arno H. schrieb: > PELTZ, G.: Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und > Serienresonanz. In: Funkschau, 1971, H.15, S.465,466 Ja, das entspricht der Literaturangabe im Wikipedia Artikel und in anderen Veröffentlichungen. Arno H. schrieb: > Sieht aus wie ein Peltz-Oszillator Genau, ist auch der Peltz Oszillator. Wird üblicherweise so, oder emittergekoppelter Oszillator oder Differenzverstärker Oszillator genannt.
John qrp schrieb: > Das scheint eine Thread Verwechslung zu sein. Und das Ganze hier ist ein Streit um des Kaisers Bart !
eric schrieb: > Den angeblichen 'Kainka-Oszillator' eric schrieb: > 'Kainka-Oszillator' > und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte. eric schrieb: > Und das Ganze hier ist ein Streit um des Kaisers Bart ! Schön, dass sie das erkannt haben. Nehmen sie es doch einfach etwas gelassener, dass irgend jemand in der Vergangenheit nicht so genau zwischen der Quelle seiner Schaltung und dem ersten Auftauchen des Funktionsprinzips unterschieden hat. Immerhin konnten sie hier lernen, dass Günter Peltz nicht in eric schrieb: > Funkschau aus den 60er sondern 1971 darüber publiziert hat. Ist ja nicht tragisch, wenn man das nicht weiss, auch das sollte man nicht so schwer nehmen. Und der Peltz Oszillator, oder wie auch immer man ihn jetzt benennen will, ist in gewisser Weise ein Gegenteil zum Franklin Oszillator, auch wenn er andere Eigenschaften mit ihm gemeinsam hat. Hier hilft es, die Rückkopplung und die Ankopplung des Resonators beziehungsweise des Schwingkreises an zu sehen. Entsprechend hat der Pelts Oszillator zwar einige vorteilhafte Eigenschaften, aber nicht alle guten eigenschaften des Franklin Oszillators.
John qrp schrieb: > Ist ja nicht tragisch, wenn man das > nicht weiss, auch das sollte man nicht so schwer nehmen. ICH bin doch nicht derjenige, der sich aufregt und hier halbe Romane schreibt! Das Ganze ist nicht nur ein Streit um des Kaisers Bart, sondern rechthaberische Krümelkackerei. Darum Schluss!
eric schrieb: > ICH bin doch nicht derjenige, der sich aufregt > und hier halbe Romane schreibt! > Das Ganze ist nicht nur ein Streit um des Kaisers Bart, > sondern rechthaberische Krümelkackerei. > Darum Schluss! Ja natürlich, ihr unaufgeregtes Posting strahlt ja Gelassenheit in Reinkultur aus, unterstrichen durch Fäkalsprache. ;) :)
qrp-gaijin schrieb: > Wenn über einen breiten Spektrumsauschnitt > (z.B. 50 kHz oder mehr) gewobbelt wird, verursacht die natürliche > Variierung des Amplitudes einen entsprechenden Ton am NF-Ausgang der > Schaltung, der ein “falsches Dip” bildet Mir ist eingefallen, dass mit entsprechend breitem Wobbelhub und entsprechend schmalem Dip, sodass der Wobbelhub verursacht innerhalb eines Zykluses des Wobbelvorgangs sowohl eine Verringerung der Oszillatoramplitude als auch eine danachvolgende Vergrösserung der Oszillatoramplitude, dann wenn die Wobbelfrequenz 400 Hz beträgt, sollte im Fall eines Dips eigentlich ein Ton mit 800 Hz erzeugt werden. Der Grund ist einfach: ein Zyklus des Wobbelvorgangs entsteht aus “hingehen” (Oszillatorfrequenz wird erhöht) und “zurückkommen” (Oszillatorfrequenz wird verringert). Sowohl beim hingehen als auch beim zurückkommen wird wegen des Dips die Oszillatoramplitude einmal verringert und einmal vergrössert – ein “Impuls” wird erzeugt, und zwar zweimal, für jeden Wobbelzyklus. Allerdings im Fall der natürlichen, durch den Wobbelvorgang selbst erzeugten Variierung der Oszillatoramplitude (die nicht durch ein Dip verursacht wird) entsteheht nur einen Ton mit 400 Hz, welcher die Wobbelfrequenz (und nicht die doppelte) entspricht – weil beim “hingehen” wird (zum Beispiel) die Oszillatoramplitude nur vergrössert, und beim “zurückkommen” wird dann die Oszillatoramplitude nur verringert – was dann nur ein Zyklus (und nicht zwei) erzeugt. Das heisst: wenn man am NF-Ausgang einen Filter verwendet, der auf die doppelte Wobbelfrequenz zentriert ist, sollte eine Differenzierung zwischen falsche Dips (durch den Wobbelvorgang selbst erzeugte Variierung der Oszillatoramplitude) und echte Dips möglich sein. Ich werde das NF-Signal demnächst mit der PC-Soundkarte messen, aber schon beim konzentrierten Zuhören scheint es wohl der Fall zu sein, dass beim falschen Dip did Frequenz des erzeugten NF-Tons der Wobbelfrequenz entspricht, und beim echten Dips der doppelten Wobbelfrequenz entspricht. @bbrand – mir ist auch aufgefallen, dass die Frequenz des Peaks bei der obigen Aufzeichnungen etwa 1400 Hz betragen. In deiner Schaltung, was war die eigentliche Wobbelfrequenz? War sie 700 Hz oder 1400 Hz?
qrp-gaijin schrieb: > Ich werde das NF-Signal demnächst mit der PC-Soundkarte messen, aber > schon beim konzentrierten Zuhören scheint es wohl der Fall zu sein, dass > beim falschen Dip did Frequenz des erzeugten NF-Tons der Wobbelfrequenz > entspricht, und beim echten Dips der doppelten Wobbelfrequenz > entspricht. Diese Überlegungen habe ich vor Jahren beim Studium der Unterlagen zum dipit auch angestellt. Die Darstellung bei qrp Project schien mir fragwürdig, wenn ich mich jetzt richtig dran erinnere. Ich meine auch, dass die Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz sinnvoll ist. Voraussetzung ist natürlich, dass man symmetrisch wobbelt, also mit Sinus oder Dreieck und nicht mit Sägezahn, und dass der echte Dip in der Mitte des überstrichenen Frequenzbereichs steht. Eine weiter Überlegung wäre, die Oszillatoramplitude zu regeln, so dass der Frequenzgang der Oszillatorspannung eingeebnet wird. Ein geeigneter Tiefpass in der Regelung könnte dafür sorgen dass ein echter und somit scharfer Dip NICHT eingeebnet wird. Interssantes Projekt, @qrp-gaijin!
John qrp schrieb: > Ich meine auch, > dass die Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz sinnvoll ist. Eine einfache Messung mittels NF-Spektrumanalysators am Handy hat erwiesen, dass entsprechend Erwartungen, entsteht, zumindest bei meiner Schaltung, die doppelte Wobbelfrequenz sehr stark beim echten Dip, und nur sehr schwach beim falschen Dip. (Dass die doppelte Wobbelfrequenz überhaupt noch beim falschen Dip schwach auftaucht liegt wahrscheinlich an der nicht sinusformigen Wobbelung.) Um die Lösungsansätze zusammenzufassen: 1. Filtern. Relative einfach zu realisieren, sowohl im analogen als auch im digitalen Domäne. 2. Dynamisches Regeln der Amplitude des Oszillators (siehe z.B. https://sites.google.com/site/linuxdigitallab/low-noise-crystal-experiment/vfo-stablized-dipper-ocillator, Abschnitt “Enhancement Stabilization”). Eher schwierig zu realisieren, weil der Regelmechanismus über einen sehr breiten Frequenzbereich sehr schnell die Amplitude regeln muss -- aber nicht zu stark und nicht zu schnell, um nicht den Dip zu verdecken (wie oben schon erwähnt). 3. Statische ansätze, die Amplitude des Oszillators zu “regeln”. Zum Beispiel, Kapazitätsdioden mit intrinsisch höherer Güte wählen, und diese Dioden nur bei höherer Spannung betreiben (weil die Güte bei niedriger Spannung eher abfällt). Was als einfaches Dipperprojekt begonnen hat scheint immer komplexer zu werden... allerdings steigt auch die Nutzbarkeit. Irgendwann werde ich vielleicht auch eine Rauschbrücke integrieren, damit ich auch Reaktanz von Antennen messen kann.
qrp-gaijin schrieb: > @bbrand – mir ist auch aufgefallen, dass die Frequenz des Peaks bei der > obigen Aufzeichnungen etwa 1400 Hz betragen. In deiner Schaltung, was > war die eigentliche Wobbelfrequenz? War sie 700 Hz oder 1400 Hz? Ähm... Der Peak war bei etwas über 1400 kilo Hz. Die Wobbelfrequenz war 400 Hz. Gruß, Bernd
Bernd B. schrieb: > 1400 kilo Hz Danke für die Erklärung; nun ist alles klar. Ich habe die Aufzeichnungen anfangs falsch interpretiert.
qrp-gaijin schrieb: > Wenn ich das > richtig verstehe, klingt es so, als würde das ELM Dipper eine ständig > geregelte (“level controlled”) Gleichstromverstärkung verwenden, statt > der durch Wobbeln ermöglichten Wechselstromverstärkung beim DipIt > Dipper. @gaijin. Das siehst du wohl richtig. Für die Regelung selbst wird annähernd "Gleichstromverstärkung" verwendet. Wenn du wobbelst, hast du am Ausgang der Regelung aber beim Dip ein Wechselspannungssignal, das du analog oder digital filtern und verstärken kannst. Die Regelspannung ist so zu sagen das gepufferte und verstärkte Detektor Signal. Die Frage, ob man auf die Wobbelfrequenz filtert, oder auf die doppelte, habe ich mir nochmals angesehen. Das scheint mir vor Allem vom Verhältnis vom Wobbelhub zu Dipbreite ab zu hängen. Bernd B. schrieb: > in etwa der Angabe im Handbuch (+-0,2% der > Oszillatorfrequenz) Bernd B. schrieb im Beitrag \#6392750: > gewaltige Störpegel ein. Die konnte ich durch einen 400 Hz > Bandpassfilter weitgehend eliminieren @Bernd. Die von dir aufgezeichneten Dips haben eine Delle in der Mitte. Allerdings ist die Kurve nicht sehr genau aufgelöst. Der Doppelgipfel passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des Dips maximal. Kannst du das vielleicht aus Aufzeichnungen oder aus der Erinnerung bestätigen?
John qrp schrieb: > Die Frage, ob man auf die Wobbelfrequenz filtert, oder auf die doppelte, > habe ich mir nochmals angesehen. Das scheint mir vor Allem vom > Verhältnis vom Wobbelhub zu Dipbreite ab zu hängen. ... > Der Doppelgipfel > passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache > Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des > Dips maximal. Sehr interessante Anmerkungen. Ich wollte nebenbei auch anmerken, dass in der Praxis (mit meiner Schaltung, zumindest), es beim breiteren Wobbelhub einfacher ist, schwache Dips zu finden. Das heisst, die Empfindlichkeit ist glaube ich am höchsten, wenn die Wobbelbreite so breit wie möglich eingestellt ist. Dann reagiert die Schaltung mit maximaler Empfindlichkeit auf jegliche Veränderung der Oszillatoramplitude, die z.B. durch lose Kopplung zum Resonator verursacht wird. Der Haken dabei ist, wie schon gesagt, dass die Schaltung dann auch von der inhärenten Variierung (die nicht durch Dips verursacht wird) der Oszillatoramplitude beeinflüsst wird. John qrp schrieb: > Eine weiter Überlegung wäre, die Oszillatoramplitude zu regeln, so dass > der Frequenzgang der Oszillatorspannung eingeebnet wird. Ein geeigneter > Tiefpass in der Regelung könnte dafür sorgen dass ein echter und somit > scharfer Dip NICHT eingeebnet wird. Schaltungsvorschläge wären willkommen!
Abgesehen von den Finessen der verschiedenen Oszillatoren. Dieser Thread bringt mich auf eine (eigentlich naheliegende) Idee: So ein (Grid) Dipmeter ist ein praktisches Messgerät, simpel aufgebaut, heutzutage bei den digitalen Möglichkeiten fast vergessen. Wollte ich mir schon immer bauen, aber der mechanische Aufwand (Drehkondensator mit Skala, Kalibrierung der Frequenzen) hatte mich immer abgeschreckt. Gebrauchte Dipmeter bei ebay sind teuer und oft von unbekannter Qualität. Konzept (ins unreine gedacht): - Einfache Schaltung mit Röhre (batterietauglich) oder FET, - das Wickeln der einzelnen Spulen sollte unkompliziert sein, - kein Drehkondensator sondern Poti und Kapazitätsdiode, - keine analoge Skala sondern ein digitaler 0815-Frequenzzähler, evtl. eine ganz grobe Skala zur Übersicht, - Frequenzbereich bis ca 100 MHz, - kein Präzisionsmessgerät sondern ein alltagstaugliches Gerät um mal schnell die Resonanzfrequenz eines Kreises abschätzen zu können. Das mit der Wobbelfunktion werde ich nochmal überdenken, das Schöne wenn man selber baut, ist, daß man flexibel ist. Mohandes
Mohandes H. schrieb: > Wollte ich > mir schon immer bauen, aber der mechanische Aufwand (Drehkondensator mit > Skala, Kalibrierung der Frequenzen) hatte mich immer abgeschreckt. > Konzept (ins unreine gedacht): Bei diesem Konzept, wie wird der Dip angezeigt? Durch Drehspulmesswerk? Oder mittels Leuchten eines LEDs? Wenn Letzteres, würde es mich sehr interessieren, ob man ausreichende Empfindlichkeit erreichen kann, ohne das Wobbelverfahren.
John qrp schrieb: > wurde 1989 von Matthias Peters eine interessante Weiterentwicklung zum > Patent angemeldet. Siehe: > https://data.epo.org/publication-server/document?iDocId=617128&iFormat=0 Was man so alles patentieren lassen kann. Unmengen redundanten Textes, teils Trivialitäten die mit der Erfindung selbst nichts zu tun haben und z.B. im Tietze Schenk nachzulesen sind. Besonders amüsant: > ... wobei am Emitter des anderen Transistors (18) > und parallel zum entsprechenden Emitterwiderstand (22) > eine Treiberschaltung (23) für eine auskoppelbare > Oszillatorspannung für eine externe niederohmige > stark kapazitive Last angeschlossen ist. ... was einen simplen Emitterfolger beschreibt.
qrp-gaijin schrieb: > Bei diesem Konzept, wie wird der Dip angezeigt? Durch Drehspulmesswerk? > Oder mittels Leuchten eines LEDs? Wenn Letzteres, würde es mich sehr > interessieren, ob man ausreichende Empfindlichkeit erreichen kann, ohne > das Wobbelverfahren. Soweit bin ich noch gar nicht, ist wie gesagt erstmal ins unreine gedacht. Aber tendentiell würde ich ein kleines Drehspulmesswerk bevorzugen - ist besser zu erkennen als das Flackern einer LED. Oder eine akustische Anzeige? Wobei, mit der richtigen Schaltung, sollte eine LED einem analogen Messwerk in der Empfindlichkeit um nichts nachstehen. Ich werde mir die Tage mal ein paar Schaltungen zum Dipmeter anschauen und analysieren - man muß das Rad ja nicht neu erfinden sondern aus den Erfahrungen anderer lernen. Nachdenkenswert finde ich die Kombination aus Kapazitätsdiode und digitaler Frequenzanzeige.
Mohandes H. schrieb: > ein paar Schaltungen zum Dipmeter anschauen Eine Brückenschaltung sollte angeblich die Empfindlichkeit steigern lassen. Konzepte dazu findet man hier: https://www.pe2bz.philpem.me.uk/Comm01/-%20TestEquip/-%20Generators/G-202-GridDip-01/gdo.htm https://worldradiohistory.com/UK/Short-Wave-UK/50s/SWM-1951-04.pdf (p. 81) Allerdings glaube ich, dass bei solchen Brückenschaltungen, die Brücke immer wieder neu ausgeglichen werden muss, weil die Oszillatoramplitude sich variiert als der LC-Resonator abgestimmt wird. Laut DipIt Handbuch: "Die Schwingamplitude des Dipper-Oszillators ändert sich schaltungsbedingt zwischen dem Anfang und Ende des Abstimmbereichs und ist ferner stark von dem jeweils gesteckten Frequenzbereich abhängig. Ein bei allen Modellen vorhandenes „Empfindlichkeitspoti“ muss laufend nachgestellt werden um den Resonanzdip auf dem Messinstrument bei etwa 2/3 des Zeiger-Vollausschlags optimal erkennen zu können." (https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf).
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John qrp schrieb: > @Bernd. Die von dir aufgezeichneten Dips haben eine Delle in der Mitte. > Allerdings ist die Kurve nicht sehr genau aufgelöst. Der Doppelgipfel > passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache > Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des > Dips maximal. Kannst du das vielleicht aus Aufzeichnungen oder aus der > Erinnerung bestätigen? Ich habe noch eine Aufzeichnung des Doppelgipfels mit höherer Auslösung, die ich mir in meinem ersten Post gespart habe. Der Doppelgipfel war allerdings unabhängig von der Filterung; diese hat nur den Pegel links und rechts der Gipfel deutlich reduziert. Gruß, Bernd
qrp-gaijin schrieb: > Schaltungsvorschläge wären willkommen! So weit habe ich meine Überlegungen dazu nicht entwickelt. Tut mir leid, da gibts nichts Präsentierbares. Auf der anderen Seite, ist es beim Regeln der Oszillator Amplitude in Kombination mit Auswerten der Regelspannung eh einfach. Man kann die Regelspannung über einen sehr einfachen Hochpass oder Bandpass auskoppeln und weiter verarbeiten. Ein einfacher Koppelkondensator beispielsweise lässt ja schon den Gleichspannungsanteil der Regelspannung verschwinden. Die weitere Filterung und Verstärkung kann man beliebig aufwändig betreiben. Bernd B. schrieb: > Ich habe noch eine Aufzeichnung des Doppelgipfels mit höherer Auslösung, > die ich mir in meinem ersten Post gespart habe. Der Doppelgipfel war > allerdings unabhängig von der Filterung; diese hat nur den Pegel links > und rechts der Gipfel deutlich reduziert. Alles klar, danke für die Info. Sie bestätigt meine Vermutung. Bei Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz und geeignetem Hub hätte man ein eingipfeliges Ergebnis. Wobei mir die Kerbe im Dip kein Nachteil zu sein scheint. Vielleicht ist sie sogar eine Hilfe beim genauen Einstellen der Fequenz.
Mohandes H. schrieb: > Was man so alles patentieren lassen kann. Irgenwas muss der Patentanwalt für das viele Geld. das er kassiert, ja auch liefern - und wenn es aufgeblasene Trivilialitäten sind.
Sorry, sollte heissen 'Trivialitäten'. Deutsch ist sich halt schwerres Sprak.
Mohandes H. schrieb: > Oder > eine akustische Anzeige? Sowas interessiert mich auch. Leser dieser Diskussion haben wahrscheinlich schon die mehrmals erwähnte Seite vom Herrn Kainka gesehen (https://www.b-kainka.de/bastel53.htm). Die letzte Schaltung auf der Seite ist interessant. Ich hatte früher mal die verwandte, superregenerative Schaltung vom Alan Yates gebaut (http://vk2zay.net/article/133). Obwohl es fuktionierte, schien es mir schwierig, die Schaltung von Yates auf beliebige Frequenzbereiche anzupassen (z.B. weniger als 1 MHz). Ausserdem strahlt die Schaltung von Yates sehr wenig, welches die Verwendung als Signalquelle ausschliesst. Dabei scheint die (ich versuche, meine Wörter vorsichtig zu wählen) auf der Seite von Kainka präsentierte Schaltung im allegmeinen Fall nutzbarer zu sein. Möglicherweise könnte die auf der Seite von Kainka präsentierte Schaltung mit Tongenerator vielleicht auch mit einer Brückenschaltung kombiniert werden, welches vielleicht die Empfindlichkeit verbessern würde. Es wäre interessant, die Empfindlichkeit einer solchen Schaltung mit der des DipIts zu vergleichen.
qrp-gaijin schrieb: > von Kainka präsentierte > Schaltung mit Tongenerator Ausserdem: weil bei dieser Schaltung die NF-Frequenz des Ausgangssignales die einzige Bedeutung hat, eignet es sich für digitale Signalverarbeitung. Ein FFT (oder ähnliches) könnte sehr einfach den Dip erkennen. Genau wie bei der ELM-Schaltung, könnte eine "peak-hold" (bzw. "dip-hold") Verarbeitung laufend die niedrigste einkommende NF-Frequenz darstellen, damit man einfach feststellen kann, wo der Dip liegt.
qrp-gaijin schrieb: > Allerdings glaube ich, dass bei solchen Brückenschaltungen, die Brücke > immer wieder neu ausgeglichen werden muss, weil die Oszillatoramplitude > sich variiert als der LC-Resonator abgestimmt wird. Natürlich ist das so. Diese Brückenschaltung ist funktioniert wie eine Lupe, die nach geschoben werden muss. Allerdings kann man so eine Brücke selbst abgleichend machen. Was allerdings wieder in der Bedienung die Besonderheiten aufweist. Am Besten stellt man eine Auswahl zur Verfügung zwischen Handabgleich und Selbstabgleich und spendiert noch einen Druckknopf für den Schnellabgleich. Man muss halt überlegen, was man im Gebrauch bevorzugt.
Bernd B. schrieb im Beitrag \#6392750: > Hat im Grunde genommen auch funktioniert, aber > das Projekt ist dann irgendwann wieder eingeschlafen. @Bernd B., dein Konzept finde ich nach einigen weiteren Überlegungen am überzeugendsten. Ich würde lediglich bei der Detektion noch phasenrichtig auswerten. Das würde bedeuten, dass der rechte Halbgipfel der Dips nach unten weist. Dann hätte ich die Info, ob es sich jeweils um eine linke oder eine rechte Flanke handelt im Signal. Diese Info eröffnet recht komfortable weiter Verarbeitungs Möglichkeiten. Lagen dem Einschlafen des Projekts ungelöste technische Probleme zu Grunde, oder haben sich einfach deine Prioritäten verschoben? (Von mir kenne ich auch, dass die Motivation nach lässt, wenn die Probleme mal gelöst sind. Das ist bei mir mitunter Anlass, mich über mich selbst zu ärgern.) Würdest du bitte Schaltplan, Quellcode der Firmware und evtl. auch Layout zur Verfügung stellen? Keine Sorge, ich bin nicht auf der Suche nach einer Bauanleitung, sondern eher nach einer Quelle der Inspiration für Detaillösungen. 73 John
John qrp schrieb: > ...und evtl. auch Layout zur Verfügung stellen? Klar, braucht man natürlich für ausreichende 'Inspiration'.
John qrp schrieb: > Würdest du bitte Schaltplan, Quellcode der Firmware und evtl. auch > Layout zur Verfügung stellen? Keine Sorge, ich bin nicht auf der Suche > nach einer Bauanleitung, sondern eher nach einer Quelle der Inspiration > für Detaillösungen. Oje. Das Projekt stammt noch aus meinen Eagle-Zeiten, die angehängte ZIP-Datei enthält Hardware und Software. Aber: Die Hardware ist noch die erste Revision ohne den nachträglich reingebastelten Bandpassfilter. Das ist also die Schaltung, mit der die bisher gezeigten Aufzeichnungen erstellt wurden. (Übrigens hat mich mein Gedächtnis getäuscht, die Wobbelfrequenz war 500 Hz - spielt aber keine große Rolle). Zur SW: Es wird eigentlich nur die Datei main.test.c verwendet. Diese hatte ich so modifiziert, dass anstelle der Ansteuerung des Displays serielle Daten über eines der Displaypins ausgegeben werden, die ich dann im PC eingelesen habe. Die andere main.c mit Displayansteuerung habe ich soweit ich mich erinnere nie verwendet. In main.test.c hatte ich wohl schon versucht, die Lage des Minimums zwischen der beiden Gipfeln zu lokalisieren. Ich habe mir aber vorhin die Datei nochmal kurz angeschaut und bin gleich darauf gestoßen, dass es so eigentlich nicht funktionieren kann. Ich bin auch nicht sicher, ob ich diesen Stand der SW jemals ausprobiert habe. Warum ich das Projekt mehr oder weniger aufgegeben habe: Ich hatte ja schon reichlich an der Platine rumgebastelt, um nachträglich den Bandpassfilter einzuziehen. Meine Versuche hatte ich bis dahin auch nur im relativ niedrigen Frequenzbereich von ca. 1-3 MHz gemacht. Als ich dann mal eine Spule für höhere Frequenzen gewickelt und ausprobiert habe, musst ich feststellen, dass die resultierenden Signalamplituden dabei deutlich geringer waren, sie hätten kaum für den A/D-Wandler und erst recht nicht für die Frequenzerkennung ausgereicht. Der Einbau von weiteren Verstärkerstufen hätte auf jeden Fall ein neues Platinenlayout erfordert - und letztendlich konnte ich mich bisher dazu einfach nicht aufraffen. Gruß, Bernd
:
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Bernd B. schrieb: > Das ist also die Schaltung, mit der die > bisher gezeigten Aufzeichnungen erstellt wurden. Hi Bernd, vielen Dank für die Unterlagen. Ich werde sie mir noch genau ansehen. Öffnen haben sich die Dateien lassen. Ausreichende und gleichmässige Amplituden sind wohl die Herausforderung bei den Dippern. Aber Wobbeln plus Filtern ist schon einmal ein viel versprechender Ansatz. Zur Zeit bin ich grad dran am Versuch, einen Emitter gekoppelten Oszillator mit Amplitudenregelung zu versehen. Damit er ohne viel Verzerrungen arbeitet, muss man ihn ganz schön zurück regeln. Mal sehen, was da raus kommt. 73 John
Einen verkehrten Ansatz zum Dipmeter findet man hier: https://www.diyaudio.com/forums/equipment-and-tools/350259-geometry-based-grid-dip-meter-emulation.html Die vorgeschlagene Schaltung schwingt nur dann, wenn es in die Nähe von einem LC-Resonator gebracht wird. Dort wird geschrieben: > the circuit does not oscillate until it is presented with a tuned circuit. > geometric configuration of the *coils*: they are magnetically orthogonal, > meaning their coupling coefficient is zero > The two coils divide the space into 4 quadrants > If a tuned circuit is present in any of the quadrants, it will be able to > interact with both inductors, because it will not be orthogonal. > The *transmission coil can induce a resonance in the tuned circuit, and in > turn, the current in its inductor will couple to the reception coil* > the *Tx coil can “illuminate” the tuned circuit, which then becomes visible > to the reception coil.* > With the GeoDip, the operation is static and the result is immediate: > bring the tuned circuit close to the coil head, and read the result on > a frequency meter. > Nothing to scan/explore, no coil to change. Ich konnte die bilder von der obigen Webseite bisher nicht herunterladen, aber das ganze scheint im Prinzip etwas wie ein auf Englisch sogenannter "Reinartz oscillator" zu sein: http://www.learningelectronics.net/VA3AVR/tutorial/xtor/xtor7/7xtorf9.gif (Quelle: http://www.learningelectronics.net/VA3AVR/tutorial/xtor/xtor7/xtor7.html). Neu ist nur die Positionierung von den Spulen (und die nicht zu unterschätzende Implementierungsdetails). Der obige Autor scheint die Schaltung tatsächlich gebaut zu haben, mit Operationsverstärker, und sie funktionierte angeblich bis 136 MHz. > My GeoDip prototype has oscillated from 1.35kHz to 136MHz: a range of 100,000 Ich bin noch am herumbasteln bei der DipIt Idee, aber dieser neue Ansatz klingt auch sehr interessant. Video vom Autor: https://www.youtube.com/watch?v=VonATwtUAkU
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Hallo, nachdem auf Grund dieses Threads mein Interesse am DipMeter (zumindest temporär) wieder erwacht ist, habe ich mal den Oszillator in LTSpice simuliert und bin dabei auf ein Phänomen gestoßen, das mir rätselhaft ist: Wenn ich den VCO mit einer Sägezahnspannung ansteuere und den Frequenzbereich mit aufsteigender Frequenz durchlaufe, liegt der Dip immer an der gleiche Stelle bzw. beim gleichen Wert der Steuerspannung. Steuere ich den VCO aber mit einer Dreickspannung an, dann liegt der Dip bei der fallenden Flanke des Dreiecks (also beim Durchlauf mit fallender Frequenz) an einer ganz anderen Stelle. Kann mir das jemand erklären? Ich haben mal die Schaltung und die Aufzeichnungen angehängt. (Grün: Drainspannung, Rot: Sourcespannung, Violett: Steuerspannung) Gruß, Bernd
Bernd B. schrieb: > an einer ganz anderen Stelle Grundsätzlich sind dafür Einschwingvorgänge in den Schwingkreisen und die Ladezeiten der Kondensatoren die Ursache. Hab jetzt die Halbleiter Modelle nicht auf dem Computer, werde es mir später ansehen.
Ich habe eine deutliche Verbesserung der Empfindlichkeit bei meiner Schaltung erreicht, indem ich das RF-Signal vom Kollektor des Differenzverstärker-Oszillators nehme, anstatt es vom Emitter zu nehmen (neuer Schalplan hier: http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94509#p94509). Es ist nun viel einfacher, Dips zu erkennen. Dann, geholfen von dieser erhöhten Empfindlichkeit, habe ich eine kleine Untersuchung gemacht, bezüglich des folgenden Kommentars. John qrp schrieb: > Sie bestätigt meine Vermutung. Bei > Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz und geeignetem Hub hätte man > ein eingipfeliges Ergebnis. Wobei mir die Kerbe im Dip kein Nachteil zu > sein scheint. Vielleicht ist sie sogar eine Hilfe beim genauen > Einstellen der Fequenz. Ich stellte den Wobbelhub etwas schmal ein. Ich fand ein Dip (ich schätze, so um die 15 MHz oder so). Es ergab sich, wie erwartet, ein Doppelgipfel. Ich hörte in den Kopfhörer einen Ton, der der einfachen Wobbelfrequenz entsprach. Ich stimmte dann den Oszillator so ab, dass sein Frequenz gerade in der Kerbe des Doppelgipfels lag. Der Ton im Kopfhörer wurde deutlich leiser. Dann, ohne die Abstimmung zu ändern, erweiterte ich den Wobbelhub. Es entstand dann, auch wie erwartet und bei genau der selben HF-Frequenzeinstellung, ein Ton, der nun der doppelten Wobbelfrequenz entsprach. Ich finde es schon nützlich (und lehrhaft), bei einer solchen Schaltung den Wobbelhub interaktiv einstellen zu können. Es ist auch von Vorteil, während einen Dip gesucht wird, den NF-Ausgangssignal direkt anzuhören, und sich nicht nur auf das Leuchten des LEDs zu verlassen.
John qrp schrieb: > Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des > Dips maximal. Angenommen, dass man den Wobbelhub und Filter so einstellt, sodass die detektierte Amplitude auf den Flanken des Dips maximal ist, dann: gibt es einen Weg aufgrund Messungen dieser Art die -3 dB Bandbreite des Resonators zu berechnen? Durch die Wobbelung erfahren wir eigentlich nur den Differentialquotient von der Funktion, die das Ansprechverhalten des Resonators beschreibt. Um die -3 dB Bandbreite zu berechnen, scheint es notwendig zu sein, die ursprüngliche Ansprechverhaltensfunktion zu wissen (wie bei herkömmlichen Dipmetern direkt vom Meter zu lesen ist), und nicht ihren Differentialquotient (wie beim DipIt-Ansatz gegeben ist). Gibt es hier eine einfache Lösung?
qrp-gaijin schrieb: > gibt > es einen Weg aufgrund Messungen dieser Art die -3 dB Bandbreite des > Resonators zu berechnen? Nein, eigentlich nicht. Du kannst natürlich eine Bandbreite ermitteln, aber das ist nicht die Bandbreite des Resonators an sich, sondern die Bandbreite des Gesamtsystems: Resonator, die undefinierte Kopplung und das Messobjekt haben Einfluss auf die Messung, die in Wirklichkeit eine sehr, sehr grobe Schätzung ist. Ein Dipper ist ein Dipper und der eignet sich für andere Zwecke hervorragend. Die Bestimmung der Bandbreite, bzw der Güte von Resonatoren ist etwas aufwändiger. qrp-gaijin schrieb: > Gibt es hier eine einfache Lösung? Ja, eine einfache Lösung gibt es. Wie ich oben schon erwähnt habe empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das Vorzeichen des Anstiegs erhalten. Um von der Anstiegskurve zur Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren. Dort wo die Anstiegskurve die Nulllinie schneidet, liegt ein Extremwert. Das kleinste Minimum ist der Dip, wenn es unter einer definierten Ansprechschwelle liegt.
Bernd B. schrieb: > an einer ganz anderen Stelle Die Halbleiter Modelle habe ich mir besorgt und die Sim läuft, oder besser gesagt, sie schleicht, weil ich hier nur eine schwache Maschine zur Verfügung habe. So kann ich mich nicht an Experimenten mit der Sim beteiligen. Mein Vorschlag wäre, den Wobbelbereich ein zuschränken und dafür langsamer zu wobbeln. Da müssten eigentlich der Dip hinauf und der Dip hinunter frequenzmässig zusammen rücken. In der Realität stimmt man einen Dipper auch sehr langsam ab, wenn man einmal grob weiss, wo der Dip liegt. Zu schnelles Wobbeln ist auch in der realen Welt ein Problem. insofern ist die Sim eine gute Abbildung der Realität :) .
John qrp schrieb: > die Sim läuft, oder besser gesagt, sie schleicht Ja, auch bei mir dauert der Durchlauf rund 4 Minuten. LTSpice nutzt halt leider nur einen Core und da nützt es wenig, wenn die CPU 8 davon hat. Dass ich darüber hinaus LTSpice über Wine unter Linux ausführe trägt auch nicht gerade zur Steigerung der Performance bei :-) > Mein Vorschlag wäre, den Wobbelbereich ein zuschränken und dafür > langsamer zu wobbeln. Das wäre bei dem von mir angedachten Vorgehen gar nicht notwendig, denn beim Dip wird ja die aktuelle Frequenz gemessen. Wie groß da gerade die VCO-Steuerspannung ist, bzw. ob sie für steigende und fallende Flanke gleich ist, spielt im Grunde genommen überhaupt keine Rolle. Gruß, Bernd
Bernd B. schrieb: > rund 4 Minuten. Bei der betagten Maschine hier sind es 6 h. Bernd B. schrieb: > Das wäre bei dem von mir angedachten Vorgehen > gar nicht notwendig, denn ... Bei der Fehlersuche empfiehlt es sich, die eigenen Vorannahmen los zu lassen und experimentell nach zu sehen, was Tatsache ist. Ich meine, deinen Denkfehler erkennen zu können, wenn du aber nicht experimentieren willst, halte ich eine Diskussion darüber für Zeitverschwendung, denn diese würde uns beiden mehr als 4 Minuten kosten.
John qrp schrieb: > Die Halbleiter Modelle habe ich mir besorgt und die Sim läuft, oder > besser gesagt, sie schleicht ... ... bei mir läuft die Simulation überhaupt nicht, LTSpice meldet daß die Modelle für BB112 & BF244B fehlen. Vielleicht könntest Du (Bernd) das mal komplett uploaden (*.zip)? So als Diskussionsgrundlage. Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip ausgelöst. Der Schwingkreis mit 20uH/270p sollte ja eine Resonanz bei 2,16 MHz zeigen. Wie ist das eigentlich mit dem Koppelfaktor gelöst bei Ltspice? Ich bin eher Löter als Simulator und arbeite mich gerade seit 3 Wochen in Ltspice ein. Schönes Programm: intuitiv zu bedienen, kann aber eine Menge. Da kann man einiges auf dem Bildschirm simulieren bevor man dann den Lötkolben in die Hand nimmt. Mohandes
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John qrp schrieb: > Bei der betagten Maschine hier sind es 6 h. Oh, das ist natürlich krass. John qrp schrieb: > Ich meine, > deinen Denkfehler erkennen zu können, Dann wäre ich Dir dankbar, wenn Du ihn mir mitteilen würdest. :-) > wenn du aber nicht experimentieren > willst, halte ich eine Diskussion darüber für Zeitverschwendung, denn > diese würde uns beiden mehr als 4 Minuten kosten. Ich experimentiere doch! Nur mache ich das vorläufig anhand von Simulationen, denn das dauert (zumindest auf meiner Maschine) nicht so lange, wie der praktische Aufbau und anschliessende experimentelle Änderung der Schaltung. Die Ergebnisse der Simulation stimmen übrigens recht gut mit den früher gemachten Aufzeichnungen an der realen Hardware überein. Wenn ich allerdings die komplette Schaltung mit Bandpassfilter, OP-Amp Verstärker, Gleichrichter und Spitzenwertdetektor simuliere, nähere ich mich auch einer Simulationszeit im Bereich von Stunden an. Gruß, Bernd
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Mohandes H. schrieb: > LTSpice meldet daß die > Modelle für BB112 & BF244B fehlen. Darum habe ich die zwei folgenden Direktiven eingefügt: .model BB112 D(Is=1p Rs=1.5 Bv=15 Ibv=10u Cjo=720p Vj=70 M=30) .MODEL BF244B NJF(Beta=1.6m Betatce=-500m Rd=1 Rs=1 Lambda=3.1m Vto=-2.29 Vtotc=-2.5m Is=33.57f Isr=322.4f N=1 Nr=2 Xti=3 Alpha=311.7 Vk=243.6 Cgd=3.35p M=362.2m Pb=1 Fc=500m Cgs=3.736p Kf=1.356e-002f Af=1) Mohandes H. schrieb: > Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen > Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip > ausgelöst. Die Frage von Bernd hat sich darauf bezogen, dass der Dip auf der abfallenden Flanke wo anders liegt, als auf der ansteigenden. Bernd B. schrieb: > (Die Ergebnisse der Simulation stimmen übrigens > recht gut mit den früher gemachten Aufzeichnungen an der realen Hardware > überein.) Das glaube ich wohl. Mit experimentieren habe ich zum gegenwärtigen Zeitpunkt eh auch Experimente in der Sim gemeint. Die Ansätze dazu habe ich auch schon genannt, also sinngemäss nochmals etwas detaillierter: Koppelfaktoren zum dut, Spulengüte, Durchlaufzeit der Wobbelung, Koppelungs- und Abblock Kondensatoren.
Bernd B. schrieb: > ... nähere ich mich auch einer Simulationszeit im Bereich von Stunden an. Da geht löten ja doch schneller ;-) Was ist denn bei dieser Simulation der kritische Zeitfaktor? Da müssen ja irgendwelche Schleifen sein, in denen Ltspice hängt. Ich werde die Simulation noch ans Laufen bekommen und dann schaue ich auch mal (habe auch nicht den flottesten Rechner).
John qrp schrieb: > Darum habe ich die zwei folgenden Direktiven eingefügt ... Danke! Hilft mir weiter!
Mohandes H. schrieb: > ... bei mir läuft die Simulation überhaupt nicht, LTSpice meldet daß die > Modelle für BB112 & BF244B fehlen. Vielleicht könntest Du (Bernd) das > mal komplett uploaden (*.zip)? So als Diskussionsgrundlage. Es gibt einen Satz von Standardbibliotheken für LTSpice mit stark erweitertem Umfang, dies enthalten u.A: auch BB112 und BF244. Ist sehr empfehlenswert. http://ltwiki.org/?title=Components_Library_and_Circuits#An_LTspice_Standard_Library_Replacement > Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen > Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip > ausgelöst. Beim Sägezahn, ja. Aber bei Dreieck liegt der Dip bei steigende Flanke bei knapp über 5V der Steuerspannung während er bei fallender Flanke bei knapp über 3V liegt. > Der Schwingkreis mit 20uH/270p sollte ja eine Resonanz bei 2,16 MHz > zeigen. Wie ist das eigentlich mit dem Koppelfaktor gelöst bei Ltspice? Der Koppelfaktor wird über die Anweisungen "K1 L1 L3 0.05" usw. angegeben. Damit sagt man LTSpice, dass die Induktivitäten L1 und L3 über den Faktor 0.05 gekoppelt sind. Ich weiß nicht wirklich, was für ein Wert hier realistisch wäre, die 0.05 habe ich nur geschätzt. Ich habe aber auch schon Simulation mit dem Wert 0.01 gemacht. Funktioniert auch, nur dass der Dip halt nicht so ausgeprägt ist. Den Wert von rund 0.25 für den Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen des Oszillators habe ich hier gefunden: https://www.wolfgang-wippermann.de/koppelfa.htm (oberster Link auf der Seite). Gruß, Bernd
Mohandes H. schrieb: > Was ist denn bei dieser Simulation der kritische Zeitfaktor? Da müssen > ja irgendwelche Schleifen sein, in denen Ltspice hängt. Die Simulation von Schwingungsvorgängen ist grundsätzlich etwas Anderes als eine Arbeitspunktbestimmung. Die Schwingungen, Sinuskurven und ähnliches müssen durch ausreichend viele Punkte, also zu ausreichend vielen Zeitpunkten bestimmt werden.
Bernd B. schrieb: > Den Wert von rund 0.25 für den Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen > des Oszillators habe ich hier gefunden: > https://www.wolfgang-wippermann.de/koppelfa.htm Das ist interessant! Im Nachbarthread 'Bandfilter mit DDS-Generator wobbeln' hatten wir gerätselt wie man den Koppelfaktor bei Zf-Filtern simulieren könnte. > Der Koppelfaktor wird über die Anweisungen "K1 L1 L3 0.05" usw. angegeben. Genug Futter und Inspiration zur Simulation, bevor es dann an die praktische Umsetzung und Messung geht.
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Bernd B. schrieb: > Ich weiß nicht wirklich, was für ein Wert hier realistisch wäre, die > 0.05 habe ich nur geschätzt. Ich habe aber auch schon Simulation mit dem > Wert 0.01 gemacht. Funktioniert auch, nur dass der Dip halt nicht so > ausgeprägt ist. Den Wert von rund 0.25 für den Koppelfaktor zwischen den > beiden Spulen ... Ein Koppelfaktor von 0,05 ist beim Dipmeter bestimmt praxisnäher als 0,25, je geringer der Koppelfaktor desto schärfer der Dip (allerdings auch weniger ausgeprägt).
Bernd B. schrieb: > dann liegt der Dip > bei der fallenden Flanke des Dreiecks (also beim Durchlauf mit fallender > Frequenz) an einer ganz anderen Stelle. Kann mir das jemand erklären? Das liegt zumindest zum Teil an der doch sehr hochohmigen Ansteuerung der Kapdioden. Da hinkt die Frequenz nach, weil die Kapazitäten zu langsam geladen werden. Mit 1k statt 68k schaut das bei mir schon ganz anders aus. Möglicher Weise sind noch andere Effekte wirksam. Hoffe, das hilft.
John qrp schrieb: > Du kannst natürlich eine Bandbreite ermitteln, > aber das ist nicht die Bandbreite des Resonators an sich, sondern die > Bandbreite des Gesamtsystems: Resonator, die undefinierte Kopplung und > das Messobjekt haben Einfluss auf die Messung, die in Wirklichkeit eine > sehr, sehr grobe Schätzung ist. DL2FI, Projektkoordinator des DipIt Projektes, machte folgende Anmerkungen: https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/1476-seltsamer-fehler-beim-dipper/&postID=9151#post9151 > Um das ein wenig zu erklären: > bedingt durch seine Funktionsweise sieht der Dipper beide Flanken der > Resonanzkurve. Je loser die Kopplung, je höher die Güte des Messobjektes, > um so mehr fallen die beiden Punkte zusammen. Ich gebe sogar zu dass wir > im trauten Kreis schon mal diskutiert haben, dass man im Prinzip ein PIC > Programm schreiben könnte, dass aus Frequenz der Mitte und der Frequenz der > beiden -3dBc Flanken die Güte berechnen könnte, überlassen das aber unseren > mehr digital veranlagten QRP und Selbstbau Freunden Bei der verlinkten Webseite wird auch der Doppelgipfel erwähnt. Die Diskussion dort bestätigt alles, was wir hier auch diskutiert haben. Dort wurde z.B. von DL4iE geschrieben: > im Resonanzfall 2 ausgeprägte Maxima - helle LED -, > dazwischen deutliches Minimum - dunkle LED - mit doppelter > NF-Frequenz und fast konstanter Amplitude.
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qrp-gaijin schrieb: > Schaltung hier sehen: > http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94319#p94319. (Die ursprüngliche Schaltung gdo9v2.png hänge ich hier mal an, zur besseren Übersicht). Das mit der hochohmigen Ansteuerung der Kapazitätsdode(n) erklärt einiges. Bei der obigen Schaltung wurde ja auch R12 von 100k auf 10k reduziert und R1 (100k) durch eine Brücke gegen Gnd ersetzt. Aber: dadurch wird die Güte Kap-Diode und damit des Schwingkreises stark herabgesetzt! (==> Dip wird breiter und flacher?). Eine Frage: das Wobbelsignal wird hier ja durch den astabilen Multiviberator Q4 & Q5 erzeugt. Wäre es nicht sauberer, das Dreieck bzw den Sägezahn mit einem NE555 zu erzeugen? Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß jeder Bescheid) erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur auf. Mohandes
Das mit den 2 Höckern (wobei man dann ja gut in der Mitte im Minimum abgleichen kann) ist auch klar: bei überkritischer Kopplung (also großem Kopplefaktor) entstehen mehr und mehr diese 'Kamelhöcker'. Dasselbe Phänomen wie bei ZF-Kreisen. Schwache Kopplung = 1 Peak, starke Kopplung = 2 Höcker.
Mohandes H. schrieb: > Bei der obigen Schaltung wurde ja auch R12 von 100k auf 10k reduziert > und R1 (100k) durch eine Brücke gegen Gnd ersetzt. > Aber: dadurch wird die Güte Kap-Diode und damit des Schwingkreises stark > herabgesetzt! (==> Dip wird breiter und flacher?). Ich glaube, dass ist keine Tragödie, obwohl ich keine Untersuchungen dazu gemacht habe. Angeblich kann die Dämpfung des LC-Kreises vom Oszillator sogar die Empfindlichkeit erhöhen: http://users.tpg.com.au/users/ldbutler/NegResDipMeter.htm > To produce a good dip, the shunt resistance of the > tuned circuit is lowered to a point where the circuit > just oscillates nicely and a little above the value > which would stop oscillation. To achieve this condition, > a resistor is shunted across the tuned circuit. As the > optimum value of the resistor was found to be different > for each band, the appropriate resistor for each coil > is fitted at its base as part of its plug-in module. The > selected value varies from 1.6 k.ohm to 4.7 k.ohm > and no resistance at all for the top VHF band. Meine Erfahrungen genügen noch nicht, um die obige Behauptung zu bestätigen. > Eine Frage: das Wobbelsignal wird hier ja durch den astabilen > Multiviberator Q4 & Q5 erzeugt. Wäre es nicht sauberer, das Dreieck bzw > den Sägezahn mit einem NE555 zu erzeugen? Wahrscheinlich schon. Meine Schaltung war halt gebaut mit den Bestandteilen, die gerade in meiner Schrottkiste lagen. Übrigens glaube ich anhand von LTspice Simulationen, dass durch R11/C7 das Signal von Q4/Q5 zum dreieckförmigen Signal wird; weiters kann man durch Veränderung von R3/R4/R5/R6/C1/C2 auch ein mehr oder weniger sägezahnförmiges Signal erreichen. > Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß > jeder Bescheid) :-) > erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede > Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur > auf. Hauptsache: der dippt. Es wurde mir mehrmals davon abgeraten, diesen Oszillator für ein Dipmeter zu verwenden -- aber der funktioniert nicht schlecht, finde ich. Es wäre schon interessant, die Empfindlichkeit verschiedener Oszillator zu vergleichen.
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qrp-gaijin schrieb: > Es wäre schon interessant, die Empfindlichkeit > verschiedener Oszillator zu vergleichen. Ja, das wäre interessant. Der 'Kainka-Oszillator' ist ja einfach aufzubauen und funktioniert offensichtlich. Wäre spannend zum Vergleich dasselbe a) mit einem klassischen GRID(!) Dipmeter (also mit Röhre) und b) mit einem FET aufzubauen. Und dazu eine vergleichbare Schaltung mit bipolaren Transistoren. Oben die Schaltung mit Röhre, ein Grid-Dipmeter von 1950. Der Klassiker! Am Gitter wird die Spannung über den 22k für das Drehspulmeßgerät abgegriffen, dort zeigt sich bei Resonanz dann der Dip. Über ein 100k-Poto wird die Anodenspannung variiert, es können verschiedene Verstärkungen eingestellt werden. Auf: http://www.angelfire.com/electronic/funwithtubes/GDO.html wird diese Schaltung und weitere (Nachfolger 1953 & 1962 - immer dasselbe Prinzip) sowie die Operating Procedure gezeigt. Würde man heutzutage eher mit einem FET bauen - das Prinzip bleibt gleich. Beim 'Kainka-Dipmeter' wird die Spannuug für den Dip ja an den Emittern abgegriffen (ich habe auch eine ähnliche Schaltung gesehen, wo sie am Kollektor abgegriffen wurde). Ich vermute stark, daß die klassischen Schaltungen überlegen sind, was Empfindlichkeit und Trennschärfe betrifft. Auch bei höheren Frequenzen werden die Transistoren schwächeln. > Hauptsache: der dippt. Ja klar. Aber man kann sich gut von älteren Schaltungen insüirieren lassen und davon lernen. Einerseits ist eine Verbesserung immer möglich (und wenn es nur aus Freude am basteln ist), anderseits ist so ein Dipmeter ja kein Präzisionsinstrument sonder eines um in der Praxis mal schnell eine Schwingkreis durchzumessen. Mohandes
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P.S. Die Röhre 955 ist eine (wegen ihrer Bauform) sog. Acorn-Triode. Diese wurden 1935 auf den Markt gebracht. Typische Anwendung: Oszillatoren bis 500 MHz (bis hin zu 900 MHz). Bei dieser Bauform sind die parasitären Kapazitäten (+ Miller-Kapazität) minimiert, ebenso die Induktivitäten der Zuleitungen. Die 955 gibts tatsächlich noch als NOS zu kaufen, für ca. EUR 20. Für 'normale' Frequenzen bis 30 MHz (oder auch bis 100 MHz) gibt es aber einen Zoo von guten und gut erhältlichen Röhren. Ich liebäugele ja mit der russischen 1SH24B, davon habe ich welche rumliegen. Heizung nur 1,2V/13mA, also batterietauglich. Werden auch Bleistiftröhren genannt, es gibt auch welche aus deutscher Produktion, z.B. die DFxxx-Serie. https://en.wikipedia.org/wiki/955_acorn_triode
qrp-gaijin schrieb: >> Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß >> jeder Bescheid) > > :-) Hier: https://www.radiomuseum.org/forum/dipper_ade.html findet man eine nützliche Diskussion samt Messungen und Schaltungen zum Peltz-Oszillator aka Kainka-Oszillator - oder einfach 'emittergekoppelter Oszillator' im Einsatz als Dipper.
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John qrp schrieb: > Um von der Anstiegskurve zur > Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren. Diese Problematik ließ mir keine Ruhe, also habe ich eine kleine Kalkulationstabelle erstellt. Von digitalisierte Antstiegskurvedaten direkt und numerisch zu integrieren schien mir fehleranfällig. Stattdessen denke ich, dass wir die Resonanzkurve analytisch als Cauchy-Lorenz-Verteilung modellieren können. Die analytische Formel dafür steht z.B. hier: https://www.itl.nist.gov/div898/handbook/eda/section3/eda3663.htm, und wird durch zwei Parameter s und t gesteuert. Dann, diese Verteilungsformel läßt sich auch analytisch differenzieren. Diese Formel (des Differentialquotients) wird auch durch die zwei Parameter s und t gesteuert. Dann, man braucht nur die Parameter s und t zu optimieren, damit die Kurve des Differentialquotients am besten die gemessenen Daten ensprechen. Wenn man die s und t Parameter für den Differentialquotient festgestellt hat, dann gelten diese Parameter auch für die ursprüngliche Cauchy-Lorenz-Verteilungsformel. Die analystische Cauchy-Lorenz-Verteilung kann dann anhand der Formel gezeichnet werden -- und wir haben dann analytisch die ursprüngliche Verteilung rekonstruiert, die der ursprüngliche Resonanzkurve entspricht. Dann, endlich, aufgrund dieser rekonstruierten Resonanzkurve können wir eine Bandbreite berechnen. Die daraus berechnete Bandbreite richtig zu interpretieren mag vielleicht unlösbar sein, aber zumindest läßt sich die Bandbreite rekonstruieren. Das alles wird im angehängtem Bild zumsammengefasst. Die Formel f(x) für die Cauchy-Lorenz-Verteilung, und die Formel f'(x) für ihren Differentialquotient, wurden links aufgeschrieben. Der Absolutwert des Differentialquotients -- der die Messungen eines gewobbelten Dipmeters entsprechen -- wird in der mittleren Grafik mit Orange dargestellt. Mit angemessener Wahl von s und t Parametern, kann diese Grafik weitgehend die von Bernd gemessenen daten annähern (siehe 4_detail.png von bbrand, oben). Im angehängtem Bild habe ich nur mit der Hand die Parameter s und t ungefähr gewählt, aber richtigerweise sollten diese Werte mit der Methode der kleinsten Quadrate optimiert werden. Es sollte vielleicht auch erwähnt werden, daß der Doppelgipfel hier nichts mit überkritischer Kopplung zu tun hat; der Doppelgipfel entsteht, weil wir beim Wobbelverfahren den Absolutwert des Differentialquotients (des Anstiegs) der Resonanzkurve erfahren, aber nicht die Resonanzkurve selbst. (Naja, "Resonanzkurve" ist auch etwas ungenau ausgedrückt -- damit meine ich, die beobachtbaren Einflüsse des gekoppelten Resonators an das Dipmeter.) Der eigentliche Wert (mit Vorzeichen) des Differentialquotients wird in der nächsten Grafik auf der rechten Seite mit Blau dargestellt. Solche Daten sollten auch in der Praxis messbar sein, wenn main wie oben schon vorgeschlagen eine phasensensitive Gleichrichtung verwendet. John qrp schrieb: > empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das > Vorzeichen des Anstiegs erhalten Dann, anhand von den optimal gewählten s und t, wird in der oberen Grafik die Cauchy-Lorenz-Verteilung dargestellt, die der ursprüngliche Resonanzkurve entsprechen sollte. Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht spaß.
qrp-gaijin schrieb: > Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht > spaß. Sehr interessant, wieder was gelernt. :) Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht.
Mohandes H. schrieb: > Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß > jeder Bescheid) erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede > Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur > auf. So generell würde ich dem nicht zusimmen. Wie so oft, kommt es drauf an. Jeder harmonische Oszillator, der nicht in der Amplitude geregelt ist, geht in die Begrenzung. Wie stark das der Fall ist, hängt von der Verstärkung ab. Wenn sie nur sehr wenig über 1 liegt, kann es sein, dass sich die Begrenzung praktisch kaum auswirkt. Weiters ist die Auskopplung kritisch. Und die Linearität der Verstärkung ist ebenfalls ein Faktor. Die Verstärkung kann man in den meisten Fällen per Design brauchbar einstellen. Nur bei einem Testoszillator oder einem Dipper mit weitem Frequenzbereich geht das nicht. Die Verstärkung schwankt deutlich, wenn ein weiter Frequenzbereich überstrichen wird. Damit der Oszillator an dem einen Ende des Bereichs sicher anschwingt, braucht es eine Einstellung, die am anderen Ende Verzerrungen bringt. Den Emitter gekoppelten Oszillator kann man über die Grösse des Emitterwiderstandes leicht in der Amplitude steuern oder regeln. Das automatische Regeln ist optimal. Man bleibt bei richtiger Dimensionierung von der Begrenzung weg und man bleibt im Bereich von ausreichend guter Linearität. Wenn das Signal dann noch rückwirkungsarm vom Schwingkreis abgenommen wird, ist es nach meiner Erfahrung ein sehr schöner Sinus. Die manchmal gezeigte Auskopplung am Emitter ergibt ein verzerrteres Signal. So lassen sich durch Regeln der Amplitude über die Grösse des Emitter Widerstandes der weite Frequenzbereich, das sichere Anschwingen und ausreichende spektrale Reinheit vereinbaren. Erst durch eine kräftige Übersteuerung wird der harmonische Oszillator zu einem Relaxations Oszillator, der mehrere Nachteile hat. Davon kann man aber auch schon durch ein manuelles Regeln weg bleiben.
John qrp schrieb: > Erst durch eine kräftige Übersteuerung wird der harmonische Oszillator > zu einem Relaxations Oszillator, der mehrere Nachteile hat. Ok, so hatte ich das noch nicht gesehen - man lernt nie aus ... Deshalb auch der variable Emitterwiderstand beim emittergekoppelten Oszillator. qrp-gaijin schrieb: > Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht > spaß. Schöne Überlegungen, sowas macht mir auch Freude. Allerdings fehlt mir der praktische Bezug zum Dipper.
qrp-gaijin schrieb: > Es sollte vielleicht auch erwähnt werden, daß der Doppelgipfel hier > nichts mit überkritischer Kopplung zu tun hat; der Doppelgipfel > entsteht, weil wir beim Wobbelverfahren den Absolutwert des > Differentialquotients (des Anstiegs) der Resonanzkurve erfahren, aber > nicht die Resonanzkurve selbst. Das ist vielleicht die Antwort zum praktischen Bezug beim Dipper? - Muß ich noch mal drüber nachdenken.
John qrp schrieb: > Ich würde lediglich bei der Detektion noch > phasenrichtig auswerten. Das würde bedeuten, dass der rechte Halbgipfel > der Dips nach unten weist. Dann hätte ich die Info, ob es sich jeweils > um eine linke oder eine rechte Flanke handelt im Signal. Diese Info > eröffnet recht komfortable weiter Verarbeitungs Möglichkeiten. Mohandes H. schrieb: [im Bezug auf das mathematische Modell] > Allerdings fehlt mir > der praktische Bezug zum Dipper. Der praktische Bezug wird wahrscheinlich erst dann erscheinen, wenn man eine oben angedeutete Weiterverarbeitung der vom gewobbelten Dipper gesammelten Daten durchführen will. Um die Daten weiterzuverarbeiten, braucht man zu wissen, was die Daten eigentlich sind. Und wie wir festgestellt haben, ein gewobbeltes Dipper -- im Gegensatz zum herkömmlichen Dipper -- liefert keine direkten Daten über die Menge der Kraft die aus das Oszillator "gesaugt" wird; sondern, beim gewobbelten Dipper, bekommen wir nur Daten über den Anstieg der Kraftsaugung. Mein vorgestelles Modell war nur ein Versuch, einen Zusammenhang zwischen die mathematische Formeln der zugrunde liegenden physikalischen Phänomenen (d.h. Resonanz) und die Daten eines gewobbelten Dippers zu erstellen. Das vorgestellte Modell ist nur ein Anfang. Das Modell müsste weiters auch, zum Beispiel, das "Leerlaufverhalten" (siehe obige 1_no-dip.png vom bbrand) berücksichtigen, weil die Daten vom Dipper beinhalten sowohl ein Teil aus dem Leerlaufverhalten, als auch ein zusätzliches Teil aus dem Dipverhalten. In anderen Worten, f_Dipper(x) = f_Leerlauf(x) + f_Dip(x), wo x die Frequenz ist, f_Dipper(x) die NF-Ausgangsamplitude vom gewobbelten Dipper beschreibt, f_Leerlauf(x) die Daten vom 1_no-dip.png beschreibt, und f_Dip(x) der Differentialquotient einer Cauchy-Verteilung ist. Das Modell sollte auch die Kopplung zwischen Resonanzkreis des Oszillators und Resonanzkreis des DUTs (Device-Under-Test) berücksichtigen. Das heisst, die oben gennante f_Dip(x) ist eigentlich nicht der Differentialquotient einer Cauchy-Verteilung, sondern ist sie eher der Differentialquotient der Formel, die das Ansprechverhalten zwei magnetisch gekoppelter Resonator beschreibt. Ausserdem besteht das NF-Ausgangssignal aus sowohl der einfachen als auch der doppelten Wobbelfrequenz -- ein Verhalten, das sich mit dem Wobbelhub ändert. Es lohnt sich vielleicht nicht, dieses Verhalten ins Modell zu bringen. Naja, schliesslich ist ein Dipper kein Spektrumanalysator, aber mit geeigneten mathematischen Modellen und geeigneter Weiterverarbeitung eröffnen sich vielleicht neue Möglichkeiten bei dem guten alten Dipper.
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John qrp schrieb: > Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter > Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht. Interessanterweise scheint es bei meinen LTspice Simulationen der Fall zu sein, dass folgender Vorgang tatsächlich die Bandbreite des Resonators berechnet, unabhängig von der Kopplung (Werte von 0.001 <= K <= 0.100 wurden probiert). https://www.electronics-notes.com/articles/test-methods/grid-gate-dip-oscillator-meter/how-to-use-gdo.php > How to use a grid dip meter to estimate the Q of an inductor: > This method is fairly rough and ready but entails using the dip > meter to tune either side of the resonant frequency to a point > where the dip is *reduced by about 30%*. These two frequencies can > be used to give a rough estimate of the Q of the circuit. Es braucht wahrscheinlicht nicht mehr erwähnt zu werden, aber trotzdem: beim gewobbelten Dipper können wir eine solche Messung nicht direkt durchführen, weil wir die Amplitude des Dips nicht sehen -- wir sehen nur die Amplitude des Anstiegs. Ich habe ein vereinfachtes Dipper in LTspice modelliert und konnte, glaube ich, obige Behauptung bestätigen. Meine Analyse ist noch nicht ganz durchgedacht und deshalb lässt sich nicht in Worten präsentieren, aber ich hänge trotzdem ein Bild der Simulation an. Ich glaube, das bild ist mehr oder weniger selbsterklärend. Man muss nur aufpassen, die Anweisung "reduced by 30%" richtig zu interpretieren. Wenn einem mal die Bedeutung von "reduced by 100%" klar ist, dann ergibt sich auch die richtige Bedeutung von "reduced by 30%". Und es lässt sich vom Bild feststellen, dass die -3 dB Bandbreite des Resonators der "reduced by 30%" Bandbreite des Dips entspricht. --- Nachtrag: nach etwas mehr Experimentieren scheint es bei obiger Simulation so zu sein, dass die "reduced by 30%" Bandbreite aller Dips alle gleich sind, unabhängig vom Kopplungsfaktor. Das ist nun gut. Aber diese Bandbreite entspricht etwa die -1.5 dB (und nicht die -3 dB) Bandbreite des Resonators. Das muss ich mir mal genauer ansehen.
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Momentan nutze ich das schöne Spätsommer-Wetter für Outdoor, Garten, etc ... aber ganz untätig bin ich beim Dipper auch nicht. Ich habe einiges nachgelesen über Dipper und Oszillatoren und bin dabei den emittergekoppelten Oszillator zu simulieren (wie gesagt, ich arbeite mich gerade erst in LTSpice ein). In der Praxis scheint es mir eines der größten Probleme zu sein, einen Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt. Komerzielle Dipper erreichen (mit Steckspulen) einen Bereich von ca. 100 kHz .. 100 MHz oder sogar mehr - ich werde mich wohl zunächst auf den Bereich von 500 kHz bis 10 oder 30 MHz beschränken (und auch das sehe ich schon sportlich). Dabei arbeiten klassische komerzielle Dipper alle mit einem relativ simplen Oszillator, meist nur 1-2 Röhren bzw. FETs. Auf: https://www.qsl.net/g3pto/gdo.html wird ein Dipper mit einem FET und (+ einem 2N2222) vorgestellt, der mit 7 Steckspulen die Bereiche 3.0 .. 4.5 4.0.. 5.8 5.0 .. 7.5 7.5 .. 11 10.5 .. 16.0 15.0 .. 22. 0 20.0 .. 31.0 MHz abdeckt. Nur so als Beispiel. Wenn dann noch das Wobbeln hinzukommt wird es nicht einfacher - aber noch interessanter!
Mohandes H. schrieb: > In der Praxis scheint es mir eines der größten Probleme zu sein, einen > Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt. Ach was, nichts leichter als das: Beitrag "NICOS – der Negative Impedance Converter - Oszillator"
Mohandes H. schrieb: > In der Praxis scheint es mir eines der größten Probleme zu sein, einen > Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt. Vielleicht hilft auch AN-14 von LT weiter: https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/an14f.pdf
Mohandes H. schrieb: > Wenn dann noch das Wobbeln hinzukommt wird es nicht einfacher - aber > noch interessanter! Bitte bei Gelegenheit weiterberichten -- insbesondere, inwiefern ein gewobbeltes Dipper einem guten, herkömmlichen Dipper überlegen ist. Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem am Empfindlichkeit -- im vergleich ist das gewobbelte Dipper viel empfindlicher. Aber kann eine bessere, herkömmliche Schaltung die gleiche Empfindlichkeit erreichen? Ich glaube schon (z.B. mit Brückenschaltung und Operationsverstärker), würde aber gern einen Bericht aus Praxiserfahrung hören.
Qrp-gaijin @. schrieb: > Bitte bei Gelegenheit weiterberichten ... Hatte ich sowieso vor, kann aber noch etwas dauern. Was ich gestern noch vergessen hatte: Mohandes H. schrieb: > einen Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt Die Frage ist ja auch, wenn der Oszillator nicht 'vernünftig' schwingt, also mit vielen Oberwellen, welche Auswirkungen hat das dann bei der Messung? Ich würde mir gerne einen gebrauchten Dipper kaufen, zum Vergleich, aber ich finde die sind unverhältnismäßig teuer. Also selber bauen. Die anderen kochen auch nur mit Wasser - aber da steckt, wie bei HF-Technik generell (wobei für manche alles unter 1 GHz ja nicht als HF gilt), auch viel Erfahrung dahinter und je mehr man sich in die Thematik vertieft desto mehr 'Kleinigkeiten' tauchen auf. Mohandes
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Noch ein Punkt der mir einfällt: welche Rolle spielt die Güte des Schwingkreises? Qrp-gaijin @. schrieb: > Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem am > Empfindlichkeit. Da ist ja bestimmt auch die Güte des Schwingkreises im Spiel? Durch Verwendung von Kapazitätsdioden wird die Güte noch schlechter, insbesondere wenn sie niederohmig angesteuert werden. Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die Messung nicht zu verfälschen.
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Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß. Entweder koppelt es überhaupt nicht an heute übliche Spulen, sagen wir 1210-Größe, womöglich auch noch geschirmt, oder an Ringkerne, die sowieso nicht mit ihrer Nachbarschaft reden. Oder es sind gleich mehrere Spulen im Einzugsbereich. Dann kann man sich die Karten legen, wer welche Resonanz macht. Da ist man mit so einem China-VNA für einen 50er doch ungleich besser bedient. Wer unbedingt mit einer Sonde in seiner Schaltung rumstochern will, kann sich immer noch eine Koppelspule an ein Stück Koax löten. Wenn etwas daraus Energie entnimmt, sieht man das deutlich am S11. Gruß, Gerhard (der sich noch gut daran erinnern kann wie sich das anfühlt, wenn man mit der Dipmeterspule an den Anodenschwingkreis kommt.)
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Gerhard H. schrieb: > Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß. Stimmt! Und viele, die den Tisch voller Meßgeräte und den Schrank voller Bücher haben, wissen nicht damit umzugehen. Klar, die Strukturen werden immer kleiner und digitale Meßtechnik hat ihre Vorteile und ihren Reiz. Beim Dipper ist es die Einfachheit der Schaltung was ihn spannend macht. Soll ja auch keine Präzisionsgerät sein sondern ein Gerät um mal schnell einen Schwingkreis durchzumessen. Heute habe ich mal den reinen Schwingkreis simuliert. Insbesondere hat mich interessiert welchen Einfluß die Ankopplung der Kapazitätsdiode auf die Güte hat. Mit R4 & R5 wird die (negative) Steuerspannung auf die BB112 gegeben (hier für Us = -6V): R4/R5 Güte Amplitude ------------------------------- 1M/1M 340 -13,7 dB 100k/100k 115 -22.8 dB 10k/10k 15 -40,3 dB 1k/1k 1,5 -60 dB Wie man sieht ist die Güte Q = fo/(f2-f1) @-3dB bei kleinen R sehr schlecht, erst ab ca. 100k wird sie akzeptabel. Auch die Amplitude ist bei kleinen R sehr gering. Beides bedeutet für den Dipper schlechte Empfindlichkeit und schlechte Selektivität. Aus den Resonanzfrequenzen habe ich mit L=100µH die Kapazität der BB112 berechnet: sie verläuft von 470 pF (Us=-1V) bis 13 pF (-10V), aufgetragen über logarithmische C-Achse linearer Verlauf. Das sind die Parameter des LTSpice-Modells (.model BB112 D(Is=1p Rs=1.5 Bv=15 Ibv=10u Cjo=720p Vj=70 M=30)). Die Güte der BB112 (aka 1SV149) ist im Datenblatt mit Q=200 angegeben. Auch R1 (Widerstand der das Signal einkoppelt) sollte hochohmig (>1M) sein. Einkopplung über ein C verschiebt die Resonanzfrequenz, erst bei C < 1pF bleibt der Fehler unter 1%. Qrp-gaijin @. schrieb: > Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) > fehlt extrem am Empfindlichkeit. Siehe oben? Bei den klassischen Dippern mit Röhre oder FET ist der Schwingkreis ja im Eingang (Gitter bzw. Gate) und damit sehr hochohmig angebunden --> bessre Empfindlichkeit und Selektivität.
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Mohandes H. schrieb: > Qrp-gaijin @. schrieb: >> Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem an >> Empfindlichkeit. > > Da ist ja bestimmt auch die Güte des Schwingkreises im Spiel? Dabei sollte ich bemerken, dass sowohl mein Kainka-Dipper als auch mein gewobbeltes Dipper beide die gleiche Oszillatorschaltung verwenden, und die selben Spulen verwenden. Bei meinem Bau vom Kainka-Dipper wird der LC-Kreis des Oszillators wenig gedämpft, weil ich einen Drehkondensator als Kapazität verwende. Aber beim gewobbelten Dipper wird der LC-Kreis des Oszillators mehr gedämpft wegen der niedgrigohm gesteuerten Kapazitätsdiode. Trotzdem weist das gewobbelte Dipper eine höhere Empfindlichkeit aus. Letzten Endes wird der LC-Kreis des Prüflings eine gewisse Menge an Kraft vom LC-Kreis (bzw. vom Induktor -- es gibt ja Dipper die nicht-resonante Induktoren verwenden) des Dippers "absaugen" -- egal wie wenig die Güte des dipperseitigen LC-Kreises (bzw. des Induktors) sei. Die Frage ist nur, ob die Größe dieser Kraftabsaugung groß genug ist, um beim Dipper beobachtbar zu sein und nicht im Rauschen verloren zu gehen. Das Geniale am DipIt-Konzept ist, dass beim wobbeln sich ein sehr leicht zu verstärkendes Wechselspannungssignal ergibt. Durch die Verstärkung steigt die "Empfindlichkeit" -- zumindest, der beim Dipper beobachtbarer Einfluss des gekoppelten Prüflings wird verstärkt. Im Gegensatz dazu, mein Bau des Kainka-Dippers verwendet gar keine Verstärkung (und weil es sich hierbei um ein Gleichspannungssignal handelt, wäre eine Verstärkung sowieso etwas komplizierter zu realisieren), und deshalb ist die "Empfindlichkeit" niedriger -- der beim Dipper beobachtbarer Einfluss des gekoppelten Prüflings begrenzt sich auf wenige Mikroampere, was sehr schwer zu erkennen ist. Der langen Rede kurzer Sinn: bei Verwendung gleiches Oszillators, erzeugt durch die Wechselspannungsverstärkung ein gewobbeltes Dipper einen größeren Dip als beim unverstärkten, ungewobbelten Dipper. Das ist auch nicht überraschend -- aber es zeigt, dass bei Verwendung von "geeigneter" Verstärkung kann man die Nutzbarkeit eines Oszillators als Dipmeter erhöhen. Die interessante Frage für mich ist -- was wäre ein "geeignetes" Verstärkungsverfahren beim nicht gewobbelten Dipmeter? Ich habe viel von Verstärkung geredet, und fast nichts von der Güte des LC-Kreises, weil ich im Moment nichts dazu zu sagen habe. Wenn wir den Dip als "Signal" und den Schaltungszustand ohne Dip als "Rausch" betrachten, dann glaube ich, dass die Güte des LC-Kreises (des Dippers) vielleicht den Rauschabstand ändert. Das alles müsste sich in LTspice simulieren lassen, aber viele Testfälle zu erstellen und zu vergleichen, bei sowohl Transient-Analysen und auch AC-Analysen, wäre wahrscheinlich eine Arbeit die mehrere Wochen dauert. Es gibt eine Menge von Forschungsberichten, die möglichst empfindlich LC-Sensoren dektieren will. Wenn man Lust dazu hat, kann man also ein richtiges Forschungsprojekt daraus machen. Es folgen einige Verweise. https://www.researchgate.net/publication/3431242_A_Novel_Method_to_Read_Remotely_Resonant_Passive_Sensors_in_Biotelemetric_Systems Zitat: > A traditional receiver to detect the f0 of a passive > LC or RLC sensor uses an excitation signal in a “grid-dip” > approach [2], [5], [7], [8]. In this technique, a > sinusoidal RF voltage with adjustable frequency applied > to an excitation coil induces a current in the inductor > of the nearby sensor. The loading effect (reflected impedance) > of the sensor on excitation coil results in a minimum (dip) > in the input voltage whenever the excitation signal > frequency matches the sensor f0 [6]. A variation of this > approach is the phase-dip technique, since the phase of > the input signal due to the reflected impedance shows > a “dip” whenever the excitation signal frequency matches > the sensor f0 [4]. Although most of the passive biotelemetric > systems employ the “grid-dip” technique, alternative > approaches to determine f0 remotely have been developed. > For instance, Cho and Asada [3] have been able to determine > the capacitance of a remote sensor and the mutual inductance > of the biotelemetric system, tracking the estimated sensor > and employing the least squares methods to minimize the > effect of the noise by using several data points. Obiger Zitat enthält schon viele anderen Verweise, wo "Grid Dip" ähnliche Verfahren verwendet und analysiert werden. Ausserdem: https://tutcris.tut.fi/portal/files/13959941/salpavaara_1524.pdf https://www.ncbi.nlm.nih.gov/pmc/articles/PMC6128409/ https://www.researchgate.net/publication/3431242_A_Novel_Method_to_Read_Remotely_Resonant_Passive_Sensors_in_Biotelemetric_Systems https://medcraveonline.com/IJBSBE/a-experimental-method-to-the-study-of-wireless-passive-lc-sensors.html https://www.researchgate.net/publication/329373269_Contactless_Readout_of_Passive_LC_Sensors_with_Compensation_Circuit_for_Distance-Independent_Measurements
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Qrp-gaijin @. schrieb: > dass sowohl mein Kainka-Dipper als auch mein gewobbeltes Dipper beide > die gleiche Oszillatorschaltung verwenden, und die selben Spulen > verwenden. Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint besser als sein Ruf. Bei: https://www.radiomuseum.org/forum/aufbau_und_resonanzverhalten_frueher_zf_filter.html wird über eine Methode berichtet um ZF-Filter damit durchzumessen. Hier wird er als 'Exciter' bezeichnet. Was mir noch nicht klar ist, inwiefern ein klassischer Oszillator (Dreipunktoszillator, wo der Dip an der sehr hochohmigen Anode/Gate gemessen wird) dem emittergekoppelten überlegen ist. Auf jeden Fall sollte der Schwingkreis möglichst hochohmig angekoppelt werden, um einen klaren Dip zu erhalten (und auch um ein 'mitziehen' der Kreise zu vermeiden). Die Kapazitätsdiode selber mit einem Q von 200 ist auch kein Nachteil, eher die zu niederohmige Ansteuerung (da sind eher die Verluste der Spule maßgeblich) Qrp-gaijin @. schrieb: > Wenn man Lust dazu hat, kann man also ein richtiges Forschungsprojekt > daraus machen. Ja, sind viele Puzzleteile, die sich langsam zu einem Bild fügen. Der entscheidende Vorteil des Diplt scheint ja zu sein daß man als Dip keine Gleichsspannung erhält sondern ein Wechselsignal welches man beliebig filtern/verstärken/auswerten kann. Wer sich damit auskennt (ich nicht) könnte den Vorgang auch über einen kleinen Controller steuern & auswerten.
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Mohandes H. schrieb: > sollte der Schwingkreis möglichst hochohmig angekoppelt > werden Man kann auch den Dip sehen, ohne einen Schwingkreis beim Dipper zu verwenden. Stattdessen wird eine einfache Koppelschleife verwendet. Siehe http://www.agder.net/la8ak/images/9B.gif (Beschreibung bei http://www.agder.net/la8ak/m11.htm, Abschnitt "Alternative modern version to the GDM"). Das gleiche Prinzip sieht man auch bei folgenden Links. https://worldradiohistory.com/hd2/IDX-Consumer/Archive-Radio-Electronics-IDX/IDX/50s/1954/Radio-Electronics-1954-12-OCR-Page-0058.pdf http://w140.com/tekwiki/images/3/30/Diode-Circuits-Handbook-Rufus-Turner.pdf (p. 102, Abschnitt "Grid Dip Adaptor"). http://www.radiomanual.info/schemi/ACC_instrument/MFJ-66_user.pdf Zitat: > Unlike the tuning coils of a conventional grid dip meter, > the MFJ-66 coupling coil is not a part of a resonant tank > circuit. This adapter depends on the "Q" of the external circuit > to improve the circuit coupling. If the external circuit has > a very low "Q", the coupling will have to be increased by > placing the inductor of the external circuit very close and > in line with the axis of coupling coil. This has the advantage > that stray coupling is reduced and frequency pulling of the > oscillator is eliminated. Frequency readings can thus be made > with more precision.
Mohandes H. schrieb: > Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die > Messung nicht zu verfälschen. Da bin ich gar nicht mehr so sicher. Die ohmsche Belastung des Resonanzkreises durch die Verlustwiderstände bei einem Dipper wird mehr als ausgeglichen durch den Verstärker des Oszillators, der die Energie in den Kreis zurück speist. Der Kreis ist, mit anderen Worten gesagt, dadurch entdämpft. Bei der Frage des nutzbaren Frequenzbereiches fallen die Verlustwiderstände und damit die Güte sehr wohl ins Gewicht. Mit steigender Frequenz steigen die Verluste im Schwingkreis und die Verstärkung des Verstärkers sinkt. Deswegen muss händisch oder automatisch nach geregelt werden. Bei ausreichender Verstärkungsreserve und richtiger Auslegung der Regelung wird die Kreisgüte kein Problem sein. Gerhard H. schrieb: > Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß. Wenn man betrachtet, was alles machbar ist, stimmt das auch. Wenn es um eine möglichst effizient, das heisst auch mit möglichst geringem apparativem Aufwand ermöglichte einfache Messung der Resonanzfrequenz geht, dann ist der Dipper meiner Meinung nach nicht überholt. Qrp-gaijin schrieb: > Und es lässt sich vom Bild > feststellen, dass die -3 dB Bandbreite des Resonators der "reduced by > 30%" Bandbreite des Dips entspricht. Na klar: Die 1/sqrt(2) fache Spannung entspricht - 3 dB, das entspricht auch der halben Leistung. Inzwischen hat sich mein Misstrauen gegenüber einer Bandbreitenbestimmung mit einem Dipper etwas beruhigt. Der Oszillator Schwingkreis ist entdämpft und die Auswirkung der Kopplung ist nur ein Faktor der raus fällt, wenn man einen Wert auf der Flanke des Dips auf den Wert auf der Spitze des Dips bezieht. Ganz durch bin ich mit meinen Überlegungen vielleicht noch nicht. @Qrp-gaijin, du hast oben die Cauchy Funktion vor gestellt. Wie ermittelt man nun aus einer Messwertreihe die Parameter, die diese Reihe mit minimaler Summe der Fehlerquadrate abbilden? Geht das ebenso direkt, wie beispielsweise bei einer polynomialen Anpassung? Letztere kann ich doch direkt berechnen, ohne schätzen und iterieren.
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John qrp schrieb: > die Auswirkung der Kopplung ist nur ein > Faktor der raus fällt, wenn man einen Wert auf der Flanke des Dips auf > den Wert auf der Spitze des Dips bezieht. Ich nehme das auch an. Das lässt sich vielleicht analytisch verifizieren, wenn man irgendwie die mathematischen Formeln für Transformatoren genügend manipuliert. Meine LTspice Simulation bezog sich auf den einfacheren Fall, wo der Dipperseitige Induktor nicht resonant war. Komplizierter wird es wenn beim Dipper auch ein resonanter LC-Kreis verwendet wird -- dann sind sowohl primäre Seite als auch sekundäre Seite des Transformators resonant. Den Fall hatte ich mir nur kurz in LTspice angesehen, aber die Ergebnisse waren zu schwierig zu interpretieren. > Wie ermittelt man nun aus einer Messwertreihe die Parameter, > die diese Reihe mit minimaler Summe der Fehlerquadrate abbilden? Das geht wie folgt. Ich verwende dazu LibreOffice, aber Excel hat sicher ähnliche Funktionen. 1. In meiner Tabelle gibt es schon Spalten für die Frequenz x, die Cauchy f(x), den Cauchy-Differentialquotient f'(x), und den Absolutwert der f'(x). 2. Man fügt dazu noch eine Spalte für Messwert(x), und gibt mit mühseliger Arbeit alle gemessenen Daten ein. Es empfiehlt sich auch, diese Daten als Graph darzustellen. 3. Man fügt dazu noch eine Spalte für den Fehlerwert(x) = Messwert(x) minus Absolutwert der f'(x). 4. Man fügt dazu noch eine Spalte für den quadratischen Fehlerwert(x) = Fehlerwert(x) * Fehlerwert(x). 5. Man fügt dazu noch eine Zelle, die die Summe aller quadratischen Fehlerwerte bildet. 6. Man öffnet das Solver-Fenster (von Menüeintrag Tools > Solver); siehe Anhang "solver.png". Als "Target Cell" gibt man die Zelle an, die die Summer aller quadratsichen Fehlerwerte beinhaltet. Beim Feld "By Changing Cells" gibt man als Zellenbereich die zwei Zellen an, die die zu optimisierenden Paremeter beinhalten (in diesem Fall, die Zellen für s und t). Man gibt bei "Limiting Conditions" die Bedingungen an, z.B. s und t dürfen nicht negativ sein. Mit dem Knopf "Options" kann man den Solveralgorithmus und seine Parameter ändern -- das ist aber meist nicht notwendig. Dann drückt man auf "Solve". Manchmal muss Solve mehrmals gedrückt werden, falls der Optimierungsalgorithmus bei einem lokalen Minimumpunkt hängen bleibt. Man muss nur etwas aufpassen bei den Einheiten. Zum Beispiel bei Bernds Daten waren die Einheiten A/D Wandlerwerte; bei den Formeln, die ich für die Cauchy-Verteilung und seinen Differentialquotient verwendete, sind die Einheiten glaube ich Wahrscheinlichkeitswerte. Man kann wahrscheinlich mit einem einfachen Skalierungsfaktor die A/D Wandlerwerte nach unten Skalieren, damit sie den Werten vom Cauchy-Differentialquotient entsprechen. Diesen unbekannten Skalierungsfaktor kann man dann auch als einen zusätzlichen, zu optimierenden Parameter angeben. Dann wird der Optimierungsalgorithmus versuchen, den optimalen Skalierungsfaktor, den Cauchy s-Wert, und den Cauchy t-Wert zu finden, damit die Summe aller quadratischen Fehlerwerte minimiert wird. John qrp schrieb: > Geht das ebenso direkt, > wie beispielsweise bei einer polynomialen Anpassung? Ich bin mir nicht sicher, ob ich die Frage richtig verstehe, aber obiges Optimierungsverfahren sollte auch bei einer polynomialen Anpassung verwendbar sein. Aber ich habe auch versucht, mit Polynom die Daten vom Bernd anzunähern, aber die daraus resultierenden Kurven sahen gar nicht richtig aus. Interessanterweise, die im vorigen Beitrag erwähnte Doktorarbeit vom Herrn Salpavaara (https://tutcris.tut.fi/portal/files/13959941/salpavaara_1524.pdf) enthält folgendes Zitat, bezüglich polynomische Annäherung. Zitat (p. 58): > A key feature of the developed methods is the interpolation > of the resonance characteristics from discrete data using > polynomial regression. This method does not require detailed > information about the components in the measurement system. > The tested readout methods are a compromise between simplicity, > performance and accuracy, and have yet to be further optimized. Zitat (p. 25): > The baseline was subtracted from the data to make the peak > or dip stand out. An example figure that illustrates this > operation is given in [P4, Fig. 3]. Similar approaches have > been taken in [26], [28]. Some examples of the resonance > curves after this procedure are given in Fig. 6. A data point > with a maximum or minimum value was detected from the frequency > sweep data. Next, the essential part of the measured data around > the found minimum or maximum was selected, and then a > polynomial regression model was fitted to that data. Third-order > polynomial models were used to take into account the asymmetry > of the measured shapes. This allowed an estimate for the frequency > of the shape (a peak or a dip) to be interpolated. Only a > section of the measured data vector was used to make the > regression model because the range of the measured frequency > sweeps was relatively wide in comparison with the actual resonance > curve. The shapes of the measured curves are intricate, so simple > models are only suitable for a limited range in the neighborhood of > the peaks or dips. Hier ist Vorsicht angebracht. Besonders: der Autor schreibt, dass "shapes of the measured curves are intricate, so *simple models are only suitable for a limited range in the neighborhood of the peaks or dips*." Weiters, beim gewobbelten dipper haben wir keine Daten über die Resonanzkurve. Wir haben nur Daten über ihren Differentialquotient. Die Frage ist, kann man den Differentialquotient einer Resonanzkurve (einer Cauchy-Verteilung) mit einem Polynom annähern? Ich glaube nicht -- die Doppelgipfelige Form macht eine polynomische Annähernung schwierig. Auf der anderen Seite, vielleicht geht es doch, wenn man versucht, ein Polynom zu finden, dessen Differentialquotient den gemessenen Daten am besten entspricht -- in anderen Worten, bei meinem Vorgang müsste man nur die Spalte Cauchy f(x) durch eine Spalte Polynom f(x) ersetzen, dann die unbekannten Koeffiziente des Polynoms optimieren, damit der Differentialquotient des Polynoms den gemessenen doppelgipfeligen Daten entsprechen. Aber: was wäre hier der Vorteil der Polynomfunktion, im Vergleich zur Cauchy-Verteilung? Ich glaube, die Cauchy-Verteilung beschreibt die zugrunde liegenden Resonanzverhalten besser als das Polynom. Apropos Doppelgipel: Es ist mir gelungen, in LTspice den Differentialquotient von einem Dip darzustellen (siehe Anhang "differentiated-dip.png"). Es ergibt sich wie erhofft ein Doppelgipfel. Das heisst, man könnte also die doppelgipfelige Simulationsergebnisse von LTspice leicht mit den gemessenen doppelgipfeligen Daten vom gewobbelten Dipper vergleichen. Vielleicht existiert eine einfache Funktion, die den Zusammenhang zwischen die intergipfelige Distanz und die -3 dB Bandbreite des Resonators beschreibt. Falls so eine Function existiert, dann könnte man die -3 dB Bandbreite direkt anhand von Messungen der intergipfelige Distanz berechnen, ohne die langwierige Optimierung machen zu müssen.
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Ich verwende dazu LibreOffice, Sorry, da haben wir uns gründlich missverstanden. Wahrscheinlich habe ich meine Frage zu stark verkürzt formuliert. Mit geht es nicht darum, wie man ein Programm zur Berechnung bedient. Mich interessieren die Formeln für die Parameterschätzungen aus den Rohdaten. Inzwischen habe ich dies aber entdeckt: Median bzw truncated mean und halber Quartilsabstand sind die empfohlenen Parameterschätzungen. Qrp-gaijin @. schrieb: > was wäre hier der Vorteil der Polynomfunktion, im > Vergleich zur Cauchy-Verteilung? Auch das ist ein Missverständnis. Ich habe keine Alternative vorgeschlagen, sondern ein Beispiel erwähnt, wo ich aus Rohdaten die Parameter der Regressionskurve direkt ermittelt habe. Das Beispiel hatte aber mit Resonanz nichts zu tun. Es ging aber genau so darum, aus Rohdaten die dahinter liegende theoretische Funktion zu ermitteln. Qrp-gaijin @. schrieb: > die > Doppelgipfelige Form macht eine polynomische Annähernung schwierig. Ohne Absolutwertbildung gibt es ja, wie besprochen keinen Doppelgipfel. Phasensensitive Gleichrichtung verhindert die unnötige Absolutwertbildung. Polynomiale Anpassung ist sogar recht einfach möglich, aber sicher nicht so einfach und elegant wie die Loretz Cauchy Anpassung. Ob sich die Summe der quadrierten Fehler in beiden Verfahren viel unterscheidet und was besser funktioniert, liesse sich leicht empirisch prüfen.
John qrp schrieb: > Mich interessieren die > Formeln für die Parameterschätzungen aus den Rohdaten. > > Inzwischen habe ich dies aber entdeckt: Median bzw truncated mean und > halber Quartilsabstand sind die empfohlenen Parameterschätzungen. Diese Diskussion steigt immer wieder zum höheren, herausfordernderen Niveau. Ich verstehe nun ungefähr den Ansatz. Das heisst, ohne eine langwierige Optimierung durchführen zu müssen, braucht man nur den Median (bzw truncated mean) und halben Quartilsabstand vom gesammelten Daten zu berechnen -- dann hat man die Parameter, die die Cauchy-Verteilung beschreiben. Der Haken dabei ist aber, dass wir keine Daten über die Cauchy-Verteilung selbst haben -- und deswegen können wir sowieso keinen Median, keinen truncated Mean, und keinen halben Quartilsabstand anhand von diesen Daten berechnen. Beim gewobbelten Dipper haben wir nur die Daten über den Differentialquotient der Cauchy-Verteilung. Wie geht man hier voran?
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Der Haken dabei ist aber, dass wir keine Daten über die > Cauchy-Verteilung selbst haben Ja richtig. Da habe ich was verwechselt. Mein Denkfehler. Danke für den Hinweis. Aber da fällt mir was ein. Bitte um Nachsicht, wenn ich gedanklich hin und her springe und Unausgereiftes schreibe. Man könnte zu den Anstiegsdaten vom gewobbelten Dipper die angepasste Polynomfunktion ermitteln und zu dieser Polynomfunktion die Integral Funktion. Die - 3 dB Punkte der Integralfunktion sind dann mit weniger Fehler behaftet als bei der Ermittlung über das Integral der Rohdaten. Ursprünglich wollte ich die polynomiale Anpassung nur als ein Beispiel für direkte Parameterermittlung erwähnen, aber vielleicht könnte man sie doch hier dazu verwenden, um in die Bandbreitenschätzung die gesamten Rohwerte einfliessen zu lassen, wodurch sich der Fehler dieser Schätzung drastisch verringert.
Noch eine Bemerkung zum (hier so genannten) Kainka-Oszillator: Dieser Oszillator wurde auch in ICs verwendet, z.B. im VCO-Chip MC1648 und MC12148. Sollen bis 200 Mhz funktionieren. Wenn man den Oszillator zu Fuß aufbaut, kann man den Sinus noch verbessern: Einer der Transistoren arbeitet in (hochohmiger) Emitterschaltung, der andere in Basisschaltung. Die Basisschaltung hat aber einen geringen Eingangswiderstand, der den Kreis dämpft. Diese Dämpfung kann man verbessern, wenn man 10 bis 100 Ohm in dessen Emitterleitung einfügt und so etwas besser entkoppelt. Ich habe keine quantitativen Meßwerte, aber die Verschönerung der Sinuskurve am Kollektor konnte man am Scope deutlich erkennen, ohne großen Amplitudenverlust. Vielleicht wäre das eine Anregung für eine Spice-Simulation.
Gerhard H. schrieb: > Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß. Klar -- deswegen gibt es auch immer mal wieder Projekte für Geräte, die intern zwar etwas anders funktionieren, sich aber ähnlich handhaben lassen. Ich erinnere mich, dass im "Elektronischen Jahrbuch für Funkamateure" mal ein ganz einfacher skalarer Netzwerkanalysator beschrieben wurde, bei dem das Anzeigesignal mittels einer Brückenschaltung vom Ausgangssignal abgeleitet wurde (wahrscheinlich wurde da m.o.w. das S11 erfasst.) Der Autor betonte, dass das Ding genauso einfach wie ein Dipper zu handhaben, aber viel empfindlicher ist.
Mohandes H. schrieb: > Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint > besser als sein Ruf. Ich weiss nicht, ob das von Interesse ist: Emitter- gekoppelte Oszillatoren kann man auch als reine RC-Oszillatoren spannungsabstimmbar machen, also als VCO. Mit ein paar 2N3904 und einem NE521 (Doppelkomparator) bin ich von 0.8 MHz bis 27MHz (in einem Bereich) gekommen; Frequenzeinstellung lief über 10-Gang-Poti. Nachteil: Nur Dreieck bzw. Rechteck. Man müsste also noch etwas an der Kurvenform bzw. der Frequenz- aufbereitung tun.
Qrp-gaijin @. schrieb: > Man kann auch den Dip sehen, ohne einen Schwingkreis beim Dipper zu > verwenden. Stattdessen wird eine einfache Koppelschleife verwendet. Eine interessante Variante dieser Idee sieht man hier: https://ok2pde.radio/An_Accurate_Dip_Meter_Using_MFJ-249_SWR_Analyzer._QST_November_1993.pdf . Mit einer einzigen Koppelschleife kann man angeblich von 1.8 bis zu 250 MHz dippen. Man verwendet noch dazu einen SWR-Analysator als Dipmeter.
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Werner H. schrieb: > Einer der Transistoren arbeitet in (hochohmiger) Emitterschaltung, der > andere in Basisschaltung. Die Basisschaltung hat aber einen geringen > Eingangswiderstand, der den Kreis dämpft. Diese Dämpfung kann man > verbessern, wenn man 10 bis 100 Ohm in dessen Emitterleitung einfügt und > so etwas besser entkoppelt. Werner H. schrieb: > Vielleicht wäre das eine Anregung für eine Spice-Simulation. Das hat hier: https://www.elektronik-labor.de/Notizen/LTspice/Oszillatori.html schon mal jemend angefangen. Schlußfolgerung war, daß die parasitären Kapazitäten der beiden bipolaren Transistoren so hoch sind, daß mit diesem Oszillator (bei kleinen C des Schwingkreises und höheren Frequenzen) die Frequenz SEHR stark von der theoretischen fo=1/2·pi·sqr(L·C) abweicht. Logischerweise sind die parasitären Kapazitäten abhängig vom Arbeitspunkt (Ub, Re). Das habe ich gerade mal mit verschiedenen Betriebsspannungen Ub und unterschiedlichen Emitterwiderständen Re simuliert. Ich habe absichtlich keine HF-Transistoren genommen sondern BC547B. Das Ergebnis ist erschreckend (siehe Ergebnisse ganz rechts)! Ist das plausibel?? > Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint > besser als sein Ruf. Vielleicht doch nicht, zumindest zu diesem Zwecke nicht? Was nützt eine noch so gute Auswertung des Dips (Diplt) wenn der Oszillator völlig neben der Resonanz schwingt!? Ein herkömmlicher Dreipunktoszillator wo der Schwingkreis sehr hochohmig am Gitter/Gate liegt sollte da aber wesentlich präziser sein. Mohandes
John qrp schrieb: > Mohandes H. schrieb: >> Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die >> Messung nicht zu verfälschen. > > Da bin ich gar nicht mehr so sicher. Die ohmsche Belastung des > Resonanzkreises durch die Verlustwiderstände bei einem Dipper wird mehr > als ausgeglichen durch den Verstärker des Oszillators, der die Energie > in den Kreis zurück speist. Der Kreis ist, mit anderen Worten gesagt, > dadurch entdämpft. Dann könnte man ja auch eine Schaltung ähnlich eines Audions (regenerative receiver) verwenden, wo der Schwingkreis stark entdämpft wird, bis an (oder sogar über) die Grenze zum Schwingen? Aber ist das nicht bei jede Schaltung so, sie muß ja schwingen (v>1)? Ich denke schon daß der Schwingkreis selber eine möglichst hohe Güte haben sollte. Und die Ankopplung so lose wie möglich. Und der Oszillator so gut wie möglich (s. oben).
Hier: https://www.radiomuseum.org/forum/relaxation_oscillations_in_lc_oscillators.html noch ein paar Betrachtungen zu 'Relaxation Oscillations In Emitter Coupled LC Oscillators'.
John qrp schrieb: > Man könnte zu den > Anstiegsdaten vom gewobbelten Dipper die angepasste Polynomfunktion > ermitteln und zu dieser Polynomfunktion die Integral Funktion. Vielleicht ist ein Savitzky-Golay Filter hier anwendbar: https://en.wikipedia.org/wiki/Savitzky%E2%80%93Golay_filter . Zitat: > Location of maxima and minima in experimental data curves. > This was the application that first motivated Savitzky.[4] > The first derivative of a function is zero at a maximum or minimum. > The diagram shows data points belonging to a synthetic Lorentzian > curve, with added noise (blue diamonds). Data are plotted on a scale > of half width, relative to the peak maximum at zero. The smoothed > curve (red line) and 1st. derivative (green) were calculated with > 7-point cubic Savitzky–Golay filters. Linear interpolation of the > first derivative values at positions either side of the zero-crossing > gives the position of the peak maximum. 3rd. derivatives can also > be used for this purpose. Folgendes Bild scheint verwandt zu sein. Zumindest zeigt es, dass dieses Filter für ähnliche Probleme verwendet werden kann. Ob und wie es für unsere Problematik verwendet werden kann ist mir noch nicht ganz klar. https://upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/thumb/6/65/Lorentzian_and_derivative.gif/375px-Lorentzian_and_derivative.gif Folgender Zitat von Wikipedia klingt auch irgendwie verwandt: > Baseline flattening. In analytical chemistry it is sometimes necessary > to measure the height of an absorption band against a curved > baseline.[10] Entspricht vielleicht einem Dip beim Dipmeter? > Because the curvature of the baseline is much less than the > curvature of the absorption band, the second derivative > effectively flattens the baseline. Three measures of the > derivative height, which is proportional to the absorption > band height, are the "peak-to-valley" distances h1 and h2, > and the height from baseline, h3.[11] Da steht, dass "derivative height, which is proportional to the absorption band height". Vielleicht gilt das auch beim gewobbelten Dipmeter?
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Folgendes Bild scheint verwandt zu sein. Ja, sieht wohl so aus und 1st derivative ist ja die Anstiegsfunktion.
Nachtrag: das schau ich mir noch an, jetzt muss ich raus ins RL.
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OK, jetzt hatte ich Zeit, dein sehr interessantes Posting durch zu gehen und zu versuchen, den Inhalt nach zu vollziehen. Ich gebe mal wieder, wie ich das verstanden habe. Qrp-gaijin @. schrieb: > Vielleicht ist ein Savitzky-Golay Filter hier anwendbar Das ist eine geniale Sache, kannte ich noch nicht. Durch die polynomiale Anpassung werden Fehler raus gerechnet. Das wird nicht über die ganze Kurve gemacht, sondern jeweils für die Umgebung der Punkte. Dabei Dabei interessieren wir uns eigentlich nur für 3 Punkte. Den Dip im Amplitudenverlauf und zwei Punkte, die die Breite des Dips beschreiben. Das sind entweder die -3 dB Punkte oder ein anderes Breitenmass, das proportional zur Bandbreite ist. Es bieten sich die Wendepunkte im Amplitudenverlauf an. Wir haben den Amplitudenverlauf nicht zur Verfügung, sondern nur dessen erste Ableitung mit dem durch wobbeln gewonnenen Signal. Die zweite Ableitung des Amplitudenverlaufs steht durch Differenzieren des Wobbelsignals zur Verfügung. Den Extremwert und die Wendepunkte können durch die Nullstellen der ersten und der zweiten Ableitung des Amplitudenverlaufs ermittelt werden. In der Umgebung dieser Nullstellen werden durch die Polynomiale Anpassung die Fehler minimiert. Qrp-gaijin @. schrieb: > Folgendes Bild scheint verwandt zu sein. Zumindest zeigt es, dass dieses > Filter für ähnliche Probleme verwendet werden kann. Ob und wie es für > unsere Problematik verwendet werden kann ist mir noch nicht ganz klar. In diesem Punkt bin ich mir sogar sicher. Das Wobbelsignal wird in der Umgebung der Nullstelle polynomial geglättet und die Nullstelle der geglätteten Kurve gibt die Frequenz des Dips mit guter Genauigkeit wieder. Qrp-gaijin @. schrieb: > Baseline flattening. Das Baseline Flattening kann noch einfacher geschehen. Es bietet sich an, die Baseline ohne DUT zu ermitteln und von der Messwert Reihe mit DUT zu subtrahieren. Qrp-gaijin @. schrieb: > Da steht, dass "derivative height, which is proportional to the > absorption band height". Vielleicht gilt das auch beim gewobbelten > Dipmeter? Hier habe ich noch Verständnis Probleme, die Extrema der zweiten Ableitung kann ich mir in ihrer Bedeutung (noch?) nicht vorstellen. Aber etwas Anderes ist für mich gut vorstellbar. Die Extrema in der ersten Ableitung, also des Wobbelsignals, sind die Anstiege in den Wendepunkten des Amplitudenverlaufs. Und diese halte ich für proportional zum Maximum des Amplitudensignals. Bevor die Extrema der ersten Ableitung ermittelt werden, empfiehlt sich wieder die polynomiale Glättung der ersten und der zweiten Ableitung in der Umgebung. Die Nullstelle der geglätteten zweiten Ableitung gibt die Position auf der Frequenz Achse an, der Wert der geglätteten ersten Ableitung, gibt den Anstieg des Amplitudenverlaufs an dieser Position wieder.
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qrp-gaijin schrieb: > John qrp schrieb: >> Um von der Anstiegskurve zur >> Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren. > Von digitalisierte Antstiegskurvedaten direkt und numerisch zu > integrieren schien mir fehleranfällig. Trotzdem versuchte ich, von den digitalisierten Daten direkt zu integrieren, mit einem einfachen Eulerschen Verfahren. Es scheint so zu sein, dass beim Ableiten eine Glättung (z.B. Savitzky-Golay) fast erforderlich ist, aber beim Integrieren weniger so. Grund dafür ist, dass beim Integrieren die aufeinander summierten Fehlerwerte (manchmal zu hoch, manchmal zu niedrig) auf Null tendieren (weiteres dazu liest man bei z.B. https://stats.stackexchange.com/questions/292542/savitzky-golay-integrator). Das erste Problem bei einer solchen Integrierung ist, bei welchem Konstantwert anzufangen, weil der Konstantwert ja bei der Ableitung verlorengangen ist. Ich fing halt bei Null an. Ergebnis der Integrierung, anhand von Bernds Daten, ist angehängt. Ich tat händisch die zwite Hälfte des Graphs umkehren. Das ist nicht korrekt, weil umkehren sollte man nur den zweiten Gipfel aber nicht die Baseline, aber ich habe keine Baselinedaten für diese Aufzeichnung und tat deswegen die ganze rechte Hälfte des Graphs (Gipfel und Baseline) umkehren. Trotz dieses fragwürdigen Verfahrens, sieht das Ergebnis einigermassen plausibel aus, und das Rauschen im Signal ist wie erwartet durch die Integrierung sozusagen "automatisch" geglättet worden. Die nächste Frage ist dann, kann man eine Bandbreite anhand dieser integrierten Daten berechnen? Problematisch ist, dass wir die eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen, weil wie oben gesagt der Konstantwert bei der Abeleitung verlorengegangen ist, und kann nicht durch Integrieren rekonstruiert werden. Trotzdem, um die ursprüngliche Resonanzkurve analytisch (als Formel) zu rekonstruieren, kann man vielleicht anhand der integrierten Daten eine Parameterschätzungen (wie oben schon erwähnt) durchführen, wenn man einen Median (bzw. truncated mean) und halben Quartilsabstand berechnet. Aber kann man sinnvolle Werte für Median (bzw. truncated mean) und halben Quartilsabstand berechnen, wenn man nicht von Rohdaten sondern von integrierten Ableitungsdaten (mit verlorengegangenem Konstantwert) anfängt?
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Trotz dieses fragwürdigen Verfahrens, sieht das Ergebnis > einigermassen plausibel aus, und das Rauschen im Signal ist wie erwartet > durch die Integrierung sozusagen "automatisch" geglättet worden. Sieht überraschend gut aus. Qrp-gaijin @. schrieb: > Das erste Problem bei einer solchen Integrierung ist, bei welchem > Konstantwert anzufangen, weil der Konstantwert ja bei der Ableitung > verlorengangen ist. Ich fing halt bei Null an. Ja, es ist auch egal, wo man anfängt. Qrp-gaijin @. schrieb: > Problematisch ist, dass wir die > eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen, weil wie oben > gesagt der Konstantwert bei der Abeleitung verlorengegangen ist, und > kann nicht durch Integrieren rekonstruiert werden. Natürlich gibt es keine Information über die Höhe des Maximums. Die Skalierung durch den Koppelfaktor ist egal, aber bei der Integration handeln wir uns einen additiven Fehler ein, der das Berechnen von Verhältnissen unmöglich macht. Die Lösung liegt an einer anderen Stelle. Mit dem Abstand zwischen den beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel Umwege zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen. Um diesen Lösungsweg nachvollziehbar zu beschreiben, fehlen mir noch ein paar mathematische Details. Ich hoffe, dass ich mir die fehlenden Details bald ausarbeiten kann. Von der folgenden Formel werde ich die erste und die zweite Ableitung in algebraischer Form benötigen. Vielleicht ist dir die Lösung leicht zugänglich und du kannst sie bitte posten. Das könnte meine Bemühungen beträchtlich verkürzen. f(omega)=1/((omega^2-omega0^2)**2+gamma^2*omega0^2) f'(omega)= ? f''(omega)= ?
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Qrp-gaijin @. schrieb: > kann man eine Bandbreite anhand dieser > integrierten Daten berechnen? Problematisch ist, dass wir die > eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen Die Daten, denen wir am meisten vertrauen können, sind die Daten in der Nähe des Dips. Hier ist der Einfluss des Dips maximal, und der Einfluss von der Baseline minimal. Aufgrund der nicht-phasensensitive Gleichrichtung haben wir keine Daten über das Vorzeichen des Anstiegs, aber wir wissen doch, dass das Vorzeichen auf einer Seite des Dips positiv, und auf der anderen Seite des Dips negativ sein muss. Das heisst, wir können mehr oder weniger glaubhauftigen Daten in der Nähe des Dips rekonstruieren und integrieren. Auf der anderen Seite, sollten wir den Daten, die weit weg vom Dip liegen, nicht vertrauen. Hier ist der Einfluss des Dips minimal, und der Einfluss von der Baseline maximal. Ausserdem haben wir überhaupt keine Vorstellung, wie das Vorzeichen des Anstiegs von der Baseline aussieht. Also sind die am Rande des Dips integrierten Daten eher fragwürdig. Es liegt dann nahe, die Parameter für die Cauchy-Lorentz Verteilung so zu bestimmen, dass die quadratischen Fehlerwerte in der Nähe des Dips minimiert werden. Von Bernds detaillierter Aufzeichnung sehen wir, dass der Einfluss des Dips am größten ist, zwischen 1400 und 1440 kHz. Deshalb führte ich eine Optimierung aus, um die Cauchy-Lorentz Parameter zu finden, die die quadratischen Fehlerwerte (zwischen die durch Formel berechnete Resonanzkurve und die durch Integration rekonstruierte Resonanzkurve) nur in diesem begrenzten Frequenzbereich minimierten. Ergebnis der Optimierung ist angehängt, und als Graph wurden die Resonanzkurve, deren Ableitung, und der Absolutwert der Ableitung dargestellt. Durch Formel berechnete Idealwerte sind mit Blau gezeichnet; die gemessenen Daten sind mit Rot gezeichnet. Die Ergebnisse siehen durchaus plausibel aus. Anhand der parameterisierten, rekonstruierten Resonanzkurve (die Cauchy-Lorentz Verteilung), wissen wir die verhältnismäßige Höhe jedes Punktes im Vergleich zur Nulllinie. Das heisst, wir können nun die Bandbreite errechnen. Und, nach aller dieser Mühe, wie lautet endlich mal die Bandbreite? Maximalwert der rekonstruierten Cauchy-Lorentz Verteilung liegt bei 1418.5 kHz und beträgt den Wert 0.0281. Der -3 dB Wert ist 0.707 mal 0.0281, das heisst 0.0199. Der -3 dB Wert von 0.0199 erscheint bei 1411.19 kHz und 1425.80 kHz. Die -3 dB Bandbreite ist also 14.61 kHz. Bei einer Resonanzfrequenz von 1418.5 kHz, ergibt sich eine Resonatorgüte von 1425.80 kHz / 14.61 kHz = 97.6, was auch durchaus plausibel ist. Nun haben wir endlich eine konkrete Bandbreite errechnet. Falls es einen einfacheren Weg gibt, die Bandbreite anhand der Daten zu errechnen, können die obigen, durch Optimerung gewonnenen Werte als Vergleichsbasis dienen. (Das gleiche Bild wurde irrtümlich zweimals angehängt und scheint nicht löschbar zu sein. Bitte um Verständnis.)
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John qrp schrieb: > Mit dem Abstand zwischen den > beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist > die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel > Umwege zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen. Das hoffe ich auch, aber mir ist noch nicht klar wie genau man hier vorgeht. Ich hatte vor, eine riesige Kalkulationstabelle zu erstellen, die das Verhältnis zwischen intergipfelige Distanz und Bandbreite graphisch darstellt, in der Hoffnung, dass durch eine graphische Darstellung irgendeine Einsicht gewonnen werden könnte. Ich fing kurz mit dieser Tabelle an, aber sie war doch mehr Arbeit als ich mir gedacht hatte. > Von der folgenden Formel werde ich die erste und die zweite Ableitung in > algebraischer Form benötigen. Vielleicht ist dir die Lösung leicht > zugänglich und du kannst sie bitte posten. > > f(omega)=1/((omega^2-omega0^2)**2+gamma^2*omega0^2) > f'(omega)= ? > f''(omega)= ? Man kann das durch https://www.mathportal.org/calculators/calculus/derivative-calculator.php errechnen lassen. Angenommen, dass sowohl mit **2 als auch mit ^2 das Quadrat geschrieben wurde, sind dann glaube ich die Ableitungen wie folgt: 0.
1.
Verweis: https://www.mathportal.org/calculators/calculus/derivative-calculator.php?formId=0&val1=1/((x^2-o^2)%2A%2A2plusg^2%2Ao^2)&val2=f(x)+%3D+%5Cdfrac%7B1%7D%7B%7B%5Cleft(%7Bx%7D^%7B2%7D-%7Bo%7D^%7B2%7D%5Cright)%7D^%7B2%7Dplus%7Bg%7D^%7B2%7D%7Bo%7D^%7B2%7D%7D&combo1=1 2.
Verweis: https://www.mathportal.org/calculators/calculus/derivative-calculator.php?formId=0&val1=1/((x^2-o^2)%2A%2A2plusg^2%2Ao^2)&val2=f(x)+%3D+%5Cdfrac%7B1%7D%7B%7B%5Cleft(%7Bx%7D^%7B2%7D-%7Bo%7D^%7B2%7D%5Cright)%7D^%7B2%7Dplus%7Bg%7D^%7B2%7D%7Bo%7D^%7B2%7D%7D&combo1=2 > Das könnte meine Bemühungen > beträchtlich verkürzen. Naja, wenn mann sich die obigen Formeln ansieht, scheinen die erforderlichen Bemühungen sich eher zu verlängern als zu verkürzen... bin jedenfalls gespannt, ob sich daraus einen schönen Lösungsansatz ergibt.
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Sehr spannend eure mathematischen Bemühungen den Geheimnissen des Dips auf die Schliche zu kommen! Ich kann dazu wenig sagen, dafür müßte ich auch tief in die Materie einsteigen. Ich verfolge das aber mit Interesse! Was nützt die schönste Mathematik wenn der Oszillator selber ziemlich daneben liegt? Inzwischen habe ich a) den emittergekoppelten Oszillator mit bipolaren Transistoren, b) dito mit FETs und c) den klassischen Dreipunktoszillator in der Simulation aber ich bin noch nicht zufrieden (LtSpice ist, wie geschrieben, Neuland für mich). Der Oszillator mit BC547 ist wegen der parasitären Kapazitäten nicht geeignet für präzise Messungen, wenn er mit FETs aufgebaut wird, ist er natürlich wesentlich besser. Der klassische Dreipunktoszillator ist mit Abstand am besten (aber da habe ich zu den 10 MHz = fo ständig parasitäre Schwingungen mit ca. 140 MHz --> ?). Versuche in der Praxis werden folgen. Ich habe nur ein analoges 20MHz-Oszilloskop, deswegen werde ich bei kleineren Frequenzen 1-3 MHz arbeiten.
Mohandes H. schrieb: > Was nützt die schönste Mathematik wenn der Oszillator selber ziemlich > daneben liegt? Was sind deine Bedenken? Die würde ich gerne verstehen. Was liegt neben was? Der Oszillator wird beim klassischen Dipper auf den Dip gestellt, das heisst auf die Frequenz, wo maximal Energie entzogen wird. Diese Frequenz wird gemessen. Welche Abweichung befürchtest du nun?
John qrp schrieb: > Was sind deine Bedenken? Vielleicht liege ich komplett falsch?? Sinn der ganzen Messung ist doch beispielsweise die Resonanzfrequenz eines gegebenen Schwingkreises fx zu messen. Angenommen ich messe die Frequenz am Dipmeter mit einem Zähler, also prinzipiell beliebig präzise ... ... arghhh#*@&! Jetzt dämmert mir mein Denkfehler. Der Oszillator kann ja durch interne parasitären Kapazitäten noch so verstimmt sein - er hat eben trotzdem genau die Frequenz fx! Ok, das vereinfacht die Sache. Der einzige Fehler, der sich hier einschleichen könnte, wären Mitzieheffekte durch zu enge Kopplung. Werde trotzdem das Thema Oszillatoren weiter untersuchen, ist echt spannend. Und: wie Du geschrieben hattest ist der (gute) Oszillator auch eine Frage der Empfindlichkeit.
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Edit: > Und: wie Du geschrieben hattest ist der (gute) Oszillator auch eine > Frage der Empfindlichkeit. Hatte, glaube ich, Qrp-gaijin geschrieben (manchmal verwechsele ich euch ;-). Das bezog sich auf die Empfindlichkeit des Dippers mit der 'Kainka-Schaltung', die sehr schlecht sein soll. Selektivität ist ja noch ein Punkt der einen guten Oszillator bedingt. Sehe ich als gute Ergänzung sich von verschiedenen Seiten der Thematik anzunähern.
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John qrp schrieb: > Was liegt neben was? Ich hatte verschiedene (s. oben) Oszillatoren simuliert und war doch sehr erstaunt wie weit weg die Resonanzfrequenz neben der berechneten (10 MHz) lag.
Qrp-gaijin @. schrieb: > derivative-calculator Vielen Dank, so etwas habe ich gesucht. Das hilft. Qrp-gaijin @. schrieb: > Die Daten, denen wir am meisten vertrauen können, sind die Daten in der > Nähe des Dips. ... > Das > heisst, wir können mehr oder weniger glaubhauftigen Daten in der Nähe > des Dips rekonstruieren und integrieren. ... > Deshalb führte ich eine Optimierung aus, ... > Die Ergebnisse > siehen durchaus plausibel aus. Ja. Ein schönes Ergebnis! Qrp-gaijin @. schrieb: > Deshalb führte ich eine Optimierung aus, um die Cauchy-Lorentz Parameter > zu finden, die die quadratischen Fehlerwerte (zwischen die durch Formel > berechnete Resonanzkurve und die durch Integration rekonstruierte > Resonanzkurve) nur in diesem begrenzten Frequenzbereich minimierten. Dazu habe ich zwei Fragen: 1. Verändert sich das Ergebnis der Optimierung, wenn man bei der Integration mit einem anderen Wert als Null beginn? Null ist zwar nahe liegend, aber es ist dennoch willkürlich gewählt. 2. Wurden die Fehler iterativ berechnet und sukzessive verkleinert? Das funktioniert zwar mit fast beliebiger Genauigkeit, wäre aber für einen Mikro Controller möglicherweise eine beträchtliche Arbeitslast. Und schliesslich hätte ich noch eine dritte Frage, die meiner mangelnden mathematischen Ausbildung geschuldet ist: 3. Du verwendest die Formel für die Cauchy Verteilung. Kann man genau so gut die Breit-Wigner Formel verwenden? Gibt es da prinzipielle oder auch praktische Überlegungen dazu?
Mohandes H. schrieb: > Ich hatte verschiedene (s. oben) Oszillatoren simuliert und war doch > sehr erstaunt wie weit weg die Resonanzfrequenz neben der berechneten > (10 MHz) lag. Natürlich ist das so, aber wie sollte das die Messung der Frequenz beim Dip beeinflussen? Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung von einem Rechenergebnis haben?
John qrp schrieb: > Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung von einem > Rechenergebnis haben? Hatte ich doch oben geschrieben: keine, war mein Denkfehler.
John qrp schrieb: > Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung > von einem Rechenergebnis haben? Ich könnte mir vielleicht vorstellen, dass wenn der Oszillator nicht bei der Resonanzfrequenz schwingt, dass dies zu einer Verringerung (im Vergleich zu einem Oszillator, der bei der Resonanzfrequenz schwingt) der Strommenge im Induktor führt -- weil das vom Oszillator erzeugte periodische Signal nicht der Frequenz des Resonators entspricht, und deswegen nur geringfügig (wenn überhaupt) von der Resonanz des Resonators verstärkt wird. Das vom Induktor erzeugte magnetische Feld könnte vielleicht dann kleiner sein. Das verkleinerte magnetische Feld könnte dann vielleicht die "Reichweite" des Dippers reduzieren, weil der Einfluss eines weit entferten Prüflings auf das verkleinerte magnetische Feld vielleicht zu klein ist, um beim Dipper merkbar zu sein. Das alles ist nur reine Hypothese und gehört untersucht. Auf der anderen Seite, wie oben schon erwähnt, gibt es sehr wohl Dipper oder Dipper-ähnliche Schaltungen, wo die Koppelschleife (die das externe magnetische Feld erzeugt) nicht Teil eines Resonanzkreises bildet. Resonanz bei der Koppelschleife ist also nicht erforderlich -- aber vielleicht hilft sie.
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John qrp schrieb: > Dazu habe ich zwei Fragen: > 1. Verändert sich das Ergebnis der Optimierung, wenn man bei der > Integration mit einem anderen Wert als Null beginn? Null ist zwar nahe > liegend, aber es ist dennoch willkürlich gewählt. Ein guter Einwand -- möglicherweise hat der Anfangswert einen Einfluss auf das Ergebnis. Weil die Einheiten der integrierten Kurvenwerte A/D Wandlerwerte sind, müssen sie nach unten skaliert werden, um mit der analytisch berechneten Cauchy-Lorentz Verteilungskurve übereinstimmen zu können. Diesen Skalierungsfaktor habe ich auch als zu optimierenden Parameter eingestellt. Mit geeignetem Skalierungsfaktor stimmen die Idealwerte und die Messwerte gut überein. Allerdings fehlt bei dieser Berechnung eine Berücksichtigung des Einflusses des Anfangswertes. Es sollte also vielleicht noch ein zu optimierender Verschiebungsparameter (der Anfangswert für die Integration) hinzugefügt werden. Dann, bei der Optimierung, werden alle folgenden Parameter optimiert: 1. Skalierung der Höhe der integrierten Kurve, um die A/D Wandlerwerte Einheiten und die Einheiten der Cauchy-Lorentz-Verteilung gleich zu machen. 2. Verschiebung auf die Y-Achse der integrierten Kurve, um den optimalen Anfangswert der Integration zu finden (der die beste Übereinstimmung mit der Idealkurve innnerhalb des begrenzten Optimierungsbereiches ergibt). 3. Skalierung der Höhe der idealen Kurve (Cauchy-Lorentz s-Parameter). 4. Verschiebung auf die X-Achse der idealen Kurve (Cauchy-Lorentz t-Parameter). > 2. Wurden die Fehler iterativ berechnet und sukzessive verkleinert? Das > funktioniert zwar mit fast beliebiger Genauigkeit, wäre aber für einen > Mikro Controller möglicherweise eine beträchtliche Arbeitslast. Ja, bei der Kalkulationstabelle wird irgendeinen nicht linearen Optimierungsalgorithmus verwendet, der iterativ bearbeitet. Ausserdem ist die Optimierung nicht ganz automatisch -- wenn ich versuche, alle Parameter auf einmal zu Optimieren, kommen manchmal ganz sinnlose Werte daraus -- z.B. wird manchmal alles auf Null skaliert, was eine perfekte Übereinstimmung garantiert. In der Praxis finde ich es besser (bzw. notwendig) nur einen oder zwei Parameter auf einmal zu Optimieren, erst danach die anderen Parameter. Ausserdem sollte man vor der Optimierung die Parameter möglichst gut (d.h. möglichst in der Umgebung der erwarteten Lösungswerte) einstellen, damit der Optimierungsalgorithmus in der Umgebung der Lösung anfangen kann -- sonst findet der Algorithmus vielleicht keine gute Lösung. Leider scheint das alles als etwas viel Arbeit für einen Mikro-Controller zu sein. Deswegen hoffe ich noch auf eine einfache Formel, die die Bandbreite anhand der intergipfelege Distanz oder anderer einfach zu messenden Parameter errechnen kann. > 3. Du verwendest die Formel für die Cauchy Verteilung. Kann man genau so > gut die Breit-Wigner Formel verwenden? Gibt es da prinzipielle oder auch > praktische Überlegungen dazu? Ich habe das nicht in der Tat berechnen lassen, aber habe mir kurz die Breit-Wigner Formel bei https://de.wikipedia.org/wiki/Lorentzkurve angesehen. Ich glaube, diese Formel kann auch beim obigen Optimierungsverfahren verwendet werden. Welche Vorteile hat es, die Breit-Wigner Formel zu verwenden?
Mohandes H. schrieb: > Hatte ich doch oben geschrieben Sorry, ich habe übersehen, dass von dir mehr als ein Beitrag eingetroffen ist, während ich geschrieben habe. Alles klar. Qrp-gaijin @. schrieb: > ... Danke für die ausführliche Information. das werde ich noch genauer durchsehen. Die Parameterermittlung aus der Gipfeldistanz poste ich so bald als möglich. 72
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Ich könnte mir vielleicht vorstellen, dass wenn der Oszillator nicht bei > der Resonanzfrequenz schwingt, dass dies zu einer Verringerung (im > Vergleich zu einem Oszillator, der bei der Resonanzfrequenz schwingt) > der Strommenge im Induktor führt Das scheint nicht (unbedingt) der Fall zu sein. Angehängt wird ein Bild von der LTspice-Simulation. Ein emittergekoppelter Oszillator Q1/Q2 wird absichtlich übersteuert (Emitterwiderstand nur 1k Ohm), damit er zum Teil zum Relaxations Oszillator wird, und damit nicht bei der Resonanzfrequenz des LC-Kreises schwingt. Mit L1=5uH und C6=200p sollten Q1/Q2 bei etwa 5 MHz schwingen, aber sie schwingen in der Tat bei etwa 1.8 MHz. Zwei andere Oszillator (Q3 und Q4) mit kapazitiver Rückkopplung wurden auch simuliert. Bei Q3 wurden die Kapazitäten C1/C2/C3 erhöht, damit Q3 bei 1.8 MHz schwingt. Bei Q4 wurde im Gegenteil die Induktanz erhöht, damit Q4 auch bei 1.8 MHz schwingt. Ergebnis: Strommenge im Induktor L1 (der zum emittergekoppelter Oszillator gehört) ist am höchsten, obwohl dieser Oszillator nicht bei der Resonanzfrequenz des LC-Kreises schwingt.
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qrp-gaijin schrieb: > Mich interessiert grundsätzlich, wie man die Empfindlichkeit des > Dipmeters maximiert. Hier ein gutes Beispiel, wie jemand (W4CWG) die Empfindlichkeit eines klassischen Grid-Dipmeters verbessert hat: http://www.w4cwg.com/ngdip.html Er verwendet als Oszillator einen Nuvistor 7586. Nuvistoren sind kleine (etwas größer als ein TO-18) Röhren, waren bis in die 90er in Tektronix-Oszilloskopen*. Heute fast unbezahlbar. Die Schaltung kann man aber sinngemäß mit Röhre oder FET aufbauen. Das Dip-Signal (DC) wird dann invertiert, mit Offset versehen und erneut verstärkt. Ist kein Diplt aber ein schönes Beispiel wie man die Empfindlichkeit verbessern kann. Mohandes * Ich ärgere mich heute noch, daß ich vor Jahren ein altes Tektronix-Oszi beim Umzug in den Elektroschrott gegeben habe.
qrp-gaijin schrieb: > die > Empfindlichkeit ist glaube ich am höchsten, wenn [der Wobbelhub] so > breit wie möglich eingestellt ist. Dann reagiert die Schaltung mit > maximaler Empfindlichkeit auf jegliche Veränderung der > Oszillatoramplitude, die z.B. durch lose Kopplung zum Resonator > verursacht wird. Der Haken dabei ist, wie schon gesagt, dass die > Schaltung dann auch von der inhärenten Variierung (die nicht durch Dips > verursacht wird) der Oszillatoramplitude beeinflüsst wird. Mir ist aufgefallen, dass das DipIt handbuch dies auch erwähnt (https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf, p. 28): > 4. Zur Empfindlichkeitssteigerung kann der Wobbelhub > etwas vergrößert werden, wenn R15 auf etwa 15 kOhm > verkleinert wird. Probieren ist angesagt. Es reicht, > einen 27k Widerstand parallel zu R15 zu löten. Bei meiner Schaltung, wobei durch ein Poti der Wobbelhub beliebig eingestellt werden kann, tue ich in der Praxis folgendes: 1. Die erwünschte Spule anstecken. 2. Den Oszillator auf seine niedrigste Frequenz abstimmen. 3. Den Wobbelhub mit dem Poti so einstellen, dass die LED gerade noch leuchtet, aber fast aus ist. 4. Den Oszillator langsam bis auf seine höchste Frequenz abstimmen. 5. Während der Abstimmung kann, wenn gerade bei einer bestimmten Frequenz die Oszillatoramplitude sich innerhalb des eingestellten Wobbelhubs zu viel variiert, das LED unerwünschterweise hell leuchten. In diesem Fall, der Wobbelhub wird weiter reduziert, damit das LED wieder gerade noch leuchtet. Nach diesem Vorgang ist der Wobbelhub optimal eingestellt für die gerade angesteckte Spule. Nur ist dieser Vorgang langwierig, besonders dann, wenn die Abstimmung der Oszillatorfrequenz durch ein 10-Gang Wendel-Poti durchgeführt wird. Aber das kann viel leichter gehen. Weil der Oszillator sowieso mit Kapazitätsdiode abgestimmt wird, kann mit einer einfachen analogen Schaltung der Oszillator von seiner niedrigsten bis zu seiner höchsten Frequenz automatisch und wiederholt abgestimmt werden. Man braucht dazu nur noch eine zweite und langsamere Wobbelung realisieren, vielleicht um etwa 10 Hz oder so. Diese zweite Wobbelung könnte man dann mit einem Schalter ein- und ausschalten. Wenn eingeschaltet, wird der um einige kHz schnell-gewobbelte Oszillator wiederum um mehrere MHz etwas langsamer gewobbelt. Dann: in diesem doppelt gewobbelten Zustand kann das Poti, das den Wobbelhub einstellt, einfach so eingestellt werden, dass das LED gerade noch leuchtet. Weil der Oszillator automatisch durch seinen ganzen Abstimmbereich gewobbelt wird, braucht man bei dieser Einstellung des Wobbelhubs nicht mehr den Oszillator händisch abzustimmen. Ausserdem: wenn in diesem doppelt gewobbelten Zustand ein Prüfling in die Nähe gebracht wird, wird das LED sofort leuchten, falls die Resonanz des Prüflings irgendwo im Abstimmbereich des Oszillators liegt. Die langwierige von-unten-bis-oben Suche durch Abstimmung wird automatisiert. Besonders wenn man nicht weisst, welche Spule der Resonanz des Prüflings entspricht, kann mann dann mit diesem Ansatz einfach die Spulen eine nach der anderen ausprobieren, um sofort zu sehen ob bei jeder Spule eine Resonanz des Prüflings gefunden wurde. Dann, wenn man die richtige Spule gefunden hat, kann man die zweite, langsamere Wobbelung ausschalten, und das Abstimmpoti wie gewöhnlich händisch abstimmen, um die genaue Resonanzfrequenz zu finden.
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John qrp schrieb: > Die Parameterermittlung aus der Gipfeldistanz poste ich so > bald als möglich. Ich bin jetzt in Eile, habe aber vielleicht ein interessantes Ergebnis herausgefunden. Angenommen, wir wissen die Verteilungsformel. In meinem Fall verwende ich die Cauchy-Lorentz Verteilung f(x) mit Parametern s (Skalierung) und t (Verschiebung). Diese Formel hat ein Maximum bei f(t), welches dem Resonanzgipfel entspricht. Es gibt auch zwei Frequenzen x0 und x1, wo die Gipfel der ersten Ableitung erscheinen. Dann, wenn mich nicht alles täuscht, gilt folgendes, egal wie die s und t Parameter eingestellt werden: f(x0) = 0.75 * f(t) f(x1) = 0.75 * f(t) Das heisst, die Gipfeldistanz (der ersten Ableitung) entspricht der Bandbreite, wobei das Ansprechverhalten des Resonators sich um 25% (2.498 dB) reduziert. Es ist nicht die erwünschte -3 dB Bandbreite, aber es ist trotzdem eine nützliche Auskunft, die man leicht mit dem gewobbelten Dipmeter ermitteln kann.
John qrp schrieb: > Die Lösung liegt an einer anderen Stelle. Mit dem Abstand zwischen den > beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist > die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. John qrp schrieb: > ... zwei Punkte, die die Breite des Dips > beschreiben. Das sind entweder die -3 dB Punkte oder ein anderes > Breitenmass, das proportional zur Bandbreite ist. Es bieten sich die > Wendepunkte im Amplitudenverlauf an. > ... > Den Extremwert und die Wendepunkte können durch die Nullstellen der > ersten und der zweiten Ableitung des Amplitudenverlaufs ermittelt > werden. Qrp-gaijin @. schrieb: > Das heisst, die Gipfeldistanz (der ersten Ableitung) entspricht der > Bandbreite, Ja, genau das habe ich oben gemeint. Gipfeldistanz = Abstand der Wendpunkte Qrp-gaijin @. schrieb: > wobei das Ansprechverhalten des Resonators sich um 25% > (2.498 dB) reduziert. Die Reduzierung der Amplitude auf ca 75 % kann ich graphisch und numerisch nur grob bestätigen, da habe ich eine Abweichung von ca .3 %. Nur algebraisch kann ich es noch nicht nach vollziehen. Das ist aufwändiger als gedacht, aber ich bleibe dran.
John qrp schrieb: > Ja, genau das habe ich oben gemeint. Gipfeldistanz = Abstand der > Wendpunkte Ja. Ich habe anfangs nur ungefähr deine Beobachtungen verstanden, aber nachdem ich die Berechnungen selber durchgearbeitet habe, ist nun der Ansatz (und die Notwendigkeit der zweiten Ableitung) viel klarer geworden. John qrp schrieb: > Die Reduzierung der Amplitude auf ca 75 % kann ich graphisch und > numerisch nur grob bestätigen, da habe ich eine Abweichung von ca .3 %. > Nur algebraisch kann ich es noch nicht nach vollziehen. Nun zu den Berechnungen. Bei der Cauchy-Lorentz Verteilung geht der Beweis wie folgt. Die Cauchy-Lorentz Verteilung beschreibt man mit dieser Formel:
Verweis: https://www.itl.nist.gov/div898/handbook/eda/section3/eda3663.htm . Die erste Ableitung davon ist:
Anmerkung: Sowohl Berechnungen der Ableitungen, als auch Berechnung der Nullstellen, können bei https://www.derivative-calculator.net/ verifiziert und nachvollzogen werden. Die Nullstelle der ersten Ableitung, bei der f'(x)=0, ist einfach:
Das ist auch logisch, weil der Verschiebungsparameter t gibt ja an, wo der Gipfel der Cauchy-Lorentz Verteilung sein soll. Dann bei genau diesem t-Wert wird der Antstieg (der durch die erste Ableitung gegeben wird) auch Null. Die zweite Ableitung ist:
Die Nullstellen -- nennen wir die x0 und x1 -- bei denen f''(x)=0 sind wie folgt:
Weil f''(x0)=0 und f''(x1)=0, sind das die Werte, bei denen f'(x) ihr Maximum bzw. Minimum hat. Die Gipfel, die wir bei gewobbelten Dipmeter beobachten, erscheinen bei Frequenzen x0 und x1. Nun interessieren uns die Werte von f(x0) und f(x1), im Verhältnis zum Maxmalwert der Verteilung f(t). Wir wollen also folgende Werte r0 und r1 berechnen:
Den Ausdruck f(t) expandieren:
Der Audsdruck (t-t) ist Null; also können wir vereinfachen:
Vereinfachen:
f(x0) und f(x1) expandieren:
s*pi durch s*pi ist 1, und fällt deshalb weg:
x0 und x1 durch seine Formeln ersetzen:
t minus t ist Null, und fällt deshalb weg:
s durch s ist 1, und fällt deshalb weg:
Vereinfachen:
Vereinfachen:
Quod Erat Demonstrandum. :-) Es fehlt nur noch eine Formel, die die -3 dB Bandbreite anhand der 75-prozent-Bandbreite berechnet, aber das müsste sich relativ leicht lösen lassen. ---- Nachtrag: In der Praxis kann die Baseline die beobachtbare Gipfeldistanz unerwünschterweise verändern. Wenn gerade in der Frequenzumgebung des Gipfels die Oszillatoramplitude sich stark mit der Frequenz ändert, dann wird die Amplitudenveränderung des Gipfels sozusagen verborgen durch die inhärente Amplitudenveränderung des Oszillators. Der Gipfel wird durch das Baselineverhalten also möglicherweise verschoben, oder im schlimmsten Fall sogar unerkennbar. Ich merkte z.B. in der Praxis, dass manchmal es schwierig ist, beide Gipfel eindeutig zu erkennen, obwohl bei Veränderung der Kopplung kann dies oft beseitigt werden. Als praktisches Verfahren könnte man vielleicht die Frequenzen der zwei Gipfel (x0 und x1) messen, und auch dann die dazwischenliegende Frequenz der Nullstelle (t) messen. Idealerweise sollte die Nullstelle t gerade im Mitelpunkt zwischen x0 und x1 liegen, d.h. t-x0 und t-x1 sollten bis auf das Vorzeichen gleich sein. Aber in der Praxis werden sie vielleicht ungleich sein. In dem Fall, um die Bandbreite zu berechnen, kann man x0 ignorieren, x1 ignorieren, oder sowohl x0 als auch x1 etwas aneinander rücken.
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Problemlösung mit VNA
(ohne höhere Mathematik)
Es erstaunt mich immer wieder, wie tief Ihr hier die Probleme
mathematisch versucht zu behandeln, besser gesagt zu umgehen.
Ohne Rechenpower ginge das sowieso nicht, daher mein Vorschlag:
Nehmt einen fertigen Netzwerkanalysator (gibt es ab ca. 50€) und
verwendet selbstgefertigte Koppelspulen ("Suchspulen"), wie auf dem Foto
gezeigt.
Ich habe es mit dem Analyzer nach EU1KY ausprobiert. Er benutzt als VFO
einen SI5331, der sich zwischen einigen kHz und 270 MHz abstimmen lässt,
mit relativ konstanter Amplitude.
Interessant wäre für mich, wie man die Resonanzfrequenz möglichst
schnell ermittelt. Denn im Gegensatz zu Eurer analogen Lösung wird hier
eine Folge von
diskreten Frequenzen erzeugt, und bei hoher Kreisgüte (z.B.
Schwingquarz) darf der "Dip" nicht versehentlich übersprungen werden.
Das erfordert eventuell eine sehr kleine Schrittweite.
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DH1AKF W. schrieb: > ohne höhere Mathematik Auch wenn die für die Ableitungen bzw. für die Beweise erforderliche Mathematik etwas kompliziert ist, hoffe ich, dass das einfache Ergebnis dabei nicht in den Details untergeht. Das einfache Ergebnis ist, dass die Frequenzdifferenz zwischen den zwei Gipfeln -- die ja beim schmalbandig-gewobbelten Dipmeter erscheinen müssen -- der -2.498 dB Bandbreite des Prüflings entspricht. Das sollte ein nützliches Ergebnis sein -- für die (leider wenigen) Leute, die ein schmalbandig-gewobbeltes Dipmeter wie das DipIt verwenden.
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Es fehlt nur noch eine Formel, die die -3 dB Bandbreite anhand der > 75-prozent-Bandbreite berechnet, aber das müsste sich relativ leicht > lösen lassen. Die Formel kann, glaube ich, wie folgt abgeleitet werden. Bei der folgenden Formel wollen wir h wissen:
h bedeutet die Frequenz(en) der Cauchy-Lorentz-Verteilung f(x), bei denen der Wert sich auf den folgenden Wert reduziert: 1/sqrt(2) * Maximumwert f(t). f(t), wie oben schon abgeleitet, lautet wie folgt:
Also:
Den Ausdruck f(h) durch die Formel für die Cauchy-Lorentz-Verteilung ersetzen:
Wir schreiben die Gleichung um, um h herauszufinden:
Es gibt, wie erwartet, zwei Lösungen für h, weil es sich um eine Resonanzkurve handelt, und sowohl auf der linken als auch auf der rechten seite des Resonanzgipfels gibt es einen h-Wert, bei dem die Amplitude von f(x) sich auf den Wert 1/sqrt(2) * f(t) reduziert hat. Nun wissen wir den Ausdruck für h, in Form von t und s. Beim schmalbandig-gewobbelten Dipper wissen wir t schon -- t ist der Wert, bei dem f'(x) ihr Minimum hat, also die Nullstelle zwischen den beiden Gipfeln von f'(x). Wir können s nicht direkt beim schmalbandig-gewobbelten Dipper messen. Aber wir können x0 und x1 messen -- das sind die Werte, wo beim schmalbandig-gewobbelten Dipper die zwei Gipfel erscheinen. Wie oben schon abgeleitet, lauten die Ausdrücke für x0 und x1 wie folgt:
Von der ersten Gleichung für x0 (es geht auch mit der zweiten Gleichung für x1) können wir den Ausdruck für s wie folgt schreiben:
Nun haben wir übrigens die Kurve eindeutig charakterisiert -- wir wissen ja anhand der Messungen x0, x1, und t die beiden s und t Parameter, die die Cauchy-Lorentz-Verteilung vollständig beschreiben. Weil s entweder von x0 oder von x1 berechnet werden kann, kann man in der Praxis vielleicht s zweimal berechnen lassen (einmal mit x0, und einmal mit x1), und dann einen Durchschnittswert der beiden berechneten s-Werte verwenden. Aber züruck zur Bandbreitenermittlung. Wenn wir bei der Formel für h den obigen Ausdruck für s verwenden, ergibt sich folgendes:
Das lässt sich noch vereinfachen, aber jedenfalls ist bewiesen, dass wir h anhand von messbaren Parametern x0 (Frequenz von einem der zwei Gipfeln) und t (Frequenz der Nullstelle zwischen den Gipfeln) berechnen können. Und von den zwei Frequenzen h (nennen wir die h0 und h1), können wir die -3 dB Bandbreite als h1-h0 berechnen. Noch interessanter wäre eine Formulierung, bei der h1-h0 (-3 dB Bandbreite) direkt von der Gipfeldistanz x1-x0 berechnet wird. Das ist sicher mit etwa 5 Minuten zusätzlichem Aufwand möglich, nur bin ich im Moment (01:21 morgens) zu erschöpft um das auszuarbeiten. Falls ich Fehler bei den obigen Berechnungen gemacht habe würde ich gerne Korrekturen erhalten.
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John qrp schrieb: > Mit dem Abstand zwischen den > beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist > die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel > Umwege zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen. Um > diesen Lösungsweg nachvollziehbar zu beschreiben, fehlen mir noch ein > paar mathematische Details. OK, die Mühe liegt in den Details, aber jetzt liegt ein Ergebnis vor. Die approximierte Lorentzkurve lt. Wiki wird als Annäherung der Resonanzkurve verwendet: fxa=1/(4*m^2)*1 ./((x-m).^2+g^2/4); g steht für gamma und m für omega0. Davon ermittelt ein Wobbeldipper, wenn er phasensensitiv detektiert, die erste Ableitung. Durch das Bilden der Ableitung davon, haben wir die zweite Ableitung der Approximierten Lorentzkurve. Deren Nullstellen entsprechen den Maxima der Wobbelkurve und den Wendepunkten der Resonanzkurve. Aus dem Abstand der Wendepunkte kann der Parameter gamma der app. Lorentzkurve ermittelt werden, der Mittelwert der Wendepunkte ist die Resonanzfrequenz: g = (xnst2-xnst1)*3/sqrt(3) m = (xnst2+xnst1)/2 Damit ist die zugehörige app. Lorentzkurve vollständig beschrieben. Der Abstand der -3dB Punkte ist nur von gamma abhängig: B =sqrt(sqrt(2)-1)*g Das ist das übliche Mass für die Bandbreite. Wenn man gamma hier einsetzt erhält man die direkt Beziehung vom Wendepunktabstand zur Bandbreite: B =(xnst2-xnst1)*3*sqrt(sqrt(2)-1)/sqrt(3) Oder Anders ausgedrückt: Gipfelabstand aus der Wobbeldipper Kurve plus ca. 11% ist die Bandbreite. B =(xnst2-xnst1)*1.1147
John qrp schrieb: > B =(xnst2-xnst1)*1.1147 Sehr schön. Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen (die sich auf der Cauchy-Formel, und nicht auf der Breit-Wigner-Formel, basieren) dabei rauskommen, obwohl ich dass noch nicht geprüft habe. Aber, wie oben erwähnt, werden in der Praxis die Gipfel leicht verschoben durch die inhärente Variierung der Oszillatoramplitude. (Das beseitigt man vielleicht am einfachsten mit einer Verschmälerung des Wobbelhubs.) Es wäre sehr spannend, die durch Wobbeldipper gemessene Bandbreite mit einer Bandbreite, die durch andere Mittel gemessen wurde, zu vergleichen. Leider besitze ich selbst kein Q-Meter oder ähnliches.
Qrp-gaijin @. schrieb: > Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen > (die sich auf der Cauchy-Formel, und nicht auf der Breit-Wigner-Formel, > basieren) dabei rauskommen ... Ja, das vermute ich auch. Die Approximierte Lorentz Formel ist lt. Wiki bis auf einen Salierungsfaktor identisch mit der Cauchy Formel.
Qrp-gaijin @. schrieb: > John qrp schrieb: >> B =(xnst2-xnst1)*1.1147 > Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen > (die sich auf der Cauchy-Formel ... basieren) dabei rauskommen Das habe ich nun geprüft und ich komme dabei auf das gleiche Ergebnis. Nun bin ich dabei, eine Android-App zu schreiben, mit der ich die Daten von meinem Wobbeldipper sammeln und analysieren kann. Das erste Problem dabei ist, dass ich zwei Datenkanäle brauche: ein Kanal für die Frequenzmessung, und ein anderer Kanal für den NF-Ausgang des Wobbeldippers. Aber ein Android-Smartphone bietet nur einen einkanaligen Mikrofoneingang an. Ich habe vor, diesen einkanaligen Mikrofoneingang für die Frequenzmessung zu verwenden (mit dem Ansatz von PA2OHH hier: https://www.qsl.net/pa2ohh/11freqcnt1.htm, bei dem ein Frequenzteiler einen NF-Ton aus dem HF-Signal generiert, dessen NF-Frequenz sich mit Soundkarte messen lässt und nach einer Multiplikation wieder die HF-Frequenz ergibt). Gleichzeitig wird dann die Smartphone-Kamera verwendet, um die Helligkeit der LED vom Wobbeldipper zu messen. Damit werden gleichzeitig durch Mikrofon die HF-Frequenz, und durch Kamera das Dipper-Ausgangssignal gemessen -- ohne zusätzliche Hardware. Ein vorherzusehendes Problem ist das Rauschen bei einem solchen Messverfahren. Abgesehen von unvermeidlichem Rauschen der Sensoren selbst, werden auch leichte zeitliche Verzögerungen entstehen beim Messen von sowohl die Audiodaten als auch die Kameradaten, was letzten Endes auch zum zusätzlichen Rauschen in den gesammelten Daten führen wird. Eine Savitzky-Golay Glättung wird das Rauschen ausfiltern, nach dem dann die erste Ableitung von den Daten -- was der zweiten Ableitung von der Resonanzkurve entspricht -- berechnet werden kann, deren Nullstellen dann die Bandbreite ergibt. Und das alles wird auf dem Smartphone graphisch dargestellt werden können. Die Abstimmung vom Wobbeldipper selbst wird vorerst händisch gemacht werden, aber dies kann auch später automatisiert werden.
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Das ist spannend! Wenngleich auch eine Lösung mit Handy nicht den Charme eines eigenständigers Dippers hat. (Du könntest die Auswertung ja auch am PC machen, dann hast Du genug Eingangskanäle und die Qualität der Signale ist besser). Ich hoffe, Du stellst dann auch ein paar Bilder hier ein. Und vor allem die Ergebnisse: Vergleich 'normaler' Dipper zu Deinem samt Handy-Auswertung! Als Schaltung nimmst Du vermutlich die oben gepostete?
Mohandes H. schrieb: > Als Schaltung nimmst Du vermutlich die oben gepostete? Ja (*); nach Wiedergabe mehrerer YouTube-Videos von anderen Dipmetern (auch vom DipIt - siehe z.B. https://youtu.be/PQ8fhq5LzBI?t=2776) glaube ich, dass meine Schaltung empfindlich genug funktioniert, sodass ich schon an erweiterter Funktionalität wie Datensammelung arbeiten kann. Es wird aber noch eine Weile dauern. (*) Meine Schaltung braucht noch einen HF-Ausgang für den PA2OHH Frequenzzähler, aber das ist eine Kleinigkeit.
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Qrp-gaijin @. schrieb: > YouTube-Videos von anderen Dipmetern (auch vom DipIt - siehe z.B. > https://youtu.be/PQ8fhq5LzBI?t=2776) Da sieht man ganz am Beginn des Videos auch den Kainka. Er gibt sich ja nicht so als Theoretiker aber er denkt sich kleine, pfiffige Schaltungen aus. Mit dem Diplt habe ich auch schon geliebäugelt, aber ich warte erstmal gespannt Deine Ergebnisse ab. Evtl. baue ich mir auch einen ganz einfachen Dipper, reicht für meine Zwecke, um mal schnell einen Schwingkreis auszumessen o.ä. Ich habe auch noch ein paar andere Projekte auf dem Basteltisch und den Hang mich leicht zu verzetteln (Luxusproblem).
Hallo, bei dem obigen Link zum Video sieht man , daß die Kopplung zum zu "messenden" Schwingkreis viel zu stark ist. Man sieht deutlich die Mitzieheffekte an der LED und auch an der Frequenz. Eine solch große zu messende Schwinkreispule koppelt selbst ein noch so tauber Dipper in größerer Entfernung. Gut er hält beide Spulen um 90° versetzt und hat damit die schlechteste Kopplung. Das zeigt auch sein zweiter "Meßversuch", der auch wieder recht unglücklich endet. Man sollte eben auch mit einem Dipper richtig umgehen könnenund seine Funktion genau kennen. Eurere Bemühungen hier verfolge ich schon von Anfang an. Bis auf euere Rechnerei verstehe ich auch Alles. Nur erkenne ich euer Ziel nicht genau - außer Empfindlichkeitserhöhung. Ich bin auch Einer der lieber den Dipper, als den wesentlich genaueren Netzwerktester (NWT500) nimmt. Denn zum Vorabgleich reicht die ungefähre Frequenz und der dipper ist sofort anzeigebereit und nimmt nicht so viel Platz auf dem Arbeitstisch weg. Falls ihr auch Wert auf hohe Frequenzgenauigkeit legt wäre es von Voteil außer der Induktiven Kopplung auch eine Kapazitive vorzusehen, den in den Geräten sind Schwingkreise oft geschirmt oder so klein, daß es selbst mit einer Linkleitung schlecht koppelt. Mit Tastspitzen kann man direkt auf die Lötaugen gehen. Gut, aber egal wie das hier endet, es bleibt interessant. Viele Grüße Bernd
Bernd schrieb: > Nur erkenne ich euer Ziel nicht genau - außer Empfindlichkeitserhöhung. Bei mir erweitern sich die Ziele im Laufe der Diskussion. Dass die Gipfeldistanz beim Wobbeldipper die Bandbreite ergibt finde ich eine spannende Geschichte. Ein neues Ziel für mich ist zu versuchen, durch Wobbeldipper die Bandbreite von einer Magnetantenne (die noch zu bauen ist) zu messen. Dadurch kann man die Verluste einschätzen; das Minimieren von Verlusten ist bekanntlich ein sehr wichtiges Thema bei Magnetantennen. Mit dem Wobbeldipper hoffe ich, mit wenig Aufwand die Verluste von verschiedenen Aufbautechniken (z.B. gelötete oder mechanische geklemmte Verbindungen; Vakuumkondensator oder Luftkondensator oder selbst-gebauter Kondensator; usw.) zu vergleichen. Und wenn man viele Messungen macht, will man auch diese Daten automatich sammeln, speichern, und analysieren können. Die derzeitige Idee, durch Smartphone-Kamera die Helligkeit der LED zu messen, bringt mit sich eine Menge interessanter Probleme. Es ist nicht einmal klar, ob die Helligkeit von der LED sich linear mit der Strommenge ändert. Weiters ist es nicht klar, ob die Hellitkeitswerte, die die Smartphone-Kamera liefert, sich linear mit der LED-Intensität ändern. Ausserdem liefert die Smartphone-Kamera ein RGB-Bild als Daten; aber daraus muss ich durch irgendein Verfahren einen einzigen Wert berechnen, die der Helligkeit der LED entspricht. Wahrscheinlich muss ich die Bilddaten von RGB-Farbraum in den HSL-Farbraum umwandeln. Vielleicht kann ich danach einfach alle L werte aller Pixel summieren, um die gesamte Helligkeit des Bildes zu bekommen. Wenn ein solcher Algorithmus einmal geschrieben ist, kann er dann getestet werden, in dem die LED mit steigender und bekannter Strommenge getrieben wird. Man könnte dann eine Kalibrierungstabelle erstellen, damit der vom Algorithmus gelieferte Helligkeitswert sich durch die Kalibrierungstabelle linear mit der Strommenge (bzw. der Amplitude des gleichgerichteten Wechselspannungssignal) steigt. Auf der anderen Seite, ist die Linearität vom Messverfahren eigentlich egal, wenn uns nur die Gipfelstellen interessieren, weil die Gipfelstellen bleiben unverändert, egal wie nicht-linear das Messverfahren sei.
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Bei mir erweitern sich die Ziele im Laufe der Diskussion. Das ist der Punkt. So ist es möglich, sich dem Thema von verschiedenen Seiten anzunähern. Die Mathematik verstehe ich nicht im Detail, dazu müßte ich da tiefer einsteigen, finde ich aber sehr interessant. Trotz aller Details sollte man nicht den roten Faden verlieren. Wie Bernd oben schreibt: die Präzision der Messung steht und fällt mit einer losen Kopplung! Der Oszillator sollte also möglichst gut sein, also empfindlich und oberwellenarm (wobei mir noch nicht ganz klar ist, inwieweit sich Oberwellen auf die Messung auswirken). Die Herausforderung ist für mich also, einen guten Oszillator zu bauen, der auch über die ganze Bandbreite (z.B. 100k - 30MHz) funktioniert. Momentan bin ich noch in der Simulationsphase. Demnächst werde ich dann die Erkenntnisse in die Praxis umsetzen. Also emittergekoppelter oder Dreipunktoszillator? Ich vermute daß sich letzterer als sinnvoller erweisen wird. Mohandes
Nun der Oszillator muß für einen reinen Dipper kein besonders sauberer Sinus sein. Bei meiner Spule für den tiefsten Bereich 50....100kHz ist der auch nicht sauber, funktioniert aber trotzdem sehr gut. Ich hatte einfach keine Lust die Spule mit Anzapfung nochmals zu wickeln. Bei loser Kopplung regt sowieso nur die Hauptamplitude den Meßkreis an. Ich habe ja auch das DipIt-Prinzip verwendet. 50kHz bis über 120MHz mit einem Oszillator. Da die BB112 nicht für den gesamten Bereich geeignet sind habe ich für die ganz tiefen und ganz hohen Bereiche die C-Dioden in die Steckspule integriert. Auswerten tue ich zusätzlich die doppelte Wobbelfrequenz mit einem NE567. Das ist nochmals empfindlicher als die LED. Viele Grüße Bernd
Qrp-gaijin @. schrieb: > Die derzeitige Idee, durch Smartphone-Kamera die Helligkeit der LED zu > messen, bringt mit sich eine Menge interessanter Probleme. Nun glaube ich, dass es viel einfacher und viel besser geht, mit Time-Division Multiplexing (https://en.wikipedia.org/wiki/Time-division_multiplexing). Ein Smartphone hat ja zwei NF-Ausgänge, aber nur einen NF-Eingang (Mikrofoneingang). Ich habe aber zwei NF-Eingangssignale: eines vom PA2OHH Frequenzzähler (bzw. Frequenzteiler), und eines vom NF-Ausgang des Wobbeldippers. Nun braucht man nur per Smartphone, den Mikrofoneingang periodisch (z.B. 10 mal pro Sekunde) zwischen die zwei Signalquellen zu schalten. Die zwei NF-Ausgänge (linker Kanal und rechter Kanal) können dazu als Steuerungssignale verwendet werden und per Software gesteuert werden. Dann wird anhand von diesen Steuerungssignalen hardwaremässig (irgendwie, mit Transistor oder anderer Schalttechnik) das eine oder das andere NF-Signal in den Mikrofoneingang geleitet. Da die Software die Schaltung steuert, weiss die Software ja immer welches NF-Signal gerade aktiv ist, und daher kann die Software das Signal entsprechend als Frequenz-Wert oder als Dip-Wert speichern.
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John qrp schrieb: > empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das > Vorzeichen des Anstiegs erhalten Hast du vielleicht einen (Schaltungs-)Vorschlag, wie man das am einfachsten realisieren könnte? Ich habe etwas darüber nachgedacht, aber mir fehlt die Erfahrung mit phasensensitiven Schaltungen. Ich dachte, vielleicht ginge das alles mit DSP (das vom Wobbeldipper digitaliserte NF-Signal per Computer zu analysieren), aber da es sich um eine Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei der Digitaliserung verloren. Es bedarf also einer Hardware-Lösung, aber da tappe ich im Dunkeln.
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Qrp-gaijin @. schrieb: > John qrp schrieb: >> empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das >> Vorzeichen des Anstiegs erhalten > > Hast du vielleicht einen (Schaltungs-)Vorschlag, wie man das am > einfachsten realisieren könnte? Ein Multiplizierer + TP würde sich eignen. NE602 enthält eine Gilbertzelle und auch schon einen Oszillator dazu. Wahrscheinlich gibt es aber auch zeitgemässere Schaltungen, aber diese Lösung ist recht einfach. Ringmodulatoren hat man früher auch verwendet. Unter Chopper Verstärker findet man sicher jede Menge Lösungen. Das Dipit ist ja eine Anwendung dieses Prinzips.
PS.: Qrp-gaijin @. schrieb: > Ich dachte, > vielleicht ginge das alles mit DSP (das vom Wobbeldipper digitaliserte > NF-Signal per Computer zu analysieren), aber da es sich um eine > Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei > der Digitaliserung verloren. Warum sollte das der Fall sein? Das dsp sollte sich doch synchronisieren lassen.
John qrp schrieb: > Qrp-gaijin @. schrieb: >> da es sich um eine >> Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei >> der Digitalisierung verloren. > > Warum sollte das der Fall sein? Das dsp sollte sich doch synchronisieren > lassen. Zu wissen, dass es gehen muss, ist schon ein Fortschritt für mich. Mein wahrscheinlicher Denkfehler war zu glauben, dass die Soundkarte wegen der kapazitiver Kopplung nicht zwischen -1 Volt und +1 Volt differenzieren kann. Aber wie du sagst, sollte die Soundkarte das doch können. Nur habe ich bisher keine Versuche in dieser Richtung gemacht. Also als Nächstes werde ich probieren, mit PC eine Sinuswelle zu generieren, und auf Knopfdruck die Phase um 180 Grad verstellen. Dann werde ich diese Sinuswelle per Audiokabel in das Smartphone leiten, und ein kleines, Oszilloskop-artiges Programm auf dem Smartphone laufen lassen, damit ich mit genau definiertem Zeitintervall genau einen Zyklus vom Eingangssignal graphisch darstelle. Dann, wenn ich die Phase vom Eingangssignal auf dem PC um 180 Grad verstelle, sollte auch beim Smartphone-Oszilloskop das signal um 180 Grad verstellt (umgedreht) werden. Logisch müsste das gehen -- wenn meine Logik nicht wieder falsch liegt!
Qrp-gaijin @. schrieb: > wegen > der kapazitiver Kopplung Die ist kein Problem, denn sie überträgt die Sinuswelle vollständig, einschliesslich der positiven und der negativen Halbwelle. Das dsp sollte nur wissen, welche der Halbwellen die positive und welche die negative ist. Dazu muss es beim Start durch das Vergleichssignal synchronisiert werden. Die Synchronisation muss auch nach längerer Zeit ohne Signal aufgefrischt werden. Dazwischen kann sie nach dem Eingangssignal nachjustiert werden. Dein Eingangs Multiplexer braucht also einen dritten Kanal.
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Nun habe ich das NF-Ausgangssignal vom Wobbeldipper ins Smartphone-Oszilloskop geleitet und mir die Wellenformen angesehen. Ich habe zu wenig Erfahrung, um zu wissen, wie schwierig die Realisierung der Phasendiskriminierung in digitaler Domäne sei. Aber es scheint mir nicht ganz trivial zu sein. Das NF-Ausgangssignal vom Wobbeldipper hängt von dem Wobbelhub ab. Wenn der Wobbelhub "schmal" im Verhältnis zur Bandbreite des Prüflings ist, kommt -- wenn man eine sinusförmige Wobbelung verwendet -- eine Sinuswelle heraus (Anhang: narrow.png). In diesem Zustand kann ich optisch die Phasenumkehrung relativ leicht erkennen -- auf der einen Seite des Dips erscheint an einer bestimmten Stelle auf dem Oszilloskop ein positiver Gipfel; wenn der Dipperoszillator dann auf die andere Seite des Dips abgestimmt wird, wird dieser positiver Gipfel zum negativen Gipfel. So weit, so gut. Wenn aber der Wobbelhub "zu breit" eingestellt wird, kommen komplizierte Wellenformen heraus (Anhang: wide.png). Die Welle ist nicht mehr sinusförmig, weil der Wobbelhub so breit ist, dass die Oszillatoramplitude innerhalb des Wobbelhubs sich nicht mehr linear verhält. In diesem Fall ist eine optische Phasendiskriminierung gerade noch irgendwie möglich, weil ich schon im Voraus ja weiss, dass die Wellenform (bzw. Phase) auf der einen Seite des Dips anders aussehen muss, als die Wellenform auf der anderen Seite des Dips. Obwohl mit diesem Vorwissen kann ich irgendwie optisch schon diskriminieren zwischen linker und rechter Seite des Dips, weiss ich nicht ob bei solchen komplizieren, nicht-sinusförmigen (und sogar nicht vorhersehbaren) Wellenformen eine automatisierte Phasendiskriminierung einfach zu realisieren ist. Vielleicht lässt sich das alles mit einem Bandpassfilter lösen.
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Nur kurz ein paar Überlegungen: Die Einflüsse einer unebenen Baseline kann man bei einem Mikrocontroller gesteuerten Gerät weg bekommen, indem man die Baseline vorher erhebt und von den Messdaten subtrahiert. Mit dem Telefon als Auswertungs Gerät ist das kaum möglich. Aber das ist jetzt aktuell noch nicht dein Thema. Ein "zu breiter Wobbelhub" kann wohl vermieden werden. Es kann aber durchaus vorkommen, dass andere Frequenzen als die Wobbelfrequenz im Eingangssignal vorhanden sind. Darum muss, wie du schon richtig vermutet hast, vor der weiter Verarbeitung gefiltert werden. Nur der Anteil mit der Frequenz der Wobbelung enthält die Anstiegsinformation. Nach der Filterung ist die Unterscheidung der beiden Phasenlagen einfach. Die Phasendiskriminierung muss nicht aufwändig sein. Es reicht ja eine Auswertung nach Amplitude und die Unterscheidung Anstieg vs. Abstieg.
John qrp schrieb: > Dein Eingangs Multiplexer braucht also einen dritten Kanal. Das wird etwas mühsam, zwischen drei Kanäle zu multiplexen. Ausserdem entsteht dann noch ein mühsames Problem: beim Multiplexen haben wir Daten von zeitlich nicht überlappende Zeitscheiben jedes Kanales. Aber bei der Phasendiskriminierung geht es ja darum, in der gleichen Zeitscheibe die Phase vom Referenzsignal (das Wobbelsignal) und vom Testsignal (das NF-Ausgangssignal vom Dipper, nennen wir es Dippersignal) zu vergleichen. In Software würde das heissen, wir müssten die digitalisierten Daten von der Zeitscheibe des Wobbelsignales extrapolieren (mit Beibehaltung der Phase), damit die extrapolierten Wobbelsignaldaten zeitlich das Dippersignal überlappt. Erst dann können wir die Phase vom Wobbelsignal und Dippersignal vergleichen. Möglich, aber mühsam. Ein alternativer Ansatz wäre, das Wobbelsignal digital vom Smartphone zu erzeugen (aus den Kopfhörer-Ausgang). Dann weiss die Software ja immer den Wert und die Phase des Wobbelsignales, ohne es von einem dritten Kanal lesen zu müssen (angenommen, dass das Smartphone tätsächlich gleichzeitig Audiodaten lesen und schreiben kann, ohne Phasenverschiebung...). Die Phase des Software-erzeugten Wobbelsignales könnte dann mit der Phase des von Mikrofon eingelesenen Dippersignales verglichen werden. Eine software-gesteuerte Wobbelung wäre sowieso interessant, weil der Wobbelhub dann je nach Bedarf beliebig eingestellt werden könnte. Letzten Endes hoffe ich, dass ich dann auch die Abstimmung des Dipperoszillators per Smartphone steuern kann. Das würde dann den zweiten Kopfhörer-Kanal verbrauchen. Aber dann bleibt kein Kopfhörer-Kanal übrig, um als Steuerungskanal für das Multiplexen des Mikrofoneingangs (zwischen Dippersignal und PA2OHH Frequenzteilersignal) zu dienen. Es wäre nicht unvorstellbar, sowohl Oszillator-Abstimmung als auch Wobbelung durch nur einen Kopfhörer-Ausgangskanal zu steuern, aber das bringt auch Probleme mit sich. (Der Kopfhörer-Ausgang erzeugt ja ein Wechselspannungssignal, welches dann gleichgerichtet und gefiltert werden muss, um eine Gleichspannung zu bekommen, die die Kapazitätsdiode steuern kann. Aber diese notwendige RC-Filterung verlangsamt die Reaktionszeit der Steuerspannung, welches dann vielleicht die 400-Hz-Wobbelung der Steuerspannung verhindert. Aber vielleicht geht's doch.) John qrp schrieb: > indem man die Baseline vorher erhebt und > von den Messdaten subtrahiert. Mit dem Telefon als Auswertungs Gerät ist > das kaum möglich. Warum soll das beim Smartphone kaum möglich sein?
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Das wird etwas mühsam, zwischen drei Kanäle zu multiplexen. OK, ich sehe halt kein Problem darin. Qrp-gaijin @. schrieb: > beim Multiplexen haben wir > Daten von zeitlich nicht überlappende Zeitscheiben jedes Kanales. Nein, der Phasenvergleich würde mit einem synthetischen Signal innerhalb der DSP geschehen. In der "nicht überlappende Zeitscheibe" wird dieses synthetische Signal nur synchronisiert und seine Frequenz nach justiert. Der Mux Ausgang kann auch den Ausgangs Multiplexer bedienen. Mit der Verwendung des Telefons handelt man sich einige Nachteile gegenüber einem MC ein. Qrp-gaijin @. schrieb: > Warum soll das beim Smartphone kaum möglich sein? Es ist schon richtig, dass alles möglich ist. Ich meinte, dass es wenig sinnvoll ist, auf einem Telefon diesen Aufwand zu treiben. Ich sehe das Telefon eher geeignet für ein paar Vorversuche und einfache Proofs of Concept. Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ohne Aussicht auf längerfristige Nachbeschaffbarkeit.
John QRP schrieb: > Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC > kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ... Das waren auch meine Gedanken. Eine Lösung ohne Handy, als Stand-Alone, ist natürlich charmanter. Ein uC kann die Rechenarbeit ebenso erledigen. Ich verfolge den Thread mit Inteteresse, wenngleich ich aus der Mathematik schon längst ausgestiegen bin. Du, Qrp-gaijin, schreibst ja daß da auch zwei kamelhöckerartige Maxima entstehen. Du weißt ja, daß, je nach Kopplung, noch zusätzlich zwei weitere Höcker auftreten (überkritische Kopplung). Das muß die Rechnerei unterscheiden. Wobei die Kopplung ja möglichst lose sein soll, also guter (empfindlich & stabil) Oszillator. Ich warte gerade auf meine Bestellung, mir fehlen noch Teile. Und dann baue ich mir erstmal einen ganz simplen (aber guten, hoffe ich) klassischen Dipper. Mit der Option auf den Diplt.
John QRP schrieb: > Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC > kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ... Stimmt. Im Moment kenne ich mich einfach noch zu wenig bei Mikrocontrollern aus; daher ist es mir schneller (auch wenn mühsam), die Softwareteile in Java für das Android-Smartphone zu schreiben. Ausserdem habe ich schon Java-Bibliotheken gefunden, mit denen ich mit Savitzky-Golay-Glättung und anderen unterhaltsamen numerischen Verfahren herumspielen kann. Ich bin gerade dabei, FIR- und IIR-Filter zu studieren. IIR scheint überraschend einfach implementierbar zu sein. Damit will ich das Dippersignal filtern, damit ich dann nur eine reine Sinuswelle habe. Danach will ich dann die Phase zwischen Dippersignal und Referenzsignal (Wobbelsignal) vergleichen, was dann das Multiplexen des Mikrofoneinganges erfordert. Das Multiplexen erfordert sowohl Hardware als auch Softwareerweiterungen, aber ich habe schon eine grobe Idee, wie ich da weiterkomme. Mohandes H. schrieb: > Ich verfolge den Thread mit Inteteresse, wenngleich ich aus der > Mathematik schon längst ausgestiegen bin. Ich merkte, dass John QRP versucht hat, die Überlegungen zur Messung der Bandbreite beim DipIt-Forum zu diskutieren (https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/13126-%C3%BCberlegungen-zum-dipit-und-zur-bandbreite-der-messobjekte/) -- aber es scheint sich niemand dort dafür zu interessieren. Schade. Aber: Mohandes H. schrieb: > Du, Qrp-gaijin, schreibst ja daß da auch zwei kamelhöckerartige Maxima > entstehen. Du weißt ja, daß, je nach Kopplung, noch zusätzlich zwei > weitere Höcker auftreten (überkritische Kopplung). Das muß die Rechnerei > unterscheiden. Richtig, da habe ich deine Anmerkung vielleicht nicht ausreichend beachtet. Es wird noch eine lange Weile dauern, bevor ich selbst wirkliche Daten vom Dipper sammeln kann, aber zumindest beim händischen Betrieb meines Dippers habe ich noch kein Doppel-Doppelgipfeliges Phänomen beobachtet. Das liegt vielleicht daran, dass ich den emittergekoppelten Oszillator verwende, welcher bekanntlich wegen der Relaxation-Oszillation nicht bei der Frequenz des LC-Kreises schwingt, sondern bei einer niedrigerer Frequenz. Deshalb wird vielleicht bei meiner Schaltung sowieso immer eine überkritische Kopplung vermieden, weil die Resonanzfrequenz des Prüflings nicht mit der Resonanzfrequenz des Oszillator-LC-Kreises übereinstimmt. > Und dann > baue ich mir erstmal einen ganz simplen (aber guten, hoffe ich) > klassischen Dipper. Mit der Option auf den Diplt. Ich bin gespannt auf deine Ergebnisse!
Bernd schrieb: > Auswerten tue ich zusätzlich die doppelte Wobbelfrequenz mit einem > NE567. Das ist nochmals empfindlicher als die LED. Ich kenne mich beim NE567 (bzw. LM567) gar nicht aus -- merke aber mit Interesse, dass der Chip einen Phasendetektor beinhaltet (Verweis: https://www.ti.com/lit/ds/snosbq4e/snosbq4e.pdf, p. 1, Abschnitt 4). Wie oben schon diskutiert, braucht man beim Wobbeldipper eine phasensensitive Gleichrichtung, um zwischen Anstieg und Abstieg zu diskriminieren. Hast du Bernd vielleicht den NE567 auf diese Art und Weise verwendet, damit nicht nur die Amplitude vom Wobbeldippersignal, sondern auch das Vorzeichen (das heisst, die Phase) gemessen wurde? Die Webseite https://www.instructables.com/Miniature-Wearable-Lock-in-Amplifier-and-Sonar-Sys/ scheint etwas verwandt zu sein. Dort wird beschrieben, wie Pin 1 vom LM567 als Ausgang verwendet werden kann, um Zugriff zum Phasendetektorsignal zu bekommen. Ich verstehe den Ansatz noch nicht ganz, aber vielleicht kann man sowas Ähnliches beim Wobbeldipper auch machen. Zitat: > The way in which the 567 tone decoder is being used has been > regarded by some as a creative departure from its normal > conventional usage. Normally Pin 8 is the output pin, but we > don't use that at all. Normally the device detects a tone and > turns on a light or other item when the tone is detected. > Here we are using it in a way that is completely different > from the way in which it was intended to be used. > Instead, we are taking the output at Pin 1 which is the > *output of a "Phase Detector"*. We exploit the fact that a > "Phase Detector" is simply a multiplier.
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Den 567 verwende ich als sogenannten Tondecoder. Es ist ja eine PLL und wenn die beschriebene doppelte Frequenz entsteht rastet die PLL ein und die Rstanzeige leuchtet zusätzlich, aber im Unterschied der originalen Schaltung eben genau auf der Resonanzfrequenz. Der 567 ist gleichzeitig Generator. Dessen Frequenz wird durch zwei geteilt. Die nun halbe Frequenz dem Wobbel-OPV wie im Original zugeführt - HF-Oszillator - Filter, allerdings LC - Anzeigeverstärker, wie im Original, und dessen Ausgangssignal zum 567. Ich wollte damals nur die entstehende doppelte Frequenz zusätzlich auswerten. Die etwas höhere Empfindlichkeit hat sich ungewollt ergeben. Ich hätte die Schaltung hier schon längst gezeigt, will euch aber nicht von eueren Weg abbringen. Bei der Rechnerei kann ich sowieso nicht mitreden . Ich bin halt Praktiker. Meine Geräte stammen alle von irgendeiner Schaltung, halt auf meine Bedürfnisse angepaßt und wenn möglich verbessert. So entstand auch mein Dipper nach dem DipIt, halt nach den Erfahrungen im QRP-Forum verändert. Mangels Interesse dort, habe ich meine Schaltung da auch nicht veröffentlicht. Viele Grüße Bernd
Bernd schrieb: > So entstand auch mein Dipper nach dem DipIt, halt nach den Erfahrungen > im QRP-Forum verändert. Mangels Interesse dort, habe ich meine Schaltung > da auch nicht veröffentlicht. Da ich Bernds Schaltung kenne, kann ich Euch nur sagen dass sie pfiffige Erweiterungen hat und auch der Frequenzberich wurde intelligent bis über den 2m-Bereich erweitert, was damals dem DipIt (ich denke durch einen Denkfehler) verwehrt blieb. eric1
Bernd schrieb: > Den 567 verwende ich als sogenannten Tondecoder. [...] > Ich wollte damals nur die entstehende doppelte Frequenz zusätzlich > auswerten. Danke für die Erklärung. Ich glaube, deine Verwendung des 567 ungefähr verstanden zu haben. Bei Auswertung der doppelten Wobbelfrequenz kann man zwar genau die Resonanzfrequenz des Prüflings feststellen, aber dabei kann man nicht (glaube ich) die Bandbreite des Prüflings ermitteln, weil die oben ausgedachte Bandbreitenermittlung erfordert, dass wir die einfache Wobbelfrequenz auswerten. Jedenfalls, der 567 scheint ein nutzbares Teil zu sein. Obwohl ich gerade mit DSP die Weiterverarbeitung des Dippersignals untersuche, spüre ich, dass der 567 einige analoge Weiterverarbeitungsmöglichkeiten auch eröffnet.
Der (zusätzliche) Ansatz von Bernd ist auch interessant! Qrp-gaijin @. schrieb: > Bei Auswertung der doppelten Wobbelfrequenz kann man zwar genau die > Resonanzfrequenz des Prüflings feststellen, aber dabei kann man nicht > (glaube ich) die Bandbreite des Prüflings ermitteln, weil die oben > ausgedachte Bandbreitenermittlung erfordert, dass wir die einfache > Wobbelfrequenz auswerten. Jedenfalls, der 567 scheint ein nutzbares Teil > zu sein ... Was ist eigentlich das eigentliche Ziel? Geht es darum die Resonanzfrequenz möglichst genau zu bestimmen, oder eher darum einen sehr empfindlichen Dipper zu bauen? Oder - so würde ich das machen - entwickelst Du erstmal und schaust dann wo die Grenzen sind? Dipper sind ja im digitalen Zeitalter fast aussterbende Dinosaurier. Aber durch pfiffige Mathematik und Elektronik läßt sich da bestimmt noch einiges machen. Ich bin eher Minimalist. Mich faszinieren ganz simple Schaltungen, z.B. die DARC-Standardschaltung mit ECC85 o.ä. aus dem Rothammel (ist natürlich Stand der Technik ~1960). Jetzt habe ich auch mal meine Amateurfunk-Bibel (DMV, 1963) ausgebuddelt, da steht auch einiges zum Grid- & Anoden-Dipmeter drin. Ich werde mal eine ähnliche Schaltung mit FET aufbauen weil ich vermute daß der Dipper mit einem guten Oszillator steht und fällt. Parallel werde ich das mit dem Peltz-Oszillator aufbauen um einen Vergleich zu haben. Auswertung des Dips über Offset & OP. Frequenz über Drehko, alternativ Kap-Diode (und damit könnte man das natürlich noch modulieren). Also minimalistische Schaltung, die dann optimiert wird (Bauteile, Aufbau) wobei ich vermute daß die klassische Technik da schon ziemlich ausgereizt ist. Das sind so meine Projekte für die nächsten Wochen. Ich finde es spannend, sich von verschiedenen Seiten dem Thema anzunähern und sich dabei auszutauschen.
Mohandes H. schrieb: > Was ist eigentlich das eigentliche Ziel? Bei mir geht's es im Moment darum: 1. Amplitudendaten vom Wobbeldipper zu sammeln und graphisch darzustellen, wie Bernd B. (bbrand) ganz am Anfang des Threads sehr schön demonstriert hat. 2. Phasendaten vom Wobbeldipper zu sammeln, womit man dann zwischen Anstieg und Abstieg differenzieren kann -- in anderen Worten, das Vorzeichen der Amplituden von (1) festzustellen. 3. Anhand von Daten von (1) und (2) sollte sich die ursprüngliche Resonanzkurve in grober Form durch Integrieren rekonstruieren lassen -- nicht nur dann, wenn der Prüfling ein einfacher LC-Kreis ist, sondern auch dann, wenn der Prüfling aus mehreren gekoppelten LC-Kreisen besteht, wie z.B. bei ZF-Stufen von einem Superhet. > Oder - so würde ich das machen - entwickelst Du erstmal und schaust dann > wo die Grenzen sind? Ja, bei mir ist die Motivation zu lernen und entwickeln, und dabei auch einige Messungen zu machen und die Daten (wie z.B. Bandbreite) graphisch darzustellen. Bei mir ist es viel interessanter, Messungen mit selbstgebauten Geräten zu machen, als mit Black-Box-Geräten zu machen. Dadurch habe ich ein tieferes Verständnis von den zugrunde liegenden elektromagnetischen Phänomenen. > Ich bin eher Minimalist. Mich faszinieren ganz simple Schaltungen Aus dieser Sicht finde ich die superregenerative Dipperschaltung mit Ton-Ausgang von Alan Yates sehr reizend (http://vk2zay.net/article/133). Es ist nur ein Pendelaudion (Quenchkreispendler), mit niedriger Quenchfrequenz im NF-Bereich. Man hört also die Quenchfrequenz, und sie ist die akustische "Anzeige". Wenn mehr Verluste entstehen, dann braucht der Oszillator mehr Zeit (wegen der höheren Dämpfung), bis die Oszillatoramplitude wieder gross genug ist, damit der Quenchkreis wieder die Oszillation stoppen kann. Dadurch wird die Quenchfrequenz automatisch niedriger (in der Theorie, zumindest -- in der Praxis scheint sie auch manchmal höher zu werden!) -- und man hört die Veränderung der Quenchfrequenz. Nachteil dabei ist, dass ein solches Verfahren sich nicht für Datensammlung eignet, weil es beinahe unmöglich ist, das Verhältnis zwischen gekoppelte Verluste und die Veränderung der Quenchfrequenz exakt zu beschrieben. Ausserdem kann man die Amplitude des Dips nicht Verstärken wie beim DipIt. Trotzdem, eine sehr interessante und einfache Schaltung (die auch den emittergekoppelten Oszillator verwendet).
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Ja, bei mir ist die Motivation zu lernen und entwickeln, und dabei auch > einige Messungen zu machen und die Daten (wie z.B. Bandbreite) graphisch > darzustellen. Bei mir ist es viel interessanter, Messungen mit > selbstgebauten Geräten zu machen, als mit Black-Box-Geräten zu machen. > Dadurch habe ich ein tieferes Verständnis von den zugrunde liegenden > elektromagnetischen Phänomenen. Ja klar, das ist die primäre Motivation! Und natürlich die Freude am experimentieren und basteln. Statt ein paar Black-Boxes zusammenzustecken ist es viel schöner selber zu bauen und zu schauen wie sich das entwickelt. Um die verschiedenen Konzepte vergleichen zu können werde ich mir einen Versuchsaufbau machen mit vorläufig immer denselben Spulen (auch die Kopplung). Damit dann verschiedene Oszillatoren testen. Spaßenshalber werde ich auch einen mit Röhren (ECC85) bauen. Ich habe auch eine Schaltung gefunden wo ein magisches Auge EM85 zur Anzeige und gleichzeitig als Oszillator bis 250 MHz dient! Auch eine Form von Minimalismus. Röhren habe ich da. > Aus dieser Sicht finde ich die superregenerative Dipperschaltung mit > Ton-Ausgang von Alan Yates sehr reizend (http://vk2zay.net/article/133). > Es ist nur ein Pendelaudion ... Interessant, schaue ich mir an. Das Ohr reagiert ja sehr empfindlich auf Frequenzänderungen, eine akustische Auswertung macht Sinn (und man muß keine Anzeige anschauen).
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Hi, schön, dass die Diskussion so informativ und angeregt weiter geht. Ich werde mich in Kürze zurück melden. Vorerst nur ein Vorschlag und Beispiel zum geregelten Oszillator in Emitter gekoppelter Schaltung. 73, John
Hallo, ich kann das eigentliche Ziel hier auch nicht so richtig erkennen. Mal grob formuliert sollte ein Dipper meine Meinung nach ein handliches schnell benutzbares Gerätchen sein , um schnell eine ungfähre Schwingfrequenz zu ermitteln. Für genauere Messungen gibt es die Netzwerktester. Der kann das zwar auch, aber ehe er betriebsbereit ist , bin ich mit dem Dipper schon 10mal fertig. Aber wenn es hier nur ums Basteln und Lernen geht ist das auch in Ordnung. Dann kann man auch ruhig das Fahrrad das zweite Mal erfinden. Aber ich finde Theorie ist Theorie und sollte nicht von der Praxis getrennt werden. Denn die richtig schönen Dreckeffekte zeigen sich erst in der Praxis. Und danke Eric für deine lobenden Worte. Viele Grüße Bernd
Bernd schrieb: > ich kann das eigentliche Ziel hier auch nicht so richtig erkennen. Siehe oben: Forscherdrang, Freude am Basteln und Messen, Erfahrungen sammeln. Das reicht (für mich) schon. Und dann mal schauen was dabei rauskommt. > Mal grob formuliert sollte ein Dipper meine Meinung nach ein handliches > schnell benutzbares Gerätchen sein , um schnell eine ungfähre > Schwingfrequenz zu ermitteln. Sehe ich auch so. Ein Dipper ist kein Präzisionsmeßgerät sondern ein Gerät um mal schnell eine Resonanzfrequenz zu bestimmen. So sind zumindest meine Ansprüche. Trotzdem interessant, was man da noch rauskitzeln kann. Erstmal durch die Modulation wie beim Diplt und die Auswertung eines AC-Signales. Dann durch weitere Algorithmen wie es Qrp-gaijin darstellt. Wie gesagt, aus der Mathematik bin ich schon ausgestiegen. Verfolge ich aber weiter - und hoffe, daß Qrp-gaijin bei seinen Algorithmen 'den Wald vor lauter Bäumen' nicht übersieht ;-)! P.S. Das mit dem Handy welches die Auswertung übernimmt halte ich für eine Sackgasse. Alleine durch die Übertragung der Daten ergeben sich neue Probleme. Ein kleiner uC könnte das viel eleganter übernehmen, das hätte auch den Vorteil eines Stand-allone-Gerätes. Leider habe ich davon wenig Ahnung. Wenn sich das Prinzip als sinnvoll herausstellt dann ist ein kleines, einfach zu programmierendes Board wie ein Arduino sicher besser als ein Handy.
Mohandes H. schrieb: > Das mit dem Handy welches die Auswertung übernimmt halte ich für > eine Sackgasse. Alleine durch die Übertragung der Daten ergeben sich > neue Probleme. Ich muss dabei zugestehen, dass Smartphone-Programmierung mir beruflich auch vom Nutzen ist, und deswegen neige ich dazu, auch in der Freizeit Technologien zu verwenden, die ich auch beim Job verwenden kann. Ich hatte mal ein Raspberry Pi, aber durch unvorsichtiges Herumtasten am eingeschalteten Gerät mit dem Voltmeter habe ich das Teil leider zerstört. (Wenn ich mich richtig errinere, sind die +3.3V und +5V Pins nebeneinander, und die hatte ich für einen Augenblick kurzgeschlossen. Ich war gerade dabei, die Spannung am GPIO Pin, der durch PWM gesteuert wurde, zu messen.)
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Qrp-gaijin @. schrieb: > Ich muss dabei zugestehen, dass Smartphone-Programmierung > mir beruflich von Nutzen ist ... Für die Erfassung der Meßwerte und den Test der Algorithmen ist ein Smartphone ja auch gut. Heutzutage ist das ja ein kleiner PC (mit mehr Rechenleistung als ein PC vor 30 Jahren), incl Excel usw. Mit 'Sackgasse' meinte ich eher ob das System dann auch für die Praxis tauglich ist (z.B. Datentransfer via Infrarot) und einfach in der Bedienung. Und dann noch: ist es echtzeittauglich, wie lange dauert die Auswertung der Daten? Das könnte man ja dann später mit jemandem machen der sich mit uC auskennt, gibt ja welche die das gut können aber dafür wenig Ahnung von Analogtechnik haben. Oder sich selber einarbeiten.
Qrp-gaijin @. schrieb: > sollte sich die ursprüngliche > Resonanzkurve in grober Form durch Integrieren rekonstruieren lassen -- > nicht nur dann, wenn der Prüfling ein einfacher LC-Kreis ist, sondern > auch dann, wenn der Prüfling aus mehreren gekoppelten LC-Kreisen > besteht, wie z.B. bei ZF-Stufen von einem Superhet. Das sehe ich nicht so optimistisch. Die Resonanzkurve eines einzelnen Kreises lässt sich recht präzise rekonstruieren, da deren Form bekannt ist. Aus einer grossen Datenmenge sind nur zwei Parameter zu ermitteln. Das ist günstig, weil sich die Messfehler bei geeignetem Vorgehen aufheben. Bei mehreren gekoppelten Kreisen ist die Form der Resonanzkurve unbekannt, weil sie sich abhängig von der Kopplung dieser Kreise ändert. Hier die Form durch Integration zu rekonstruieren, ist nach meiner Meinung zu ungenau. Meiner Meinung nach ist noch ein grundlegenderes Problem nicht gelöst: Die Belastung des DUT durch einen Dipper. Qrp-gaijin @. schrieb: > John qrp schrieb: >> Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter >> Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht. > > Interessanterweise scheint es bei meinen LTspice Simulationen der Fall > zu sein, dass folgender Vorgang tatsächlich die Bandbreite des > Resonators berechnet, unabhängig von der Kopplung (Werte von 0.001 <= K > <= 0.100 wurden probiert). Hier hast du keinen Dipper und auch kein Modell eines Dippers untersucht. Die Ergebnisse sind daher nicht auf einen Dipper übertragbar. Du hast eine mit 1 Megohm praktisch unbelastete Koppelspule verwendet. In diesem Fall kannst du die Bandbreite des DUT praktisch ohne Zusatzbelastung ermitteln. Ich habe das durchsimuliert. So lange man die Koppelspule praktisch unbelastet betreibt, ist die Bandbreite von der Kopplung so gut wie unabhängig. Sobald die Koppelspule belastet ist, beispielsweise durch die Impedanz der Oszillatorstufe, verändert sich die ermittelte Bandbreite in Abhängigkeit von der Kopplung. Ein Dipper und eine praktisch unbelastete Koppelspule sind zwei unterschiedliche Verfahren mit unterschiedlichen Eigenschaften und unterschiedlichen Einsatzzwecken. Wenn ich mich recht erinnere, hat in diesem Thread schon ein Kollege für Bandbreitenmessung die Koppelspule anstatt eines Dippers empfohlen.
John qrp schrieb: > Ein Dipper und eine praktisch unbelastete Koppelspule sind zwei > unterschiedliche Verfahren mit unterschiedlichen Eigenschaften und > unterschiedlichen Einsatzzwecken. Das bedeutet: eine Koppelspule mit nachfolgendem hochohmigen Verstärker ist kein Dipper. Ein Dipper entzieht - prinzipbedingt - dem DUT Energie und verändert damit die Kurve! Das sind quasi die Worte von John qrp? - ich denke nur gerade laut. Oder: John qrp schrieb: > Meiner Meinung nach ist noch ein grundlegenderes Problem nicht gelöst: > Die Belastung des DUT durch einen Dipper. Das muß der Algorithmus also rechnen können. Für 2 Kreise mit dem (unbekannten) Koppelfaktor x ist das, zumindest theoretisch, machbar. Ganz abstrakt, so begann unser Dozent die Vorlesung in theoretischer Nachrichtentechnik: 'Jedes Filter ist ein Falter'. An die Mathematik dahinter https://de.wikipedia.org/wiki/Faltung_(Mathematik) erinnere ich mich ungerne. Das Faltungsintegral zweier Filter. Aber vielleicht läßt sich das auch empirisch lösen? Es kann auch gut sein daß die Lösung für den speziellen Fall (beide Kreise auf gleicher Resonanzfrequenz abgestimmt) eine sehr simple Lösung gibt. Beim Durchscannen (Diplt) wird es spannend. Ich hoffe, ich werfe nicht unnötig Kompliziertes in die Diskussion. Die unterschiedlichen Prinzipien von Dipper und Koppelspule und die Folgen daraus müssen aber beachtet werden und sind mir auch erst nach Johns Beitrag klar geworden.
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Mohandes H. schrieb: > Das muß der Algorithmus also rechnen können. Für 2 Kreise mit dem > (unbekannten) Koppelfaktor x ist das, zumindest theoretisch, machbar. Genau, das ist es , was ich stark bezweifle, es ist eine Unbekannte zuviel vorhanden. Der Dipper mit seinem Schwingkreis koppelt auf den Schwingkreis, der getestet wird. Wenn ich die interne Belastung des Dipperkreises (bzw. seine Betriebsgüte) kenne, bleiben zwei Grössen unbekannt, die Belastung des getesteten Kreises (bzw. seine Güte) und der Koppelfaktor. Unter diesen Bedingungen ermittle ich eine Bandbreite. Die ist durch alle drei Grössen beeinflusst, von denen aber nur eine, wie gesagt, bekannt ist. Von einer Bandbreite auf zwei Unbekannte, Koppelfaktor und Güte des DUT zu schliessen und ihren Einfluss dabei zu unterscheiden, erscheint mir schlicht unmöglich. Das sehe ich unabhängig von der Art des Algorithmus.
Nein, aus 2 Größen lassen sich natürlich nicht 3 Unbekannte errechnen. Und das ist unabhängig vom Algorithmus. Aber Qrp-gaijin hat ja noch andere Werte zur Verfügung. Da ich die Mathmatik dahinter nicht vollzogen habe, weiß ich nicht womit er rechnet. Ich werde versuchen das mal zu berechnen: 2 Schwingkreise, davon einer unbekannt und ein unbekannter Kopplungsfaktor ...
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Mohandes H. schrieb: > Ich werde versuchen das mal zu berechnen Da bin ich gespannt. Möglicherweise kann man ja aus der Tiefe des Dips und seiner Breite auf die Kopplung zwischen Dipper und Dut und die Güte des Dut schliessen. Da wäre Zwei unbekannte zu Zwei messbaren bzw berechenbaren Grössen.
Denke aber daran, daß eine stärkere Kopplung den Oszillator auch mehr verstimmt - deshalb immer mit der losesten Kopplung dippen , die die Dipanzeige gerade noch hergibt. Viele Grüße Bernd
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Die Simulation der Untersuchung eines Parallelschwingkreises mit einer Koppelspule zeigt zweierlei. * Bei loser Kopplung und sehr! hochohmiger Speisung der Koppelspule bildet die erhobene Bandbreite die Bandbreite des Dut allein sehr gut ab. * Bei festerer Kopplung und nennenswerter ohmscher Belastung der Koppelspule, sind sowohl Resonanzfrequenz, als auch Bandbreite in der Messung verfälscht. Das Gesamtsystem hat merkbar andere Parameter als das Dut allein. Die beiden Schaltbilder sind identisch. Die Kopplung ist durch das Ersatzschaltbild dargestellt. Da sieht man die Verhältnisse im Detail. Einmal habe ich das Dut über einen verzweigten Spannungsteiler am Messgerät angeschlossen und einmal habe ich das Messgerät als Belastung des Dut gezeichnet.
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