Hallo,
Wer sich fuer das Thema Dipmeter interessiert, kennt wahrscheinlich
schon das geniale Dipmeter namens "DipIt" vom QRPproject.de
(https://www.qrpproject.de/dipit.htm). Ich war derart begeistert von der
Idee, dass ich mir selbst ein solches Geraet bauen und ausprobieren
wollte. Mir ist das sogar gelungen, und die Hauptidee kann man in der
Schaltung hier sehen:
http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94319#p94319 . Ich verwende
nur 2N3904 Transistoren und ein LM386. Ausgangspunkt war der Oszillator,
der vom Herrn Kainka vorgestellt wurde:
https://www.b-kainka.de/bastel53.htm . Ich tue nur diesen Oszillator mit
Kapazitaetsdiode abstimmen, die Spannung fuer die Diode "wobbulieren",
und dann das NF signal vom Emitter verstaerken. Klappt wunderbar! Hier
ein kleines Youtube-Video: https://www.youtube.com/watch?v=nVi3L0BwaXg .
Hat sonst jemand versucht, ein DipIt-aehnliches Geraet zu bauen?
Ja, ich hatte vor rund 5 Jahren eine ähnliche Idee, nur mit der
Erweiterung, dass ich mikrocontrollergesteuert den Oszillator per
D/A-Wandler durchtunen und per A/D-Wandler die Lage des Dips (bzw.
Peaks) bestimmen wollte. Die Resonanzfrequenz sollte dann in einem
Display angezeigt werden. Hat im Grunde genommen auch funktioniert, aber
das Projekt ist dann irgendwann wieder eingeschlafen.
Ich hänge mal ein paar Bilder an:
- Platine ohne aufgestecktes Display
- Platine mit Display
- Aufzeichnung im "Leerlauf"
- Aufzeichnung mit Resonanzkreis in 2-3 cm Entfernung
- Aufzeichnung mit Resonanzkreis in wenigen mm Entfernung
(Horizontal: Frequenz in kHz, Vertikal: A/D-Wandlerwert)
Wie man sieht, fing sich das ursprüngliche Gerät auch ohne Resonanzkreis
in Reichweite gewaltige Störpegel ein. Die konnte ich durch einen 400 Hz
Bandpassfilter weitgehend eliminieren, habe davon aber leider keine
Aufzeichnungen mehr.
Gruß,
Bernd
Danke für die Anwtort! Es ist eine Freude, von einem Gleichgesinnten zu
hören. Obwol das DipIt selbst scheint beliebt zu sein, habe ich bisher
im Internet keine selbstgebauten Dipmeter gesehen, die das gleiche
Wobbelprinzip benutzen.
Darf ich fragen, um wieviele kHz du den Oszillator gewobbelt hast? In
meiner Schaltung, kann ich mit einem Poti die Wobbelbreite beliebig
einstellen. Allerdings merke ich, dass wenn die Wobbelbreite mehr als
einige kHz beträgt, dann entsteht, auch wenn kein Resonanzkreis in der
Nähe liegt, eine ständige und unerwünschte Amplitudenmodulierung des
Oszillatorsignals. Ich glaube, dass dies unvermeidbar sei, weil die
Amplitude des Oszillatorsignals sich ohnehin geringfügig variiert, als
die Frequenz variiert wird. Wenn über einen breiten Spektrumsauschnitt
(z.B. 50 kHz oder mehr) gewobbelt wird, verursacht die natürliche
Variierung des Amplitudes einen entsprechenden Ton am NF-Ausgang der
Schaltung, der ein “falsches Dip” bildet und die Erkennung von
wirklichen Dips verhindert, obwohl under solchen Bedingungen ein echtes
Dip noch (mit etwas Schwierigkeit) erkannt werden kann, weil das echte
Dip einen noch lauterer Ton verursacht.
Den Wobbelhub habe ich nie gemessen, aber da die Schaltung von
Oszillator und Wobbelung fast identisch zu der vom DipIt sind, gehe ich
davon aus, dass der Hub in etwa der Angabe im Handbuch (+-0,2% der
Oszillatorfrequenz) entspricht.
Hallo , ich habe vor Jahren ebenfalls ein Dip-Meter gebaut und seit dem
verwendet um Schwingkreise und Bandfilter abzugleichen . Auch die
Frequenz eines unbekannten Schwingkreises zu ermitteln. Ich verwende den
Oszillator von Herrn Kainka in abgewandelter Form.
https://www.b-kainka.de/bastel53.htm
Die vorletzte schaltung unten, bis zur Diode, dann ein Kondensator zur
Buchse. Dort schließe ich einen einfachen asiatischen Frequenzmesser
(EBAY) an. Damit kann ich von 100 KHz bis ca. 25 MHz messen, welches für
mich ausreicht und genau genug ist.
ek13 schrieb:
> Inspiriert hat mich damals diese Seite:> http://elm-chan.org/works/ddm/report_e.html
Mich interessiert grundsätzlich, wie man die Empfindlichkeit des
Dipmeters maximiert. Das DipIt erreicht hohe Empfindlichkeit aus
folgendem Grund, laut Handbuch: “Da man das demodulierte 400Hz-Signal
fast beliebig hoch verstärken kann besitzt diese neuartige
Dipperschaltung eine signifikant höhere Anzeigeempfindlichkeit als
bisherige Geräte.” (https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf)
Auf der anderen Seite, das ELM Dipper scheint auch einen Trick zu
verwenden. Laut obiger Webseite gibt es bei der Schaltung “a level
detector, level control circuit”, wobei “level control is done by
shiftnig the gate bias voltage with gain control voltage.” Wenn ich das
richtig verstehe, klingt es so, als würde das ELM Dipper eine ständig
geregelte (“level controlled”) Gleichstromverstärkung verwenden, statt
der durch Wobbeln ermöglichten Wechselstromverstärkung beim DipIt
Dipper.
Gibt es auch einfachere Schaltungen, die die Empfindlichkeit des DipIt
Dippers annähern? Ich habe einige Schaltungen mit Brückenschaltung
gesehen, habe die aber noch nicht probiert.
qrp-gaijin schrieb:> Ausgangspunkt war der Oszillator,> der vom Herrn Kainka vorgestellt wurde:
Den angeblichen 'Kainka-Oszillator'
kannst Du schon in einer Funkschau
aus den 60er Jahren finden.
Und auch damals war er schon nicht ganz neu.
eric schrieb:> Den angeblichen 'Kainka-Oszillator'
@eric, da ist ihnen die Phantasie wohl durchgegangen. Niemand hat
angegeben, dass es sich um einen 'Kainka-Oszillator' handelt, weder die
User in diesem Thread, noch Burkhard Kainka. Herr Kainka bezieht sich
auf ältere Quellen, und die User hier nennen in korrekter Weise die
Quelle ihrer Schaltungen beziehungsweise die Quellen von Ideen zu ihren
Schaltungen. Da das Schaltungsprinzip beispielsweise im Lehrbuch
Klassiker von Tietze, Schenk enthalten ist, kommt kaum jemand auf die
Idee, dass es sich um eine neue Erfindung handeln könnte. Allerdings
wurde 1989 von Matthias Peters eine interessante Weiterentwicklung zum
Patent angemeldet. Siehe:
https://data.epo.org/publication-server/document?iDocId=617128&iFormat=0
Zu ihrer Behauptung: "Du schon in einer Funkschau aus den 60er Jahren
finden." würde wohl eine genaue und nachprüfbare Quellenangabe als
seriöser Beleg eignen. Dieses "in einer Funkschau aus den 60er Jahren"
klingt wie eine ungeprüfte Weitergabe eines Gerüchts.
John qrp schrieb:> Herr Kainka bezieht sich auf ältere Quellen
ohne eine Herkunftsangabe
> und die User hier nennen
diese Schaltung deshalb üblicherweise den 'Kainka-Oszillator'
und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte.
Es handelt sich um die Transistor-Modifikation des aus den
30er-Jahren bekannten Franklin-Oszillators.
Ich erinnere mich schwach, irgendwo gelesen zu haben,
dass die Schaltung ca. 1960 von einem Ungarn erdacht wurde.
Ca. 1990 habe ich nach einer damals schon älteren Funkschau-
Veröffentlichung einen Testoszillator gebaut.
Wenn jemand unbedingt das Quellendatum wissen will,
weil er glaubt, es besser zu wissen,
dann möge er sich bitte selbst die Mühe machen,
danach zu suchen. Ich habe dazu keine Lust.
Die so genannte Weiterentwicklung sieht mir bei flüchtiger
Betrachtung eher wie ein Multivibrator aus.
Sieht aus wie ein Peltz-Oszillator, vermutlich meint eric die
Veröffentlichung hier:
PELTZ, G.: Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und
Serienresonanz. In: Funkschau, 1971, H.15, S.465,466
Vielleicht gabs auch ein Patent dazu, könnte dann schon zurück in die
Sechziger reichen.
Arno
eric schrieb:> die User hier nennen> diese Schaltung deshalb üblicherweise den 'Kainka-Oszillator'
Das scheint eine Thread Verwechslung zu sein. Denn tatsächlich hat kein
User hier in diesem Thread die Bezeichnung 'Kainka-Oszillator'
verwendet.
eric schrieb:> und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte.
Ziemlich irrelevant, was jemand glaubt zu wissen, was andere glauben,
wenn es hier in diesem Thread keine tatsächlichen Hinweise auf einen
Irrtum gibt.
eric schrieb:> Es handelt sich um die Transistor-Modifikation des aus den> 30er-Jahren bekannten Franklin-Oszillators.
Das ganz sicher nicht. Das Prinzip des Franklin Oszillators kann in
Lehrbüchern nachgelesen werden und stellt sich völlig anders dar als die
hier diskutierte Schaltung.
---
Arno H. schrieb:> PELTZ, G.: Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und> Serienresonanz. In: Funkschau, 1971, H.15, S.465,466
Ja, das entspricht der Literaturangabe im Wikipedia Artikel und in
anderen Veröffentlichungen.
Arno H. schrieb:> Sieht aus wie ein Peltz-Oszillator
Genau, ist auch der Peltz Oszillator. Wird üblicherweise so, oder
emittergekoppelter Oszillator oder Differenzverstärker Oszillator
genannt.
eric schrieb:> Den angeblichen 'Kainka-Oszillator'eric schrieb:> 'Kainka-Oszillator'> und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte.eric schrieb:> Und das Ganze hier ist ein Streit um des Kaisers Bart !
Schön, dass sie das erkannt haben. Nehmen sie es doch einfach etwas
gelassener, dass irgend jemand in der Vergangenheit nicht so genau
zwischen der Quelle seiner Schaltung und dem ersten Auftauchen des
Funktionsprinzips unterschieden hat.
Immerhin konnten sie hier lernen, dass Günter Peltz nicht in
eric schrieb:> Funkschau aus den 60er
sondern 1971 darüber publiziert hat. Ist ja nicht tragisch, wenn man das
nicht weiss, auch das sollte man nicht so schwer nehmen.
Und der Peltz Oszillator, oder wie auch immer man ihn jetzt benennen
will, ist in gewisser Weise ein Gegenteil zum Franklin Oszillator, auch
wenn er andere Eigenschaften mit ihm gemeinsam hat. Hier hilft es, die
Rückkopplung und die Ankopplung des Resonators beziehungsweise des
Schwingkreises an zu sehen. Entsprechend hat der Pelts Oszillator zwar
einige vorteilhafte Eigenschaften, aber nicht alle guten eigenschaften
des Franklin Oszillators.
John qrp schrieb:> Ist ja nicht tragisch, wenn man das> nicht weiss, auch das sollte man nicht so schwer nehmen.
ICH bin doch nicht derjenige, der sich aufregt
und hier halbe Romane schreibt!
Das Ganze ist nicht nur ein Streit um des Kaisers Bart,
sondern rechthaberische Krümelkackerei.
Darum Schluss!
eric schrieb:> ICH bin doch nicht derjenige, der sich aufregt> und hier halbe Romane schreibt!> Das Ganze ist nicht nur ein Streit um des Kaisers Bart,> sondern rechthaberische Krümelkackerei.> Darum Schluss!
Ja natürlich, ihr unaufgeregtes Posting strahlt ja Gelassenheit in
Reinkultur aus, unterstrichen durch Fäkalsprache. ;) :)
qrp-gaijin schrieb:> Wenn über einen breiten Spektrumsauschnitt> (z.B. 50 kHz oder mehr) gewobbelt wird, verursacht die natürliche> Variierung des Amplitudes einen entsprechenden Ton am NF-Ausgang der> Schaltung, der ein “falsches Dip” bildet
Mir ist eingefallen, dass mit entsprechend breitem Wobbelhub und
entsprechend schmalem Dip, sodass der Wobbelhub verursacht innerhalb
eines Zykluses des Wobbelvorgangs sowohl eine Verringerung der
Oszillatoramplitude als auch eine danachvolgende Vergrösserung der
Oszillatoramplitude, dann wenn die Wobbelfrequenz 400 Hz beträgt, sollte
im Fall eines Dips eigentlich ein Ton mit 800 Hz erzeugt werden. Der
Grund ist einfach: ein Zyklus des Wobbelvorgangs entsteht aus “hingehen”
(Oszillatorfrequenz wird erhöht) und “zurückkommen” (Oszillatorfrequenz
wird verringert). Sowohl beim hingehen als auch beim zurückkommen wird
wegen des Dips die Oszillatoramplitude einmal verringert und einmal
vergrössert – ein “Impuls” wird erzeugt, und zwar zweimal, für jeden
Wobbelzyklus.
Allerdings im Fall der natürlichen, durch den Wobbelvorgang selbst
erzeugten Variierung der Oszillatoramplitude (die nicht durch ein Dip
verursacht wird) entsteheht nur einen Ton mit 400 Hz, welcher die
Wobbelfrequenz (und nicht die doppelte) entspricht – weil beim
“hingehen” wird (zum Beispiel) die Oszillatoramplitude nur vergrössert,
und beim “zurückkommen” wird dann die Oszillatoramplitude nur
verringert – was dann nur ein Zyklus (und nicht zwei) erzeugt.
Das heisst: wenn man am NF-Ausgang einen Filter verwendet, der auf die
doppelte Wobbelfrequenz zentriert ist, sollte eine Differenzierung
zwischen falsche Dips (durch den Wobbelvorgang selbst erzeugte
Variierung der Oszillatoramplitude) und echte Dips möglich sein.
Ich werde das NF-Signal demnächst mit der PC-Soundkarte messen, aber
schon beim konzentrierten Zuhören scheint es wohl der Fall zu sein, dass
beim falschen Dip did Frequenz des erzeugten NF-Tons der Wobbelfrequenz
entspricht, und beim echten Dips der doppelten Wobbelfrequenz
entspricht.
@bbrand – mir ist auch aufgefallen, dass die Frequenz des Peaks bei der
obigen Aufzeichnungen etwa 1400 Hz betragen. In deiner Schaltung, was
war die eigentliche Wobbelfrequenz? War sie 700 Hz oder 1400 Hz?
qrp-gaijin schrieb:> Ich werde das NF-Signal demnächst mit der PC-Soundkarte messen, aber> schon beim konzentrierten Zuhören scheint es wohl der Fall zu sein, dass> beim falschen Dip did Frequenz des erzeugten NF-Tons der Wobbelfrequenz> entspricht, und beim echten Dips der doppelten Wobbelfrequenz> entspricht.
Diese Überlegungen habe ich vor Jahren beim Studium der Unterlagen zum
dipit auch angestellt. Die Darstellung bei qrp Project schien mir
fragwürdig, wenn ich mich jetzt richtig dran erinnere. Ich meine auch,
dass die Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz sinnvoll ist.
Voraussetzung ist natürlich, dass man symmetrisch wobbelt, also mit
Sinus oder Dreieck und nicht mit Sägezahn, und dass der echte Dip in der
Mitte des überstrichenen Frequenzbereichs steht.
Eine weiter Überlegung wäre, die Oszillatoramplitude zu regeln, so dass
der Frequenzgang der Oszillatorspannung eingeebnet wird. Ein geeigneter
Tiefpass in der Regelung könnte dafür sorgen dass ein echter und somit
scharfer Dip NICHT eingeebnet wird.
Interssantes Projekt, @qrp-gaijin!
John qrp schrieb:> Ich meine auch,> dass die Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz sinnvoll ist.
Eine einfache Messung mittels NF-Spektrumanalysators am Handy hat
erwiesen, dass entsprechend Erwartungen, entsteht, zumindest bei meiner
Schaltung, die doppelte Wobbelfrequenz sehr stark beim echten Dip, und
nur sehr schwach beim falschen Dip. (Dass die doppelte Wobbelfrequenz
überhaupt noch beim falschen Dip schwach auftaucht liegt wahrscheinlich
an der nicht sinusformigen Wobbelung.)
Um die Lösungsansätze zusammenzufassen:
1. Filtern. Relative einfach zu realisieren, sowohl im analogen als auch
im digitalen Domäne.
2. Dynamisches Regeln der Amplitude des Oszillators (siehe z.B.
https://sites.google.com/site/linuxdigitallab/low-noise-crystal-experiment/vfo-stablized-dipper-ocillator,
Abschnitt “Enhancement Stabilization”). Eher schwierig zu realisieren,
weil der Regelmechanismus über einen sehr breiten Frequenzbereich sehr
schnell die Amplitude regeln muss -- aber nicht zu stark und nicht zu
schnell, um nicht den Dip zu verdecken (wie oben schon erwähnt).
3. Statische ansätze, die Amplitude des Oszillators zu “regeln”. Zum
Beispiel, Kapazitätsdioden mit intrinsisch höherer Güte wählen, und
diese Dioden nur bei höherer Spannung betreiben (weil die Güte bei
niedriger Spannung eher abfällt).
Was als einfaches Dipperprojekt begonnen hat scheint immer komplexer zu
werden... allerdings steigt auch die Nutzbarkeit. Irgendwann werde ich
vielleicht auch eine Rauschbrücke integrieren, damit ich auch Reaktanz
von Antennen messen kann.
qrp-gaijin schrieb:> @bbrand – mir ist auch aufgefallen, dass die Frequenz des Peaks bei der> obigen Aufzeichnungen etwa 1400 Hz betragen. In deiner Schaltung, was> war die eigentliche Wobbelfrequenz? War sie 700 Hz oder 1400 Hz?
Ähm... Der Peak war bei etwas über 1400 kilo Hz.
Die Wobbelfrequenz war 400 Hz.
Gruß,
Bernd
qrp-gaijin schrieb:> Wenn ich das> richtig verstehe, klingt es so, als würde das ELM Dipper eine ständig> geregelte (“level controlled”) Gleichstromverstärkung verwenden, statt> der durch Wobbeln ermöglichten Wechselstromverstärkung beim DipIt> Dipper.
@gaijin. Das siehst du wohl richtig. Für die Regelung selbst wird
annähernd "Gleichstromverstärkung" verwendet. Wenn du wobbelst, hast du
am Ausgang der Regelung aber beim Dip ein Wechselspannungssignal, das du
analog oder digital filtern und verstärken kannst. Die Regelspannung ist
so zu sagen das gepufferte und verstärkte Detektor Signal.
Die Frage, ob man auf die Wobbelfrequenz filtert, oder auf die doppelte,
habe ich mir nochmals angesehen. Das scheint mir vor Allem vom
Verhältnis vom Wobbelhub zu Dipbreite ab zu hängen.
Bernd B. schrieb:> in etwa der Angabe im Handbuch (+-0,2% der> Oszillatorfrequenz)
Bernd B. schrieb im Beitrag \#6392750:
> gewaltige Störpegel ein. Die konnte ich durch einen 400 Hz> Bandpassfilter weitgehend eliminieren
@Bernd. Die von dir aufgezeichneten Dips haben eine Delle in der Mitte.
Allerdings ist die Kurve nicht sehr genau aufgelöst. Der Doppelgipfel
passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache
Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des
Dips maximal. Kannst du das vielleicht aus Aufzeichnungen oder aus der
Erinnerung bestätigen?
John qrp schrieb:> Die Frage, ob man auf die Wobbelfrequenz filtert, oder auf die doppelte,> habe ich mir nochmals angesehen. Das scheint mir vor Allem vom> Verhältnis vom Wobbelhub zu Dipbreite ab zu hängen.
...
> Der Doppelgipfel> passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache> Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des> Dips maximal.
Sehr interessante Anmerkungen. Ich wollte nebenbei auch anmerken, dass
in der Praxis (mit meiner Schaltung, zumindest), es beim breiteren
Wobbelhub einfacher ist, schwache Dips zu finden. Das heisst, die
Empfindlichkeit ist glaube ich am höchsten, wenn die Wobbelbreite so
breit wie möglich eingestellt ist. Dann reagiert die Schaltung mit
maximaler Empfindlichkeit auf jegliche Veränderung der
Oszillatoramplitude, die z.B. durch lose Kopplung zum Resonator
verursacht wird. Der Haken dabei ist, wie schon gesagt, dass die
Schaltung dann auch von der inhärenten Variierung (die nicht durch Dips
verursacht wird) der Oszillatoramplitude beeinflüsst wird.
John qrp schrieb:> Eine weiter Überlegung wäre, die Oszillatoramplitude zu regeln, so dass> der Frequenzgang der Oszillatorspannung eingeebnet wird. Ein geeigneter> Tiefpass in der Regelung könnte dafür sorgen dass ein echter und somit> scharfer Dip NICHT eingeebnet wird.
Schaltungsvorschläge wären willkommen!
Abgesehen von den Finessen der verschiedenen Oszillatoren. Dieser Thread
bringt mich auf eine (eigentlich naheliegende) Idee:
So ein (Grid) Dipmeter ist ein praktisches Messgerät, simpel aufgebaut,
heutzutage bei den digitalen Möglichkeiten fast vergessen. Wollte ich
mir schon immer bauen, aber der mechanische Aufwand (Drehkondensator mit
Skala, Kalibrierung der Frequenzen) hatte mich immer abgeschreckt.
Gebrauchte Dipmeter bei ebay sind teuer und oft von unbekannter
Qualität.
Konzept (ins unreine gedacht):
- Einfache Schaltung mit Röhre (batterietauglich) oder FET,
- das Wickeln der einzelnen Spulen sollte unkompliziert sein,
- kein Drehkondensator sondern Poti und Kapazitätsdiode,
- keine analoge Skala sondern ein digitaler 0815-Frequenzzähler, evtl.
eine ganz grobe Skala zur Übersicht,
- Frequenzbereich bis ca 100 MHz,
- kein Präzisionsmessgerät sondern ein alltagstaugliches Gerät um mal
schnell die Resonanzfrequenz eines Kreises abschätzen zu können.
Das mit der Wobbelfunktion werde ich nochmal überdenken, das Schöne wenn
man selber baut, ist, daß man flexibel ist.
Mohandes
Mohandes H. schrieb:> Wollte ich> mir schon immer bauen, aber der mechanische Aufwand (Drehkondensator mit> Skala, Kalibrierung der Frequenzen) hatte mich immer abgeschreckt.> Konzept (ins unreine gedacht):
Bei diesem Konzept, wie wird der Dip angezeigt? Durch Drehspulmesswerk?
Oder mittels Leuchten eines LEDs? Wenn Letzteres, würde es mich sehr
interessieren, ob man ausreichende Empfindlichkeit erreichen kann, ohne
das Wobbelverfahren.
John qrp schrieb:> wurde 1989 von Matthias Peters eine interessante Weiterentwicklung zum> Patent angemeldet. Siehe:> https://data.epo.org/publication-server/document?iDocId=617128&iFormat=0
Was man so alles patentieren lassen kann. Unmengen redundanten Textes,
teils Trivialitäten die mit der Erfindung selbst nichts zu tun haben und
z.B. im Tietze Schenk nachzulesen sind.
Besonders amüsant:
> ... wobei am Emitter des anderen Transistors (18)> und parallel zum entsprechenden Emitterwiderstand (22)> eine Treiberschaltung (23) für eine auskoppelbare> Oszillatorspannung für eine externe niederohmige> stark kapazitive Last angeschlossen ist.
... was einen simplen Emitterfolger beschreibt.
qrp-gaijin schrieb:> Bei diesem Konzept, wie wird der Dip angezeigt? Durch Drehspulmesswerk?> Oder mittels Leuchten eines LEDs? Wenn Letzteres, würde es mich sehr> interessieren, ob man ausreichende Empfindlichkeit erreichen kann, ohne> das Wobbelverfahren.
Soweit bin ich noch gar nicht, ist wie gesagt erstmal ins unreine
gedacht. Aber tendentiell würde ich ein kleines Drehspulmesswerk
bevorzugen - ist besser zu erkennen als das Flackern einer LED. Oder
eine akustische Anzeige?
Wobei, mit der richtigen Schaltung, sollte eine LED einem analogen
Messwerk in der Empfindlichkeit um nichts nachstehen.
Ich werde mir die Tage mal ein paar Schaltungen zum Dipmeter anschauen
und analysieren - man muß das Rad ja nicht neu erfinden sondern aus den
Erfahrungen anderer lernen.
Nachdenkenswert finde ich die Kombination aus Kapazitätsdiode und
digitaler Frequenzanzeige.
Mohandes H. schrieb:> ein paar Schaltungen zum Dipmeter anschauen
Eine Brückenschaltung sollte angeblich die Empfindlichkeit steigern
lassen. Konzepte dazu findet man hier:
https://www.pe2bz.philpem.me.uk/Comm01/-%20TestEquip/-%20Generators/G-202-GridDip-01/gdo.htmhttps://worldradiohistory.com/UK/Short-Wave-UK/50s/SWM-1951-04.pdf (p.
81)
Allerdings glaube ich, dass bei solchen Brückenschaltungen, die Brücke
immer wieder neu ausgeglichen werden muss, weil die Oszillatoramplitude
sich variiert als der LC-Resonator abgestimmt wird. Laut DipIt Handbuch:
"Die Schwingamplitude des Dipper-Oszillators ändert sich
schaltungsbedingt zwischen dem Anfang und Ende des Abstimmbereichs und
ist ferner stark von dem jeweils gesteckten Frequenzbereich abhängig.
Ein bei allen Modellen vorhandenes „Empfindlichkeitspoti“ muss laufend
nachgestellt werden um den Resonanzdip auf dem Messinstrument bei etwa
2/3 des Zeiger-Vollausschlags optimal erkennen zu können."
(https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf).
John qrp schrieb:> @Bernd. Die von dir aufgezeichneten Dips haben eine Delle in der Mitte.> Allerdings ist die Kurve nicht sehr genau aufgelöst. Der Doppelgipfel> passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache> Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des> Dips maximal. Kannst du das vielleicht aus Aufzeichnungen oder aus der> Erinnerung bestätigen?
Ich habe noch eine Aufzeichnung des Doppelgipfels mit höherer Auslösung,
die ich mir in meinem ersten Post gespart habe. Der Doppelgipfel war
allerdings unabhängig von der Filterung; diese hat nur den Pegel links
und rechts der Gipfel deutlich reduziert.
Gruß,
Bernd
qrp-gaijin schrieb:> Schaltungsvorschläge wären willkommen!
So weit habe ich meine Überlegungen dazu nicht entwickelt. Tut mir leid,
da gibts nichts Präsentierbares.
Auf der anderen Seite, ist es beim Regeln der Oszillator Amplitude in
Kombination mit Auswerten der Regelspannung eh einfach. Man kann die
Regelspannung über einen sehr einfachen Hochpass oder Bandpass
auskoppeln und weiter verarbeiten. Ein einfacher Koppelkondensator
beispielsweise lässt ja schon den Gleichspannungsanteil der
Regelspannung verschwinden. Die weitere Filterung und Verstärkung kann
man beliebig aufwändig betreiben.
Bernd B. schrieb:> Ich habe noch eine Aufzeichnung des Doppelgipfels mit höherer Auslösung,> die ich mir in meinem ersten Post gespart habe. Der Doppelgipfel war> allerdings unabhängig von der Filterung; diese hat nur den Pegel links> und rechts der Gipfel deutlich reduziert.
Alles klar, danke für die Info. Sie bestätigt meine Vermutung. Bei
Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz und geeignetem Hub hätte man
ein eingipfeliges Ergebnis. Wobei mir die Kerbe im Dip kein Nachteil zu
sein scheint. Vielleicht ist sie sogar eine Hilfe beim genauen
Einstellen der Fequenz.
Mohandes H. schrieb:> Was man so alles patentieren lassen kann.
Irgenwas muss der Patentanwalt für das viele Geld.
das er kassiert, ja auch liefern - und wenn es
aufgeblasene Trivilialitäten sind.
Mohandes H. schrieb:> Oder> eine akustische Anzeige?
Sowas interessiert mich auch. Leser dieser Diskussion haben
wahrscheinlich schon die mehrmals erwähnte Seite vom Herrn Kainka
gesehen (https://www.b-kainka.de/bastel53.htm). Die letzte Schaltung auf
der Seite ist interessant. Ich hatte früher mal die verwandte,
superregenerative Schaltung vom Alan Yates gebaut
(http://vk2zay.net/article/133). Obwohl es fuktionierte, schien es mir
schwierig, die Schaltung von Yates auf beliebige Frequenzbereiche
anzupassen (z.B. weniger als 1 MHz). Ausserdem strahlt die Schaltung von
Yates sehr wenig, welches die Verwendung als Signalquelle ausschliesst.
Dabei scheint die (ich versuche, meine Wörter vorsichtig zu wählen) auf
der Seite von Kainka präsentierte Schaltung im allegmeinen Fall
nutzbarer zu sein.
Möglicherweise könnte die auf der Seite von Kainka präsentierte
Schaltung mit Tongenerator vielleicht auch mit einer Brückenschaltung
kombiniert werden, welches vielleicht die Empfindlichkeit verbessern
würde. Es wäre interessant, die Empfindlichkeit einer solchen Schaltung
mit der des DipIts zu vergleichen.
qrp-gaijin schrieb:> von Kainka präsentierte> Schaltung mit Tongenerator
Ausserdem: weil bei dieser Schaltung die NF-Frequenz des
Ausgangssignales die einzige Bedeutung hat, eignet es sich für digitale
Signalverarbeitung. Ein FFT (oder ähnliches) könnte sehr einfach den Dip
erkennen. Genau wie bei der ELM-Schaltung, könnte eine "peak-hold" (bzw.
"dip-hold") Verarbeitung laufend die niedrigste einkommende NF-Frequenz
darstellen, damit man einfach feststellen kann, wo der Dip liegt.
qrp-gaijin schrieb:> Allerdings glaube ich, dass bei solchen Brückenschaltungen, die Brücke> immer wieder neu ausgeglichen werden muss, weil die Oszillatoramplitude> sich variiert als der LC-Resonator abgestimmt wird.
Natürlich ist das so. Diese Brückenschaltung ist funktioniert wie eine
Lupe, die nach geschoben werden muss.
Allerdings kann man so eine Brücke selbst abgleichend machen. Was
allerdings wieder in der Bedienung die Besonderheiten aufweist. Am
Besten stellt man eine Auswahl zur Verfügung zwischen Handabgleich und
Selbstabgleich und spendiert noch einen Druckknopf für den
Schnellabgleich. Man muss halt überlegen, was man im Gebrauch bevorzugt.
Bernd B. schrieb im Beitrag \#6392750:
> Hat im Grunde genommen auch funktioniert, aber> das Projekt ist dann irgendwann wieder eingeschlafen.
@Bernd B., dein Konzept finde ich nach einigen weiteren Überlegungen am
überzeugendsten. Ich würde lediglich bei der Detektion noch
phasenrichtig auswerten. Das würde bedeuten, dass der rechte Halbgipfel
der Dips nach unten weist. Dann hätte ich die Info, ob es sich jeweils
um eine linke oder eine rechte Flanke handelt im Signal. Diese Info
eröffnet recht komfortable weiter Verarbeitungs Möglichkeiten.
Lagen dem Einschlafen des Projekts ungelöste technische Probleme zu
Grunde, oder haben sich einfach deine Prioritäten verschoben? (Von mir
kenne ich auch, dass die Motivation nach lässt, wenn die Probleme mal
gelöst sind. Das ist bei mir mitunter Anlass, mich über mich selbst zu
ärgern.)
Würdest du bitte Schaltplan, Quellcode der Firmware und evtl. auch
Layout zur Verfügung stellen? Keine Sorge, ich bin nicht auf der Suche
nach einer Bauanleitung, sondern eher nach einer Quelle der Inspiration
für Detaillösungen.
73 John
John qrp schrieb:> Würdest du bitte Schaltplan, Quellcode der Firmware und evtl. auch> Layout zur Verfügung stellen? Keine Sorge, ich bin nicht auf der Suche> nach einer Bauanleitung, sondern eher nach einer Quelle der Inspiration> für Detaillösungen.
Oje.
Das Projekt stammt noch aus meinen Eagle-Zeiten, die angehängte
ZIP-Datei enthält Hardware und Software.
Aber: Die Hardware ist noch die erste Revision ohne den nachträglich
reingebastelten Bandpassfilter. Das ist also die Schaltung, mit der die
bisher gezeigten Aufzeichnungen erstellt wurden. (Übrigens hat mich mein
Gedächtnis getäuscht, die Wobbelfrequenz war 500 Hz - spielt aber keine
große Rolle).
Zur SW: Es wird eigentlich nur die Datei main.test.c verwendet. Diese
hatte ich so modifiziert, dass anstelle der Ansteuerung des Displays
serielle Daten über eines der Displaypins ausgegeben werden, die ich
dann im PC eingelesen habe. Die andere main.c mit Displayansteuerung
habe ich soweit ich mich erinnere nie verwendet.
In main.test.c hatte ich wohl schon versucht, die Lage des Minimums
zwischen der beiden Gipfeln zu lokalisieren. Ich habe mir aber vorhin
die Datei nochmal kurz angeschaut und bin gleich darauf gestoßen, dass
es so eigentlich nicht funktionieren kann. Ich bin auch nicht sicher, ob
ich diesen Stand der SW jemals ausprobiert habe.
Warum ich das Projekt mehr oder weniger aufgegeben habe: Ich hatte ja
schon reichlich an der Platine rumgebastelt, um nachträglich den
Bandpassfilter einzuziehen. Meine Versuche hatte ich bis dahin auch nur
im relativ niedrigen Frequenzbereich von ca. 1-3 MHz gemacht. Als ich
dann mal eine Spule für höhere Frequenzen gewickelt und ausprobiert
habe, musst ich feststellen, dass die resultierenden Signalamplituden
dabei deutlich geringer waren, sie hätten kaum für den A/D-Wandler und
erst recht nicht für die Frequenzerkennung ausgereicht. Der Einbau von
weiteren Verstärkerstufen hätte auf jeden Fall ein neues Platinenlayout
erfordert - und letztendlich konnte ich mich bisher dazu einfach nicht
aufraffen.
Gruß,
Bernd
Bernd B. schrieb:> Das ist also die Schaltung, mit der die> bisher gezeigten Aufzeichnungen erstellt wurden.
Hi Bernd,
vielen Dank für die Unterlagen. Ich werde sie mir noch genau ansehen.
Öffnen haben sich die Dateien lassen. Ausreichende und gleichmässige
Amplituden sind wohl die Herausforderung bei den Dippern. Aber Wobbeln
plus Filtern ist schon einmal ein viel versprechender Ansatz.
Zur Zeit bin ich grad dran am Versuch, einen Emitter gekoppelten
Oszillator mit Amplitudenregelung zu versehen. Damit er ohne viel
Verzerrungen arbeitet, muss man ihn ganz schön zurück regeln. Mal sehen,
was da raus kommt.
73 John
Einen verkehrten Ansatz zum Dipmeter findet man hier:
https://www.diyaudio.com/forums/equipment-and-tools/350259-geometry-based-grid-dip-meter-emulation.html
Die vorgeschlagene Schaltung schwingt nur dann, wenn es in die Nähe von
einem LC-Resonator gebracht wird. Dort wird geschrieben:
> the circuit does not oscillate until it is presented with a tuned circuit.> geometric configuration of the *coils*: they are magnetically orthogonal,> meaning their coupling coefficient is zero> The two coils divide the space into 4 quadrants> If a tuned circuit is present in any of the quadrants, it will be able to> interact with both inductors, because it will not be orthogonal.> The *transmission coil can induce a resonance in the tuned circuit, and in> turn, the current in its inductor will couple to the reception coil*> the *Tx coil can “illuminate” the tuned circuit, which then becomes visible> to the reception coil.*> With the GeoDip, the operation is static and the result is immediate:> bring the tuned circuit close to the coil head, and read the result on> a frequency meter.> Nothing to scan/explore, no coil to change.
Ich konnte die bilder von der obigen Webseite bisher nicht
herunterladen, aber das ganze scheint im Prinzip etwas wie ein auf
Englisch sogenannter "Reinartz oscillator" zu sein:
http://www.learningelectronics.net/VA3AVR/tutorial/xtor/xtor7/7xtorf9.gif
(Quelle:
http://www.learningelectronics.net/VA3AVR/tutorial/xtor/xtor7/xtor7.html).
Neu ist nur die Positionierung von den Spulen (und die nicht zu
unterschätzende Implementierungsdetails).
Der obige Autor scheint die Schaltung tatsächlich gebaut zu haben, mit
Operationsverstärker, und sie funktionierte angeblich bis 136 MHz.
> My GeoDip prototype has oscillated from 1.35kHz to 136MHz: a range of 100,000
Ich bin noch am herumbasteln bei der DipIt Idee, aber dieser neue Ansatz
klingt auch sehr interessant.
Video vom Autor:
https://www.youtube.com/watch?v=VonATwtUAkU
Hallo,
nachdem auf Grund dieses Threads mein Interesse am DipMeter (zumindest
temporär) wieder erwacht ist, habe ich mal den Oszillator in LTSpice
simuliert und bin dabei auf ein Phänomen gestoßen, das mir rätselhaft
ist:
Wenn ich den VCO mit einer Sägezahnspannung ansteuere und den
Frequenzbereich mit aufsteigender Frequenz durchlaufe, liegt der Dip
immer an der gleiche Stelle bzw. beim gleichen Wert der Steuerspannung.
Steuere ich den VCO aber mit einer Dreickspannung an, dann liegt der Dip
bei der fallenden Flanke des Dreiecks (also beim Durchlauf mit fallender
Frequenz) an einer ganz anderen Stelle. Kann mir das jemand erklären?
Ich haben mal die Schaltung und die Aufzeichnungen angehängt.
(Grün: Drainspannung, Rot: Sourcespannung, Violett: Steuerspannung)
Gruß,
Bernd
Bernd B. schrieb:> an einer ganz anderen Stelle
Grundsätzlich sind dafür Einschwingvorgänge in den Schwingkreisen und
die Ladezeiten der Kondensatoren die Ursache. Hab jetzt die Halbleiter
Modelle nicht auf dem Computer, werde es mir später ansehen.
Ich habe eine deutliche Verbesserung der Empfindlichkeit bei meiner
Schaltung erreicht, indem ich das RF-Signal vom Kollektor des
Differenzverstärker-Oszillators nehme, anstatt es vom Emitter zu nehmen
(neuer Schalplan hier:
http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94509#p94509). Es ist nun
viel einfacher, Dips zu erkennen.
Dann, geholfen von dieser erhöhten Empfindlichkeit, habe ich eine kleine
Untersuchung gemacht, bezüglich des folgenden Kommentars.
John qrp schrieb:> Sie bestätigt meine Vermutung. Bei> Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz und geeignetem Hub hätte man> ein eingipfeliges Ergebnis. Wobei mir die Kerbe im Dip kein Nachteil zu> sein scheint. Vielleicht ist sie sogar eine Hilfe beim genauen> Einstellen der Fequenz.
Ich stellte den Wobbelhub etwas schmal ein. Ich fand ein Dip (ich
schätze, so um die 15 MHz oder so). Es ergab sich, wie erwartet, ein
Doppelgipfel. Ich hörte in den Kopfhörer einen Ton, der der einfachen
Wobbelfrequenz entsprach. Ich stimmte dann den Oszillator so ab, dass
sein Frequenz gerade in der Kerbe des Doppelgipfels lag. Der Ton im
Kopfhörer wurde deutlich leiser. Dann, ohne die Abstimmung zu ändern,
erweiterte ich den Wobbelhub. Es entstand dann, auch wie erwartet und
bei genau der selben HF-Frequenzeinstellung, ein Ton, der nun der
doppelten Wobbelfrequenz entsprach.
Ich finde es schon nützlich (und lehrhaft), bei einer solchen Schaltung
den Wobbelhub interaktiv einstellen zu können. Es ist auch von Vorteil,
während einen Dip gesucht wird, den NF-Ausgangssignal direkt anzuhören,
und sich nicht nur auf das Leuchten des LEDs zu verlassen.
John qrp schrieb:> Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des> Dips maximal.
Angenommen, dass man den Wobbelhub und Filter so einstellt, sodass die
detektierte Amplitude auf den Flanken des Dips maximal ist, dann: gibt
es einen Weg aufgrund Messungen dieser Art die -3 dB Bandbreite des
Resonators zu berechnen? Durch die Wobbelung erfahren wir eigentlich nur
den Differentialquotient von der Funktion, die das Ansprechverhalten des
Resonators beschreibt. Um die -3 dB Bandbreite zu berechnen, scheint es
notwendig zu sein, die ursprüngliche Ansprechverhaltensfunktion zu
wissen (wie bei herkömmlichen Dipmetern direkt vom Meter zu lesen ist),
und nicht ihren Differentialquotient (wie beim DipIt-Ansatz gegeben
ist). Gibt es hier eine einfache Lösung?
qrp-gaijin schrieb:> gibt> es einen Weg aufgrund Messungen dieser Art die -3 dB Bandbreite des> Resonators zu berechnen?
Nein, eigentlich nicht. Du kannst natürlich eine Bandbreite ermitteln,
aber das ist nicht die Bandbreite des Resonators an sich, sondern die
Bandbreite des Gesamtsystems: Resonator, die undefinierte Kopplung und
das Messobjekt haben Einfluss auf die Messung, die in Wirklichkeit eine
sehr, sehr grobe Schätzung ist. Ein Dipper ist ein Dipper und der eignet
sich für andere Zwecke hervorragend. Die Bestimmung der Bandbreite, bzw
der Güte von Resonatoren ist etwas aufwändiger.
qrp-gaijin schrieb:> Gibt es hier eine einfache Lösung?
Ja, eine einfache Lösung gibt es. Wie ich oben schon erwähnt habe
empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das
Vorzeichen des Anstiegs erhalten. Um von der Anstiegskurve zur
Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren. Dort wo die
Anstiegskurve die Nulllinie schneidet, liegt ein Extremwert. Das
kleinste Minimum ist der Dip, wenn es unter einer definierten
Ansprechschwelle liegt.
Bernd B. schrieb:> an einer ganz anderen Stelle
Die Halbleiter Modelle habe ich mir besorgt und die Sim läuft, oder
besser gesagt, sie schleicht, weil ich hier nur eine schwache Maschine
zur Verfügung habe. So kann ich mich nicht an Experimenten mit der Sim
beteiligen.
Mein Vorschlag wäre, den Wobbelbereich ein zuschränken und dafür
langsamer zu wobbeln. Da müssten eigentlich der Dip hinauf und der Dip
hinunter frequenzmässig zusammen rücken.
In der Realität stimmt man einen Dipper auch sehr langsam ab, wenn man
einmal grob weiss, wo der Dip liegt. Zu schnelles Wobbeln ist auch in
der realen Welt ein Problem. insofern ist die Sim eine gute Abbildung
der Realität :) .
John qrp schrieb:> die Sim läuft, oder besser gesagt, sie schleicht
Ja, auch bei mir dauert der Durchlauf rund 4 Minuten. LTSpice nutzt halt
leider nur einen Core und da nützt es wenig, wenn die CPU 8 davon hat.
Dass ich darüber hinaus LTSpice über Wine unter Linux ausführe trägt
auch nicht gerade zur Steigerung der Performance bei :-)
> Mein Vorschlag wäre, den Wobbelbereich ein zuschränken und dafür> langsamer zu wobbeln.
Das wäre bei dem von mir angedachten Vorgehen gar nicht notwendig, denn
beim Dip wird ja die aktuelle Frequenz gemessen. Wie groß da gerade
die VCO-Steuerspannung ist, bzw. ob sie für steigende und fallende
Flanke gleich ist, spielt im Grunde genommen überhaupt keine Rolle.
Gruß,
Bernd
Bernd B. schrieb:> rund 4 Minuten.
Bei der betagten Maschine hier sind es 6 h.
Bernd B. schrieb:> Das wäre bei dem von mir angedachten Vorgehen> gar nicht notwendig, denn ...
Bei der Fehlersuche empfiehlt es sich, die eigenen Vorannahmen los zu
lassen und experimentell nach zu sehen, was Tatsache ist. Ich meine,
deinen Denkfehler erkennen zu können, wenn du aber nicht experimentieren
willst, halte ich eine Diskussion darüber für Zeitverschwendung, denn
diese würde uns beiden mehr als 4 Minuten kosten.
John qrp schrieb:> Die Halbleiter Modelle habe ich mir besorgt und die Sim läuft, oder> besser gesagt, sie schleicht ...
... bei mir läuft die Simulation überhaupt nicht, LTSpice meldet daß die
Modelle für BB112 & BF244B fehlen. Vielleicht könntest Du (Bernd) das
mal komplett uploaden (*.zip)? So als Diskussionsgrundlage.
Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen
Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip
ausgelöst.
Der Schwingkreis mit 20uH/270p sollte ja eine Resonanz bei 2,16 MHz
zeigen. Wie ist das eigentlich mit dem Koppelfaktor gelöst bei Ltspice?
Ich bin eher Löter als Simulator und arbeite mich gerade seit 3 Wochen
in Ltspice ein. Schönes Programm: intuitiv zu bedienen, kann aber eine
Menge. Da kann man einiges auf dem Bildschirm simulieren bevor man dann
den Lötkolben in die Hand nimmt.
Mohandes
John qrp schrieb:> Bei der betagten Maschine hier sind es 6 h.
Oh, das ist natürlich krass.
John qrp schrieb:> Ich meine,> deinen Denkfehler erkennen zu können,
Dann wäre ich Dir dankbar, wenn Du ihn mir mitteilen würdest. :-)
> wenn du aber nicht experimentieren> willst, halte ich eine Diskussion darüber für Zeitverschwendung, denn> diese würde uns beiden mehr als 4 Minuten kosten.
Ich experimentiere doch! Nur mache ich das vorläufig anhand von
Simulationen, denn das dauert (zumindest auf meiner Maschine) nicht so
lange, wie der praktische Aufbau und anschliessende experimentelle
Änderung der Schaltung. Die Ergebnisse der Simulation stimmen übrigens
recht gut mit den früher gemachten Aufzeichnungen an der realen Hardware
überein. Wenn ich allerdings die komplette Schaltung mit Bandpassfilter,
OP-Amp Verstärker, Gleichrichter und Spitzenwertdetektor simuliere,
nähere ich mich auch einer Simulationszeit im Bereich von Stunden an.
Gruß,
Bernd
Mohandes H. schrieb:> LTSpice meldet daß die> Modelle für BB112 & BF244B fehlen.
Darum habe ich die zwei folgenden Direktiven eingefügt:
.model BB112 D(Is=1p Rs=1.5 Bv=15 Ibv=10u Cjo=720p Vj=70 M=30)
.MODEL BF244B NJF(Beta=1.6m Betatce=-500m Rd=1 Rs=1 Lambda=3.1m
Vto=-2.29 Vtotc=-2.5m Is=33.57f Isr=322.4f N=1 Nr=2 Xti=3 Alpha=311.7
Vk=243.6 Cgd=3.35p M=362.2m Pb=1 Fc=500m Cgs=3.736p Kf=1.356e-002f Af=1)
Mohandes H. schrieb:> Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen> Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip> ausgelöst.
Die Frage von Bernd hat sich darauf bezogen, dass der Dip auf der
abfallenden Flanke wo anders liegt, als auf der ansteigenden.
Bernd B. schrieb:> (Die Ergebnisse der Simulation stimmen übrigens> recht gut mit den früher gemachten Aufzeichnungen an der realen Hardware> überein.)
Das glaube ich wohl. Mit experimentieren habe ich zum gegenwärtigen
Zeitpunkt eh auch Experimente in der Sim gemeint. Die Ansätze dazu habe
ich auch schon genannt, also sinngemäss nochmals etwas detaillierter:
Koppelfaktoren zum dut, Spulengüte, Durchlaufzeit der Wobbelung,
Koppelungs- und Abblock Kondensatoren.
Bernd B. schrieb:> ... nähere ich mich auch einer Simulationszeit im Bereich von Stunden an.
Da geht löten ja doch schneller ;-)
Was ist denn bei dieser Simulation der kritische Zeitfaktor? Da müssen
ja irgendwelche Schleifen sein, in denen Ltspice hängt.
Ich werde die Simulation noch ans Laufen bekommen und dann schaue ich
auch mal (habe auch nicht den flottesten Rechner).
Mohandes H. schrieb:> ... bei mir läuft die Simulation überhaupt nicht, LTSpice meldet daß die> Modelle für BB112 & BF244B fehlen. Vielleicht könntest Du (Bernd) das> mal komplett uploaden (*.zip)? So als Diskussionsgrundlage.
Es gibt einen Satz von Standardbibliotheken für LTSpice mit stark
erweitertem Umfang, dies enthalten u.A: auch BB112 und BF244. Ist sehr
empfehlenswert.
http://ltwiki.org/?title=Components_Library_and_Circuits#An_LTspice_Standard_Library_Replacement> Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen> Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip> ausgelöst.
Beim Sägezahn, ja. Aber bei Dreieck liegt der Dip bei steigende Flanke
bei knapp über 5V der Steuerspannung während er bei fallender Flanke bei
knapp über 3V liegt.
> Der Schwingkreis mit 20uH/270p sollte ja eine Resonanz bei 2,16 MHz> zeigen. Wie ist das eigentlich mit dem Koppelfaktor gelöst bei Ltspice?
Der Koppelfaktor wird über die Anweisungen "K1 L1 L3 0.05" usw.
angegeben. Damit sagt man LTSpice, dass die Induktivitäten L1 und L3
über den Faktor 0.05 gekoppelt sind. Ich weiß nicht wirklich, was für
ein Wert hier realistisch wäre, die 0.05 habe ich nur geschätzt. Ich
habe aber auch schon Simulation mit dem Wert 0.01 gemacht. Funktioniert
auch, nur dass der Dip halt nicht so ausgeprägt ist. Den Wert von rund
0.25 für den Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen des Oszillators
habe ich hier gefunden:
https://www.wolfgang-wippermann.de/koppelfa.htm (oberster Link auf der
Seite).
Gruß,
Bernd
Mohandes H. schrieb:> Was ist denn bei dieser Simulation der kritische Zeitfaktor? Da müssen> ja irgendwelche Schleifen sein, in denen Ltspice hängt.
Die Simulation von Schwingungsvorgängen ist grundsätzlich etwas Anderes
als eine Arbeitspunktbestimmung. Die Schwingungen, Sinuskurven und
ähnliches müssen durch ausreichend viele Punkte, also zu ausreichend
vielen Zeitpunkten bestimmt werden.
Bernd B. schrieb:> Den Wert von rund 0.25 für den Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen> des Oszillators habe ich hier gefunden:> https://www.wolfgang-wippermann.de/koppelfa.htm
Das ist interessant! Im Nachbarthread 'Bandfilter mit DDS-Generator
wobbeln' hatten wir gerätselt wie man den Koppelfaktor bei Zf-Filtern
simulieren könnte.
> Der Koppelfaktor wird über die Anweisungen "K1 L1 L3 0.05" usw. angegeben.
Genug Futter und Inspiration zur Simulation, bevor es dann an die
praktische Umsetzung und Messung geht.
Bernd B. schrieb:> Ich weiß nicht wirklich, was für ein Wert hier realistisch wäre, die> 0.05 habe ich nur geschätzt. Ich habe aber auch schon Simulation mit dem> Wert 0.01 gemacht. Funktioniert auch, nur dass der Dip halt nicht so> ausgeprägt ist. Den Wert von rund 0.25 für den Koppelfaktor zwischen den> beiden Spulen ...
Ein Koppelfaktor von 0,05 ist beim Dipmeter bestimmt praxisnäher als
0,25, je geringer der Koppelfaktor desto schärfer der Dip (allerdings
auch weniger ausgeprägt).
Bernd B. schrieb:> dann liegt der Dip> bei der fallenden Flanke des Dreiecks (also beim Durchlauf mit fallender> Frequenz) an einer ganz anderen Stelle. Kann mir das jemand erklären?
Das liegt zumindest zum Teil an der doch sehr hochohmigen Ansteuerung
der Kapdioden. Da hinkt die Frequenz nach, weil die Kapazitäten zu
langsam geladen werden. Mit 1k statt 68k schaut das bei mir schon ganz
anders aus. Möglicher Weise sind noch andere Effekte wirksam.
Hoffe, das hilft.
John qrp schrieb:> Du kannst natürlich eine Bandbreite ermitteln,> aber das ist nicht die Bandbreite des Resonators an sich, sondern die> Bandbreite des Gesamtsystems: Resonator, die undefinierte Kopplung und> das Messobjekt haben Einfluss auf die Messung, die in Wirklichkeit eine> sehr, sehr grobe Schätzung ist.
DL2FI, Projektkoordinator des DipIt Projektes, machte folgende
Anmerkungen:
https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/1476-seltsamer-fehler-beim-dipper/&postID=9151#post9151> Um das ein wenig zu erklären:> bedingt durch seine Funktionsweise sieht der Dipper beide Flanken der> Resonanzkurve. Je loser die Kopplung, je höher die Güte des Messobjektes,> um so mehr fallen die beiden Punkte zusammen. Ich gebe sogar zu dass wir> im trauten Kreis schon mal diskutiert haben, dass man im Prinzip ein PIC> Programm schreiben könnte, dass aus Frequenz der Mitte und der Frequenz der> beiden -3dBc Flanken die Güte berechnen könnte, überlassen das aber unseren> mehr digital veranlagten QRP und Selbstbau Freunden
Bei der verlinkten Webseite wird auch der Doppelgipfel erwähnt. Die
Diskussion dort bestätigt alles, was wir hier auch diskutiert haben.
Dort wurde z.B. von DL4iE geschrieben:
> im Resonanzfall 2 ausgeprägte Maxima - helle LED -,> dazwischen deutliches Minimum - dunkle LED - mit doppelter> NF-Frequenz und fast konstanter Amplitude.
qrp-gaijin schrieb:> Schaltung hier sehen:> http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94319#p94319.
(Die ursprüngliche Schaltung gdo9v2.png hänge ich hier mal an, zur
besseren Übersicht).
Das mit der hochohmigen Ansteuerung der Kapazitätsdode(n) erklärt
einiges.
Bei der obigen Schaltung wurde ja auch R12 von 100k auf 10k reduziert
und R1 (100k) durch eine Brücke gegen Gnd ersetzt.
Aber: dadurch wird die Güte Kap-Diode und damit des Schwingkreises stark
herabgesetzt! (==> Dip wird breiter und flacher?).
Eine Frage: das Wobbelsignal wird hier ja durch den astabilen
Multiviberator Q4 & Q5 erzeugt. Wäre es nicht sauberer, das Dreieck bzw
den Sägezahn mit einem NE555 zu erzeugen?
Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß
jeder Bescheid) erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede
Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur
auf.
Mohandes
Das mit den 2 Höckern (wobei man dann ja gut in der Mitte im Minimum
abgleichen kann) ist auch klar: bei überkritischer Kopplung (also großem
Kopplefaktor) entstehen mehr und mehr diese 'Kamelhöcker'. Dasselbe
Phänomen wie bei ZF-Kreisen. Schwache Kopplung = 1 Peak, starke Kopplung
= 2 Höcker.
Mohandes H. schrieb:> Bei der obigen Schaltung wurde ja auch R12 von 100k auf 10k reduziert> und R1 (100k) durch eine Brücke gegen Gnd ersetzt.> Aber: dadurch wird die Güte Kap-Diode und damit des Schwingkreises stark> herabgesetzt! (==> Dip wird breiter und flacher?).
Ich glaube, dass ist keine Tragödie, obwohl ich keine Untersuchungen
dazu gemacht habe. Angeblich kann die Dämpfung des LC-Kreises vom
Oszillator sogar die Empfindlichkeit erhöhen:
http://users.tpg.com.au/users/ldbutler/NegResDipMeter.htm> To produce a good dip, the shunt resistance of the> tuned circuit is lowered to a point where the circuit> just oscillates nicely and a little above the value> which would stop oscillation. To achieve this condition,> a resistor is shunted across the tuned circuit. As the> optimum value of the resistor was found to be different> for each band, the appropriate resistor for each coil> is fitted at its base as part of its plug-in module. The> selected value varies from 1.6 k.ohm to 4.7 k.ohm> and no resistance at all for the top VHF band.
Meine Erfahrungen genügen noch nicht, um die obige Behauptung zu
bestätigen.
> Eine Frage: das Wobbelsignal wird hier ja durch den astabilen> Multiviberator Q4 & Q5 erzeugt. Wäre es nicht sauberer, das Dreieck bzw> den Sägezahn mit einem NE555 zu erzeugen?
Wahrscheinlich schon. Meine Schaltung war halt gebaut mit den
Bestandteilen, die gerade in meiner Schrottkiste lagen. Übrigens glaube
ich anhand von LTspice Simulationen, dass durch R11/C7 das Signal von
Q4/Q5 zum dreieckförmigen Signal wird; weiters kann man durch
Veränderung von R3/R4/R5/R6/C1/C2 auch ein mehr oder weniger
sägezahnförmiges Signal erreichen.
> Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß> jeder Bescheid)
:-)
> erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede> Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur> auf.
Hauptsache: der dippt. Es wurde mir mehrmals davon abgeraten, diesen
Oszillator für ein Dipmeter zu verwenden -- aber der funktioniert nicht
schlecht, finde ich. Es wäre schon interessant, die Empfindlichkeit
verschiedener Oszillator zu vergleichen.
qrp-gaijin schrieb:> Es wäre schon interessant, die Empfindlichkeit> verschiedener Oszillator zu vergleichen.
Ja, das wäre interessant. Der 'Kainka-Oszillator' ist ja einfach
aufzubauen und funktioniert offensichtlich.
Wäre spannend zum Vergleich dasselbe a) mit einem klassischen GRID(!)
Dipmeter (also mit Röhre) und b) mit einem FET aufzubauen. Und dazu eine
vergleichbare Schaltung mit bipolaren Transistoren.
Oben die Schaltung mit Röhre, ein Grid-Dipmeter von 1950. Der Klassiker!
Am Gitter wird die Spannung über den 22k für das Drehspulmeßgerät
abgegriffen, dort zeigt sich bei Resonanz dann der Dip. Über ein
100k-Poto wird die Anodenspannung variiert, es können verschiedene
Verstärkungen eingestellt werden.
Auf:
http://www.angelfire.com/electronic/funwithtubes/GDO.html
wird diese Schaltung und weitere (Nachfolger 1953 & 1962 - immer
dasselbe Prinzip) sowie die Operating Procedure gezeigt.
Würde man heutzutage eher mit einem FET bauen - das Prinzip bleibt
gleich.
Beim 'Kainka-Dipmeter' wird die Spannuug für den Dip ja an den Emittern
abgegriffen (ich habe auch eine ähnliche Schaltung gesehen, wo sie am
Kollektor abgegriffen wurde). Ich vermute stark, daß die klassischen
Schaltungen überlegen sind, was Empfindlichkeit und Trennschärfe
betrifft. Auch bei höheren Frequenzen werden die Transistoren
schwächeln.
> Hauptsache: der dippt.
Ja klar. Aber man kann sich gut von älteren Schaltungen insüirieren
lassen und davon lernen. Einerseits ist eine Verbesserung immer möglich
(und wenn es nur aus Freude am basteln ist), anderseits ist so ein
Dipmeter ja kein Präzisionsinstrument sonder eines um in der Praxis mal
schnell eine Schwingkreis durchzumessen.
Mohandes
P.S. Die Röhre 955 ist eine (wegen ihrer Bauform) sog. Acorn-Triode.
Diese wurden 1935 auf den Markt gebracht. Typische Anwendung:
Oszillatoren bis 500 MHz (bis hin zu 900 MHz). Bei dieser Bauform sind
die parasitären Kapazitäten (+ Miller-Kapazität) minimiert, ebenso die
Induktivitäten der Zuleitungen.
Die 955 gibts tatsächlich noch als NOS zu kaufen, für ca. EUR 20. Für
'normale' Frequenzen bis 30 MHz (oder auch bis 100 MHz) gibt es aber
einen Zoo von guten und gut erhältlichen Röhren.
Ich liebäugele ja mit der russischen 1SH24B, davon habe ich welche
rumliegen. Heizung nur 1,2V/13mA, also batterietauglich. Werden auch
Bleistiftröhren genannt, es gibt auch welche aus deutscher Produktion,
z.B. die DFxxx-Serie.
https://en.wikipedia.org/wiki/955_acorn_triode
qrp-gaijin schrieb:>> Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß>> jeder Bescheid)>> :-)
Hier:
https://www.radiomuseum.org/forum/dipper_ade.html
findet man eine nützliche Diskussion samt Messungen und Schaltungen zum
Peltz-Oszillator aka Kainka-Oszillator - oder einfach
'emittergekoppelter Oszillator' im Einsatz als Dipper.
John qrp schrieb:> Um von der Anstiegskurve zur> Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren.
Diese Problematik ließ mir keine Ruhe, also habe ich eine kleine
Kalkulationstabelle erstellt.
Von digitalisierte Antstiegskurvedaten direkt und numerisch zu
integrieren schien mir fehleranfällig. Stattdessen denke ich, dass wir
die Resonanzkurve analytisch als Cauchy-Lorenz-Verteilung modellieren
können. Die analytische Formel dafür steht z.B. hier:
https://www.itl.nist.gov/div898/handbook/eda/section3/eda3663.htm, und
wird durch zwei Parameter s und t gesteuert. Dann, diese
Verteilungsformel läßt sich auch analytisch differenzieren. Diese Formel
(des Differentialquotients) wird auch durch die zwei Parameter s und t
gesteuert.
Dann, man braucht nur die Parameter s und t zu optimieren, damit die
Kurve des Differentialquotients am besten die gemessenen Daten
ensprechen. Wenn man die s und t Parameter für den Differentialquotient
festgestellt hat, dann gelten diese Parameter auch für die
ursprüngliche Cauchy-Lorenz-Verteilungsformel. Die analystische
Cauchy-Lorenz-Verteilung kann dann anhand der Formel gezeichnet werden
-- und wir haben dann analytisch die ursprüngliche Verteilung
rekonstruiert, die der ursprüngliche Resonanzkurve entspricht. Dann,
endlich, aufgrund dieser rekonstruierten Resonanzkurve können wir eine
Bandbreite berechnen.
Die daraus berechnete Bandbreite richtig zu interpretieren mag
vielleicht unlösbar sein, aber zumindest läßt sich die Bandbreite
rekonstruieren.
Das alles wird im angehängtem Bild zumsammengefasst. Die Formel f(x) für
die Cauchy-Lorenz-Verteilung, und die Formel f'(x) für ihren
Differentialquotient, wurden links aufgeschrieben. Der Absolutwert des
Differentialquotients -- der die Messungen eines gewobbelten Dipmeters
entsprechen -- wird in der mittleren Grafik mit Orange dargestellt. Mit
angemessener Wahl von s und t Parametern, kann diese Grafik weitgehend
die von Bernd gemessenen daten annähern (siehe 4_detail.png von bbrand,
oben). Im angehängtem Bild habe ich nur mit der Hand die Parameter s und
t ungefähr gewählt, aber richtigerweise sollten diese Werte mit der
Methode der kleinsten Quadrate optimiert werden. Es sollte vielleicht
auch erwähnt werden, daß der Doppelgipfel hier nichts mit überkritischer
Kopplung zu tun hat; der Doppelgipfel entsteht, weil wir beim
Wobbelverfahren den Absolutwert des Differentialquotients (des Anstiegs)
der Resonanzkurve erfahren, aber nicht die Resonanzkurve selbst. (Naja,
"Resonanzkurve" ist auch etwas ungenau ausgedrückt -- damit meine ich,
die beobachtbaren Einflüsse des gekoppelten Resonators an das Dipmeter.)
Der eigentliche Wert (mit Vorzeichen) des Differentialquotients wird in
der nächsten Grafik auf der rechten Seite mit Blau dargestellt. Solche
Daten sollten auch in der Praxis messbar sein, wenn main wie oben schon
vorgeschlagen eine phasensensitive Gleichrichtung verwendet.
John qrp schrieb:> empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das> Vorzeichen des Anstiegs erhalten
Dann, anhand von den optimal gewählten s und t, wird in der oberen
Grafik die Cauchy-Lorenz-Verteilung dargestellt, die der ursprüngliche
Resonanzkurve entsprechen sollte.
Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht
spaß.
qrp-gaijin schrieb:> Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht> spaß.
Sehr interessant, wieder was gelernt. :)
Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter
Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht.
Mohandes H. schrieb:> Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß> jeder Bescheid) erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede> Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur> auf.
So generell würde ich dem nicht zusimmen. Wie so oft, kommt es drauf an.
Jeder harmonische Oszillator, der nicht in der Amplitude geregelt ist,
geht in die Begrenzung. Wie stark das der Fall ist, hängt von der
Verstärkung ab. Wenn sie nur sehr wenig über 1 liegt, kann es sein, dass
sich die Begrenzung praktisch kaum auswirkt. Weiters ist die Auskopplung
kritisch. Und die Linearität der Verstärkung ist ebenfalls ein Faktor.
Die Verstärkung kann man in den meisten Fällen per Design brauchbar
einstellen. Nur bei einem Testoszillator oder einem Dipper mit weitem
Frequenzbereich geht das nicht. Die Verstärkung schwankt deutlich, wenn
ein weiter Frequenzbereich überstrichen wird. Damit der Oszillator an
dem einen Ende des Bereichs sicher anschwingt, braucht es eine
Einstellung, die am anderen Ende Verzerrungen bringt.
Den Emitter gekoppelten Oszillator kann man über die Grösse des
Emitterwiderstandes leicht in der Amplitude steuern oder regeln. Das
automatische Regeln ist optimal. Man bleibt bei richtiger
Dimensionierung von der Begrenzung weg und man bleibt im Bereich von
ausreichend guter Linearität. Wenn das Signal dann noch rückwirkungsarm
vom Schwingkreis abgenommen wird, ist es nach meiner Erfahrung ein sehr
schöner Sinus. Die manchmal gezeigte Auskopplung am Emitter ergibt ein
verzerrteres Signal.
So lassen sich durch Regeln der Amplitude über die Grösse des Emitter
Widerstandes der weite Frequenzbereich, das sichere Anschwingen und
ausreichende spektrale Reinheit vereinbaren.
Erst durch eine kräftige Übersteuerung wird der harmonische Oszillator
zu einem Relaxations Oszillator, der mehrere Nachteile hat. Davon kann
man aber auch schon durch ein manuelles Regeln weg bleiben.
John qrp schrieb:> Erst durch eine kräftige Übersteuerung wird der harmonische Oszillator> zu einem Relaxations Oszillator, der mehrere Nachteile hat.
Ok, so hatte ich das noch nicht gesehen - man lernt nie aus ...
Deshalb auch der variable Emitterwiderstand beim emittergekoppelten
Oszillator.
qrp-gaijin schrieb:> Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht> spaß.
Schöne Überlegungen, sowas macht mir auch Freude. Allerdings fehlt mir
der praktische Bezug zum Dipper.
qrp-gaijin schrieb:> Es sollte vielleicht auch erwähnt werden, daß der Doppelgipfel hier> nichts mit überkritischer Kopplung zu tun hat; der Doppelgipfel> entsteht, weil wir beim Wobbelverfahren den Absolutwert des> Differentialquotients (des Anstiegs) der Resonanzkurve erfahren, aber> nicht die Resonanzkurve selbst.
Das ist vielleicht die Antwort zum praktischen Bezug beim Dipper? - Muß
ich noch mal drüber nachdenken.
John qrp schrieb:> Ich würde lediglich bei der Detektion noch> phasenrichtig auswerten. Das würde bedeuten, dass der rechte Halbgipfel> der Dips nach unten weist. Dann hätte ich die Info, ob es sich jeweils> um eine linke oder eine rechte Flanke handelt im Signal. Diese Info> eröffnet recht komfortable weiter Verarbeitungs Möglichkeiten.Mohandes H. schrieb:
[im Bezug auf das mathematische Modell]
> Allerdings fehlt mir> der praktische Bezug zum Dipper.
Der praktische Bezug wird wahrscheinlich erst dann erscheinen, wenn man
eine oben angedeutete Weiterverarbeitung der vom gewobbelten Dipper
gesammelten Daten durchführen will. Um die Daten weiterzuverarbeiten,
braucht man zu wissen, was die Daten eigentlich sind. Und wie wir
festgestellt haben, ein gewobbeltes Dipper -- im Gegensatz zum
herkömmlichen Dipper -- liefert keine direkten Daten über die Menge der
Kraft die aus das Oszillator "gesaugt" wird; sondern, beim gewobbelten
Dipper, bekommen wir nur Daten über den Anstieg der Kraftsaugung.
Mein vorgestelles Modell war nur ein Versuch, einen Zusammenhang
zwischen die mathematische Formeln der zugrunde liegenden physikalischen
Phänomenen (d.h. Resonanz) und die Daten eines gewobbelten Dippers zu
erstellen.
Das vorgestellte Modell ist nur ein Anfang. Das Modell müsste weiters
auch, zum Beispiel, das "Leerlaufverhalten" (siehe obige 1_no-dip.png
vom bbrand) berücksichtigen, weil die Daten vom Dipper beinhalten sowohl
ein Teil aus dem Leerlaufverhalten, als auch ein zusätzliches Teil aus
dem Dipverhalten. In anderen Worten, f_Dipper(x) = f_Leerlauf(x) +
f_Dip(x), wo x die Frequenz ist, f_Dipper(x) die NF-Ausgangsamplitude
vom gewobbelten Dipper beschreibt, f_Leerlauf(x) die Daten vom
1_no-dip.png beschreibt, und f_Dip(x) der Differentialquotient einer
Cauchy-Verteilung ist.
Das Modell sollte auch die Kopplung zwischen Resonanzkreis des
Oszillators und Resonanzkreis des DUTs (Device-Under-Test)
berücksichtigen. Das heisst, die oben gennante f_Dip(x) ist eigentlich
nicht der Differentialquotient einer Cauchy-Verteilung, sondern ist sie
eher der Differentialquotient der Formel, die das Ansprechverhalten zwei
magnetisch gekoppelter Resonator beschreibt.
Ausserdem besteht das NF-Ausgangssignal aus sowohl der einfachen als
auch der doppelten Wobbelfrequenz -- ein Verhalten, das sich mit dem
Wobbelhub ändert. Es lohnt sich vielleicht nicht, dieses Verhalten ins
Modell zu bringen.
Naja, schliesslich ist ein Dipper kein Spektrumanalysator, aber mit
geeigneten mathematischen Modellen und geeigneter Weiterverarbeitung
eröffnen sich vielleicht neue Möglichkeiten bei dem guten alten Dipper.
John qrp schrieb:> Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter> Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht.
Interessanterweise scheint es bei meinen LTspice Simulationen der Fall
zu sein, dass folgender Vorgang tatsächlich die Bandbreite des
Resonators berechnet, unabhängig von der Kopplung (Werte von 0.001 <= K
<= 0.100 wurden probiert).
https://www.electronics-notes.com/articles/test-methods/grid-gate-dip-oscillator-meter/how-to-use-gdo.php> How to use a grid dip meter to estimate the Q of an inductor:> This method is fairly rough and ready but entails using the dip> meter to tune either side of the resonant frequency to a point> where the dip is *reduced by about 30%*. These two frequencies can> be used to give a rough estimate of the Q of the circuit.
Es braucht wahrscheinlicht nicht mehr erwähnt zu werden, aber trotzdem:
beim gewobbelten Dipper können wir eine solche Messung nicht direkt
durchführen, weil wir die Amplitude des Dips nicht sehen -- wir sehen
nur die Amplitude des Anstiegs.
Ich habe ein vereinfachtes Dipper in LTspice modelliert und konnte,
glaube ich, obige Behauptung bestätigen. Meine Analyse ist noch nicht
ganz durchgedacht und deshalb lässt sich nicht in Worten präsentieren,
aber ich hänge trotzdem ein Bild der Simulation an. Ich glaube, das bild
ist mehr oder weniger selbsterklärend. Man muss nur aufpassen, die
Anweisung "reduced by 30%" richtig zu interpretieren. Wenn einem mal die
Bedeutung von "reduced by 100%" klar ist, dann ergibt sich auch die
richtige Bedeutung von "reduced by 30%". Und es lässt sich vom Bild
feststellen, dass die -3 dB Bandbreite des Resonators der "reduced by
30%" Bandbreite des Dips entspricht.
---
Nachtrag: nach etwas mehr Experimentieren scheint es bei obiger
Simulation so zu sein, dass die "reduced by 30%" Bandbreite aller Dips
alle gleich sind, unabhängig vom Kopplungsfaktor. Das ist nun gut. Aber
diese Bandbreite entspricht etwa die -1.5 dB (und nicht die -3 dB)
Bandbreite des Resonators. Das muss ich mir mal genauer ansehen.
Momentan nutze ich das schöne Spätsommer-Wetter für Outdoor, Garten, etc
... aber ganz untätig bin ich beim Dipper auch nicht. Ich habe einiges
nachgelesen über Dipper und Oszillatoren und bin dabei den
emittergekoppelten Oszillator zu simulieren (wie gesagt, ich arbeite
mich gerade erst in LTSpice ein).
In der Praxis scheint es mir eines der größten Probleme zu sein, einen
Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt. Komerzielle
Dipper erreichen (mit Steckspulen) einen Bereich von ca. 100 kHz .. 100
MHz oder sogar mehr - ich werde mich wohl zunächst auf den Bereich von
500 kHz bis 10 oder 30 MHz beschränken (und auch das sehe ich schon
sportlich).
Dabei arbeiten klassische komerzielle Dipper alle mit einem relativ
simplen Oszillator, meist nur 1-2 Röhren bzw. FETs.
Auf:
https://www.qsl.net/g3pto/gdo.html
wird ein Dipper mit einem FET und (+ einem 2N2222) vorgestellt, der mit
7 Steckspulen die Bereiche
3.0 .. 4.5
4.0.. 5.8
5.0 .. 7.5
7.5 .. 11
10.5 .. 16.0
15.0 .. 22. 0
20.0 .. 31.0 MHz abdeckt. Nur so als Beispiel.
Wenn dann noch das Wobbeln hinzukommt wird es nicht einfacher - aber
noch interessanter!
Mohandes H. schrieb:> Wenn dann noch das Wobbeln hinzukommt wird es nicht einfacher - aber> noch interessanter!
Bitte bei Gelegenheit weiterberichten -- insbesondere, inwiefern ein
gewobbeltes Dipper einem guten, herkömmlichen Dipper überlegen ist. Mein
herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem am
Empfindlichkeit -- im vergleich ist das gewobbelte Dipper viel
empfindlicher. Aber kann eine bessere, herkömmliche Schaltung die
gleiche Empfindlichkeit erreichen? Ich glaube schon (z.B. mit
Brückenschaltung und Operationsverstärker), würde aber gern einen
Bericht aus Praxiserfahrung hören.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Bitte bei Gelegenheit weiterberichten ...
Hatte ich sowieso vor, kann aber noch etwas dauern.
Was ich gestern noch vergessen hatte:
Mohandes H. schrieb:> einen Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt
Die Frage ist ja auch, wenn der Oszillator nicht 'vernünftig' schwingt,
also mit vielen Oberwellen, welche Auswirkungen hat das dann bei der
Messung?
Ich würde mir gerne einen gebrauchten Dipper kaufen, zum Vergleich, aber
ich finde die sind unverhältnismäßig teuer.
Also selber bauen. Die anderen kochen auch nur mit Wasser - aber da
steckt, wie bei HF-Technik generell (wobei für manche alles unter 1 GHz
ja nicht als HF gilt), auch viel Erfahrung dahinter und je mehr man sich
in die Thematik vertieft desto mehr 'Kleinigkeiten' tauchen auf.
Mohandes
Noch ein Punkt der mir einfällt: welche Rolle spielt die Güte des
Schwingkreises?
Qrp-gaijin @. schrieb:> Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem am> Empfindlichkeit.
Da ist ja bestimmt auch die Güte des Schwingkreises im Spiel?
Durch Verwendung von Kapazitätsdioden wird die Güte noch schlechter,
insbesondere wenn sie niederohmig angesteuert werden.
Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die
Messung nicht zu verfälschen.
Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.
Entweder koppelt es überhaupt nicht an heute
übliche Spulen, sagen wir 1210-Größe, womöglich
auch noch geschirmt, oder an Ringkerne, die sowieso
nicht mit ihrer Nachbarschaft reden.
Oder es sind gleich mehrere Spulen im Einzugsbereich.
Dann kann man sich die Karten legen, wer welche
Resonanz macht.
Da ist man mit so einem China-VNA für einen 50er
doch ungleich besser bedient. Wer unbedingt mit
einer Sonde in seiner Schaltung rumstochern will,
kann sich immer noch eine Koppelspule an ein
Stück Koax löten. Wenn etwas daraus Energie
entnimmt, sieht man das deutlich am S11.
Gruß, Gerhard
(der sich noch gut daran erinnern kann wie sich
das anfühlt, wenn man mit der Dipmeterspule an
den Anodenschwingkreis kommt.)
Gerhard H. schrieb:> Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.
Stimmt! Und viele, die den Tisch voller Meßgeräte und den Schrank voller
Bücher haben, wissen nicht damit umzugehen. Klar, die Strukturen werden
immer kleiner und digitale Meßtechnik hat ihre Vorteile und ihren Reiz.
Beim Dipper ist es die Einfachheit der Schaltung was ihn spannend macht.
Soll ja auch keine Präzisionsgerät sein sondern ein Gerät um mal schnell
einen Schwingkreis durchzumessen.
Heute habe ich mal den reinen Schwingkreis simuliert. Insbesondere hat
mich interessiert welchen Einfluß die Ankopplung der Kapazitätsdiode auf
die Güte hat. Mit R4 & R5 wird die (negative) Steuerspannung auf die
BB112 gegeben (hier für Us = -6V):
R4/R5 Güte Amplitude
-------------------------------
1M/1M 340 -13,7 dB
100k/100k 115 -22.8 dB
10k/10k 15 -40,3 dB
1k/1k 1,5 -60 dB
Wie man sieht ist die Güte Q = fo/(f2-f1) @-3dB bei kleinen R sehr
schlecht, erst ab ca. 100k wird sie akzeptabel. Auch die Amplitude ist
bei kleinen R sehr gering. Beides bedeutet für den Dipper schlechte
Empfindlichkeit und schlechte Selektivität.
Aus den Resonanzfrequenzen habe ich mit L=100µH die Kapazität der BB112
berechnet: sie verläuft von 470 pF (Us=-1V) bis 13 pF (-10V),
aufgetragen über logarithmische C-Achse linearer Verlauf. Das sind die
Parameter des LTSpice-Modells (.model BB112 D(Is=1p Rs=1.5 Bv=15 Ibv=10u
Cjo=720p Vj=70 M=30)).
Die Güte der BB112 (aka 1SV149) ist im Datenblatt mit Q=200 angegeben.
Auch R1 (Widerstand der das Signal einkoppelt) sollte hochohmig (>1M)
sein. Einkopplung über ein C verschiebt die Resonanzfrequenz, erst bei C
< 1pF bleibt der Fehler unter 1%.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung)> fehlt extrem am Empfindlichkeit.
Siehe oben? Bei den klassischen Dippern mit Röhre oder FET ist der
Schwingkreis ja im Eingang (Gitter bzw. Gate) und damit sehr hochohmig
angebunden --> bessre Empfindlichkeit und Selektivität.
Mohandes H. schrieb:> Qrp-gaijin @. schrieb:>> Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem an>> Empfindlichkeit.>> Da ist ja bestimmt auch die Güte des Schwingkreises im Spiel?
Dabei sollte ich bemerken, dass sowohl mein Kainka-Dipper als auch mein
gewobbeltes Dipper beide die gleiche Oszillatorschaltung verwenden,
und die selben Spulen verwenden. Bei meinem Bau vom Kainka-Dipper wird
der LC-Kreis des Oszillators wenig gedämpft, weil ich einen
Drehkondensator als Kapazität verwende. Aber beim gewobbelten Dipper
wird der LC-Kreis des Oszillators mehr gedämpft wegen der niedgrigohm
gesteuerten Kapazitätsdiode. Trotzdem weist das gewobbelte Dipper eine
höhere Empfindlichkeit aus.
Letzten Endes wird der LC-Kreis des Prüflings eine gewisse Menge an
Kraft vom LC-Kreis (bzw. vom Induktor -- es gibt ja Dipper die
nicht-resonante Induktoren verwenden) des Dippers "absaugen" -- egal wie
wenig die Güte des dipperseitigen LC-Kreises (bzw. des Induktors) sei.
Die Frage ist nur, ob die Größe dieser Kraftabsaugung groß genug ist, um
beim Dipper beobachtbar zu sein und nicht im Rauschen verloren zu gehen.
Das Geniale am DipIt-Konzept ist, dass beim wobbeln sich ein sehr leicht
zu verstärkendes Wechselspannungssignal ergibt. Durch die Verstärkung
steigt die "Empfindlichkeit" -- zumindest, der beim Dipper beobachtbarer
Einfluss des gekoppelten Prüflings wird verstärkt. Im Gegensatz dazu,
mein Bau des Kainka-Dippers verwendet gar keine Verstärkung (und weil es
sich hierbei um ein Gleichspannungssignal handelt, wäre eine Verstärkung
sowieso etwas komplizierter zu realisieren), und deshalb ist die
"Empfindlichkeit" niedriger -- der beim Dipper beobachtbarer Einfluss
des gekoppelten Prüflings begrenzt sich auf wenige Mikroampere, was sehr
schwer zu erkennen ist.
Der langen Rede kurzer Sinn: bei Verwendung gleiches Oszillators,
erzeugt durch die Wechselspannungsverstärkung ein gewobbeltes Dipper
einen größeren Dip als beim unverstärkten, ungewobbelten Dipper. Das ist
auch nicht überraschend -- aber es zeigt, dass bei Verwendung von
"geeigneter" Verstärkung kann man die Nutzbarkeit eines Oszillators als
Dipmeter erhöhen. Die interessante Frage für mich ist -- was wäre ein
"geeignetes" Verstärkungsverfahren beim nicht gewobbelten Dipmeter?
Ich habe viel von Verstärkung geredet, und fast nichts von der Güte des
LC-Kreises, weil ich im Moment nichts dazu zu sagen habe. Wenn wir den
Dip als "Signal" und den Schaltungszustand ohne Dip als "Rausch"
betrachten, dann glaube ich, dass die Güte des LC-Kreises (des Dippers)
vielleicht den Rauschabstand ändert. Das alles müsste sich in LTspice
simulieren lassen, aber viele Testfälle zu erstellen und zu vergleichen,
bei sowohl Transient-Analysen und auch AC-Analysen, wäre wahrscheinlich
eine Arbeit die mehrere Wochen dauert.
Es gibt eine Menge von Forschungsberichten, die möglichst empfindlich
LC-Sensoren dektieren will. Wenn man Lust dazu hat, kann man also ein
richtiges Forschungsprojekt daraus machen. Es folgen einige Verweise.
https://www.researchgate.net/publication/3431242_A_Novel_Method_to_Read_Remotely_Resonant_Passive_Sensors_in_Biotelemetric_Systems
Zitat:
> A traditional receiver to detect the f0 of a passive> LC or RLC sensor uses an excitation signal in a “grid-dip”> approach [2], [5], [7], [8]. In this technique, a> sinusoidal RF voltage with adjustable frequency applied> to an excitation coil induces a current in the inductor> of the nearby sensor. The loading effect (reflected impedance)> of the sensor on excitation coil results in a minimum (dip)> in the input voltage whenever the excitation signal> frequency matches the sensor f0 [6]. A variation of this> approach is the phase-dip technique, since the phase of> the input signal due to the reflected impedance shows> a “dip” whenever the excitation signal frequency matches> the sensor f0 [4]. Although most of the passive biotelemetric> systems employ the “grid-dip” technique, alternative> approaches to determine f0 remotely have been developed.> For instance, Cho and Asada [3] have been able to determine> the capacitance of a remote sensor and the mutual inductance> of the biotelemetric system, tracking the estimated sensor> and employing the least squares methods to minimize the> effect of the noise by using several data points.
Obiger Zitat enthält schon viele anderen Verweise, wo "Grid Dip"
ähnliche Verfahren verwendet und analysiert werden.
Ausserdem:
https://tutcris.tut.fi/portal/files/13959941/salpavaara_1524.pdfhttps://www.ncbi.nlm.nih.gov/pmc/articles/PMC6128409/https://www.researchgate.net/publication/3431242_A_Novel_Method_to_Read_Remotely_Resonant_Passive_Sensors_in_Biotelemetric_Systemshttps://medcraveonline.com/IJBSBE/a-experimental-method-to-the-study-of-wireless-passive-lc-sensors.htmlhttps://www.researchgate.net/publication/329373269_Contactless_Readout_of_Passive_LC_Sensors_with_Compensation_Circuit_for_Distance-Independent_Measurements
Qrp-gaijin @. schrieb:> dass sowohl mein Kainka-Dipper als auch mein gewobbeltes Dipper beide> die gleiche Oszillatorschaltung verwenden, und die selben Spulen> verwenden.
Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint besser als sein Ruf.
Bei:
https://www.radiomuseum.org/forum/aufbau_und_resonanzverhalten_frueher_zf_filter.html
wird über eine Methode berichtet um ZF-Filter damit durchzumessen. Hier
wird er als 'Exciter' bezeichnet.
Was mir noch nicht klar ist, inwiefern ein klassischer Oszillator
(Dreipunktoszillator, wo der Dip an der sehr hochohmigen Anode/Gate
gemessen wird) dem emittergekoppelten überlegen ist.
Auf jeden Fall sollte der Schwingkreis möglichst hochohmig angekoppelt
werden, um einen klaren Dip zu erhalten (und auch um ein 'mitziehen' der
Kreise zu vermeiden).
Die Kapazitätsdiode selber mit einem Q von 200 ist auch kein Nachteil,
eher die zu niederohmige Ansteuerung (da sind eher die Verluste der
Spule maßgeblich)
Qrp-gaijin @. schrieb:> Wenn man Lust dazu hat, kann man also ein richtiges Forschungsprojekt> daraus machen.
Ja, sind viele Puzzleteile, die sich langsam zu einem Bild fügen.
Der entscheidende Vorteil des Diplt scheint ja zu sein daß man als Dip
keine Gleichsspannung erhält sondern ein Wechselsignal welches man
beliebig filtern/verstärken/auswerten kann.
Wer sich damit auskennt (ich nicht) könnte den Vorgang auch über einen
kleinen Controller steuern & auswerten.
Mohandes H. schrieb:> Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die> Messung nicht zu verfälschen.
Da bin ich gar nicht mehr so sicher. Die ohmsche Belastung des
Resonanzkreises durch die Verlustwiderstände bei einem Dipper wird mehr
als ausgeglichen durch den Verstärker des Oszillators, der die Energie
in den Kreis zurück speist. Der Kreis ist, mit anderen Worten gesagt,
dadurch entdämpft.
Bei der Frage des nutzbaren Frequenzbereiches fallen die
Verlustwiderstände und damit die Güte sehr wohl ins Gewicht. Mit
steigender Frequenz steigen die Verluste im Schwingkreis und die
Verstärkung des Verstärkers sinkt. Deswegen muss händisch oder
automatisch nach geregelt werden. Bei ausreichender Verstärkungsreserve
und richtiger Auslegung der Regelung wird die Kreisgüte kein Problem
sein.
Gerhard H. schrieb:> Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.
Wenn man betrachtet, was alles machbar ist, stimmt das auch. Wenn es um
eine möglichst effizient, das heisst auch mit möglichst geringem
apparativem Aufwand ermöglichte einfache Messung der Resonanzfrequenz
geht, dann ist der Dipper meiner Meinung nach nicht überholt.
Qrp-gaijin schrieb:> Und es lässt sich vom Bild> feststellen, dass die -3 dB Bandbreite des Resonators der "reduced by> 30%" Bandbreite des Dips entspricht.
Na klar: Die 1/sqrt(2) fache Spannung entspricht - 3 dB, das entspricht
auch der halben Leistung.
Inzwischen hat sich mein Misstrauen gegenüber einer
Bandbreitenbestimmung mit einem Dipper etwas beruhigt. Der Oszillator
Schwingkreis ist entdämpft und die Auswirkung der Kopplung ist nur ein
Faktor der raus fällt, wenn man einen Wert auf der Flanke des Dips auf
den Wert auf der Spitze des Dips bezieht. Ganz durch bin ich mit meinen
Überlegungen vielleicht noch nicht.
@Qrp-gaijin, du hast oben die Cauchy Funktion vor gestellt. Wie
ermittelt man nun aus einer Messwertreihe die Parameter, die diese Reihe
mit minimaler Summe der Fehlerquadrate abbilden? Geht das ebenso direkt,
wie beispielsweise bei einer polynomialen Anpassung? Letztere kann ich
doch direkt berechnen, ohne schätzen und iterieren.
John qrp schrieb:> die Auswirkung der Kopplung ist nur ein> Faktor der raus fällt, wenn man einen Wert auf der Flanke des Dips auf> den Wert auf der Spitze des Dips bezieht.
Ich nehme das auch an. Das lässt sich vielleicht analytisch
verifizieren, wenn man irgendwie die mathematischen Formeln für
Transformatoren genügend manipuliert. Meine LTspice Simulation bezog
sich auf den einfacheren Fall, wo der Dipperseitige Induktor nicht
resonant war. Komplizierter wird es wenn beim Dipper auch ein resonanter
LC-Kreis verwendet wird -- dann sind sowohl primäre Seite als auch
sekundäre Seite des Transformators resonant. Den Fall hatte ich mir nur
kurz in LTspice angesehen, aber die Ergebnisse waren zu schwierig zu
interpretieren.
> Wie ermittelt man nun aus einer Messwertreihe die Parameter,> die diese Reihe mit minimaler Summe der Fehlerquadrate abbilden?
Das geht wie folgt. Ich verwende dazu LibreOffice, aber Excel hat sicher
ähnliche Funktionen.
1. In meiner Tabelle gibt es schon Spalten für die Frequenz x, die
Cauchy f(x), den Cauchy-Differentialquotient f'(x), und den Absolutwert
der f'(x).
2. Man fügt dazu noch eine Spalte für Messwert(x), und gibt mit
mühseliger Arbeit alle gemessenen Daten ein. Es empfiehlt sich auch,
diese Daten als Graph darzustellen.
3. Man fügt dazu noch eine Spalte für den Fehlerwert(x) = Messwert(x)
minus Absolutwert der f'(x).
4. Man fügt dazu noch eine Spalte für den quadratischen Fehlerwert(x) =
Fehlerwert(x) * Fehlerwert(x).
5. Man fügt dazu noch eine Zelle, die die Summe aller quadratischen
Fehlerwerte bildet.
6. Man öffnet das Solver-Fenster (von Menüeintrag Tools > Solver); siehe
Anhang "solver.png". Als "Target Cell" gibt man die Zelle an, die die
Summer aller quadratsichen Fehlerwerte beinhaltet. Beim Feld "By
Changing Cells" gibt man als Zellenbereich die zwei Zellen an, die die
zu optimisierenden Paremeter beinhalten (in diesem Fall, die Zellen für
s und t). Man gibt bei "Limiting Conditions" die Bedingungen an, z.B. s
und t dürfen nicht negativ sein. Mit dem Knopf "Options" kann man den
Solveralgorithmus und seine Parameter ändern -- das ist aber meist nicht
notwendig. Dann drückt man auf "Solve". Manchmal muss Solve mehrmals
gedrückt werden, falls der Optimierungsalgorithmus bei einem lokalen
Minimumpunkt hängen bleibt.
Man muss nur etwas aufpassen bei den Einheiten. Zum Beispiel bei Bernds
Daten waren die Einheiten A/D Wandlerwerte; bei den Formeln, die ich für
die Cauchy-Verteilung und seinen Differentialquotient verwendete, sind
die Einheiten glaube ich Wahrscheinlichkeitswerte. Man kann
wahrscheinlich mit einem einfachen Skalierungsfaktor die A/D
Wandlerwerte nach unten Skalieren, damit sie den Werten vom
Cauchy-Differentialquotient entsprechen. Diesen unbekannten
Skalierungsfaktor kann man dann auch als einen zusätzlichen, zu
optimierenden Parameter angeben. Dann wird der Optimierungsalgorithmus
versuchen, den optimalen Skalierungsfaktor, den Cauchy s-Wert, und den
Cauchy t-Wert zu finden, damit die Summe aller quadratischen Fehlerwerte
minimiert wird.
John qrp schrieb:> Geht das ebenso direkt,> wie beispielsweise bei einer polynomialen Anpassung?
Ich bin mir nicht sicher, ob ich die Frage richtig verstehe, aber obiges
Optimierungsverfahren sollte auch bei einer polynomialen Anpassung
verwendbar sein. Aber ich habe auch versucht, mit Polynom die Daten vom
Bernd anzunähern, aber die daraus resultierenden Kurven sahen gar nicht
richtig aus. Interessanterweise, die im vorigen Beitrag erwähnte
Doktorarbeit vom Herrn Salpavaara
(https://tutcris.tut.fi/portal/files/13959941/salpavaara_1524.pdf)
enthält folgendes Zitat, bezüglich polynomische Annäherung.
Zitat (p. 58):
> A key feature of the developed methods is the interpolation> of the resonance characteristics from discrete data using> polynomial regression. This method does not require detailed> information about the components in the measurement system.> The tested readout methods are a compromise between simplicity,> performance and accuracy, and have yet to be further optimized.
Zitat (p. 25):
> The baseline was subtracted from the data to make the peak> or dip stand out. An example figure that illustrates this> operation is given in [P4, Fig. 3]. Similar approaches have> been taken in [26], [28]. Some examples of the resonance> curves after this procedure are given in Fig. 6. A data point> with a maximum or minimum value was detected from the frequency> sweep data. Next, the essential part of the measured data around> the found minimum or maximum was selected, and then a> polynomial regression model was fitted to that data. Third-order> polynomial models were used to take into account the asymmetry> of the measured shapes. This allowed an estimate for the frequency> of the shape (a peak or a dip) to be interpolated. Only a> section of the measured data vector was used to make the> regression model because the range of the measured frequency> sweeps was relatively wide in comparison with the actual resonance> curve. The shapes of the measured curves are intricate, so simple> models are only suitable for a limited range in the neighborhood of> the peaks or dips.
Hier ist Vorsicht angebracht. Besonders: der Autor schreibt, dass
"shapes of the measured curves are intricate, so *simple models are only
suitable for a limited range in the neighborhood of the peaks or dips*."
Weiters, beim gewobbelten dipper haben wir keine Daten über die
Resonanzkurve. Wir haben nur Daten über ihren Differentialquotient. Die
Frage ist, kann man den Differentialquotient einer Resonanzkurve (einer
Cauchy-Verteilung) mit einem Polynom annähern? Ich glaube nicht -- die
Doppelgipfelige Form macht eine polynomische Annähernung schwierig. Auf
der anderen Seite, vielleicht geht es doch, wenn man versucht, ein
Polynom zu finden, dessen Differentialquotient den gemessenen Daten am
besten entspricht -- in anderen Worten, bei meinem Vorgang müsste man
nur die Spalte Cauchy f(x) durch eine Spalte Polynom f(x) ersetzen, dann
die unbekannten Koeffiziente des Polynoms optimieren, damit der
Differentialquotient des Polynoms den gemessenen doppelgipfeligen Daten
entsprechen. Aber: was wäre hier der Vorteil der Polynomfunktion, im
Vergleich zur Cauchy-Verteilung? Ich glaube, die Cauchy-Verteilung
beschreibt die zugrunde liegenden Resonanzverhalten besser als das
Polynom.
Apropos Doppelgipel: Es ist mir gelungen, in LTspice den
Differentialquotient von einem Dip darzustellen (siehe Anhang
"differentiated-dip.png"). Es ergibt sich wie erhofft ein Doppelgipfel.
Das heisst, man könnte also die doppelgipfelige Simulationsergebnisse
von LTspice leicht mit den gemessenen doppelgipfeligen Daten vom
gewobbelten Dipper vergleichen.
Vielleicht existiert eine einfache Funktion, die den Zusammenhang
zwischen die intergipfelige Distanz und die -3 dB Bandbreite des
Resonators beschreibt. Falls so eine Function existiert, dann könnte man
die -3 dB Bandbreite direkt anhand von Messungen der intergipfelige
Distanz berechnen, ohne die langwierige Optimierung machen zu müssen.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Ich verwende dazu LibreOffice,
Sorry, da haben wir uns gründlich missverstanden. Wahrscheinlich habe
ich meine Frage zu stark verkürzt formuliert. Mit geht es nicht darum,
wie man ein Programm zur Berechnung bedient. Mich interessieren die
Formeln für die Parameterschätzungen aus den Rohdaten.
Inzwischen habe ich dies aber entdeckt: Median bzw truncated mean und
halber Quartilsabstand sind die empfohlenen Parameterschätzungen.
Qrp-gaijin @. schrieb:> was wäre hier der Vorteil der Polynomfunktion, im> Vergleich zur Cauchy-Verteilung?
Auch das ist ein Missverständnis. Ich habe keine Alternative
vorgeschlagen, sondern ein Beispiel erwähnt, wo ich aus Rohdaten die
Parameter der Regressionskurve direkt ermittelt habe. Das Beispiel hatte
aber mit Resonanz nichts zu tun. Es ging aber genau so darum, aus
Rohdaten die dahinter liegende theoretische Funktion zu ermitteln.
Qrp-gaijin @. schrieb:> die> Doppelgipfelige Form macht eine polynomische Annähernung schwierig.
Ohne Absolutwertbildung gibt es ja, wie besprochen keinen Doppelgipfel.
Phasensensitive Gleichrichtung verhindert die unnötige
Absolutwertbildung. Polynomiale Anpassung ist sogar recht einfach
möglich, aber sicher nicht so einfach und elegant wie die Loretz Cauchy
Anpassung. Ob sich die Summe der quadrierten Fehler in beiden Verfahren
viel unterscheidet und was besser funktioniert, liesse sich leicht
empirisch prüfen.
John qrp schrieb:> Mich interessieren die> Formeln für die Parameterschätzungen aus den Rohdaten.>> Inzwischen habe ich dies aber entdeckt: Median bzw truncated mean und> halber Quartilsabstand sind die empfohlenen Parameterschätzungen.
Diese Diskussion steigt immer wieder zum höheren, herausfordernderen
Niveau. Ich verstehe nun ungefähr den Ansatz. Das heisst, ohne eine
langwierige Optimierung durchführen zu müssen, braucht man nur den
Median (bzw truncated mean) und halben Quartilsabstand vom gesammelten
Daten zu berechnen -- dann hat man die Parameter, die die
Cauchy-Verteilung beschreiben.
Der Haken dabei ist aber, dass wir keine Daten über die
Cauchy-Verteilung selbst haben -- und deswegen können wir sowieso keinen
Median, keinen truncated Mean, und keinen halben Quartilsabstand anhand
von diesen Daten berechnen. Beim gewobbelten Dipper haben wir nur die
Daten über den Differentialquotient der Cauchy-Verteilung.
Wie geht man hier voran?
Qrp-gaijin @. schrieb:> Der Haken dabei ist aber, dass wir keine Daten über die> Cauchy-Verteilung selbst haben
Ja richtig. Da habe ich was verwechselt. Mein Denkfehler. Danke für den
Hinweis.
Aber da fällt mir was ein. Bitte um Nachsicht, wenn ich gedanklich hin
und her springe und Unausgereiftes schreibe. Man könnte zu den
Anstiegsdaten vom gewobbelten Dipper die angepasste Polynomfunktion
ermitteln und zu dieser Polynomfunktion die Integral Funktion. Die - 3
dB Punkte der Integralfunktion sind dann mit weniger Fehler behaftet als
bei der Ermittlung über das Integral der Rohdaten.
Ursprünglich wollte ich die polynomiale Anpassung nur als ein Beispiel
für direkte Parameterermittlung erwähnen, aber vielleicht könnte man sie
doch hier dazu verwenden, um in die Bandbreitenschätzung die gesamten
Rohwerte einfliessen zu lassen, wodurch sich der Fehler dieser Schätzung
drastisch verringert.
Noch eine Bemerkung zum (hier so genannten) Kainka-Oszillator:
Dieser Oszillator wurde auch in ICs verwendet, z.B. im VCO-Chip MC1648
und MC12148. Sollen bis 200 Mhz funktionieren.
Wenn man den Oszillator zu Fuß aufbaut, kann man den Sinus noch
verbessern:
Einer der Transistoren arbeitet in (hochohmiger) Emitterschaltung, der
andere in Basisschaltung. Die Basisschaltung hat aber einen geringen
Eingangswiderstand, der den Kreis dämpft. Diese Dämpfung kann man
verbessern, wenn man 10 bis 100 Ohm in dessen Emitterleitung einfügt und
so etwas besser entkoppelt.
Ich habe keine quantitativen Meßwerte, aber die Verschönerung der
Sinuskurve am Kollektor konnte man am Scope deutlich erkennen, ohne
großen Amplitudenverlust.
Vielleicht wäre das eine Anregung für eine Spice-Simulation.
Gerhard H. schrieb:> Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.
Klar -- deswegen gibt es auch immer mal wieder
Projekte für Geräte, die intern zwar etwas anders
funktionieren, sich aber ähnlich handhaben lassen.
Ich erinnere mich, dass im "Elektronischen Jahrbuch
für Funkamateure" mal ein ganz einfacher skalarer
Netzwerkanalysator beschrieben wurde, bei dem das
Anzeigesignal mittels einer Brückenschaltung
vom Ausgangssignal abgeleitet wurde (wahrscheinlich
wurde da m.o.w. das S11 erfasst.)
Der Autor betonte, dass das Ding genauso einfach wie
ein Dipper zu handhaben, aber viel empfindlicher ist.
Mohandes H. schrieb:> Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint> besser als sein Ruf.
Ich weiss nicht, ob das von Interesse ist: Emitter-
gekoppelte Oszillatoren kann man auch als reine
RC-Oszillatoren spannungsabstimmbar machen, also
als VCO.
Mit ein paar 2N3904 und einem NE521 (Doppelkomparator)
bin ich von 0.8 MHz bis 27MHz (in einem Bereich)
gekommen; Frequenzeinstellung lief über 10-Gang-Poti.
Nachteil: Nur Dreieck bzw. Rechteck. Man müsste also
noch etwas an der Kurvenform bzw. der Frequenz-
aufbereitung tun.
Werner H. schrieb:> Einer der Transistoren arbeitet in (hochohmiger) Emitterschaltung, der> andere in Basisschaltung. Die Basisschaltung hat aber einen geringen> Eingangswiderstand, der den Kreis dämpft. Diese Dämpfung kann man> verbessern, wenn man 10 bis 100 Ohm in dessen Emitterleitung einfügt und> so etwas besser entkoppelt.Werner H. schrieb:> Vielleicht wäre das eine Anregung für eine Spice-Simulation.
Das hat hier:
https://www.elektronik-labor.de/Notizen/LTspice/Oszillatori.html
schon mal jemend angefangen.
Schlußfolgerung war, daß die parasitären Kapazitäten der beiden
bipolaren Transistoren so hoch sind, daß mit diesem Oszillator (bei
kleinen C des Schwingkreises und höheren Frequenzen) die Frequenz SEHR
stark von der theoretischen fo=1/2·pi·sqr(L·C) abweicht. Logischerweise
sind die parasitären Kapazitäten abhängig vom Arbeitspunkt (Ub, Re).
Das habe ich gerade mal mit verschiedenen Betriebsspannungen Ub und
unterschiedlichen Emitterwiderständen Re simuliert. Ich habe absichtlich
keine HF-Transistoren genommen sondern BC547B. Das Ergebnis ist
erschreckend (siehe Ergebnisse ganz rechts)! Ist das plausibel??
> Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint> besser als sein Ruf.
Vielleicht doch nicht, zumindest zu diesem Zwecke nicht? Was nützt eine
noch so gute Auswertung des Dips (Diplt) wenn der Oszillator völlig
neben der Resonanz schwingt!?
Ein herkömmlicher Dreipunktoszillator wo der Schwingkreis sehr hochohmig
am Gitter/Gate liegt sollte da aber wesentlich präziser sein.
Mohandes
John qrp schrieb:> Mohandes H. schrieb:>> Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die>> Messung nicht zu verfälschen.>> Da bin ich gar nicht mehr so sicher. Die ohmsche Belastung des> Resonanzkreises durch die Verlustwiderstände bei einem Dipper wird mehr> als ausgeglichen durch den Verstärker des Oszillators, der die Energie> in den Kreis zurück speist. Der Kreis ist, mit anderen Worten gesagt,> dadurch entdämpft.
Dann könnte man ja auch eine Schaltung ähnlich eines Audions
(regenerative receiver) verwenden, wo der Schwingkreis stark entdämpft
wird, bis an (oder sogar über) die Grenze zum Schwingen? Aber ist das
nicht bei jede Schaltung so, sie muß ja schwingen (v>1)?
Ich denke schon daß der Schwingkreis selber eine möglichst hohe Güte
haben sollte. Und die Ankopplung so lose wie möglich. Und der Oszillator
so gut wie möglich (s. oben).
John qrp schrieb:> Man könnte zu den> Anstiegsdaten vom gewobbelten Dipper die angepasste Polynomfunktion> ermitteln und zu dieser Polynomfunktion die Integral Funktion.
Vielleicht ist ein Savitzky-Golay Filter hier anwendbar:
https://en.wikipedia.org/wiki/Savitzky%E2%80%93Golay_filter .
Zitat:
> Location of maxima and minima in experimental data curves.> This was the application that first motivated Savitzky.[4]> The first derivative of a function is zero at a maximum or minimum.> The diagram shows data points belonging to a synthetic Lorentzian> curve, with added noise (blue diamonds). Data are plotted on a scale> of half width, relative to the peak maximum at zero. The smoothed> curve (red line) and 1st. derivative (green) were calculated with> 7-point cubic Savitzky–Golay filters. Linear interpolation of the> first derivative values at positions either side of the zero-crossing> gives the position of the peak maximum. 3rd. derivatives can also> be used for this purpose.
Folgendes Bild scheint verwandt zu sein. Zumindest zeigt es, dass dieses
Filter für ähnliche Probleme verwendet werden kann. Ob und wie es für
unsere Problematik verwendet werden kann ist mir noch nicht ganz klar.
https://upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/thumb/6/65/Lorentzian_and_derivative.gif/375px-Lorentzian_and_derivative.gif
Folgender Zitat von Wikipedia klingt auch irgendwie verwandt:
> Baseline flattening. In analytical chemistry it is sometimes necessary> to measure the height of an absorption band against a curved> baseline.[10]
Entspricht vielleicht einem Dip beim Dipmeter?
> Because the curvature of the baseline is much less than the> curvature of the absorption band, the second derivative> effectively flattens the baseline. Three measures of the> derivative height, which is proportional to the absorption> band height, are the "peak-to-valley" distances h1 and h2,> and the height from baseline, h3.[11]
Da steht, dass "derivative height, which is proportional to the
absorption band height". Vielleicht gilt das auch beim gewobbelten
Dipmeter?
OK, jetzt hatte ich Zeit, dein sehr interessantes Posting durch zu gehen
und zu versuchen, den Inhalt nach zu vollziehen. Ich gebe mal wieder,
wie ich das verstanden habe.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Vielleicht ist ein Savitzky-Golay Filter hier anwendbar
Das ist eine geniale Sache, kannte ich noch nicht. Durch die polynomiale
Anpassung werden Fehler raus gerechnet. Das wird nicht über die ganze
Kurve gemacht, sondern jeweils für die Umgebung der Punkte.
Dabei Dabei interessieren wir uns eigentlich nur für 3 Punkte. Den Dip
im Amplitudenverlauf und zwei Punkte, die die Breite des Dips
beschreiben. Das sind entweder die -3 dB Punkte oder ein anderes
Breitenmass, das proportional zur Bandbreite ist. Es bieten sich die
Wendepunkte im Amplitudenverlauf an.
Wir haben den Amplitudenverlauf nicht zur Verfügung, sondern nur dessen
erste Ableitung mit dem durch wobbeln gewonnenen Signal. Die zweite
Ableitung des Amplitudenverlaufs steht durch Differenzieren des
Wobbelsignals zur Verfügung.
Den Extremwert und die Wendepunkte können durch die Nullstellen der
ersten und der zweiten Ableitung des Amplitudenverlaufs ermittelt
werden. In der Umgebung dieser Nullstellen werden durch die Polynomiale
Anpassung die Fehler minimiert.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Folgendes Bild scheint verwandt zu sein. Zumindest zeigt es, dass dieses> Filter für ähnliche Probleme verwendet werden kann. Ob und wie es für> unsere Problematik verwendet werden kann ist mir noch nicht ganz klar.
In diesem Punkt bin ich mir sogar sicher. Das Wobbelsignal wird in der
Umgebung der Nullstelle polynomial geglättet und die Nullstelle der
geglätteten Kurve gibt die Frequenz des Dips mit guter Genauigkeit
wieder.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Baseline flattening.
Das Baseline Flattening kann noch einfacher geschehen. Es bietet sich
an, die Baseline ohne DUT zu ermitteln und von der Messwert Reihe mit
DUT zu subtrahieren.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Da steht, dass "derivative height, which is proportional to the> absorption band height". Vielleicht gilt das auch beim gewobbelten> Dipmeter?
Hier habe ich noch Verständnis Probleme, die Extrema der zweiten
Ableitung kann ich mir in ihrer Bedeutung (noch?) nicht vorstellen.
Aber etwas Anderes ist für mich gut vorstellbar. Die Extrema in der
ersten Ableitung, also des Wobbelsignals, sind die Anstiege in den
Wendepunkten des Amplitudenverlaufs. Und diese halte ich für
proportional zum Maximum des Amplitudensignals. Bevor die Extrema der
ersten Ableitung ermittelt werden, empfiehlt sich wieder die polynomiale
Glättung der ersten und der zweiten Ableitung in der Umgebung. Die
Nullstelle der geglätteten zweiten Ableitung gibt die Position auf der
Frequenz Achse an, der Wert der geglätteten ersten Ableitung, gibt den
Anstieg des Amplitudenverlaufs an dieser Position wieder.
qrp-gaijin schrieb:> John qrp schrieb:>> Um von der Anstiegskurve zur>> Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren.> Von digitalisierte Antstiegskurvedaten direkt und numerisch zu> integrieren schien mir fehleranfällig.
Trotzdem versuchte ich, von den digitalisierten Daten direkt zu
integrieren, mit einem einfachen Eulerschen Verfahren. Es scheint so zu
sein, dass beim Ableiten eine Glättung (z.B. Savitzky-Golay) fast
erforderlich ist, aber beim Integrieren weniger so. Grund dafür ist,
dass beim Integrieren die aufeinander summierten Fehlerwerte (manchmal
zu hoch, manchmal zu niedrig) auf Null tendieren (weiteres dazu liest
man bei z.B.
https://stats.stackexchange.com/questions/292542/savitzky-golay-integrator).
Das erste Problem bei einer solchen Integrierung ist, bei welchem
Konstantwert anzufangen, weil der Konstantwert ja bei der Ableitung
verlorengangen ist. Ich fing halt bei Null an.
Ergebnis der Integrierung, anhand von Bernds Daten, ist angehängt. Ich
tat händisch die zwite Hälfte des Graphs umkehren. Das ist nicht
korrekt, weil umkehren sollte man nur den zweiten Gipfel aber nicht die
Baseline, aber ich habe keine Baselinedaten für diese Aufzeichnung und
tat deswegen die ganze rechte Hälfte des Graphs (Gipfel und Baseline)
umkehren. Trotz dieses fragwürdigen Verfahrens, sieht das Ergebnis
einigermassen plausibel aus, und das Rauschen im Signal ist wie erwartet
durch die Integrierung sozusagen "automatisch" geglättet worden.
Die nächste Frage ist dann, kann man eine Bandbreite anhand dieser
integrierten Daten berechnen? Problematisch ist, dass wir die
eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen, weil wie oben
gesagt der Konstantwert bei der Abeleitung verlorengegangen ist, und
kann nicht durch Integrieren rekonstruiert werden.
Trotzdem, um die ursprüngliche Resonanzkurve analytisch (als Formel) zu
rekonstruieren, kann man vielleicht anhand der integrierten Daten eine
Parameterschätzungen (wie oben schon erwähnt) durchführen, wenn man
einen Median (bzw. truncated mean) und halben Quartilsabstand berechnet.
Aber kann man sinnvolle Werte für Median (bzw. truncated mean) und
halben Quartilsabstand berechnen, wenn man nicht von Rohdaten sondern
von integrierten Ableitungsdaten (mit verlorengegangenem Konstantwert)
anfängt?
Qrp-gaijin @. schrieb:> Trotz dieses fragwürdigen Verfahrens, sieht das Ergebnis> einigermassen plausibel aus, und das Rauschen im Signal ist wie erwartet> durch die Integrierung sozusagen "automatisch" geglättet worden.
Sieht überraschend gut aus.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Das erste Problem bei einer solchen Integrierung ist, bei welchem> Konstantwert anzufangen, weil der Konstantwert ja bei der Ableitung> verlorengangen ist. Ich fing halt bei Null an.
Ja, es ist auch egal, wo man anfängt.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Problematisch ist, dass wir die> eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen, weil wie oben> gesagt der Konstantwert bei der Abeleitung verlorengegangen ist, und> kann nicht durch Integrieren rekonstruiert werden.
Natürlich gibt es keine Information über die Höhe des Maximums. Die
Skalierung durch den Koppelfaktor ist egal, aber bei der Integration
handeln wir uns einen additiven Fehler ein, der das Berechnen von
Verhältnissen unmöglich macht.
Die Lösung liegt an einer anderen Stelle. Mit dem Abstand zwischen den
beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist
die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel
Umwege zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen. Um
diesen Lösungsweg nachvollziehbar zu beschreiben, fehlen mir noch ein
paar mathematische Details. Ich hoffe, dass ich mir die fehlenden
Details bald ausarbeiten kann.
Von der folgenden Formel werde ich die erste und die zweite Ableitung in
algebraischer Form benötigen. Vielleicht ist dir die Lösung leicht
zugänglich und du kannst sie bitte posten. Das könnte meine Bemühungen
beträchtlich verkürzen.
f(omega)=1/((omega^2-omega0^2)**2+gamma^2*omega0^2)
f'(omega)= ?
f''(omega)= ?
Qrp-gaijin @. schrieb:> kann man eine Bandbreite anhand dieser> integrierten Daten berechnen? Problematisch ist, dass wir die> eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen
Die Daten, denen wir am meisten vertrauen können, sind die Daten in der
Nähe des Dips. Hier ist der Einfluss des Dips maximal, und der Einfluss
von der Baseline minimal. Aufgrund der nicht-phasensensitive
Gleichrichtung haben wir keine Daten über das Vorzeichen des Anstiegs,
aber wir wissen doch, dass das Vorzeichen auf einer Seite des Dips
positiv, und auf der anderen Seite des Dips negativ sein muss. Das
heisst, wir können mehr oder weniger glaubhauftigen Daten in der Nähe
des Dips rekonstruieren und integrieren.
Auf der anderen Seite, sollten wir den Daten, die weit weg vom Dip
liegen, nicht vertrauen. Hier ist der Einfluss des Dips minimal, und der
Einfluss von der Baseline maximal. Ausserdem haben wir überhaupt keine
Vorstellung, wie das Vorzeichen des Anstiegs von der Baseline aussieht.
Also sind die am Rande des Dips integrierten Daten eher fragwürdig.
Es liegt dann nahe, die Parameter für die Cauchy-Lorentz Verteilung so
zu bestimmen, dass die quadratischen Fehlerwerte in der Nähe des Dips
minimiert werden. Von Bernds detaillierter Aufzeichnung sehen wir, dass
der Einfluss des Dips am größten ist, zwischen 1400 und 1440 kHz.
Deshalb führte ich eine Optimierung aus, um die Cauchy-Lorentz Parameter
zu finden, die die quadratischen Fehlerwerte (zwischen die durch Formel
berechnete Resonanzkurve und die durch Integration rekonstruierte
Resonanzkurve) nur in diesem begrenzten Frequenzbereich minimierten.
Ergebnis der Optimierung ist angehängt, und als Graph wurden die
Resonanzkurve, deren Ableitung, und der Absolutwert der Ableitung
dargestellt. Durch Formel berechnete Idealwerte sind mit Blau
gezeichnet; die gemessenen Daten sind mit Rot gezeichnet. Die Ergebnisse
siehen durchaus plausibel aus.
Anhand der parameterisierten, rekonstruierten Resonanzkurve (die
Cauchy-Lorentz Verteilung), wissen wir die verhältnismäßige Höhe jedes
Punktes im Vergleich zur Nulllinie. Das heisst, wir können nun die
Bandbreite errechnen.
Und, nach aller dieser Mühe, wie lautet endlich mal die Bandbreite?
Maximalwert der rekonstruierten Cauchy-Lorentz Verteilung liegt bei
1418.5 kHz und beträgt den Wert 0.0281. Der -3 dB Wert ist 0.707 mal
0.0281, das heisst 0.0199. Der -3 dB Wert von 0.0199 erscheint bei
1411.19 kHz und 1425.80 kHz. Die -3 dB Bandbreite ist also 14.61 kHz.
Bei einer Resonanzfrequenz von 1418.5 kHz, ergibt sich eine
Resonatorgüte von 1425.80 kHz / 14.61 kHz = 97.6, was auch durchaus
plausibel ist.
Nun haben wir endlich eine konkrete Bandbreite errechnet. Falls es einen
einfacheren Weg gibt, die Bandbreite anhand der Daten zu errechnen,
können die obigen, durch Optimerung gewonnenen Werte als Vergleichsbasis
dienen.
(Das gleiche Bild wurde irrtümlich zweimals angehängt und scheint nicht
löschbar zu sein. Bitte um Verständnis.)
John qrp schrieb:> Mit dem Abstand zwischen den> beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist> die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel> Umwege zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen.
Das hoffe ich auch, aber mir ist noch nicht klar wie genau man hier
vorgeht. Ich hatte vor, eine riesige Kalkulationstabelle zu erstellen,
die das Verhältnis zwischen intergipfelige Distanz und Bandbreite
graphisch darstellt, in der Hoffnung, dass durch eine graphische
Darstellung irgendeine Einsicht gewonnen werden könnte. Ich fing kurz
mit dieser Tabelle an, aber sie war doch mehr Arbeit als ich mir gedacht
hatte.
> Von der folgenden Formel werde ich die erste und die zweite Ableitung in> algebraischer Form benötigen. Vielleicht ist dir die Lösung leicht> zugänglich und du kannst sie bitte posten.>> f(omega)=1/((omega^2-omega0^2)**2+gamma^2*omega0^2)> f'(omega)= ?> f''(omega)= ?
Man kann das durch
https://www.mathportal.org/calculators/calculus/derivative-calculator.php
errechnen lassen. Angenommen, dass sowohl mit **2 als auch mit ^2 das
Quadrat geschrieben wurde, sind dann glaube ich die Ableitungen wie
folgt:
0.
Sehr spannend eure mathematischen Bemühungen den Geheimnissen des Dips
auf die Schliche zu kommen! Ich kann dazu wenig sagen, dafür müßte ich
auch tief in die Materie einsteigen. Ich verfolge das aber mit
Interesse!
Was nützt die schönste Mathematik wenn der Oszillator selber ziemlich
daneben liegt? Inzwischen habe ich a) den emittergekoppelten Oszillator
mit bipolaren Transistoren, b) dito mit FETs und c) den klassischen
Dreipunktoszillator in der Simulation aber ich bin noch nicht zufrieden
(LtSpice ist, wie geschrieben, Neuland für mich).
Der Oszillator mit BC547 ist wegen der parasitären Kapazitäten nicht
geeignet für präzise Messungen, wenn er mit FETs aufgebaut wird, ist er
natürlich wesentlich besser. Der klassische Dreipunktoszillator ist mit
Abstand am besten (aber da habe ich zu den 10 MHz = fo ständig
parasitäre Schwingungen mit ca. 140 MHz --> ?).
Versuche in der Praxis werden folgen. Ich habe nur ein analoges
20MHz-Oszilloskop, deswegen werde ich bei kleineren Frequenzen 1-3 MHz
arbeiten.
Mohandes H. schrieb:> Was nützt die schönste Mathematik wenn der Oszillator selber ziemlich> daneben liegt?
Was sind deine Bedenken? Die würde ich gerne verstehen.
Was liegt neben was? Der Oszillator wird beim klassischen Dipper auf den
Dip gestellt, das heisst auf die Frequenz, wo maximal Energie entzogen
wird. Diese Frequenz wird gemessen. Welche Abweichung befürchtest du
nun?
John qrp schrieb:> Was sind deine Bedenken?
Vielleicht liege ich komplett falsch??
Sinn der ganzen Messung ist doch beispielsweise die Resonanzfrequenz
eines gegebenen Schwingkreises fx zu messen.
Angenommen ich messe die Frequenz am Dipmeter mit einem Zähler, also
prinzipiell beliebig präzise ...
... arghhh#*@&! Jetzt dämmert mir mein Denkfehler. Der Oszillator kann
ja durch interne parasitären Kapazitäten noch so verstimmt sein - er hat
eben trotzdem genau die Frequenz fx!
Ok, das vereinfacht die Sache. Der einzige Fehler, der sich hier
einschleichen könnte, wären Mitzieheffekte durch zu enge Kopplung.
Werde trotzdem das Thema Oszillatoren weiter untersuchen, ist echt
spannend. Und: wie Du geschrieben hattest ist der (gute) Oszillator auch
eine Frage der Empfindlichkeit.
Edit:
> Und: wie Du geschrieben hattest ist der (gute) Oszillator auch eine> Frage der Empfindlichkeit.
Hatte, glaube ich, Qrp-gaijin geschrieben (manchmal verwechsele ich euch
;-). Das bezog sich auf die Empfindlichkeit des Dippers mit der
'Kainka-Schaltung', die sehr schlecht sein soll.
Selektivität ist ja noch ein Punkt der einen guten Oszillator bedingt.
Sehe ich als gute Ergänzung sich von verschiedenen Seiten der Thematik
anzunähern.
John qrp schrieb:> Was liegt neben was?
Ich hatte verschiedene (s. oben) Oszillatoren simuliert und war doch
sehr erstaunt wie weit weg die Resonanzfrequenz neben der berechneten
(10 MHz) lag.
Qrp-gaijin @. schrieb:> derivative-calculator
Vielen Dank, so etwas habe ich gesucht. Das hilft.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Die Daten, denen wir am meisten vertrauen können, sind die Daten in der> Nähe des Dips. ...> Das> heisst, wir können mehr oder weniger glaubhauftigen Daten in der Nähe> des Dips rekonstruieren und integrieren. ...> Deshalb führte ich eine Optimierung aus, ...> Die Ergebnisse> siehen durchaus plausibel aus.
Ja. Ein schönes Ergebnis!
Qrp-gaijin @. schrieb:> Deshalb führte ich eine Optimierung aus, um die Cauchy-Lorentz Parameter> zu finden, die die quadratischen Fehlerwerte (zwischen die durch Formel> berechnete Resonanzkurve und die durch Integration rekonstruierte> Resonanzkurve) nur in diesem begrenzten Frequenzbereich minimierten.
Dazu habe ich zwei Fragen:
1. Verändert sich das Ergebnis der Optimierung, wenn man bei der
Integration mit einem anderen Wert als Null beginn? Null ist zwar nahe
liegend, aber es ist dennoch willkürlich gewählt.
2. Wurden die Fehler iterativ berechnet und sukzessive verkleinert? Das
funktioniert zwar mit fast beliebiger Genauigkeit, wäre aber für einen
Mikro Controller möglicherweise eine beträchtliche Arbeitslast.
Und schliesslich hätte ich noch eine dritte Frage, die meiner mangelnden
mathematischen Ausbildung geschuldet ist:
3. Du verwendest die Formel für die Cauchy Verteilung. Kann man genau so
gut die Breit-Wigner Formel verwenden? Gibt es da prinzipielle oder auch
praktische Überlegungen dazu?
Mohandes H. schrieb:> Ich hatte verschiedene (s. oben) Oszillatoren simuliert und war doch> sehr erstaunt wie weit weg die Resonanzfrequenz neben der berechneten> (10 MHz) lag.
Natürlich ist das so, aber wie sollte das die Messung der Frequenz beim
Dip beeinflussen? Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung
von einem Rechenergebnis haben?
John qrp schrieb:> Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung von einem> Rechenergebnis haben?
Hatte ich doch oben geschrieben: keine, war mein Denkfehler.
John qrp schrieb:> Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung> von einem Rechenergebnis haben?
Ich könnte mir vielleicht vorstellen, dass wenn der Oszillator nicht bei
der Resonanzfrequenz schwingt, dass dies zu einer Verringerung (im
Vergleich zu einem Oszillator, der bei der Resonanzfrequenz schwingt)
der Strommenge im Induktor führt -- weil das vom Oszillator erzeugte
periodische Signal nicht der Frequenz des Resonators entspricht, und
deswegen nur geringfügig (wenn überhaupt) von der Resonanz des
Resonators verstärkt wird. Das vom Induktor erzeugte magnetische Feld
könnte vielleicht dann kleiner sein. Das verkleinerte magnetische Feld
könnte dann vielleicht die "Reichweite" des Dippers reduzieren, weil der
Einfluss eines weit entferten Prüflings auf das verkleinerte magnetische
Feld vielleicht zu klein ist, um beim Dipper merkbar zu sein.
Das alles ist nur reine Hypothese und gehört untersucht.
Auf der anderen Seite, wie oben schon erwähnt, gibt es sehr wohl Dipper
oder Dipper-ähnliche Schaltungen, wo die Koppelschleife (die das externe
magnetische Feld erzeugt) nicht Teil eines Resonanzkreises bildet.
Resonanz bei der Koppelschleife ist also nicht erforderlich -- aber
vielleicht hilft sie.
John qrp schrieb:> Dazu habe ich zwei Fragen:> 1. Verändert sich das Ergebnis der Optimierung, wenn man bei der> Integration mit einem anderen Wert als Null beginn? Null ist zwar nahe> liegend, aber es ist dennoch willkürlich gewählt.
Ein guter Einwand -- möglicherweise hat der Anfangswert einen Einfluss
auf das Ergebnis. Weil die Einheiten der integrierten Kurvenwerte A/D
Wandlerwerte sind, müssen sie nach unten skaliert werden, um mit der
analytisch berechneten Cauchy-Lorentz Verteilungskurve übereinstimmen zu
können. Diesen Skalierungsfaktor habe ich auch als zu optimierenden
Parameter eingestellt. Mit geeignetem Skalierungsfaktor stimmen die
Idealwerte und die Messwerte gut überein. Allerdings fehlt bei dieser
Berechnung eine Berücksichtigung des Einflusses des Anfangswertes. Es
sollte also vielleicht noch ein zu optimierender Verschiebungsparameter
(der Anfangswert für die Integration) hinzugefügt werden. Dann, bei der
Optimierung, werden alle folgenden Parameter optimiert:
1. Skalierung der Höhe der integrierten Kurve, um die A/D Wandlerwerte
Einheiten und die Einheiten der Cauchy-Lorentz-Verteilung gleich zu
machen.
2. Verschiebung auf die Y-Achse der integrierten Kurve, um den optimalen
Anfangswert der Integration zu finden (der die beste Übereinstimmung mit
der Idealkurve innnerhalb des begrenzten Optimierungsbereiches ergibt).
3. Skalierung der Höhe der idealen Kurve (Cauchy-Lorentz s-Parameter).
4. Verschiebung auf die X-Achse der idealen Kurve (Cauchy-Lorentz
t-Parameter).
> 2. Wurden die Fehler iterativ berechnet und sukzessive verkleinert? Das> funktioniert zwar mit fast beliebiger Genauigkeit, wäre aber für einen> Mikro Controller möglicherweise eine beträchtliche Arbeitslast.
Ja, bei der Kalkulationstabelle wird irgendeinen nicht linearen
Optimierungsalgorithmus verwendet, der iterativ bearbeitet. Ausserdem
ist die Optimierung nicht ganz automatisch -- wenn ich versuche, alle
Parameter auf einmal zu Optimieren, kommen manchmal ganz sinnlose Werte
daraus -- z.B. wird manchmal alles auf Null skaliert, was eine perfekte
Übereinstimmung garantiert. In der Praxis finde ich es besser (bzw.
notwendig) nur einen oder zwei Parameter auf einmal zu Optimieren, erst
danach die anderen Parameter. Ausserdem sollte man vor der Optimierung
die Parameter möglichst gut (d.h. möglichst in der Umgebung der
erwarteten Lösungswerte) einstellen, damit der Optimierungsalgorithmus
in der Umgebung der Lösung anfangen kann -- sonst findet der Algorithmus
vielleicht keine gute Lösung.
Leider scheint das alles als etwas viel Arbeit für einen
Mikro-Controller zu sein. Deswegen hoffe ich noch auf eine einfache
Formel, die die Bandbreite anhand der intergipfelege Distanz oder
anderer einfach zu messenden Parameter errechnen kann.
> 3. Du verwendest die Formel für die Cauchy Verteilung. Kann man genau so> gut die Breit-Wigner Formel verwenden? Gibt es da prinzipielle oder auch> praktische Überlegungen dazu?
Ich habe das nicht in der Tat berechnen lassen, aber habe mir kurz die
Breit-Wigner Formel bei https://de.wikipedia.org/wiki/Lorentzkurve
angesehen. Ich glaube, diese Formel kann auch beim obigen
Optimierungsverfahren verwendet werden. Welche Vorteile hat es, die
Breit-Wigner Formel zu verwenden?
Mohandes H. schrieb:> Hatte ich doch oben geschrieben
Sorry, ich habe übersehen, dass von dir mehr als ein Beitrag
eingetroffen ist, während ich geschrieben habe. Alles klar.
Qrp-gaijin @. schrieb:> ...
Danke für die ausführliche Information. das werde ich noch genauer
durchsehen. Die Parameterermittlung aus der Gipfeldistanz poste ich so
bald als möglich.
72
Qrp-gaijin @. schrieb:> Ich könnte mir vielleicht vorstellen, dass wenn der Oszillator nicht bei> der Resonanzfrequenz schwingt, dass dies zu einer Verringerung (im> Vergleich zu einem Oszillator, der bei der Resonanzfrequenz schwingt)> der Strommenge im Induktor führt
Das scheint nicht (unbedingt) der Fall zu sein. Angehängt wird ein Bild
von der LTspice-Simulation. Ein emittergekoppelter Oszillator Q1/Q2 wird
absichtlich übersteuert (Emitterwiderstand nur 1k Ohm), damit er zum
Teil zum Relaxations Oszillator wird, und damit nicht bei der
Resonanzfrequenz des LC-Kreises schwingt. Mit L1=5uH und C6=200p sollten
Q1/Q2 bei etwa 5 MHz schwingen, aber sie schwingen in der Tat bei etwa
1.8 MHz.
Zwei andere Oszillator (Q3 und Q4) mit kapazitiver Rückkopplung wurden
auch simuliert. Bei Q3 wurden die Kapazitäten C1/C2/C3 erhöht, damit Q3
bei 1.8 MHz schwingt. Bei Q4 wurde im Gegenteil die Induktanz erhöht,
damit Q4 auch bei 1.8 MHz schwingt.
Ergebnis: Strommenge im Induktor L1 (der zum emittergekoppelter
Oszillator gehört) ist am höchsten, obwohl dieser Oszillator nicht bei
der Resonanzfrequenz des LC-Kreises schwingt.
qrp-gaijin schrieb:> Mich interessiert grundsätzlich, wie man die Empfindlichkeit des> Dipmeters maximiert.
Hier ein gutes Beispiel, wie jemand (W4CWG) die Empfindlichkeit eines
klassischen Grid-Dipmeters verbessert hat:
http://www.w4cwg.com/ngdip.html
Er verwendet als Oszillator einen Nuvistor 7586. Nuvistoren sind kleine
(etwas größer als ein TO-18) Röhren, waren bis in die 90er in
Tektronix-Oszilloskopen*. Heute fast unbezahlbar. Die Schaltung kann man
aber sinngemäß mit Röhre oder FET aufbauen.
Das Dip-Signal (DC) wird dann invertiert, mit Offset versehen und erneut
verstärkt.
Ist kein Diplt aber ein schönes Beispiel wie man die Empfindlichkeit
verbessern kann.
Mohandes
* Ich ärgere mich heute noch, daß ich vor Jahren ein altes
Tektronix-Oszi beim Umzug in den Elektroschrott gegeben habe.
qrp-gaijin schrieb:> die> Empfindlichkeit ist glaube ich am höchsten, wenn [der Wobbelhub] so> breit wie möglich eingestellt ist. Dann reagiert die Schaltung mit> maximaler Empfindlichkeit auf jegliche Veränderung der> Oszillatoramplitude, die z.B. durch lose Kopplung zum Resonator> verursacht wird. Der Haken dabei ist, wie schon gesagt, dass die> Schaltung dann auch von der inhärenten Variierung (die nicht durch Dips> verursacht wird) der Oszillatoramplitude beeinflüsst wird.
Mir ist aufgefallen, dass das DipIt handbuch dies auch erwähnt
(https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf, p. 28):
> 4. Zur Empfindlichkeitssteigerung kann der Wobbelhub> etwas vergrößert werden, wenn R15 auf etwa 15 kOhm> verkleinert wird. Probieren ist angesagt. Es reicht,> einen 27k Widerstand parallel zu R15 zu löten.
Bei meiner Schaltung, wobei durch ein Poti der Wobbelhub beliebig
eingestellt werden kann, tue ich in der Praxis folgendes:
1. Die erwünschte Spule anstecken.
2. Den Oszillator auf seine niedrigste Frequenz abstimmen.
3. Den Wobbelhub mit dem Poti so einstellen, dass die LED gerade noch
leuchtet, aber fast aus ist.
4. Den Oszillator langsam bis auf seine höchste Frequenz abstimmen.
5. Während der Abstimmung kann, wenn gerade bei einer bestimmten
Frequenz die Oszillatoramplitude sich innerhalb des eingestellten
Wobbelhubs zu viel variiert, das LED unerwünschterweise hell leuchten.
In diesem Fall, der Wobbelhub wird weiter reduziert, damit das LED
wieder gerade noch leuchtet.
Nach diesem Vorgang ist der Wobbelhub optimal eingestellt für die gerade
angesteckte Spule.
Nur ist dieser Vorgang langwierig, besonders dann, wenn die Abstimmung
der Oszillatorfrequenz durch ein 10-Gang Wendel-Poti durchgeführt wird.
Aber das kann viel leichter gehen. Weil der Oszillator sowieso mit
Kapazitätsdiode abgestimmt wird, kann mit einer einfachen analogen
Schaltung der Oszillator von seiner niedrigsten bis zu seiner höchsten
Frequenz automatisch und wiederholt abgestimmt werden. Man braucht dazu
nur noch eine zweite und langsamere Wobbelung realisieren, vielleicht
um etwa 10 Hz oder so. Diese zweite Wobbelung könnte man dann mit einem
Schalter ein- und ausschalten. Wenn eingeschaltet, wird der um einige
kHz schnell-gewobbelte Oszillator wiederum um mehrere MHz etwas
langsamer gewobbelt.
Dann: in diesem doppelt gewobbelten Zustand kann das Poti, das den
Wobbelhub einstellt, einfach so eingestellt werden, dass das LED gerade
noch leuchtet. Weil der Oszillator automatisch durch seinen ganzen
Abstimmbereich gewobbelt wird, braucht man bei dieser Einstellung des
Wobbelhubs nicht mehr den Oszillator händisch abzustimmen.
Ausserdem: wenn in diesem doppelt gewobbelten Zustand ein Prüfling in
die Nähe gebracht wird, wird das LED sofort leuchten, falls die Resonanz
des Prüflings irgendwo im Abstimmbereich des Oszillators liegt. Die
langwierige von-unten-bis-oben Suche durch Abstimmung wird
automatisiert. Besonders wenn man nicht weisst, welche Spule der
Resonanz des Prüflings entspricht, kann mann dann mit diesem Ansatz
einfach die Spulen eine nach der anderen ausprobieren, um sofort zu
sehen ob bei jeder Spule eine Resonanz des Prüflings gefunden wurde.
Dann, wenn man die richtige Spule gefunden hat, kann man die zweite,
langsamere Wobbelung ausschalten, und das Abstimmpoti wie gewöhnlich
händisch abstimmen, um die genaue Resonanzfrequenz zu finden.
John qrp schrieb:> Die Parameterermittlung aus der Gipfeldistanz poste ich so> bald als möglich.
Ich bin jetzt in Eile, habe aber vielleicht ein interessantes Ergebnis
herausgefunden.
Angenommen, wir wissen die Verteilungsformel. In meinem Fall verwende
ich die Cauchy-Lorentz Verteilung f(x) mit Parametern s (Skalierung) und
t (Verschiebung). Diese Formel hat ein Maximum bei f(t), welches dem
Resonanzgipfel entspricht.
Es gibt auch zwei Frequenzen x0 und x1, wo die Gipfel der ersten
Ableitung erscheinen.
Dann, wenn mich nicht alles täuscht, gilt folgendes, egal wie die s und
t Parameter eingestellt werden:
f(x0) = 0.75 * f(t)
f(x1) = 0.75 * f(t)
Das heisst, die Gipfeldistanz (der ersten Ableitung) entspricht der
Bandbreite, wobei das Ansprechverhalten des Resonators sich um 25%
(2.498 dB) reduziert.
Es ist nicht die erwünschte -3 dB Bandbreite, aber es ist trotzdem eine
nützliche Auskunft, die man leicht mit dem gewobbelten Dipmeter
ermitteln kann.
John qrp schrieb:> Die Lösung liegt an einer anderen Stelle. Mit dem Abstand zwischen den> beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist> die Breite des Dips eindeutig charakterisiert.John qrp schrieb:> ... zwei Punkte, die die Breite des Dips> beschreiben. Das sind entweder die -3 dB Punkte oder ein anderes> Breitenmass, das proportional zur Bandbreite ist. Es bieten sich die> Wendepunkte im Amplitudenverlauf an.> ...> Den Extremwert und die Wendepunkte können durch die Nullstellen der> ersten und der zweiten Ableitung des Amplitudenverlaufs ermittelt> werden.Qrp-gaijin @. schrieb:> Das heisst, die Gipfeldistanz (der ersten Ableitung) entspricht der> Bandbreite,
Ja, genau das habe ich oben gemeint. Gipfeldistanz = Abstand der
Wendpunkte
Qrp-gaijin @. schrieb:> wobei das Ansprechverhalten des Resonators sich um 25%> (2.498 dB) reduziert.
Die Reduzierung der Amplitude auf ca 75 % kann ich graphisch und
numerisch nur grob bestätigen, da habe ich eine Abweichung von ca .3 %.
Nur algebraisch kann ich es noch nicht nach vollziehen. Das ist
aufwändiger als gedacht, aber ich bleibe dran.
John qrp schrieb:> Ja, genau das habe ich oben gemeint. Gipfeldistanz = Abstand der> Wendpunkte
Ja. Ich habe anfangs nur ungefähr deine Beobachtungen verstanden, aber
nachdem ich die Berechnungen selber durchgearbeitet habe, ist nun der
Ansatz (und die Notwendigkeit der zweiten Ableitung) viel klarer
geworden.
John qrp schrieb:> Die Reduzierung der Amplitude auf ca 75 % kann ich graphisch und> numerisch nur grob bestätigen, da habe ich eine Abweichung von ca .3 %.> Nur algebraisch kann ich es noch nicht nach vollziehen.
Nun zu den Berechnungen. Bei der Cauchy-Lorentz Verteilung geht der
Beweis wie folgt.
Die Cauchy-Lorentz Verteilung beschreibt man mit dieser Formel:
Anmerkung: Sowohl Berechnungen der Ableitungen, als auch Berechnung der
Nullstellen, können bei https://www.derivative-calculator.net/
verifiziert und nachvollzogen werden.
Die Nullstelle der ersten Ableitung, bei der f'(x)=0, ist einfach:
Das ist auch logisch, weil der Verschiebungsparameter t gibt ja an, wo
der Gipfel der Cauchy-Lorentz Verteilung sein soll. Dann bei genau
diesem t-Wert wird der Antstieg (der durch die erste Ableitung gegeben
wird) auch Null.
Die zweite Ableitung ist:
Die Nullstellen -- nennen wir die x0 und x1 -- bei denen f''(x)=0 sind
wie folgt:
Weil f''(x0)=0 und f''(x1)=0, sind das die Werte, bei denen f'(x) ihr
Maximum bzw. Minimum hat. Die Gipfel, die wir bei gewobbelten Dipmeter
beobachten, erscheinen bei Frequenzen x0 und x1.
Nun interessieren uns die Werte von f(x0) und f(x1), im Verhältnis zum
Maxmalwert der Verteilung f(t). Wir wollen also folgende Werte r0 und r1
berechnen:
Den Ausdruck f(t) expandieren:
Der Audsdruck (t-t) ist Null; also können wir vereinfachen:
Vereinfachen:
f(x0) und f(x1) expandieren:
s*pi durch s*pi ist 1, und fällt deshalb weg:
x0 und x1 durch seine Formeln ersetzen:
t minus t ist Null, und fällt deshalb weg:
s durch s ist 1, und fällt deshalb weg:
Vereinfachen:
Vereinfachen:
Quod Erat Demonstrandum. :-)
Es fehlt nur noch eine Formel, die die -3 dB Bandbreite anhand der
75-prozent-Bandbreite berechnet, aber das müsste sich relativ leicht
lösen lassen.
----
Nachtrag: In der Praxis kann die Baseline die beobachtbare Gipfeldistanz
unerwünschterweise verändern. Wenn gerade in der Frequenzumgebung des
Gipfels die Oszillatoramplitude sich stark mit der Frequenz ändert, dann
wird die Amplitudenveränderung des Gipfels sozusagen verborgen durch die
inhärente Amplitudenveränderung des Oszillators. Der Gipfel wird durch
das Baselineverhalten also möglicherweise verschoben, oder im
schlimmsten Fall sogar unerkennbar. Ich merkte z.B. in der Praxis, dass
manchmal es schwierig ist, beide Gipfel eindeutig zu erkennen, obwohl
bei Veränderung der Kopplung kann dies oft beseitigt werden. Als
praktisches Verfahren könnte man vielleicht die Frequenzen der zwei
Gipfel (x0 und x1) messen, und auch dann die dazwischenliegende Frequenz
der Nullstelle (t) messen. Idealerweise sollte die Nullstelle t gerade
im Mitelpunkt zwischen x0 und x1 liegen, d.h. t-x0 und t-x1 sollten bis
auf das Vorzeichen gleich sein. Aber in der Praxis werden sie vielleicht
ungleich sein. In dem Fall, um die Bandbreite zu berechnen, kann man x0
ignorieren, x1 ignorieren, oder sowohl x0 als auch x1 etwas aneinander
rücken.
Problemlösung mit VNA
(ohne höhere Mathematik)
Es erstaunt mich immer wieder, wie tief Ihr hier die Probleme
mathematisch versucht zu behandeln, besser gesagt zu umgehen.
Ohne Rechenpower ginge das sowieso nicht, daher mein Vorschlag:
Nehmt einen fertigen Netzwerkanalysator (gibt es ab ca. 50€) und
verwendet selbstgefertigte Koppelspulen ("Suchspulen"), wie auf dem Foto
gezeigt.
Ich habe es mit dem Analyzer nach EU1KY ausprobiert. Er benutzt als VFO
einen SI5331, der sich zwischen einigen kHz und 270 MHz abstimmen lässt,
mit relativ konstanter Amplitude.
Interessant wäre für mich, wie man die Resonanzfrequenz möglichst
schnell ermittelt. Denn im Gegensatz zu Eurer analogen Lösung wird hier
eine Folge von
diskreten Frequenzen erzeugt, und bei hoher Kreisgüte (z.B.
Schwingquarz) darf der "Dip" nicht versehentlich übersprungen werden.
Das erfordert eventuell eine sehr kleine Schrittweite.
DH1AKF W. schrieb:> ohne höhere Mathematik
Auch wenn die für die Ableitungen bzw. für die Beweise erforderliche
Mathematik etwas kompliziert ist, hoffe ich, dass das einfache Ergebnis
dabei nicht in den Details untergeht.
Das einfache Ergebnis ist, dass die Frequenzdifferenz zwischen den zwei
Gipfeln -- die ja beim schmalbandig-gewobbelten Dipmeter erscheinen
müssen -- der -2.498 dB Bandbreite des Prüflings entspricht. Das sollte
ein nützliches Ergebnis sein -- für die (leider wenigen) Leute, die ein
schmalbandig-gewobbeltes Dipmeter wie das DipIt verwenden.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Es fehlt nur noch eine Formel, die die -3 dB Bandbreite anhand der> 75-prozent-Bandbreite berechnet, aber das müsste sich relativ leicht> lösen lassen.
Die Formel kann, glaube ich, wie folgt abgeleitet werden. Bei der
folgenden Formel wollen wir h wissen:
h bedeutet die Frequenz(en) der Cauchy-Lorentz-Verteilung f(x), bei
denen der Wert sich auf den folgenden Wert reduziert: 1/sqrt(2) *
Maximumwert f(t).
f(t), wie oben schon abgeleitet, lautet wie folgt:
Also:
Den Ausdruck f(h) durch die Formel für die Cauchy-Lorentz-Verteilung
ersetzen:
Wir schreiben die Gleichung um, um h herauszufinden:
Es gibt, wie erwartet, zwei Lösungen für h, weil es sich um eine
Resonanzkurve handelt, und sowohl auf der linken als auch auf der
rechten seite des Resonanzgipfels gibt es einen h-Wert, bei dem die
Amplitude von f(x) sich auf den Wert 1/sqrt(2) * f(t) reduziert hat.
Nun wissen wir den Ausdruck für h, in Form von t und s. Beim
schmalbandig-gewobbelten Dipper wissen wir t schon -- t ist der Wert,
bei dem f'(x) ihr Minimum hat, also die Nullstelle zwischen den beiden
Gipfeln von f'(x).
Wir können s nicht direkt beim schmalbandig-gewobbelten Dipper messen.
Aber wir können x0 und x1 messen -- das sind die Werte, wo beim
schmalbandig-gewobbelten Dipper die zwei Gipfel erscheinen.
Wie oben schon abgeleitet, lauten die Ausdrücke für x0 und x1 wie folgt:
Von der ersten Gleichung für x0 (es geht auch mit der zweiten Gleichung
für x1) können wir den Ausdruck für s wie folgt schreiben:
Nun haben wir übrigens die Kurve eindeutig charakterisiert -- wir wissen
ja anhand der Messungen x0, x1, und t die beiden s und t Parameter, die
die Cauchy-Lorentz-Verteilung vollständig beschreiben. Weil s entweder
von x0 oder von x1 berechnet werden kann, kann man in der Praxis
vielleicht s zweimal berechnen lassen (einmal mit x0, und einmal mit
x1), und dann einen Durchschnittswert der beiden berechneten s-Werte
verwenden.
Aber züruck zur Bandbreitenermittlung. Wenn wir bei der Formel für h den
obigen Ausdruck für s verwenden, ergibt sich folgendes:
Das lässt sich noch vereinfachen, aber jedenfalls ist bewiesen, dass wir
h anhand von messbaren Parametern x0 (Frequenz von einem der zwei
Gipfeln) und t (Frequenz der Nullstelle zwischen den Gipfeln) berechnen
können.
Und von den zwei Frequenzen h (nennen wir die h0 und h1), können wir die
-3 dB Bandbreite als h1-h0 berechnen.
Noch interessanter wäre eine Formulierung, bei der h1-h0 (-3 dB
Bandbreite) direkt von der Gipfeldistanz x1-x0 berechnet wird. Das ist
sicher mit etwa 5 Minuten zusätzlichem Aufwand möglich, nur bin ich im
Moment (01:21 morgens) zu erschöpft um das auszuarbeiten.
Falls ich Fehler bei den obigen Berechnungen gemacht habe würde ich
gerne Korrekturen erhalten.
John qrp schrieb:> Mit dem Abstand zwischen den> beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist> die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel> Umwege zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen. Um> diesen Lösungsweg nachvollziehbar zu beschreiben, fehlen mir noch ein> paar mathematische Details.
OK, die Mühe liegt in den Details, aber jetzt liegt ein Ergebnis vor.
Die approximierte Lorentzkurve lt. Wiki wird als Annäherung der
Resonanzkurve verwendet:
fxa=1/(4*m^2)*1 ./((x-m).^2+g^2/4);
g steht für gamma und m für omega0.
Davon ermittelt ein Wobbeldipper, wenn er phasensensitiv detektiert, die
erste Ableitung. Durch das Bilden der Ableitung davon, haben wir die
zweite Ableitung der Approximierten Lorentzkurve. Deren Nullstellen
entsprechen den Maxima der Wobbelkurve und den Wendepunkten der
Resonanzkurve.
Aus dem Abstand der Wendepunkte kann der Parameter gamma der app.
Lorentzkurve ermittelt werden, der Mittelwert der Wendepunkte ist die
Resonanzfrequenz:
g = (xnst2-xnst1)*3/sqrt(3)
m = (xnst2+xnst1)/2
Damit ist die zugehörige app. Lorentzkurve vollständig beschrieben.
Der Abstand der -3dB Punkte ist nur von gamma abhängig:
B =sqrt(sqrt(2)-1)*g
Das ist das übliche Mass für die Bandbreite.
Wenn man gamma hier einsetzt erhält man die direkt Beziehung vom
Wendepunktabstand zur Bandbreite:
B =(xnst2-xnst1)*3*sqrt(sqrt(2)-1)/sqrt(3)
Oder Anders ausgedrückt:
Gipfelabstand aus der Wobbeldipper Kurve plus ca. 11% ist die
Bandbreite.
B =(xnst2-xnst1)*1.1147
John qrp schrieb:> B =(xnst2-xnst1)*1.1147
Sehr schön. Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen
(die sich auf der Cauchy-Formel, und nicht auf der Breit-Wigner-Formel,
basieren) dabei rauskommen, obwohl ich dass noch nicht geprüft habe.
Aber, wie oben erwähnt, werden in der Praxis die Gipfel leicht
verschoben durch die inhärente Variierung der Oszillatoramplitude. (Das
beseitigt man vielleicht am einfachsten mit einer Verschmälerung des
Wobbelhubs.) Es wäre sehr spannend, die durch Wobbeldipper gemessene
Bandbreite mit einer Bandbreite, die durch andere Mittel gemessen wurde,
zu vergleichen. Leider besitze ich selbst kein Q-Meter oder ähnliches.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen> (die sich auf der Cauchy-Formel, und nicht auf der Breit-Wigner-Formel,> basieren) dabei rauskommen ...
Ja, das vermute ich auch. Die Approximierte Lorentz Formel ist lt. Wiki
bis auf einen Salierungsfaktor identisch mit der Cauchy Formel.
Qrp-gaijin @. schrieb:> John qrp schrieb:>> B =(xnst2-xnst1)*1.1147> Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen> (die sich auf der Cauchy-Formel ... basieren) dabei rauskommen
Das habe ich nun geprüft und ich komme dabei auf das gleiche Ergebnis.
Nun bin ich dabei, eine Android-App zu schreiben, mit der ich die Daten
von meinem Wobbeldipper sammeln und analysieren kann. Das erste Problem
dabei ist, dass ich zwei Datenkanäle brauche: ein Kanal für die
Frequenzmessung, und ein anderer Kanal für den NF-Ausgang des
Wobbeldippers. Aber ein Android-Smartphone bietet nur einen einkanaligen
Mikrofoneingang an. Ich habe vor, diesen einkanaligen Mikrofoneingang
für die Frequenzmessung zu verwenden (mit dem Ansatz von PA2OHH hier:
https://www.qsl.net/pa2ohh/11freqcnt1.htm, bei dem ein Frequenzteiler
einen NF-Ton aus dem HF-Signal generiert, dessen NF-Frequenz sich mit
Soundkarte messen lässt und nach einer Multiplikation wieder die
HF-Frequenz ergibt).
Gleichzeitig wird dann die Smartphone-Kamera verwendet, um die
Helligkeit der LED vom Wobbeldipper zu messen. Damit werden gleichzeitig
durch Mikrofon die HF-Frequenz, und durch Kamera das
Dipper-Ausgangssignal gemessen -- ohne zusätzliche Hardware.
Ein vorherzusehendes Problem ist das Rauschen bei einem solchen
Messverfahren. Abgesehen von unvermeidlichem Rauschen der Sensoren
selbst, werden auch leichte zeitliche Verzögerungen entstehen beim
Messen von sowohl die Audiodaten als auch die Kameradaten, was letzten
Endes auch zum zusätzlichen Rauschen in den gesammelten Daten führen
wird. Eine Savitzky-Golay Glättung wird das Rauschen ausfiltern, nach
dem dann die erste Ableitung von den Daten -- was der zweiten Ableitung
von der Resonanzkurve entspricht -- berechnet werden kann, deren
Nullstellen dann die Bandbreite ergibt. Und das alles wird auf dem
Smartphone graphisch dargestellt werden können.
Die Abstimmung vom Wobbeldipper selbst wird vorerst händisch gemacht
werden, aber dies kann auch später automatisiert werden.
Das ist spannend! Wenngleich auch eine Lösung mit Handy nicht den Charme
eines eigenständigers Dippers hat. (Du könntest die Auswertung ja auch
am PC machen, dann hast Du genug Eingangskanäle und die Qualität der
Signale ist besser). Ich hoffe, Du stellst dann auch ein paar Bilder
hier ein. Und vor allem die Ergebnisse: Vergleich 'normaler' Dipper zu
Deinem samt Handy-Auswertung!
Als Schaltung nimmst Du vermutlich die oben gepostete?
Mohandes H. schrieb:> Als Schaltung nimmst Du vermutlich die oben gepostete?
Ja (*); nach Wiedergabe mehrerer YouTube-Videos von anderen Dipmetern
(auch vom DipIt - siehe z.B. https://youtu.be/PQ8fhq5LzBI?t=2776) glaube
ich, dass meine Schaltung empfindlich genug funktioniert, sodass ich
schon an erweiterter Funktionalität wie Datensammelung arbeiten kann. Es
wird aber noch eine Weile dauern.
(*) Meine Schaltung braucht noch einen HF-Ausgang für den PA2OHH
Frequenzzähler, aber das ist eine Kleinigkeit.
Qrp-gaijin @. schrieb:> YouTube-Videos von anderen Dipmetern (auch vom DipIt - siehe z.B.> https://youtu.be/PQ8fhq5LzBI?t=2776)
Da sieht man ganz am Beginn des Videos auch den Kainka. Er gibt sich ja
nicht so als Theoretiker aber er denkt sich kleine, pfiffige Schaltungen
aus.
Mit dem Diplt habe ich auch schon geliebäugelt, aber ich warte erstmal
gespannt Deine Ergebnisse ab. Evtl. baue ich mir auch einen ganz
einfachen Dipper, reicht für meine Zwecke, um mal schnell einen
Schwingkreis auszumessen o.ä.
Ich habe auch noch ein paar andere Projekte auf dem Basteltisch und den
Hang mich leicht zu verzetteln (Luxusproblem).
Hallo,
bei dem obigen Link zum Video sieht man , daß die Kopplung zum zu
"messenden" Schwingkreis viel zu stark ist. Man sieht deutlich die
Mitzieheffekte an der LED und auch an der Frequenz.
Eine solch große zu messende Schwinkreispule koppelt selbst ein noch so
tauber Dipper in größerer Entfernung.
Gut er hält beide Spulen um 90° versetzt und hat damit die schlechteste
Kopplung. Das zeigt auch sein zweiter "Meßversuch", der auch wieder
recht unglücklich endet.
Man sollte eben auch mit einem Dipper richtig umgehen könnenund seine
Funktion genau kennen.
Eurere Bemühungen hier verfolge ich schon von Anfang an. Bis auf euere
Rechnerei verstehe ich auch Alles.
Nur erkenne ich euer Ziel nicht genau - außer Empfindlichkeitserhöhung.
Ich bin auch Einer der lieber den Dipper, als den wesentlich genaueren
Netzwerktester (NWT500) nimmt. Denn zum Vorabgleich reicht die ungefähre
Frequenz und der dipper ist sofort anzeigebereit und nimmt nicht so viel
Platz auf dem Arbeitstisch weg.
Falls ihr auch Wert auf hohe Frequenzgenauigkeit legt wäre es von Voteil
außer der Induktiven Kopplung auch eine Kapazitive vorzusehen, den in
den Geräten sind Schwingkreise oft geschirmt oder so klein, daß es
selbst mit einer Linkleitung schlecht koppelt. Mit Tastspitzen kann man
direkt auf die Lötaugen gehen.
Gut, aber egal wie das hier endet, es bleibt interessant.
Viele Grüße
Bernd
Bernd schrieb:> Nur erkenne ich euer Ziel nicht genau - außer Empfindlichkeitserhöhung.
Bei mir erweitern sich die Ziele im Laufe der Diskussion. Dass die
Gipfeldistanz beim Wobbeldipper die Bandbreite ergibt finde ich eine
spannende Geschichte. Ein neues Ziel für mich ist zu versuchen, durch
Wobbeldipper die Bandbreite von einer Magnetantenne (die noch zu bauen
ist) zu messen. Dadurch kann man die Verluste einschätzen; das
Minimieren von Verlusten ist bekanntlich ein sehr wichtiges Thema bei
Magnetantennen. Mit dem Wobbeldipper hoffe ich, mit wenig Aufwand die
Verluste von verschiedenen Aufbautechniken (z.B. gelötete oder
mechanische geklemmte Verbindungen; Vakuumkondensator oder
Luftkondensator oder selbst-gebauter Kondensator; usw.) zu vergleichen.
Und wenn man viele Messungen macht, will man auch diese Daten automatich
sammeln, speichern, und analysieren können.
Die derzeitige Idee, durch Smartphone-Kamera die Helligkeit der LED zu
messen, bringt mit sich eine Menge interessanter Probleme. Es ist nicht
einmal klar, ob die Helligkeit von der LED sich linear mit der
Strommenge ändert. Weiters ist es nicht klar, ob die Hellitkeitswerte,
die die Smartphone-Kamera liefert, sich linear mit der LED-Intensität
ändern. Ausserdem liefert die Smartphone-Kamera ein RGB-Bild als Daten;
aber daraus muss ich durch irgendein Verfahren einen einzigen Wert
berechnen, die der Helligkeit der LED entspricht. Wahrscheinlich muss
ich die Bilddaten von RGB-Farbraum in den HSL-Farbraum umwandeln.
Vielleicht kann ich danach einfach alle L werte aller Pixel summieren,
um die gesamte Helligkeit des Bildes zu bekommen. Wenn ein solcher
Algorithmus einmal geschrieben ist, kann er dann getestet werden, in dem
die LED mit steigender und bekannter Strommenge getrieben wird. Man
könnte dann eine Kalibrierungstabelle erstellen, damit der vom
Algorithmus gelieferte Helligkeitswert sich durch die
Kalibrierungstabelle linear mit der Strommenge (bzw. der Amplitude des
gleichgerichteten Wechselspannungssignal) steigt.
Auf der anderen Seite, ist die Linearität vom Messverfahren eigentlich
egal, wenn uns nur die Gipfelstellen interessieren, weil die
Gipfelstellen bleiben unverändert, egal wie nicht-linear das
Messverfahren sei.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Bei mir erweitern sich die Ziele im Laufe der Diskussion.
Das ist der Punkt. So ist es möglich, sich dem Thema von verschiedenen
Seiten anzunähern.
Die Mathematik verstehe ich nicht im Detail, dazu müßte ich da tiefer
einsteigen, finde ich aber sehr interessant.
Trotz aller Details sollte man nicht den roten Faden verlieren. Wie
Bernd oben schreibt: die Präzision der Messung steht und fällt mit einer
losen Kopplung!
Der Oszillator sollte also möglichst gut sein, also empfindlich und
oberwellenarm (wobei mir noch nicht ganz klar ist, inwieweit sich
Oberwellen auf die Messung auswirken).
Die Herausforderung ist für mich also, einen guten Oszillator zu bauen,
der auch über die ganze Bandbreite (z.B. 100k - 30MHz) funktioniert.
Momentan bin ich noch in der Simulationsphase. Demnächst werde ich dann
die Erkenntnisse in die Praxis umsetzen. Also emittergekoppelter oder
Dreipunktoszillator? Ich vermute daß sich letzterer als sinnvoller
erweisen wird.
Mohandes
Nun der Oszillator muß für einen reinen Dipper kein besonders sauberer
Sinus sein. Bei meiner Spule für den tiefsten Bereich 50....100kHz ist
der auch nicht sauber, funktioniert aber trotzdem sehr gut. Ich hatte
einfach keine Lust die Spule mit Anzapfung nochmals zu wickeln.
Bei loser Kopplung regt sowieso nur die Hauptamplitude den Meßkreis an.
Ich habe ja auch das DipIt-Prinzip verwendet. 50kHz bis über 120MHz mit
einem Oszillator. Da die BB112 nicht für den gesamten Bereich geeignet
sind habe ich für die ganz tiefen und ganz hohen Bereiche die C-Dioden
in die Steckspule integriert.
Auswerten tue ich zusätzlich die doppelte Wobbelfrequenz mit einem
NE567. Das ist nochmals empfindlicher als die LED.
Viele Grüße
Bernd
Qrp-gaijin @. schrieb:> Die derzeitige Idee, durch Smartphone-Kamera die Helligkeit der LED zu> messen, bringt mit sich eine Menge interessanter Probleme.
Nun glaube ich, dass es viel einfacher und viel besser geht, mit
Time-Division Multiplexing
(https://en.wikipedia.org/wiki/Time-division_multiplexing).
Ein Smartphone hat ja zwei NF-Ausgänge, aber nur einen NF-Eingang
(Mikrofoneingang). Ich habe aber zwei NF-Eingangssignale: eines vom
PA2OHH Frequenzzähler (bzw. Frequenzteiler), und eines vom NF-Ausgang
des Wobbeldippers.
Nun braucht man nur per Smartphone, den Mikrofoneingang periodisch (z.B.
10 mal pro Sekunde) zwischen die zwei Signalquellen zu schalten. Die
zwei NF-Ausgänge (linker Kanal und rechter Kanal) können dazu als
Steuerungssignale verwendet werden und per Software gesteuert werden.
Dann wird anhand von diesen Steuerungssignalen hardwaremässig
(irgendwie, mit Transistor oder anderer Schalttechnik) das eine oder das
andere NF-Signal in den Mikrofoneingang geleitet. Da die Software die
Schaltung steuert, weiss die Software ja immer welches NF-Signal gerade
aktiv ist, und daher kann die Software das Signal entsprechend als
Frequenz-Wert oder als Dip-Wert speichern.
John qrp schrieb:> empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das> Vorzeichen des Anstiegs erhalten
Hast du vielleicht einen (Schaltungs-)Vorschlag, wie man das am
einfachsten realisieren könnte? Ich habe etwas darüber nachgedacht, aber
mir fehlt die Erfahrung mit phasensensitiven Schaltungen. Ich dachte,
vielleicht ginge das alles mit DSP (das vom Wobbeldipper digitaliserte
NF-Signal per Computer zu analysieren), aber da es sich um eine
Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei
der Digitaliserung verloren. Es bedarf also einer Hardware-Lösung, aber
da tappe ich im Dunkeln.
Qrp-gaijin @. schrieb:> John qrp schrieb:>> empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das>> Vorzeichen des Anstiegs erhalten>> Hast du vielleicht einen (Schaltungs-)Vorschlag, wie man das am> einfachsten realisieren könnte?
Ein Multiplizierer + TP würde sich eignen.
NE602 enthält eine Gilbertzelle und auch schon einen Oszillator dazu.
Wahrscheinlich gibt es aber auch zeitgemässere Schaltungen, aber diese
Lösung ist recht einfach.
Ringmodulatoren hat man früher auch verwendet. Unter Chopper Verstärker
findet man sicher jede Menge Lösungen. Das Dipit ist ja eine Anwendung
dieses Prinzips.
PS.:
Qrp-gaijin @. schrieb:> Ich dachte,> vielleicht ginge das alles mit DSP (das vom Wobbeldipper digitaliserte> NF-Signal per Computer zu analysieren), aber da es sich um eine> Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei> der Digitaliserung verloren.
Warum sollte das der Fall sein? Das dsp sollte sich doch synchronisieren
lassen.
John qrp schrieb:> Qrp-gaijin @. schrieb:>> da es sich um eine>> Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei>> der Digitalisierung verloren.>> Warum sollte das der Fall sein? Das dsp sollte sich doch synchronisieren> lassen.
Zu wissen, dass es gehen muss, ist schon ein Fortschritt für mich. Mein
wahrscheinlicher Denkfehler war zu glauben, dass die Soundkarte wegen
der kapazitiver Kopplung nicht zwischen -1 Volt und +1 Volt
differenzieren kann. Aber wie du sagst, sollte die Soundkarte das doch
können. Nur habe ich bisher keine Versuche in dieser Richtung gemacht.
Also als Nächstes werde ich probieren, mit PC eine Sinuswelle zu
generieren, und auf Knopfdruck die Phase um 180 Grad verstellen. Dann
werde ich diese Sinuswelle per Audiokabel in das Smartphone leiten, und
ein kleines, Oszilloskop-artiges Programm auf dem Smartphone laufen
lassen, damit ich mit genau definiertem Zeitintervall genau einen Zyklus
vom Eingangssignal graphisch darstelle. Dann, wenn ich die Phase vom
Eingangssignal auf dem PC um 180 Grad verstelle, sollte auch beim
Smartphone-Oszilloskop das signal um 180 Grad verstellt (umgedreht)
werden. Logisch müsste das gehen -- wenn meine Logik nicht wieder falsch
liegt!
Qrp-gaijin @. schrieb:> wegen> der kapazitiver Kopplung
Die ist kein Problem, denn sie überträgt die Sinuswelle vollständig,
einschliesslich der positiven und der negativen Halbwelle.
Das dsp sollte nur wissen, welche der Halbwellen die positive und welche
die negative ist. Dazu muss es beim Start durch das Vergleichssignal
synchronisiert werden. Die Synchronisation muss auch nach längerer Zeit
ohne Signal aufgefrischt werden. Dazwischen kann sie nach dem
Eingangssignal nachjustiert werden.
Dein Eingangs Multiplexer braucht also einen dritten Kanal.
Nun habe ich das NF-Ausgangssignal vom Wobbeldipper ins
Smartphone-Oszilloskop geleitet und mir die Wellenformen angesehen.
Ich habe zu wenig Erfahrung, um zu wissen, wie schwierig die
Realisierung der Phasendiskriminierung in digitaler Domäne sei. Aber es
scheint mir nicht ganz trivial zu sein.
Das NF-Ausgangssignal vom Wobbeldipper hängt von dem Wobbelhub ab. Wenn
der Wobbelhub "schmal" im Verhältnis zur Bandbreite des Prüflings ist,
kommt -- wenn man eine sinusförmige Wobbelung verwendet -- eine
Sinuswelle heraus (Anhang: narrow.png). In diesem Zustand kann ich
optisch die Phasenumkehrung relativ leicht erkennen -- auf der einen
Seite des Dips erscheint an einer bestimmten Stelle auf dem Oszilloskop
ein positiver Gipfel; wenn der Dipperoszillator dann auf die andere
Seite des Dips abgestimmt wird, wird dieser positiver Gipfel zum
negativen Gipfel. So weit, so gut.
Wenn aber der Wobbelhub "zu breit" eingestellt wird, kommen komplizierte
Wellenformen heraus (Anhang: wide.png). Die Welle ist nicht mehr
sinusförmig, weil der Wobbelhub so breit ist, dass die
Oszillatoramplitude innerhalb des Wobbelhubs sich nicht mehr linear
verhält. In diesem Fall ist eine optische Phasendiskriminierung gerade
noch irgendwie möglich, weil ich schon im Voraus ja weiss, dass die
Wellenform (bzw. Phase) auf der einen Seite des Dips anders aussehen
muss, als die Wellenform auf der anderen Seite des Dips. Obwohl mit
diesem Vorwissen kann ich irgendwie optisch schon diskriminieren
zwischen linker und rechter Seite des Dips, weiss ich nicht ob bei
solchen komplizieren, nicht-sinusförmigen (und sogar nicht
vorhersehbaren) Wellenformen eine automatisierte Phasendiskriminierung
einfach zu realisieren ist.
Vielleicht lässt sich das alles mit einem Bandpassfilter lösen.
Nur kurz ein paar Überlegungen:
Die Einflüsse einer unebenen Baseline kann man bei einem Mikrocontroller
gesteuerten Gerät weg bekommen, indem man die Baseline vorher erhebt und
von den Messdaten subtrahiert. Mit dem Telefon als Auswertungs Gerät ist
das kaum möglich. Aber das ist jetzt aktuell noch nicht dein Thema.
Ein "zu breiter Wobbelhub" kann wohl vermieden werden.
Es kann aber durchaus vorkommen, dass andere Frequenzen als die
Wobbelfrequenz im Eingangssignal vorhanden sind. Darum muss, wie du
schon richtig vermutet hast, vor der weiter Verarbeitung gefiltert
werden. Nur der Anteil mit der Frequenz der Wobbelung enthält die
Anstiegsinformation. Nach der Filterung ist die Unterscheidung der
beiden Phasenlagen einfach.
Die Phasendiskriminierung muss nicht aufwändig sein. Es reicht ja eine
Auswertung nach Amplitude und die Unterscheidung Anstieg vs. Abstieg.
John qrp schrieb:> Dein Eingangs Multiplexer braucht also einen dritten Kanal.
Das wird etwas mühsam, zwischen drei Kanäle zu multiplexen. Ausserdem
entsteht dann noch ein mühsames Problem: beim Multiplexen haben wir
Daten von zeitlich nicht überlappende Zeitscheiben jedes Kanales. Aber
bei der Phasendiskriminierung geht es ja darum, in der gleichen
Zeitscheibe die Phase vom Referenzsignal (das Wobbelsignal) und vom
Testsignal (das NF-Ausgangssignal vom Dipper, nennen wir es
Dippersignal) zu vergleichen. In Software würde das heissen, wir müssten
die digitalisierten Daten von der Zeitscheibe des Wobbelsignales
extrapolieren (mit Beibehaltung der Phase), damit die extrapolierten
Wobbelsignaldaten zeitlich das Dippersignal überlappt. Erst dann können
wir die Phase vom Wobbelsignal und Dippersignal vergleichen. Möglich,
aber mühsam.
Ein alternativer Ansatz wäre, das Wobbelsignal digital vom Smartphone zu
erzeugen (aus den Kopfhörer-Ausgang). Dann weiss die Software ja immer
den Wert und die Phase des Wobbelsignales, ohne es von einem dritten
Kanal lesen zu müssen (angenommen, dass das Smartphone tätsächlich
gleichzeitig Audiodaten lesen und schreiben kann, ohne
Phasenverschiebung...). Die Phase des Software-erzeugten Wobbelsignales
könnte dann mit der Phase des von Mikrofon eingelesenen Dippersignales
verglichen werden.
Eine software-gesteuerte Wobbelung wäre sowieso interessant, weil der
Wobbelhub dann je nach Bedarf beliebig eingestellt werden könnte.
Letzten Endes hoffe ich, dass ich dann auch die Abstimmung des
Dipperoszillators per Smartphone steuern kann. Das würde dann den
zweiten Kopfhörer-Kanal verbrauchen. Aber dann bleibt kein
Kopfhörer-Kanal übrig, um als Steuerungskanal für das Multiplexen des
Mikrofoneingangs (zwischen Dippersignal und PA2OHH Frequenzteilersignal)
zu dienen. Es wäre nicht unvorstellbar, sowohl Oszillator-Abstimmung als
auch Wobbelung durch nur einen Kopfhörer-Ausgangskanal zu steuern, aber
das bringt auch Probleme mit sich. (Der Kopfhörer-Ausgang erzeugt ja ein
Wechselspannungssignal, welches dann gleichgerichtet und gefiltert
werden muss, um eine Gleichspannung zu bekommen, die die Kapazitätsdiode
steuern kann. Aber diese notwendige RC-Filterung verlangsamt die
Reaktionszeit der Steuerspannung, welches dann vielleicht die
400-Hz-Wobbelung der Steuerspannung verhindert. Aber vielleicht geht's
doch.)
John qrp schrieb:> indem man die Baseline vorher erhebt und> von den Messdaten subtrahiert. Mit dem Telefon als Auswertungs Gerät ist> das kaum möglich.
Warum soll das beim Smartphone kaum möglich sein?
Qrp-gaijin @. schrieb:> Das wird etwas mühsam, zwischen drei Kanäle zu multiplexen.
OK, ich sehe halt kein Problem darin.
Qrp-gaijin @. schrieb:> beim Multiplexen haben wir> Daten von zeitlich nicht überlappende Zeitscheiben jedes Kanales.
Nein, der Phasenvergleich würde mit einem synthetischen Signal innerhalb
der DSP geschehen. In der "nicht überlappende Zeitscheibe" wird dieses
synthetische Signal nur synchronisiert und seine Frequenz nach justiert.
Der Mux Ausgang kann auch den Ausgangs Multiplexer bedienen.
Mit der Verwendung des Telefons handelt man sich einige Nachteile
gegenüber einem MC ein.
Qrp-gaijin @. schrieb:> Warum soll das beim Smartphone kaum möglich sein?
Es ist schon richtig, dass alles möglich ist. Ich meinte, dass es wenig
sinnvoll ist, auf einem Telefon diesen Aufwand zu treiben. Ich sehe das
Telefon eher geeignet für ein paar Vorversuche und einfache Proofs of
Concept.
Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC
kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ohne
Aussicht auf längerfristige Nachbeschaffbarkeit.
John QRP schrieb:> Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC> kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ...
Das waren auch meine Gedanken. Eine Lösung ohne Handy, als Stand-Alone,
ist natürlich charmanter. Ein uC kann die Rechenarbeit ebenso erledigen.
Ich verfolge den Thread mit Inteteresse, wenngleich ich aus der
Mathematik schon längst ausgestiegen bin.
Du, Qrp-gaijin, schreibst ja daß da auch zwei kamelhöckerartige Maxima
entstehen. Du weißt ja, daß, je nach Kopplung, noch zusätzlich zwei
weitere Höcker auftreten (überkritische Kopplung). Das muß die Rechnerei
unterscheiden. Wobei die Kopplung ja möglichst lose sein soll, also
guter (empfindlich & stabil) Oszillator.
Ich warte gerade auf meine Bestellung, mir fehlen noch Teile. Und dann
baue ich mir erstmal einen ganz simplen (aber guten, hoffe ich)
klassischen Dipper. Mit der Option auf den Diplt.
John QRP schrieb:> Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC> kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ...
Stimmt. Im Moment kenne ich mich einfach noch zu wenig bei
Mikrocontrollern aus; daher ist es mir schneller (auch wenn mühsam), die
Softwareteile in Java für das Android-Smartphone zu schreiben. Ausserdem
habe ich schon Java-Bibliotheken gefunden, mit denen ich mit
Savitzky-Golay-Glättung und anderen unterhaltsamen numerischen Verfahren
herumspielen kann.
Ich bin gerade dabei, FIR- und IIR-Filter zu studieren. IIR scheint
überraschend einfach implementierbar zu sein. Damit will ich das
Dippersignal filtern, damit ich dann nur eine reine Sinuswelle habe.
Danach will ich dann die Phase zwischen Dippersignal und Referenzsignal
(Wobbelsignal) vergleichen, was dann das Multiplexen des
Mikrofoneinganges erfordert. Das Multiplexen erfordert sowohl Hardware
als auch Softwareerweiterungen, aber ich habe schon eine grobe Idee, wie
ich da weiterkomme.
Mohandes H. schrieb:> Ich verfolge den Thread mit Inteteresse, wenngleich ich aus der> Mathematik schon längst ausgestiegen bin.
Ich merkte, dass John QRP versucht hat, die Überlegungen zur Messung der
Bandbreite beim DipIt-Forum zu diskutieren
(https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/13126-%C3%BCberlegungen-zum-dipit-und-zur-bandbreite-der-messobjekte/)
-- aber es scheint sich niemand dort dafür zu interessieren. Schade.
Aber:
Mohandes H. schrieb:> Du, Qrp-gaijin, schreibst ja daß da auch zwei kamelhöckerartige Maxima> entstehen. Du weißt ja, daß, je nach Kopplung, noch zusätzlich zwei> weitere Höcker auftreten (überkritische Kopplung). Das muß die Rechnerei> unterscheiden.
Richtig, da habe ich deine Anmerkung vielleicht nicht ausreichend
beachtet. Es wird noch eine lange Weile dauern, bevor ich selbst
wirkliche Daten vom Dipper sammeln kann, aber zumindest beim händischen
Betrieb meines Dippers habe ich noch kein Doppel-Doppelgipfeliges
Phänomen beobachtet. Das liegt vielleicht daran, dass ich den
emittergekoppelten Oszillator verwende, welcher bekanntlich wegen der
Relaxation-Oszillation nicht bei der Frequenz des LC-Kreises schwingt,
sondern bei einer niedrigerer Frequenz. Deshalb wird vielleicht bei
meiner Schaltung sowieso immer eine überkritische Kopplung vermieden,
weil die Resonanzfrequenz des Prüflings nicht mit der Resonanzfrequenz
des Oszillator-LC-Kreises übereinstimmt.
> Und dann> baue ich mir erstmal einen ganz simplen (aber guten, hoffe ich)> klassischen Dipper. Mit der Option auf den Diplt.
Ich bin gespannt auf deine Ergebnisse!
Bernd schrieb:> Auswerten tue ich zusätzlich die doppelte Wobbelfrequenz mit einem> NE567. Das ist nochmals empfindlicher als die LED.
Ich kenne mich beim NE567 (bzw. LM567) gar nicht aus -- merke aber mit
Interesse, dass der Chip einen Phasendetektor beinhaltet (Verweis:
https://www.ti.com/lit/ds/snosbq4e/snosbq4e.pdf, p. 1, Abschnitt 4). Wie
oben schon diskutiert, braucht man beim Wobbeldipper eine
phasensensitive Gleichrichtung, um zwischen Anstieg und Abstieg zu
diskriminieren. Hast du Bernd vielleicht den NE567 auf diese Art und
Weise verwendet, damit nicht nur die Amplitude vom Wobbeldippersignal,
sondern auch das Vorzeichen (das heisst, die Phase) gemessen wurde?
Die Webseite
https://www.instructables.com/Miniature-Wearable-Lock-in-Amplifier-and-Sonar-Sys/
scheint etwas verwandt zu sein. Dort wird beschrieben, wie Pin 1 vom
LM567 als Ausgang verwendet werden kann, um Zugriff zum
Phasendetektorsignal zu bekommen. Ich verstehe den Ansatz noch nicht
ganz, aber vielleicht kann man sowas Ähnliches beim Wobbeldipper auch
machen. Zitat:
> The way in which the 567 tone decoder is being used has been> regarded by some as a creative departure from its normal> conventional usage. Normally Pin 8 is the output pin, but we> don't use that at all. Normally the device detects a tone and> turns on a light or other item when the tone is detected.> Here we are using it in a way that is completely different> from the way in which it was intended to be used.> Instead, we are taking the output at Pin 1 which is the> *output of a "Phase Detector"*. We exploit the fact that a> "Phase Detector" is simply a multiplier.
Den 567 verwende ich als sogenannten Tondecoder. Es ist ja eine PLL und
wenn die beschriebene doppelte Frequenz entsteht rastet die PLL ein und
die Rstanzeige leuchtet zusätzlich, aber im Unterschied der originalen
Schaltung eben genau auf der Resonanzfrequenz.
Der 567 ist gleichzeitig Generator. Dessen Frequenz wird durch zwei
geteilt. Die nun halbe Frequenz dem Wobbel-OPV wie im Original zugeführt
- HF-Oszillator - Filter, allerdings LC - Anzeigeverstärker, wie im
Original, und dessen Ausgangssignal zum 567.
Ich wollte damals nur die entstehende doppelte Frequenz zusätzlich
auswerten. Die etwas höhere Empfindlichkeit hat sich ungewollt ergeben.
Ich hätte die Schaltung hier schon längst gezeigt, will euch aber nicht
von eueren Weg abbringen.
Bei der Rechnerei kann ich sowieso nicht mitreden .
Ich bin halt Praktiker. Meine Geräte stammen alle von irgendeiner
Schaltung, halt auf meine Bedürfnisse angepaßt und wenn möglich
verbessert.
So entstand auch mein Dipper nach dem DipIt, halt nach den Erfahrungen
im QRP-Forum verändert. Mangels Interesse dort, habe ich meine Schaltung
da auch nicht veröffentlicht.
Viele Grüße
Bernd
Bernd schrieb:> So entstand auch mein Dipper nach dem DipIt, halt nach den Erfahrungen> im QRP-Forum verändert. Mangels Interesse dort, habe ich meine Schaltung> da auch nicht veröffentlicht.
Da ich Bernds Schaltung kenne, kann ich Euch nur sagen dass sie pfiffige
Erweiterungen hat und auch der Frequenzberich wurde intelligent bis über
den 2m-Bereich erweitert, was damals dem DipIt (ich denke durch einen
Denkfehler) verwehrt blieb.
eric1
Bernd schrieb:> Den 567 verwende ich als sogenannten Tondecoder. [...]> Ich wollte damals nur die entstehende doppelte Frequenz zusätzlich> auswerten.
Danke für die Erklärung. Ich glaube, deine Verwendung des 567 ungefähr
verstanden zu haben. Bei Auswertung der doppelten Wobbelfrequenz kann
man zwar genau die Resonanzfrequenz des Prüflings feststellen, aber
dabei kann man nicht (glaube ich) die Bandbreite des Prüflings
ermitteln, weil die oben ausgedachte Bandbreitenermittlung erfordert,
dass wir die einfache Wobbelfrequenz auswerten. Jedenfalls, der 567
scheint ein nutzbares Teil zu sein. Obwohl ich gerade mit DSP die
Weiterverarbeitung des Dippersignals untersuche, spüre ich, dass der 567
einige analoge Weiterverarbeitungsmöglichkeiten auch eröffnet.
Der (zusätzliche) Ansatz von Bernd ist auch interessant!
Qrp-gaijin @. schrieb:> Bei Auswertung der doppelten Wobbelfrequenz kann man zwar genau die> Resonanzfrequenz des Prüflings feststellen, aber dabei kann man nicht> (glaube ich) die Bandbreite des Prüflings ermitteln, weil die oben> ausgedachte Bandbreitenermittlung erfordert, dass wir die einfache> Wobbelfrequenz auswerten. Jedenfalls, der 567 scheint ein nutzbares Teil> zu sein ...
Was ist eigentlich das eigentliche Ziel? Geht es darum die
Resonanzfrequenz möglichst genau zu bestimmen, oder eher darum einen
sehr empfindlichen Dipper zu bauen?
Oder - so würde ich das machen - entwickelst Du erstmal und schaust dann
wo die Grenzen sind?
Dipper sind ja im digitalen Zeitalter fast aussterbende Dinosaurier.
Aber durch pfiffige Mathematik und Elektronik läßt sich da bestimmt noch
einiges machen.
Ich bin eher Minimalist. Mich faszinieren ganz simple Schaltungen, z.B.
die DARC-Standardschaltung mit ECC85 o.ä. aus dem Rothammel (ist
natürlich Stand der Technik ~1960). Jetzt habe ich auch mal meine
Amateurfunk-Bibel (DMV, 1963) ausgebuddelt, da steht auch einiges zum
Grid- & Anoden-Dipmeter drin. Ich werde mal eine ähnliche Schaltung mit
FET aufbauen weil ich vermute daß der Dipper mit einem guten Oszillator
steht und fällt.
Parallel werde ich das mit dem Peltz-Oszillator aufbauen um einen
Vergleich zu haben. Auswertung des Dips über Offset & OP. Frequenz über
Drehko, alternativ Kap-Diode (und damit könnte man das natürlich noch
modulieren).
Also minimalistische Schaltung, die dann optimiert wird (Bauteile,
Aufbau) wobei ich vermute daß die klassische Technik da schon ziemlich
ausgereizt ist.
Das sind so meine Projekte für die nächsten Wochen. Ich finde es
spannend, sich von verschiedenen Seiten dem Thema anzunähern und sich
dabei auszutauschen.
Mohandes H. schrieb:> Was ist eigentlich das eigentliche Ziel?
Bei mir geht's es im Moment darum:
1. Amplitudendaten vom Wobbeldipper zu sammeln und graphisch
darzustellen, wie Bernd B. (bbrand) ganz am Anfang des Threads sehr
schön demonstriert hat.
2. Phasendaten vom Wobbeldipper zu sammeln, womit man dann zwischen
Anstieg und Abstieg differenzieren kann -- in anderen Worten, das
Vorzeichen der Amplituden von (1) festzustellen.
3. Anhand von Daten von (1) und (2) sollte sich die ursprüngliche
Resonanzkurve in grober Form durch Integrieren rekonstruieren lassen --
nicht nur dann, wenn der Prüfling ein einfacher LC-Kreis ist, sondern
auch dann, wenn der Prüfling aus mehreren gekoppelten LC-Kreisen
besteht, wie z.B. bei ZF-Stufen von einem Superhet.
> Oder - so würde ich das machen - entwickelst Du erstmal und schaust dann> wo die Grenzen sind?
Ja, bei mir ist die Motivation zu lernen und entwickeln, und dabei auch
einige Messungen zu machen und die Daten (wie z.B. Bandbreite) graphisch
darzustellen. Bei mir ist es viel interessanter, Messungen mit
selbstgebauten Geräten zu machen, als mit Black-Box-Geräten zu machen.
Dadurch habe ich ein tieferes Verständnis von den zugrunde liegenden
elektromagnetischen Phänomenen.
> Ich bin eher Minimalist. Mich faszinieren ganz simple Schaltungen
Aus dieser Sicht finde ich die superregenerative Dipperschaltung mit
Ton-Ausgang von Alan Yates sehr reizend (http://vk2zay.net/article/133).
Es ist nur ein Pendelaudion (Quenchkreispendler), mit niedriger
Quenchfrequenz im NF-Bereich. Man hört also die Quenchfrequenz, und sie
ist die akustische "Anzeige". Wenn mehr Verluste entstehen, dann braucht
der Oszillator mehr Zeit (wegen der höheren Dämpfung), bis die
Oszillatoramplitude wieder gross genug ist, damit der Quenchkreis wieder
die Oszillation stoppen kann. Dadurch wird die Quenchfrequenz
automatisch niedriger (in der Theorie, zumindest -- in der Praxis
scheint sie auch manchmal höher zu werden!) -- und man hört die
Veränderung der Quenchfrequenz. Nachteil dabei ist, dass ein solches
Verfahren sich nicht für Datensammlung eignet, weil es beinahe unmöglich
ist, das Verhältnis zwischen gekoppelte Verluste und die Veränderung der
Quenchfrequenz exakt zu beschrieben. Ausserdem kann man die Amplitude
des Dips nicht Verstärken wie beim DipIt. Trotzdem, eine sehr
interessante und einfache Schaltung (die auch den emittergekoppelten
Oszillator verwendet).
Qrp-gaijin @. schrieb:> Ja, bei mir ist die Motivation zu lernen und entwickeln, und dabei auch> einige Messungen zu machen und die Daten (wie z.B. Bandbreite) graphisch> darzustellen. Bei mir ist es viel interessanter, Messungen mit> selbstgebauten Geräten zu machen, als mit Black-Box-Geräten zu machen.> Dadurch habe ich ein tieferes Verständnis von den zugrunde liegenden> elektromagnetischen Phänomenen.
Ja klar, das ist die primäre Motivation! Und natürlich die Freude am
experimentieren und basteln. Statt ein paar Black-Boxes
zusammenzustecken ist es viel schöner selber zu bauen und zu schauen wie
sich das entwickelt.
Um die verschiedenen Konzepte vergleichen zu können werde ich mir einen
Versuchsaufbau machen mit vorläufig immer denselben Spulen (auch die
Kopplung). Damit dann verschiedene Oszillatoren testen. Spaßenshalber
werde ich auch einen mit Röhren (ECC85) bauen. Ich habe auch eine
Schaltung gefunden wo ein magisches Auge EM85 zur Anzeige und
gleichzeitig als Oszillator bis 250 MHz dient! Auch eine Form von
Minimalismus. Röhren habe ich da.
> Aus dieser Sicht finde ich die superregenerative Dipperschaltung mit> Ton-Ausgang von Alan Yates sehr reizend (http://vk2zay.net/article/133).> Es ist nur ein Pendelaudion ...
Interessant, schaue ich mir an. Das Ohr reagiert ja sehr empfindlich auf
Frequenzänderungen, eine akustische Auswertung macht Sinn (und man muß
keine Anzeige anschauen).
Hi,
schön, dass die Diskussion so informativ und angeregt weiter geht. Ich
werde mich in Kürze zurück melden. Vorerst nur ein Vorschlag und
Beispiel zum geregelten Oszillator in Emitter gekoppelter Schaltung.
73, John
Hallo,
ich kann das eigentliche Ziel hier auch nicht so richtig erkennen.
Mal grob formuliert sollte ein Dipper meine Meinung nach ein handliches
schnell benutzbares Gerätchen sein , um schnell eine ungfähre
Schwingfrequenz zu ermitteln.
Für genauere Messungen gibt es die Netzwerktester. Der kann das zwar
auch, aber ehe er betriebsbereit ist , bin ich mit dem Dipper schon
10mal fertig.
Aber wenn es hier nur ums Basteln und Lernen geht ist das auch in
Ordnung.
Dann kann man auch ruhig das Fahrrad das zweite Mal erfinden.
Aber ich finde Theorie ist Theorie und sollte nicht von der Praxis
getrennt werden. Denn die richtig schönen Dreckeffekte zeigen sich erst
in der Praxis.
Und danke Eric für deine lobenden Worte.
Viele Grüße
Bernd
Bernd schrieb:> ich kann das eigentliche Ziel hier auch nicht so richtig erkennen.
Siehe oben: Forscherdrang, Freude am Basteln und Messen, Erfahrungen
sammeln. Das reicht (für mich) schon. Und dann mal schauen was dabei
rauskommt.
> Mal grob formuliert sollte ein Dipper meine Meinung nach ein handliches> schnell benutzbares Gerätchen sein , um schnell eine ungfähre> Schwingfrequenz zu ermitteln.
Sehe ich auch so. Ein Dipper ist kein Präzisionsmeßgerät sondern ein
Gerät um mal schnell eine Resonanzfrequenz zu bestimmen. So sind
zumindest meine Ansprüche.
Trotzdem interessant, was man da noch rauskitzeln kann. Erstmal durch
die Modulation wie beim Diplt und die Auswertung eines AC-Signales. Dann
durch weitere Algorithmen wie es Qrp-gaijin darstellt.
Wie gesagt, aus der Mathematik bin ich schon ausgestiegen. Verfolge ich
aber weiter - und hoffe, daß Qrp-gaijin bei seinen Algorithmen 'den Wald
vor lauter Bäumen' nicht übersieht ;-)!
P.S. Das mit dem Handy welches die Auswertung übernimmt halte ich für
eine Sackgasse. Alleine durch die Übertragung der Daten ergeben sich
neue Probleme.
Ein kleiner uC könnte das viel eleganter übernehmen, das hätte auch den
Vorteil eines Stand-allone-Gerätes. Leider habe ich davon wenig Ahnung.
Wenn sich das Prinzip als sinnvoll herausstellt dann ist ein kleines,
einfach zu programmierendes Board wie ein Arduino sicher besser als ein
Handy.
Mohandes H. schrieb:> Das mit dem Handy welches die Auswertung übernimmt halte ich für> eine Sackgasse. Alleine durch die Übertragung der Daten ergeben sich> neue Probleme.
Ich muss dabei zugestehen, dass Smartphone-Programmierung mir beruflich
auch vom Nutzen ist, und deswegen neige ich dazu, auch in der Freizeit
Technologien zu verwenden, die ich auch beim Job verwenden kann.
Ich hatte mal ein Raspberry Pi, aber durch unvorsichtiges Herumtasten am
eingeschalteten Gerät mit dem Voltmeter habe ich das Teil leider
zerstört. (Wenn ich mich richtig errinere, sind die +3.3V und +5V Pins
nebeneinander, und die hatte ich für einen Augenblick kurzgeschlossen.
Ich war gerade dabei, die Spannung am GPIO Pin, der durch PWM gesteuert
wurde, zu messen.)
Qrp-gaijin @. schrieb:> Ich muss dabei zugestehen, dass Smartphone-Programmierung> mir beruflich von Nutzen ist ...
Für die Erfassung der Meßwerte und den Test der Algorithmen ist ein
Smartphone ja auch gut. Heutzutage ist das ja ein kleiner PC (mit mehr
Rechenleistung als ein PC vor 30 Jahren), incl Excel usw.
Mit 'Sackgasse' meinte ich eher ob das System dann auch für die Praxis
tauglich ist (z.B. Datentransfer via Infrarot) und einfach in der
Bedienung. Und dann noch: ist es echtzeittauglich, wie lange dauert die
Auswertung der Daten?
Das könnte man ja dann später mit jemandem machen der sich mit uC
auskennt, gibt ja welche die das gut können aber dafür wenig Ahnung von
Analogtechnik haben. Oder sich selber einarbeiten.
Qrp-gaijin @. schrieb:> sollte sich die ursprüngliche> Resonanzkurve in grober Form durch Integrieren rekonstruieren lassen --> nicht nur dann, wenn der Prüfling ein einfacher LC-Kreis ist, sondern> auch dann, wenn der Prüfling aus mehreren gekoppelten LC-Kreisen> besteht, wie z.B. bei ZF-Stufen von einem Superhet.
Das sehe ich nicht so optimistisch. Die Resonanzkurve eines einzelnen
Kreises lässt sich recht präzise rekonstruieren, da deren Form bekannt
ist. Aus einer grossen Datenmenge sind nur zwei Parameter zu ermitteln.
Das ist günstig, weil sich die Messfehler bei geeignetem Vorgehen
aufheben. Bei mehreren gekoppelten Kreisen ist die Form der
Resonanzkurve unbekannt, weil sie sich abhängig von der Kopplung dieser
Kreise ändert. Hier die Form durch Integration zu rekonstruieren, ist
nach meiner Meinung zu ungenau.
Meiner Meinung nach ist noch ein grundlegenderes Problem nicht gelöst:
Die Belastung des DUT durch einen Dipper.
Qrp-gaijin @. schrieb:> John qrp schrieb:>> Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter>> Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht.>> Interessanterweise scheint es bei meinen LTspice Simulationen der Fall> zu sein, dass folgender Vorgang tatsächlich die Bandbreite des> Resonators berechnet, unabhängig von der Kopplung (Werte von 0.001 <= K> <= 0.100 wurden probiert).
Hier hast du keinen Dipper und auch kein Modell eines Dippers
untersucht. Die Ergebnisse sind daher nicht auf einen Dipper
übertragbar. Du hast eine mit 1 Megohm praktisch unbelastete Koppelspule
verwendet. In diesem Fall kannst du die Bandbreite des DUT praktisch
ohne Zusatzbelastung ermitteln.
Ich habe das durchsimuliert. So lange man die Koppelspule praktisch
unbelastet betreibt, ist die Bandbreite von der Kopplung so gut wie
unabhängig. Sobald die Koppelspule belastet ist, beispielsweise durch
die Impedanz der Oszillatorstufe, verändert sich die ermittelte
Bandbreite in Abhängigkeit von der Kopplung.
Ein Dipper und eine praktisch unbelastete Koppelspule sind zwei
unterschiedliche Verfahren mit unterschiedlichen Eigenschaften und
unterschiedlichen Einsatzzwecken. Wenn ich mich recht erinnere, hat in
diesem Thread schon ein Kollege für Bandbreitenmessung die Koppelspule
anstatt eines Dippers empfohlen.
John qrp schrieb:> Ein Dipper und eine praktisch unbelastete Koppelspule sind zwei> unterschiedliche Verfahren mit unterschiedlichen Eigenschaften und> unterschiedlichen Einsatzzwecken.
Das bedeutet: eine Koppelspule mit nachfolgendem hochohmigen Verstärker
ist kein Dipper. Ein Dipper entzieht - prinzipbedingt - dem DUT Energie
und verändert damit die Kurve!
Das sind quasi die Worte von John qrp? - ich denke nur gerade laut.
Oder:
John qrp schrieb:> Meiner Meinung nach ist noch ein grundlegenderes Problem nicht gelöst:> Die Belastung des DUT durch einen Dipper.
Das muß der Algorithmus also rechnen können. Für 2 Kreise mit dem
(unbekannten) Koppelfaktor x ist das, zumindest theoretisch, machbar.
Ganz abstrakt, so begann unser Dozent die Vorlesung in theoretischer
Nachrichtentechnik: 'Jedes Filter ist ein Falter'. An die Mathematik
dahinter https://de.wikipedia.org/wiki/Faltung_(Mathematik) erinnere ich
mich ungerne. Das Faltungsintegral zweier Filter. Aber vielleicht läßt
sich das auch empirisch lösen? Es kann auch gut sein daß die Lösung für
den speziellen Fall (beide Kreise auf gleicher Resonanzfrequenz
abgestimmt) eine sehr simple Lösung gibt. Beim Durchscannen (Diplt) wird
es spannend.
Ich hoffe, ich werfe nicht unnötig Kompliziertes in die Diskussion. Die
unterschiedlichen Prinzipien von Dipper und Koppelspule und die Folgen
daraus müssen aber beachtet werden und sind mir auch erst nach Johns
Beitrag klar geworden.
Mohandes H. schrieb:> Das muß der Algorithmus also rechnen können. Für 2 Kreise mit dem> (unbekannten) Koppelfaktor x ist das, zumindest theoretisch, machbar.
Genau, das ist es , was ich stark bezweifle, es ist eine Unbekannte
zuviel vorhanden.
Der Dipper mit seinem Schwingkreis koppelt auf den Schwingkreis, der
getestet wird. Wenn ich die interne Belastung des Dipperkreises (bzw.
seine Betriebsgüte) kenne, bleiben zwei Grössen unbekannt, die Belastung
des getesteten Kreises (bzw. seine Güte) und der Koppelfaktor. Unter
diesen Bedingungen ermittle ich eine Bandbreite. Die ist durch alle drei
Grössen beeinflusst, von denen aber nur eine, wie gesagt, bekannt ist.
Von einer Bandbreite auf zwei Unbekannte, Koppelfaktor und Güte des DUT
zu schliessen und ihren Einfluss dabei zu unterscheiden, erscheint mir
schlicht unmöglich. Das sehe ich unabhängig von der Art des Algorithmus.
Nein, aus 2 Größen lassen sich natürlich nicht 3 Unbekannte errechnen.
Und das ist unabhängig vom Algorithmus.
Aber Qrp-gaijin hat ja noch andere Werte zur Verfügung. Da ich die
Mathmatik dahinter nicht vollzogen habe, weiß ich nicht womit er
rechnet.
Ich werde versuchen das mal zu berechnen: 2 Schwingkreise, davon einer
unbekannt und ein unbekannter Kopplungsfaktor ...
Mohandes H. schrieb:> Ich werde versuchen das mal zu berechnen
Da bin ich gespannt. Möglicherweise kann man ja aus der Tiefe des Dips
und seiner Breite auf die Kopplung zwischen Dipper und Dut und die Güte
des Dut schliessen. Da wäre Zwei unbekannte zu Zwei messbaren bzw
berechenbaren Grössen.
Denke aber daran, daß eine stärkere Kopplung den Oszillator auch mehr
verstimmt - deshalb immer mit der losesten Kopplung dippen , die die
Dipanzeige gerade noch hergibt.
Viele Grüße
Bernd
Die Simulation der Untersuchung eines Parallelschwingkreises mit einer
Koppelspule zeigt zweierlei.
* Bei loser Kopplung und sehr! hochohmiger Speisung der Koppelspule
bildet die erhobene Bandbreite die Bandbreite des Dut allein sehr gut
ab.
* Bei festerer Kopplung und nennenswerter ohmscher Belastung der
Koppelspule, sind sowohl Resonanzfrequenz, als auch Bandbreite in der
Messung verfälscht. Das Gesamtsystem hat merkbar andere Parameter als
das Dut allein.
Die beiden Schaltbilder sind identisch. Die Kopplung ist durch das
Ersatzschaltbild dargestellt. Da sieht man die Verhältnisse im Detail.
Einmal habe ich das Dut über einen verzweigten Spannungsteiler am
Messgerät angeschlossen und einmal habe ich das Messgerät als Belastung
des Dut gezeichnet.
