Forum: HF, Funk und Felder Eigenbau Dipmeter (DipIt-inspiriert)


Announcement: there is an English version of this forum on EmbDev.net. Posts you create there will be displayed on Mikrocontroller.net and EmbDev.net.
von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Hallo,

Wer sich fuer das Thema Dipmeter interessiert, kennt wahrscheinlich 
schon das geniale Dipmeter namens "DipIt" vom QRPproject.de 
(https://www.qrpproject.de/dipit.htm). Ich war derart begeistert von der 
Idee, dass ich mir selbst ein solches Geraet bauen und ausprobieren 
wollte. Mir ist das sogar gelungen, und die Hauptidee kann man in der 
Schaltung hier sehen: 
http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94319#p94319 . Ich verwende 
nur 2N3904 Transistoren und ein LM386. Ausgangspunkt war der Oszillator, 
der vom Herrn Kainka vorgestellt wurde: 
https://www.b-kainka.de/bastel53.htm . Ich tue nur diesen Oszillator mit 
Kapazitaetsdiode abstimmen, die Spannung fuer die Diode "wobbulieren", 
und dann das NF signal vom Emitter verstaerken. Klappt wunderbar! Hier 
ein kleines Youtube-Video: https://www.youtube.com/watch?v=nVi3L0BwaXg .

Hat sonst jemand versucht, ein DipIt-aehnliches Geraet zu bauen?

von Bernd B. (bbrand)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Ja, ich hatte vor rund 5 Jahren eine ähnliche Idee, nur mit der 
Erweiterung, dass ich mikrocontrollergesteuert den Oszillator per 
D/A-Wandler durchtunen und per A/D-Wandler die Lage des Dips (bzw. 
Peaks) bestimmen wollte. Die Resonanzfrequenz sollte dann in einem 
Display angezeigt werden. Hat im Grunde genommen auch funktioniert, aber 
das Projekt ist dann irgendwann wieder eingeschlafen.
Ich hänge mal ein paar Bilder an:
- Platine ohne aufgestecktes Display
- Platine mit Display
- Aufzeichnung im "Leerlauf"
- Aufzeichnung mit Resonanzkreis in 2-3 cm Entfernung
- Aufzeichnung mit Resonanzkreis in wenigen mm Entfernung
(Horizontal: Frequenz in kHz, Vertikal: A/D-Wandlerwert)

Wie man sieht, fing sich das ursprüngliche Gerät auch ohne Resonanzkreis 
in Reichweite gewaltige Störpegel ein. Die konnte ich durch einen 400 Hz 
Bandpassfilter weitgehend eliminieren, habe davon aber leider keine 
Aufzeichnungen mehr.

Gruß,
Bernd

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Danke für die Anwtort! Es ist eine Freude, von einem Gleichgesinnten zu 
hören. Obwol das DipIt selbst scheint beliebt zu sein, habe ich bisher 
im Internet keine selbstgebauten Dipmeter gesehen, die das gleiche 
Wobbelprinzip benutzen.

Darf ich fragen, um wieviele kHz du den Oszillator gewobbelt hast? In 
meiner Schaltung, kann ich mit einem Poti die Wobbelbreite beliebig 
einstellen. Allerdings merke ich, dass wenn die Wobbelbreite mehr als 
einige kHz beträgt, dann entsteht, auch wenn kein Resonanzkreis in der 
Nähe liegt, eine ständige und unerwünschte Amplitudenmodulierung des 
Oszillatorsignals. Ich glaube, dass dies unvermeidbar sei, weil die 
Amplitude des Oszillatorsignals sich ohnehin geringfügig variiert, als 
die Frequenz variiert wird. Wenn über einen breiten Spektrumsauschnitt 
(z.B. 50 kHz oder mehr) gewobbelt wird, verursacht die natürliche 
Variierung des Amplitudes einen entsprechenden Ton am NF-Ausgang der 
Schaltung, der ein “falsches Dip” bildet und die Erkennung von 
wirklichen Dips verhindert, obwohl under solchen Bedingungen ein echtes 
Dip noch (mit etwas Schwierigkeit) erkannt werden kann, weil das echte 
Dip einen noch lauterer Ton verursacht.

von Bernd B. (bbrand)


Lesenswert?

Den Wobbelhub habe ich nie gemessen, aber da die Schaltung von 
Oszillator und Wobbelung  fast identisch zu der vom DipIt sind, gehe ich 
davon aus, dass der Hub in etwa der Angabe im Handbuch (+-0,2% der 
Oszillatorfrequenz) entspricht.

von ek13 (Gast)


Lesenswert?

Hallo Grid Dip Freunde,
hatte auch schon mal vor, sowas zu bauen.
Inspiriert hat mich damals diese Seite:
http://elm-chan.org/works/ddm/report_e.html

Beste Grüße

von opamanfred (Gast)


Lesenswert?

Hallo , ich habe vor Jahren ebenfalls ein Dip-Meter gebaut und seit dem 
verwendet um Schwingkreise und Bandfilter abzugleichen . Auch die 
Frequenz eines unbekannten Schwingkreises zu ermitteln. Ich verwende den 
Oszillator von Herrn Kainka in abgewandelter Form. 
https://www.b-kainka.de/bastel53.htm
Die vorletzte schaltung unten, bis zur Diode, dann ein Kondensator zur 
Buchse. Dort schließe ich einen einfachen asiatischen Frequenzmesser 
(EBAY) an. Damit kann ich von 100 KHz bis ca. 25 MHz messen, welches für 
mich ausreicht und genau genug ist.

von Bernd B. (bbrand)


Lesenswert?

ek13 schrieb:
> Inspiriert hat mich damals diese Seite:
> http://elm-chan.org/works/ddm/report_e.html

Danke, die Seite kannte ich noch nicht.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

ek13 schrieb:
> Inspiriert hat mich damals diese Seite:
> http://elm-chan.org/works/ddm/report_e.html

Mich interessiert grundsätzlich, wie man die Empfindlichkeit des 
Dipmeters maximiert. Das DipIt erreicht hohe Empfindlichkeit aus 
folgendem Grund, laut Handbuch: “Da man das demodulierte 400Hz-Signal 
fast beliebig hoch verstärken kann besitzt diese neuartige 
Dipperschaltung eine signifikant höhere Anzeigeempfindlichkeit als 
bisherige Geräte.” (https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf)

Auf der anderen Seite, das ELM Dipper scheint auch einen Trick zu 
verwenden. Laut obiger Webseite gibt es bei der Schaltung “a level 
detector, level control circuit”, wobei “level control is done by 
shiftnig the gate bias voltage with gain control voltage.” Wenn ich das 
richtig verstehe, klingt es so, als würde das ELM Dipper eine ständig 
geregelte (“level controlled”) Gleichstromverstärkung verwenden, statt 
der durch Wobbeln ermöglichten Wechselstromverstärkung beim DipIt 
Dipper.

Gibt es auch einfachere Schaltungen, die die Empfindlichkeit des DipIt 
Dippers annähern? Ich habe einige Schaltungen mit Brückenschaltung 
gesehen, habe die aber noch nicht probiert.

von eric (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Ausgangspunkt war der Oszillator,
> der vom Herrn Kainka vorgestellt wurde:

Den angeblichen 'Kainka-Oszillator'
kannst Du schon in einer Funkschau
aus den 60er Jahren finden.
Und auch damals war er schon nicht ganz neu.

von Horst S. (petawatt)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Hab hier den uralten TRADIPPER TE-15. Die einfache Schaltung 
funktioniert nach manual von 440 kHz bis 280 MHz in 6 Bändern. Das Band 
F (140 - 280 MHz) ist aber nur stark eingeschränkt nutzbar.

https://www.google.com/search?q=Tradiper+TE-15&client=firefox-b-d&tbm=isch&source=iu&ictx=1&fir=SH3W7ct_Pn1qkM%252CswS4tE6NSLIMjM%252C_&vet=1&usg=AI4_-kQonIQCIGwljODOs5Ov0EKZtI0maA&sa=X&ved=2ahUKEwiT6rKK6dPrAhXR3KQKHXk8DJoQ9QF6BAgKECc#imgrc=wZh-nj6WkIUQFM

Grüße von petawatt

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

eric schrieb:
> Den angeblichen 'Kainka-Oszillator'

@eric, da ist ihnen die Phantasie wohl durchgegangen. Niemand hat 
angegeben, dass es sich um einen 'Kainka-Oszillator' handelt, weder die 
User in diesem Thread, noch Burkhard Kainka. Herr Kainka bezieht sich 
auf ältere Quellen, und die User hier nennen in korrekter Weise die 
Quelle ihrer Schaltungen beziehungsweise die Quellen von Ideen zu ihren 
Schaltungen. Da das Schaltungsprinzip beispielsweise im Lehrbuch 
Klassiker von Tietze, Schenk enthalten ist, kommt kaum jemand auf die 
Idee, dass es sich um eine neue Erfindung handeln könnte. Allerdings 
wurde 1989 von Matthias Peters eine interessante Weiterentwicklung zum 
Patent angemeldet. Siehe: 
https://data.epo.org/publication-server/document?iDocId=617128&iFormat=0

Zu ihrer Behauptung: "Du schon in einer Funkschau aus den 60er Jahren 
finden." würde wohl eine genaue und nachprüfbare Quellenangabe als 
seriöser Beleg eignen. Dieses "in einer Funkschau aus den 60er Jahren" 
klingt wie eine ungeprüfte Weitergabe eines Gerüchts.

von eric (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Herr Kainka bezieht sich auf ältere Quellen

ohne eine Herkunftsangabe

> und die User hier nennen

diese Schaltung deshalb üblicherweise den 'Kainka-Oszillator'
und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte.

Es handelt sich um die Transistor-Modifikation des aus den
30er-Jahren bekannten Franklin-Oszillators.
Ich erinnere mich schwach, irgendwo gelesen zu haben,
dass die Schaltung ca. 1960 von einem Ungarn erdacht wurde.

Ca. 1990 habe ich nach einer damals schon älteren Funkschau-
Veröffentlichung einen Testoszillator gebaut.
Wenn jemand unbedingt das Quellendatum wissen will,
weil er glaubt, es besser zu wissen,
dann möge er sich bitte selbst die Mühe machen,
danach zu suchen. Ich habe dazu keine Lust.

Die so genannte Weiterentwicklung sieht mir bei flüchtiger
Betrachtung eher wie ein Multivibrator aus.

von Arno H. (arno_h)


Lesenswert?

Sieht aus wie ein Peltz-Oszillator, vermutlich meint eric die 
Veröffentlichung hier:
PELTZ, G.: Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und 
Serienresonanz. In: Funkschau, 1971, H.15, S.465,466
Vielleicht gabs auch ein Patent dazu, könnte dann schon zurück in die 
Sechziger reichen.

Arno

von eric (Gast)


Lesenswert?

Ja, ich glaub das war's.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

eric schrieb:
> die User hier nennen
> diese Schaltung deshalb üblicherweise den 'Kainka-Oszillator'
Das scheint eine Thread Verwechslung zu sein. Denn tatsächlich hat kein 
User hier in diesem Thread die Bezeichnung 'Kainka-Oszillator' 
verwendet.

eric schrieb:
> und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte.
Ziemlich irrelevant, was jemand glaubt zu wissen, was andere glauben, 
wenn es hier in diesem Thread keine tatsächlichen Hinweise auf einen 
Irrtum gibt.

eric schrieb:
> Es handelt sich um die Transistor-Modifikation des aus den
> 30er-Jahren bekannten Franklin-Oszillators.
Das ganz sicher nicht. Das Prinzip des Franklin Oszillators kann in 
Lehrbüchern nachgelesen werden und stellt sich völlig anders dar als die 
hier diskutierte Schaltung.

---

Arno H. schrieb:
> PELTZ, G.: Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und
> Serienresonanz. In: Funkschau, 1971, H.15, S.465,466
Ja, das entspricht der Literaturangabe im Wikipedia Artikel und in 
anderen Veröffentlichungen.

Arno H. schrieb:
> Sieht aus wie ein Peltz-Oszillator
Genau, ist auch der Peltz Oszillator. Wird üblicherweise so, oder 
emittergekoppelter Oszillator oder Differenzverstärker Oszillator 
genannt.

von eric (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Das scheint eine Thread Verwechslung zu sein.


Und das Ganze hier ist ein Streit um des Kaisers Bart !

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

eric schrieb:
> Den angeblichen 'Kainka-Oszillator'
eric schrieb:
> 'Kainka-Oszillator'
> und glauben offensichtlich auch, dass er sie erfunden hätte.
eric schrieb:
> Und das Ganze hier ist ein Streit um des Kaisers Bart !

Schön, dass sie das erkannt haben. Nehmen sie es doch einfach etwas 
gelassener, dass irgend jemand in der Vergangenheit nicht so genau 
zwischen der Quelle seiner Schaltung und dem ersten Auftauchen des 
Funktionsprinzips unterschieden hat.

Immerhin konnten sie hier lernen, dass Günter Peltz nicht in
eric schrieb:
> Funkschau aus den 60er
sondern 1971 darüber publiziert hat. Ist ja nicht tragisch, wenn man das 
nicht weiss, auch das sollte man nicht so schwer nehmen.


Und der Peltz Oszillator, oder wie auch immer man ihn jetzt benennen 
will, ist in gewisser Weise ein Gegenteil zum Franklin Oszillator, auch 
wenn er andere Eigenschaften mit ihm gemeinsam hat. Hier hilft es, die 
Rückkopplung und die Ankopplung des Resonators beziehungsweise des 
Schwingkreises an zu sehen. Entsprechend hat der Pelts Oszillator zwar 
einige vorteilhafte Eigenschaften, aber nicht alle guten eigenschaften 
des Franklin Oszillators.

von eric (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Ist ja nicht tragisch, wenn man das
> nicht weiss, auch das sollte man nicht so schwer nehmen.

ICH bin doch nicht derjenige, der sich aufregt
und hier halbe Romane schreibt!
Das Ganze ist nicht nur ein Streit um des Kaisers Bart,
sondern rechthaberische Krümelkackerei.
Darum Schluss!

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

eric schrieb:
> ICH bin doch nicht derjenige, der sich aufregt
> und hier halbe Romane schreibt!
> Das Ganze ist nicht nur ein Streit um des Kaisers Bart,
> sondern rechthaberische Krümelkackerei.
> Darum Schluss!
Ja natürlich, ihr unaufgeregtes Posting strahlt ja Gelassenheit in 
Reinkultur aus, unterstrichen durch Fäkalsprache. ;) :)

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Wenn über einen breiten Spektrumsauschnitt
> (z.B. 50 kHz oder mehr) gewobbelt wird, verursacht die natürliche
> Variierung des Amplitudes einen entsprechenden Ton am NF-Ausgang der
> Schaltung, der ein “falsches Dip” bildet

Mir ist eingefallen, dass mit entsprechend breitem Wobbelhub und 
entsprechend schmalem Dip, sodass der Wobbelhub verursacht innerhalb 
eines Zykluses des Wobbelvorgangs sowohl eine Verringerung der 
Oszillatoramplitude als auch eine danachvolgende Vergrösserung der 
Oszillatoramplitude, dann wenn die Wobbelfrequenz 400 Hz beträgt, sollte 
im Fall eines Dips eigentlich ein Ton mit 800 Hz erzeugt werden. Der 
Grund ist einfach: ein Zyklus des Wobbelvorgangs entsteht aus “hingehen” 
(Oszillatorfrequenz wird erhöht) und “zurückkommen” (Oszillatorfrequenz 
wird verringert). Sowohl beim hingehen als auch beim zurückkommen wird 
wegen des Dips die Oszillatoramplitude einmal verringert und einmal 
vergrössert – ein “Impuls” wird erzeugt, und zwar zweimal, für jeden 
Wobbelzyklus.


Allerdings im Fall der natürlichen, durch den Wobbelvorgang selbst 
erzeugten Variierung der Oszillatoramplitude (die nicht durch ein Dip 
verursacht wird) entsteheht nur einen Ton mit 400 Hz, welcher die 
Wobbelfrequenz (und nicht die doppelte) entspricht – weil beim 
“hingehen” wird (zum Beispiel) die Oszillatoramplitude nur vergrössert, 
und beim “zurückkommen” wird dann die  Oszillatoramplitude nur 
verringert – was dann nur ein Zyklus (und nicht zwei) erzeugt.

Das heisst: wenn man am NF-Ausgang einen Filter verwendet, der auf die 
doppelte Wobbelfrequenz zentriert ist, sollte eine Differenzierung 
zwischen falsche Dips (durch den Wobbelvorgang selbst erzeugte 
Variierung der Oszillatoramplitude) und echte Dips möglich sein.

Ich werde das NF-Signal demnächst mit der PC-Soundkarte messen, aber 
schon beim konzentrierten Zuhören scheint es wohl der Fall zu sein, dass 
beim falschen Dip did Frequenz des erzeugten NF-Tons der Wobbelfrequenz 
entspricht, und beim echten Dips der doppelten Wobbelfrequenz 
entspricht.

@bbrand – mir ist auch aufgefallen, dass die Frequenz des Peaks bei der 
obigen Aufzeichnungen etwa 1400 Hz betragen. In deiner Schaltung, was 
war die eigentliche Wobbelfrequenz? War sie 700 Hz oder 1400 Hz?

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Ich werde das NF-Signal demnächst mit der PC-Soundkarte messen, aber
> schon beim konzentrierten Zuhören scheint es wohl der Fall zu sein, dass
> beim falschen Dip did Frequenz des erzeugten NF-Tons der Wobbelfrequenz
> entspricht, und beim echten Dips der doppelten Wobbelfrequenz
> entspricht.
Diese Überlegungen habe ich vor Jahren beim Studium der Unterlagen zum 
dipit auch angestellt. Die Darstellung bei qrp Project schien mir 
fragwürdig, wenn ich mich jetzt richtig dran erinnere. Ich meine auch, 
dass die Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz sinnvoll ist. 
Voraussetzung ist natürlich, dass man symmetrisch wobbelt, also mit 
Sinus oder Dreieck und nicht mit Sägezahn, und dass der echte Dip in der 
Mitte des überstrichenen Frequenzbereichs steht.

Eine weiter Überlegung wäre, die Oszillatoramplitude zu regeln, so dass 
der Frequenzgang der Oszillatorspannung eingeebnet wird. Ein geeigneter 
Tiefpass in der Regelung könnte dafür sorgen dass ein echter und somit 
scharfer Dip NICHT eingeebnet wird.

Interssantes Projekt, @qrp-gaijin!

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Ich meine auch,
> dass die Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz sinnvoll ist.

Eine einfache Messung mittels NF-Spektrumanalysators am Handy hat 
erwiesen, dass  entsprechend Erwartungen, entsteht, zumindest bei meiner 
Schaltung, die doppelte Wobbelfrequenz sehr stark beim echten Dip, und 
nur sehr schwach beim falschen Dip. (Dass die doppelte Wobbelfrequenz 
überhaupt noch beim falschen Dip schwach auftaucht liegt wahrscheinlich 
an der nicht sinusformigen Wobbelung.)

Um die Lösungsansätze zusammenzufassen:

1. Filtern. Relative einfach zu realisieren, sowohl im analogen als auch 
im digitalen Domäne.

2. Dynamisches Regeln der Amplitude des Oszillators (siehe z.B. 
https://sites.google.com/site/linuxdigitallab/low-noise-crystal-experiment/vfo-stablized-dipper-ocillator, 
Abschnitt “Enhancement Stabilization”). Eher schwierig zu realisieren, 
weil der Regelmechanismus über einen sehr breiten Frequenzbereich sehr 
schnell die Amplitude regeln muss -- aber nicht zu stark und nicht zu 
schnell, um nicht den Dip zu verdecken (wie oben schon erwähnt).

3.  Statische ansätze, die Amplitude des Oszillators zu “regeln”. Zum 
Beispiel, Kapazitätsdioden mit intrinsisch höherer Güte wählen, und 
diese Dioden nur bei höherer Spannung betreiben (weil die Güte bei 
niedriger Spannung eher abfällt).

Was als einfaches Dipperprojekt begonnen hat scheint immer komplexer zu 
werden... allerdings steigt auch die Nutzbarkeit. Irgendwann werde ich 
vielleicht auch eine Rauschbrücke integrieren, damit ich auch Reaktanz 
von Antennen messen kann.

von Bernd B. (bbrand)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> @bbrand – mir ist auch aufgefallen, dass die Frequenz des Peaks bei der
> obigen Aufzeichnungen etwa 1400 Hz betragen. In deiner Schaltung, was
> war die eigentliche Wobbelfrequenz? War sie 700 Hz oder 1400 Hz?

Ähm... Der Peak war bei etwas über 1400 kilo Hz.
Die Wobbelfrequenz war 400 Hz.

Gruß,
Bernd

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> 1400 kilo Hz

Danke für die Erklärung; nun ist alles klar. Ich habe die Aufzeichnungen 
anfangs falsch interpretiert.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Wenn ich das
> richtig verstehe, klingt es so, als würde das ELM Dipper eine ständig
> geregelte (“level controlled”) Gleichstromverstärkung verwenden, statt
> der durch Wobbeln ermöglichten Wechselstromverstärkung beim DipIt
> Dipper.
@gaijin. Das siehst du wohl richtig. Für die Regelung selbst wird 
annähernd "Gleichstromverstärkung" verwendet. Wenn du wobbelst, hast du 
am Ausgang der Regelung aber beim Dip ein Wechselspannungssignal, das du 
analog oder digital filtern und verstärken kannst. Die Regelspannung ist 
so zu sagen das gepufferte und verstärkte Detektor Signal.

Die Frage, ob man auf die Wobbelfrequenz filtert, oder auf die doppelte, 
habe ich mir nochmals angesehen. Das scheint mir vor Allem vom 
Verhältnis vom Wobbelhub zu Dipbreite ab zu hängen.

Bernd B. schrieb:
> in etwa der Angabe im Handbuch (+-0,2% der
> Oszillatorfrequenz)
Bernd B. schrieb im Beitrag \#6392750:
> gewaltige Störpegel ein. Die konnte ich durch einen 400 Hz
> Bandpassfilter weitgehend eliminieren
@Bernd. Die von dir aufgezeichneten Dips haben eine Delle in der Mitte. 
Allerdings ist die Kurve nicht sehr genau aufgelöst. Der Doppelgipfel 
passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache 
Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des 
Dips maximal. Kannst du das vielleicht aus Aufzeichnungen oder aus der 
Erinnerung bestätigen?

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Die Frage, ob man auf die Wobbelfrequenz filtert, oder auf die doppelte,
> habe ich mir nochmals angesehen. Das scheint mir vor Allem vom
> Verhältnis vom Wobbelhub zu Dipbreite ab zu hängen.
...
> Der Doppelgipfel
> passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache
> Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des
> Dips maximal.

Sehr interessante Anmerkungen. Ich wollte nebenbei auch anmerken, dass 
in der Praxis (mit meiner Schaltung, zumindest), es beim breiteren 
Wobbelhub einfacher ist, schwache Dips zu finden. Das heisst, die 
Empfindlichkeit ist glaube ich am höchsten, wenn die Wobbelbreite so 
breit wie möglich eingestellt ist. Dann reagiert die Schaltung mit 
maximaler Empfindlichkeit auf jegliche Veränderung der 
Oszillatoramplitude, die z.B. durch lose Kopplung zum Resonator 
verursacht wird. Der Haken dabei ist, wie schon gesagt, dass die 
Schaltung dann auch von der inhärenten Variierung (die nicht durch Dips 
verursacht wird) der Oszillatoramplitude beeinflüsst wird.

John qrp schrieb:
> Eine weiter Überlegung wäre, die Oszillatoramplitude zu regeln, so dass
> der Frequenzgang der Oszillatorspannung eingeebnet wird. Ein geeigneter
> Tiefpass in der Regelung könnte dafür sorgen dass ein echter und somit
> scharfer Dip NICHT eingeebnet wird.

Schaltungsvorschläge wären willkommen!

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Abgesehen von den Finessen der verschiedenen Oszillatoren. Dieser Thread 
bringt mich auf eine (eigentlich naheliegende) Idee:

So ein (Grid) Dipmeter ist ein praktisches Messgerät, simpel aufgebaut, 
heutzutage bei den digitalen Möglichkeiten fast vergessen. Wollte ich 
mir schon immer bauen, aber der mechanische Aufwand (Drehkondensator mit 
Skala, Kalibrierung der Frequenzen) hatte mich immer abgeschreckt. 
Gebrauchte Dipmeter bei ebay sind teuer und oft von unbekannter 
Qualität.

Konzept (ins unreine gedacht):
- Einfache Schaltung mit Röhre (batterietauglich) oder FET,
- das Wickeln der einzelnen Spulen sollte unkompliziert sein,
- kein Drehkondensator sondern Poti und Kapazitätsdiode,
- keine analoge Skala sondern ein digitaler 0815-Frequenzzähler, evtl. 
eine ganz grobe Skala zur Übersicht,
- Frequenzbereich bis ca 100 MHz,
- kein Präzisionsmessgerät sondern ein alltagstaugliches Gerät um mal 
schnell die Resonanzfrequenz eines Kreises abschätzen zu können.

Das mit der Wobbelfunktion werde ich nochmal überdenken, das Schöne wenn 
man selber baut, ist, daß man flexibel ist.

Mohandes

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Wollte ich
> mir schon immer bauen, aber der mechanische Aufwand (Drehkondensator mit
> Skala, Kalibrierung der Frequenzen) hatte mich immer abgeschreckt.
> Konzept (ins unreine gedacht):

Bei diesem Konzept, wie wird der Dip angezeigt? Durch Drehspulmesswerk? 
Oder mittels Leuchten eines LEDs? Wenn Letzteres, würde es mich sehr 
interessieren, ob man ausreichende Empfindlichkeit erreichen kann, ohne 
das Wobbelverfahren.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> wurde 1989 von Matthias Peters eine interessante Weiterentwicklung zum
> Patent angemeldet. Siehe:
> https://data.epo.org/publication-server/document?iDocId=617128&iFormat=0

Was man so alles patentieren lassen kann. Unmengen redundanten Textes, 
teils Trivialitäten die mit der Erfindung selbst nichts zu tun haben und 
z.B. im Tietze Schenk nachzulesen sind.

Besonders amüsant:
> ... wobei am Emitter des anderen Transistors (18)
> und parallel zum entsprechenden Emitterwiderstand (22)
> eine Treiberschaltung (23) für eine auskoppelbare
> Oszillatorspannung für eine externe niederohmige
> stark kapazitive Last angeschlossen ist.

... was einen simplen Emitterfolger beschreibt.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Bei diesem Konzept, wie wird der Dip angezeigt? Durch Drehspulmesswerk?
> Oder mittels Leuchten eines LEDs? Wenn Letzteres, würde es mich sehr
> interessieren, ob man ausreichende Empfindlichkeit erreichen kann, ohne
> das Wobbelverfahren.

Soweit bin ich noch gar nicht, ist wie gesagt erstmal ins unreine 
gedacht. Aber tendentiell würde ich ein kleines Drehspulmesswerk 
bevorzugen - ist besser zu erkennen als das Flackern einer LED. Oder 
eine akustische Anzeige?

Wobei, mit der richtigen Schaltung, sollte eine LED einem analogen 
Messwerk in der Empfindlichkeit um nichts nachstehen.

Ich werde mir die Tage mal ein paar Schaltungen zum Dipmeter anschauen 
und analysieren - man muß das Rad ja nicht neu erfinden sondern aus den 
Erfahrungen anderer lernen.

Nachdenkenswert finde ich die Kombination aus Kapazitätsdiode und 
digitaler Frequenzanzeige.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> ein paar Schaltungen zum Dipmeter anschauen

Eine Brückenschaltung sollte angeblich die Empfindlichkeit steigern 
lassen. Konzepte dazu findet man hier:

https://www.pe2bz.philpem.me.uk/Comm01/-%20TestEquip/-%20Generators/G-202-GridDip-01/gdo.htm

https://worldradiohistory.com/UK/Short-Wave-UK/50s/SWM-1951-04.pdf (p. 
81)

Allerdings glaube ich, dass bei solchen Brückenschaltungen, die Brücke 
immer wieder neu ausgeglichen werden muss, weil die Oszillatoramplitude 
sich variiert als der LC-Resonator abgestimmt wird. Laut DipIt Handbuch: 
"Die Schwingamplitude des Dipper-Oszillators ändert sich 
schaltungsbedingt zwischen dem Anfang und Ende des Abstimmbereichs und 
ist ferner stark von dem jeweils gesteckten Frequenzbereich abhängig. 
Ein bei allen Modellen vorhandenes „Empfindlichkeitspoti“ muss laufend 
nachgestellt werden um den Resonanzdip auf dem Messinstrument bei etwa 
2/3 des Zeiger-Vollausschlags optimal erkennen zu können." 
(https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf).

von Bernd B. (bbrand)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

John qrp schrieb:
> @Bernd. Die von dir aufgezeichneten Dips haben eine Delle in der Mitte.
> Allerdings ist die Kurve nicht sehr genau aufgelöst. Der Doppelgipfel
> passt gut zum schmalen Wobbelhub und zum Filtern auf die einfache
> Wobbelfrquenz. Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des
> Dips maximal. Kannst du das vielleicht aus Aufzeichnungen oder aus der
> Erinnerung bestätigen?

Ich habe noch eine Aufzeichnung des Doppelgipfels mit höherer Auslösung, 
die ich mir in meinem ersten Post gespart habe. Der Doppelgipfel war 
allerdings unabhängig von der Filterung; diese hat nur den Pegel links 
und rechts der Gipfel deutlich reduziert.

Gruß,
Bernd

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Schaltungsvorschläge wären willkommen!
So weit habe ich meine Überlegungen dazu nicht entwickelt. Tut mir leid, 
da gibts nichts Präsentierbares.

Auf der anderen Seite, ist es beim Regeln der Oszillator Amplitude in 
Kombination mit Auswerten der Regelspannung eh einfach. Man kann die 
Regelspannung über einen sehr einfachen Hochpass oder Bandpass 
auskoppeln und  weiter verarbeiten. Ein einfacher Koppelkondensator 
beispielsweise lässt ja schon den Gleichspannungsanteil der 
Regelspannung verschwinden. Die weitere Filterung und Verstärkung kann 
man beliebig aufwändig betreiben.

Bernd B. schrieb:
> Ich habe noch eine Aufzeichnung des Doppelgipfels mit höherer Auslösung,
> die ich mir in meinem ersten Post gespart habe. Der Doppelgipfel war
> allerdings unabhängig von der Filterung; diese hat nur den Pegel links
> und rechts der Gipfel deutlich reduziert.
Alles klar, danke für die Info. Sie bestätigt meine Vermutung. Bei 
Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz und geeignetem Hub hätte man 
ein eingipfeliges Ergebnis. Wobei mir die Kerbe im Dip kein Nachteil zu 
sein scheint. Vielleicht ist sie sogar eine Hilfe beim genauen 
Einstellen der Fequenz.

von eric (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Was man so alles patentieren lassen kann.

Irgenwas muss der Patentanwalt für das viele Geld.
das er kassiert, ja auch liefern - und wenn es
aufgeblasene Trivilialitäten sind.

von eric (Gast)


Lesenswert?

Sorry, sollte heissen 'Trivialitäten'.
Deutsch ist sich halt schwerres Sprak.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Oder
> eine akustische Anzeige?

Sowas interessiert mich auch. Leser dieser Diskussion haben 
wahrscheinlich schon die mehrmals erwähnte Seite vom Herrn Kainka 
gesehen (https://www.b-kainka.de/bastel53.htm). Die letzte Schaltung auf 
der Seite ist interessant. Ich hatte früher mal die verwandte, 
superregenerative Schaltung vom Alan Yates gebaut 
(http://vk2zay.net/article/133). Obwohl es fuktionierte, schien es mir 
schwierig, die Schaltung von Yates auf beliebige Frequenzbereiche 
anzupassen (z.B. weniger als 1 MHz). Ausserdem strahlt die Schaltung von 
Yates sehr wenig, welches die Verwendung als Signalquelle ausschliesst. 
Dabei scheint die (ich versuche, meine Wörter vorsichtig zu wählen) auf 
der Seite von Kainka präsentierte Schaltung im allegmeinen Fall 
nutzbarer zu sein.

Möglicherweise könnte die auf der Seite von Kainka präsentierte 
Schaltung mit Tongenerator vielleicht auch mit einer Brückenschaltung 
kombiniert werden, welches vielleicht die Empfindlichkeit verbessern 
würde. Es wäre interessant, die Empfindlichkeit einer solchen Schaltung 
mit der des DipIts zu vergleichen.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> von Kainka präsentierte
> Schaltung mit Tongenerator

Ausserdem: weil bei dieser Schaltung die NF-Frequenz des 
Ausgangssignales die einzige Bedeutung hat, eignet es sich für digitale 
Signalverarbeitung. Ein FFT (oder ähnliches) könnte sehr einfach den Dip 
erkennen. Genau wie bei der ELM-Schaltung, könnte eine "peak-hold" (bzw. 
"dip-hold") Verarbeitung laufend die niedrigste einkommende NF-Frequenz 
darstellen, damit man einfach feststellen kann, wo der Dip liegt.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Allerdings glaube ich, dass bei solchen Brückenschaltungen, die Brücke
> immer wieder neu ausgeglichen werden muss, weil die Oszillatoramplitude
> sich variiert als der LC-Resonator abgestimmt wird.
Natürlich ist das so. Diese Brückenschaltung ist funktioniert wie eine 
Lupe, die nach geschoben werden muss.

Allerdings kann man so eine Brücke selbst abgleichend machen. Was 
allerdings wieder in der Bedienung die Besonderheiten aufweist. Am 
Besten stellt man eine Auswahl zur Verfügung zwischen Handabgleich und 
Selbstabgleich und spendiert noch einen Druckknopf für den 
Schnellabgleich. Man muss halt überlegen, was man im Gebrauch bevorzugt.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb im Beitrag \#6392750:
> Hat im Grunde genommen auch funktioniert, aber
> das Projekt ist dann irgendwann wieder eingeschlafen.

@Bernd B., dein Konzept finde ich nach einigen weiteren Überlegungen am 
überzeugendsten. Ich würde lediglich bei der Detektion noch 
phasenrichtig auswerten. Das würde bedeuten, dass der rechte Halbgipfel 
der Dips nach unten weist. Dann hätte ich die Info, ob es sich jeweils 
um eine linke oder eine rechte Flanke handelt im Signal. Diese Info 
eröffnet recht komfortable weiter Verarbeitungs Möglichkeiten.

Lagen dem Einschlafen des Projekts ungelöste technische Probleme zu 
Grunde, oder haben sich einfach deine Prioritäten verschoben? (Von mir 
kenne ich auch, dass die Motivation nach lässt, wenn die Probleme mal 
gelöst sind. Das ist bei mir mitunter Anlass, mich über mich selbst zu 
ärgern.)

Würdest du bitte Schaltplan, Quellcode der Firmware und evtl. auch 
Layout zur Verfügung stellen? Keine Sorge, ich bin nicht auf der Suche 
nach einer Bauanleitung, sondern eher nach einer Quelle der Inspiration 
für Detaillösungen.

73 John

von eric (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> ...und evtl. auch Layout zur Verfügung stellen?

Klar, braucht man natürlich für ausreichende 'Inspiration'.

von Bernd B. (bbrand)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Würdest du bitte Schaltplan, Quellcode der Firmware und evtl. auch
> Layout zur Verfügung stellen? Keine Sorge, ich bin nicht auf der Suche
> nach einer Bauanleitung, sondern eher nach einer Quelle der Inspiration
> für Detaillösungen.

Oje.
Das Projekt stammt noch aus meinen Eagle-Zeiten, die angehängte 
ZIP-Datei enthält Hardware und Software.
Aber: Die Hardware ist noch die erste Revision ohne den nachträglich 
reingebastelten Bandpassfilter. Das ist also die Schaltung, mit der die 
bisher gezeigten Aufzeichnungen erstellt wurden. (Übrigens hat mich mein 
Gedächtnis getäuscht, die Wobbelfrequenz war 500 Hz - spielt aber keine 
große Rolle).
Zur SW: Es wird eigentlich nur die Datei main.test.c verwendet. Diese 
hatte ich so modifiziert, dass anstelle der Ansteuerung des Displays 
serielle Daten über eines der Displaypins ausgegeben werden, die ich 
dann im PC eingelesen habe. Die andere main.c mit Displayansteuerung 
habe ich soweit ich mich erinnere nie verwendet.
In main.test.c hatte ich wohl schon versucht, die Lage des Minimums 
zwischen der beiden Gipfeln zu lokalisieren. Ich habe mir aber vorhin 
die Datei nochmal kurz angeschaut und bin gleich darauf gestoßen, dass 
es so eigentlich nicht funktionieren kann. Ich bin auch nicht sicher, ob 
ich diesen Stand der SW jemals ausprobiert habe.

Warum ich das Projekt mehr oder weniger aufgegeben habe: Ich hatte ja 
schon reichlich an der Platine rumgebastelt, um nachträglich den 
Bandpassfilter einzuziehen. Meine Versuche hatte ich bis dahin auch nur 
im relativ niedrigen Frequenzbereich von ca. 1-3 MHz gemacht. Als ich 
dann mal eine Spule für höhere Frequenzen gewickelt und ausprobiert 
habe, musst ich feststellen, dass die resultierenden Signalamplituden 
dabei deutlich geringer waren, sie hätten kaum für den A/D-Wandler und 
erst recht nicht für die Frequenzerkennung ausgereicht. Der Einbau von 
weiteren Verstärkerstufen hätte auf jeden Fall ein neues Platinenlayout 
erfordert - und letztendlich konnte ich mich bisher dazu einfach nicht 
aufraffen.

Gruß,
Bernd

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> Das ist also die Schaltung, mit der die
> bisher gezeigten Aufzeichnungen erstellt wurden.

Hi Bernd,
vielen Dank für die Unterlagen. Ich werde sie mir noch genau ansehen. 
Öffnen haben sich die Dateien lassen. Ausreichende und gleichmässige 
Amplituden sind wohl die Herausforderung bei den Dippern. Aber Wobbeln 
plus Filtern ist schon einmal ein viel versprechender Ansatz.

Zur Zeit bin ich grad dran am Versuch, einen Emitter gekoppelten 
Oszillator mit Amplitudenregelung zu versehen. Damit er ohne viel 
Verzerrungen arbeitet, muss man ihn ganz schön zurück regeln. Mal sehen, 
was da raus kommt.

73 John

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Einen verkehrten Ansatz zum Dipmeter findet man hier:

https://www.diyaudio.com/forums/equipment-and-tools/350259-geometry-based-grid-dip-meter-emulation.html

Die vorgeschlagene Schaltung schwingt nur dann, wenn es in die Nähe von 
einem LC-Resonator gebracht wird. Dort wird geschrieben:

> the circuit does not oscillate until it is presented with a tuned circuit.
> geometric configuration of the *coils*: they are magnetically orthogonal,
> meaning their coupling coefficient is zero

> The two coils divide the space into 4 quadrants
> If a tuned circuit is present in any of the quadrants, it will be able to
> interact with both inductors, because it will not be orthogonal.
> The *transmission coil can induce a resonance in the tuned circuit, and in
> turn, the current in its inductor will couple to the reception coil*
> the *Tx coil can “illuminate” the tuned circuit, which then becomes visible
> to the reception coil.*

> With the GeoDip, the operation is static and the result is immediate:
> bring the tuned circuit close to the coil head, and read the result on
> a frequency meter.
> Nothing to scan/explore, no coil to change.

Ich konnte die bilder von der obigen Webseite bisher nicht 
herunterladen, aber das ganze scheint im Prinzip etwas wie ein auf 
Englisch sogenannter "Reinartz oscillator" zu sein: 
http://www.learningelectronics.net/VA3AVR/tutorial/xtor/xtor7/7xtorf9.gif 
(Quelle: 
http://www.learningelectronics.net/VA3AVR/tutorial/xtor/xtor7/xtor7.html). 
Neu ist nur die Positionierung von den Spulen (und die nicht zu 
unterschätzende Implementierungsdetails).

Der obige Autor scheint die Schaltung tatsächlich gebaut zu haben, mit 
Operationsverstärker, und sie funktionierte angeblich bis 136 MHz.

> My GeoDip prototype has oscillated from 1.35kHz to 136MHz: a range of 100,000

Ich bin noch am herumbasteln bei der DipIt Idee, aber dieser neue Ansatz 
klingt auch sehr interessant.

Video vom Autor:

https://www.youtube.com/watch?v=VonATwtUAkU

von Bernd B. (bbrand)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Hallo,

nachdem auf Grund dieses Threads mein Interesse am DipMeter (zumindest 
temporär) wieder erwacht ist, habe ich mal den Oszillator in LTSpice 
simuliert und bin dabei auf ein Phänomen gestoßen, das mir rätselhaft 
ist:
Wenn ich den VCO mit einer Sägezahnspannung ansteuere und den 
Frequenzbereich mit aufsteigender Frequenz durchlaufe, liegt der Dip 
immer an der gleiche Stelle bzw. beim gleichen Wert der Steuerspannung. 
Steuere ich den VCO aber mit einer Dreickspannung an, dann liegt der Dip 
bei der fallenden Flanke des Dreiecks (also beim Durchlauf mit fallender 
Frequenz) an einer ganz anderen Stelle. Kann mir das jemand erklären?

Ich haben mal die Schaltung und die Aufzeichnungen angehängt.
(Grün: Drainspannung, Rot: Sourcespannung, Violett: Steuerspannung)

Gruß,
Bernd

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> an einer ganz anderen Stelle

Grundsätzlich sind dafür Einschwingvorgänge in den Schwingkreisen und 
die Ladezeiten der Kondensatoren die Ursache. Hab jetzt die Halbleiter 
Modelle nicht auf dem Computer, werde es mir später ansehen.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Ich habe eine deutliche Verbesserung der Empfindlichkeit bei meiner 
Schaltung erreicht, indem ich das RF-Signal vom Kollektor des 
Differenzverstärker-Oszillators nehme, anstatt es vom Emitter zu nehmen 
(neuer Schalplan hier: 
http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94509#p94509). Es ist nun 
viel einfacher, Dips zu erkennen.

Dann, geholfen von dieser erhöhten Empfindlichkeit, habe ich eine kleine 
Untersuchung gemacht, bezüglich des folgenden Kommentars.

John qrp schrieb:
> Sie bestätigt meine Vermutung. Bei
> Filterung auf die doppelte Wobbelfrequenz und geeignetem Hub hätte man
> ein eingipfeliges Ergebnis. Wobei mir die Kerbe im Dip kein Nachteil zu
> sein scheint. Vielleicht ist sie sogar eine Hilfe beim genauen
> Einstellen der Fequenz.

Ich stellte den Wobbelhub etwas schmal ein. Ich fand ein Dip (ich 
schätze, so um die 15 MHz oder so). Es ergab sich, wie erwartet, ein 
Doppelgipfel. Ich hörte in den Kopfhörer einen Ton, der der einfachen 
Wobbelfrequenz entsprach. Ich stimmte dann den Oszillator so ab, dass 
sein Frequenz gerade in der Kerbe des Doppelgipfels lag. Der Ton im 
Kopfhörer wurde deutlich leiser. Dann, ohne die Abstimmung zu ändern, 
erweiterte ich den Wobbelhub. Es entstand dann, auch wie erwartet und 
bei genau der selben HF-Frequenzeinstellung, ein Ton, der nun der 
doppelten Wobbelfrequenz entsprach.

Ich finde es schon nützlich (und lehrhaft), bei einer solchen Schaltung 
den Wobbelhub interaktiv einstellen zu können. Es ist auch von Vorteil, 
während einen Dip gesucht wird, den NF-Ausgangssignal direkt anzuhören, 
und sich nicht nur auf das Leuchten des LEDs zu verlassen.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Die detektierte Amplitude ist dann auf den Flanken des
> Dips maximal.

Angenommen, dass man den Wobbelhub und Filter so einstellt, sodass die 
detektierte Amplitude auf den Flanken des Dips maximal ist, dann: gibt 
es einen Weg aufgrund Messungen dieser Art die -3 dB Bandbreite des 
Resonators zu berechnen? Durch die Wobbelung erfahren wir eigentlich nur 
den Differentialquotient von der Funktion, die das Ansprechverhalten des 
Resonators beschreibt. Um die -3 dB Bandbreite zu berechnen, scheint es 
notwendig zu sein, die ursprüngliche Ansprechverhaltensfunktion zu 
wissen (wie bei herkömmlichen Dipmetern direkt vom Meter zu lesen ist), 
und nicht ihren Differentialquotient (wie beim DipIt-Ansatz gegeben 
ist). Gibt es hier eine einfache Lösung?

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> gibt
> es einen Weg aufgrund Messungen dieser Art die -3 dB Bandbreite des
> Resonators zu berechnen?
Nein, eigentlich nicht. Du kannst natürlich eine Bandbreite ermitteln, 
aber das ist nicht die Bandbreite des Resonators an sich, sondern die 
Bandbreite des Gesamtsystems: Resonator, die undefinierte Kopplung und 
das Messobjekt haben Einfluss auf die Messung, die in Wirklichkeit eine 
sehr, sehr grobe Schätzung ist. Ein Dipper ist ein Dipper und der eignet 
sich für andere Zwecke hervorragend. Die Bestimmung der Bandbreite, bzw 
der Güte von Resonatoren ist etwas aufwändiger.
qrp-gaijin schrieb:
> Gibt es hier eine einfache Lösung?
Ja, eine einfache Lösung gibt es. Wie ich oben schon erwähnt habe 
empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das 
Vorzeichen des Anstiegs erhalten. Um von der Anstiegskurve zur 
Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren. Dort wo die 
Anstiegskurve die Nulllinie schneidet, liegt ein Extremwert. Das 
kleinste Minimum ist der Dip, wenn es unter einer definierten 
Ansprechschwelle liegt.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> an einer ganz anderen Stelle
Die Halbleiter Modelle habe ich mir besorgt und die Sim läuft, oder 
besser gesagt, sie schleicht, weil ich hier nur eine schwache Maschine 
zur Verfügung habe. So kann ich mich nicht an Experimenten mit der Sim 
beteiligen.

Mein Vorschlag wäre, den Wobbelbereich ein zuschränken und dafür 
langsamer zu  wobbeln. Da müssten eigentlich der Dip hinauf und der Dip 
hinunter frequenzmässig zusammen rücken.

In der Realität stimmt man einen Dipper auch sehr langsam ab, wenn man 
einmal grob weiss, wo der Dip liegt. Zu schnelles Wobbeln ist auch in 
der realen Welt ein Problem. insofern ist die Sim eine gute Abbildung 
der Realität :) .

von Bernd B. (bbrand)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> die Sim läuft, oder besser gesagt, sie schleicht

Ja, auch bei mir dauert der Durchlauf rund 4 Minuten. LTSpice nutzt halt 
leider nur einen Core und da nützt es wenig, wenn die CPU 8 davon hat. 
Dass ich darüber hinaus LTSpice über Wine unter Linux ausführe trägt 
auch nicht gerade zur Steigerung der Performance bei :-)

> Mein Vorschlag wäre, den Wobbelbereich ein zuschränken und dafür
> langsamer zu  wobbeln.

Das wäre bei dem von mir angedachten Vorgehen gar nicht notwendig, denn 
beim Dip wird ja die aktuelle Frequenz gemessen. Wie groß da gerade 
die VCO-Steuerspannung ist, bzw. ob sie für steigende und fallende 
Flanke gleich ist, spielt im Grunde genommen überhaupt keine Rolle.

Gruß,
Bernd

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> rund 4 Minuten.
Bei der betagten Maschine hier sind es 6 h.

Bernd B. schrieb:
> Das wäre bei dem von mir angedachten Vorgehen
> gar nicht notwendig, denn ...
Bei der Fehlersuche empfiehlt es sich, die eigenen Vorannahmen los zu 
lassen und experimentell nach zu sehen, was Tatsache ist. Ich meine, 
deinen Denkfehler erkennen zu können, wenn du aber nicht experimentieren 
willst, halte ich eine Diskussion darüber für Zeitverschwendung, denn 
diese würde uns beiden mehr als 4 Minuten kosten.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Die Halbleiter Modelle habe ich mir besorgt und die Sim läuft, oder
> besser gesagt, sie schleicht ...

... bei mir läuft die Simulation überhaupt nicht, LTSpice meldet daß die 
Modelle für BB112 & BF244B fehlen. Vielleicht könntest Du (Bernd) das 
mal komplett uploaden (*.zip)? So als Diskussionsgrundlage.

Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen 
Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip 
ausgelöst.

Der Schwingkreis mit 20uH/270p sollte ja eine Resonanz bei 2,16 MHz 
zeigen. Wie ist das eigentlich mit dem Koppelfaktor gelöst bei Ltspice?

Ich bin eher Löter als Simulator und arbeite mich gerade seit 3 Wochen 
in Ltspice ein. Schönes Programm: intuitiv zu bedienen, kann aber eine 
Menge. Da kann man einiges auf dem Bildschirm simulieren bevor man dann 
den Lötkolben in die Hand nimmt.

Mohandes

: Bearbeitet durch User
von Bernd B. (bbrand)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Bei der betagten Maschine hier sind es 6 h.

Oh, das ist natürlich krass.

John qrp schrieb:
> Ich meine,
> deinen Denkfehler erkennen zu können,

Dann wäre ich Dir dankbar, wenn Du ihn mir mitteilen würdest. :-)

> wenn du aber nicht experimentieren
> willst, halte ich eine Diskussion darüber für Zeitverschwendung, denn
> diese würde uns beiden mehr als 4 Minuten kosten.

Ich experimentiere doch! Nur mache ich das vorläufig anhand von 
Simulationen, denn das dauert (zumindest auf meiner Maschine) nicht so 
lange, wie der praktische Aufbau und anschliessende experimentelle 
Änderung der Schaltung. Die Ergebnisse der Simulation stimmen übrigens 
recht gut mit den früher gemachten Aufzeichnungen an der realen Hardware 
überein. Wenn ich allerdings die komplette Schaltung mit Bandpassfilter, 
OP-Amp Verstärker, Gleichrichter und Spitzenwertdetektor simuliere, 
nähere ich mich auch einer Simulationszeit im Bereich von Stunden an.

Gruß,
Bernd

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> LTSpice meldet daß die
> Modelle für BB112 & BF244B fehlen.

Darum habe ich die zwei folgenden Direktiven eingefügt:
.model BB112 D(Is=1p Rs=1.5 Bv=15 Ibv=10u Cjo=720p Vj=70 M=30)
.MODEL BF244B NJF(Beta=1.6m Betatce=-500m Rd=1 Rs=1 Lambda=3.1m 
Vto=-2.29 Vtotc=-2.5m Is=33.57f Isr=322.4f N=1 Nr=2 Xti=3 Alpha=311.7 
Vk=243.6 Cgd=3.35p M=362.2m Pb=1 Fc=500m Cgs=3.736p Kf=1.356e-002f Af=1)

Mohandes H. schrieb:
> Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen
> Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip
> ausgelöst.
Die Frage von Bernd hat sich darauf bezogen, dass der Dip auf der 
abfallenden Flanke wo anders liegt, als auf der ansteigenden.

Bernd B. schrieb:
> (Die Ergebnisse der Simulation stimmen übrigens
> recht gut mit den früher gemachten Aufzeichnungen an der realen Hardware
> überein.)
Das glaube ich wohl. Mit experimentieren habe ich zum gegenwärtigen 
Zeitpunkt eh auch Experimente in der Sim gemeint. Die Ansätze dazu habe 
ich auch schon genannt, also sinngemäss nochmals etwas detaillierter:
Koppelfaktoren zum dut, Spulengüte, Durchlaufzeit der Wobbelung, 
Koppelungs- und Abblock Kondensatoren.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> ... nähere ich mich auch einer Simulationszeit im Bereich von Stunden an.

Da geht löten ja doch schneller ;-)

Was ist denn bei dieser Simulation der kritische Zeitfaktor? Da müssen 
ja irgendwelche Schleifen sein, in denen Ltspice hängt.

Ich werde die Simulation noch ans Laufen bekommen und dann schaue ich 
auch mal (habe auch nicht den flottesten Rechner).

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Darum habe ich die zwei folgenden Direktiven eingefügt ...

Danke! Hilft mir weiter!

von Bernd B. (bbrand)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> ... bei mir läuft die Simulation überhaupt nicht, LTSpice meldet daß die
> Modelle für BB112 & BF244B fehlen. Vielleicht könntest Du (Bernd) das
> mal komplett uploaden (*.zip)? So als Diskussionsgrundlage.

Es gibt einen Satz von Standardbibliotheken für LTSpice mit stark 
erweitertem Umfang, dies enthalten u.A: auch BB112 und BF244. Ist sehr 
empfehlenswert.
http://ltwiki.org/?title=Components_Library_and_Circuits#An_LTspice_Standard_Library_Replacement

> Auf den Bildern für den Sägezahn und das Dreieck sehe ich keinen
> Widerspruch: an derselben Stelle der steigenden Flanke wird der Dip
> ausgelöst.

Beim Sägezahn, ja. Aber bei Dreieck liegt der Dip bei steigende Flanke 
bei knapp über 5V der Steuerspannung während er bei fallender Flanke bei 
knapp über 3V liegt.

> Der Schwingkreis mit 20uH/270p sollte ja eine Resonanz bei 2,16 MHz
> zeigen. Wie ist das eigentlich mit dem Koppelfaktor gelöst bei Ltspice?

Der Koppelfaktor wird über die Anweisungen "K1 L1 L3 0.05" usw. 
angegeben. Damit sagt man LTSpice, dass die Induktivitäten L1 und L3 
über den Faktor 0.05 gekoppelt sind. Ich weiß nicht wirklich, was für 
ein Wert hier realistisch wäre, die 0.05 habe ich nur geschätzt. Ich 
habe aber auch schon Simulation mit dem Wert 0.01 gemacht. Funktioniert 
auch, nur dass der Dip halt nicht so ausgeprägt ist. Den Wert von rund 
0.25 für den Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen des Oszillators 
habe ich hier gefunden:
https://www.wolfgang-wippermann.de/koppelfa.htm (oberster Link auf der 
Seite).

Gruß,
Bernd

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Was ist denn bei dieser Simulation der kritische Zeitfaktor? Da müssen
> ja irgendwelche Schleifen sein, in denen Ltspice hängt.

Die Simulation von Schwingungsvorgängen ist grundsätzlich etwas Anderes 
als eine Arbeitspunktbestimmung. Die Schwingungen, Sinuskurven und 
ähnliches müssen durch ausreichend viele Punkte, also zu ausreichend 
vielen Zeitpunkten bestimmt werden.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> Den Wert von rund 0.25 für den Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen
> des Oszillators habe ich hier gefunden:
> https://www.wolfgang-wippermann.de/koppelfa.htm

Das ist interessant! Im Nachbarthread 'Bandfilter mit DDS-Generator 
wobbeln' hatten wir gerätselt wie man den Koppelfaktor bei Zf-Filtern 
simulieren könnte.

> Der Koppelfaktor wird über die Anweisungen "K1 L1 L3 0.05" usw. angegeben.

Genug Futter und Inspiration zur Simulation, bevor es dann an die 
praktische Umsetzung und Messung geht.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> Ich weiß nicht wirklich, was für ein Wert hier realistisch wäre, die
> 0.05 habe ich nur geschätzt. Ich habe aber auch schon Simulation mit dem
> Wert 0.01 gemacht. Funktioniert auch, nur dass der Dip halt nicht so
> ausgeprägt ist. Den Wert von rund 0.25 für den Koppelfaktor zwischen den
> beiden Spulen ...

Ein Koppelfaktor von 0,05 ist beim Dipmeter bestimmt praxisnäher als 
0,25, je geringer der Koppelfaktor desto schärfer der Dip (allerdings 
auch weniger ausgeprägt).

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Bernd B. schrieb:
> dann liegt der Dip
> bei der fallenden Flanke des Dreiecks (also beim Durchlauf mit fallender
> Frequenz) an einer ganz anderen Stelle. Kann mir das jemand erklären?

Das liegt zumindest zum Teil an der doch sehr hochohmigen Ansteuerung 
der Kapdioden. Da hinkt die Frequenz nach, weil die Kapazitäten zu 
langsam geladen werden. Mit 1k statt 68k schaut das bei mir schon ganz 
anders aus. Möglicher Weise sind noch andere Effekte wirksam.

Hoffe, das hilft.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Du kannst natürlich eine Bandbreite ermitteln,
> aber das ist nicht die Bandbreite des Resonators an sich, sondern die
> Bandbreite des Gesamtsystems: Resonator, die undefinierte Kopplung und
> das Messobjekt haben Einfluss auf die Messung, die in Wirklichkeit eine
> sehr, sehr grobe Schätzung ist.

DL2FI, Projektkoordinator des DipIt Projektes, machte folgende 
Anmerkungen:

https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/1476-seltsamer-fehler-beim-dipper/&postID=9151#post9151

> Um das ein wenig zu erklären:
> bedingt durch seine Funktionsweise sieht der Dipper beide Flanken der
> Resonanzkurve. Je loser die Kopplung, je höher die Güte des Messobjektes,
> um so mehr fallen die beiden Punkte zusammen. Ich gebe sogar zu dass wir
> im trauten Kreis schon mal diskutiert haben, dass man im Prinzip ein PIC
> Programm schreiben könnte, dass aus Frequenz der Mitte und der Frequenz der
> beiden -3dBc Flanken die Güte berechnen könnte, überlassen das aber unseren
> mehr digital veranlagten QRP und Selbstbau Freunden

Bei der verlinkten Webseite wird auch der Doppelgipfel erwähnt. Die 
Diskussion dort bestätigt alles, was wir hier auch diskutiert haben. 
Dort wurde z.B. von DL4iE geschrieben:

> im Resonanzfall 2 ausgeprägte Maxima - helle LED -,
> dazwischen deutliches Minimum - dunkle LED - mit doppelter
> NF-Frequenz und fast konstanter Amplitude.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Schaltung hier sehen:
> http://theradioboard.com/rb/viewtopic.php?p=94319#p94319.

(Die ursprüngliche Schaltung gdo9v2.png hänge ich hier mal an, zur 
besseren Übersicht).

Das mit der hochohmigen Ansteuerung der Kapazitätsdode(n) erklärt 
einiges.

Bei der obigen Schaltung wurde ja auch R12 von 100k auf 10k reduziert 
und R1 (100k) durch eine Brücke gegen Gnd ersetzt.
Aber: dadurch wird die Güte Kap-Diode und damit des Schwingkreises stark 
herabgesetzt! (==> Dip wird breiter und flacher?).

Eine Frage: das Wobbelsignal wird hier ja durch den astabilen 
Multiviberator Q4 & Q5 erzeugt. Wäre es nicht sauberer, das Dreieck bzw 
den Sägezahn mit einem NE555 zu erzeugen?

Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß 
jeder Bescheid) erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede 
Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur 
auf.

Mohandes

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Das mit den 2 Höckern (wobei man dann ja gut in der Mitte im Minimum 
abgleichen kann) ist auch klar: bei überkritischer Kopplung (also großem 
Kopplefaktor) entstehen mehr und mehr diese 'Kamelhöcker'. Dasselbe 
Phänomen wie bei ZF-Kreisen. Schwache Kopplung = 1 Peak, starke Kopplung 
= 2 Höcker.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Bei der obigen Schaltung wurde ja auch R12 von 100k auf 10k reduziert
> und R1 (100k) durch eine Brücke gegen Gnd ersetzt.
> Aber: dadurch wird die Güte Kap-Diode und damit des Schwingkreises stark
> herabgesetzt! (==> Dip wird breiter und flacher?).

Ich glaube, dass ist keine Tragödie, obwohl ich keine Untersuchungen 
dazu gemacht habe. Angeblich kann die Dämpfung des LC-Kreises vom 
Oszillator sogar die Empfindlichkeit erhöhen:

http://users.tpg.com.au/users/ldbutler/NegResDipMeter.htm

> To produce a good dip, the shunt resistance of the
> tuned circuit is lowered to a point where the circuit
> just oscillates nicely and a little above the value
> which would stop oscillation. To achieve this condition,
> a resistor is shunted across the tuned circuit. As the
> optimum value of the resistor was found to be different
> for each band, the appropriate resistor for each coil
> is fitted at its base as part of its plug-in module. The
> selected value varies from 1.6 k.ohm to 4.7 k.ohm
> and no resistance at all for the top VHF band.

Meine Erfahrungen genügen noch nicht, um die obige Behauptung zu 
bestätigen.


> Eine Frage: das Wobbelsignal wird hier ja durch den astabilen
> Multiviberator Q4 & Q5 erzeugt. Wäre es nicht sauberer, das Dreieck bzw
> den Sägezahn mit einem NE555 zu erzeugen?

Wahrscheinlich schon. Meine Schaltung war halt gebaut mit den 
Bestandteilen, die gerade in meiner Schrottkiste lagen. Übrigens glaube 
ich anhand von LTspice Simulationen, dass durch R11/C7 das Signal von 
Q4/Q5 zum dreieckförmigen Signal wird; weiters kann man durch 
Veränderung von R3/R4/R5/R6/C1/C2 auch ein mehr oder weniger 
sägezahnförmiges Signal erreichen.

> Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß
> jeder Bescheid)

:-)

> erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede
> Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur
> auf.

Hauptsache: der dippt. Es wurde mir mehrmals davon abgeraten, diesen 
Oszillator für ein Dipmeter zu verwenden -- aber der funktioniert nicht 
schlecht, finde ich. Es wäre schon interessant, die Empfindlichkeit 
verschiedener Oszillator zu vergleichen.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Es wäre schon interessant, die Empfindlichkeit
> verschiedener Oszillator zu vergleichen.

Ja, das wäre interessant. Der 'Kainka-Oszillator' ist ja einfach 
aufzubauen und funktioniert offensichtlich.

Wäre spannend zum Vergleich dasselbe a) mit einem klassischen GRID(!) 
Dipmeter (also mit Röhre) und b) mit einem FET aufzubauen. Und dazu eine 
vergleichbare Schaltung mit bipolaren Transistoren.

Oben die Schaltung mit Röhre, ein Grid-Dipmeter von 1950. Der Klassiker! 
Am Gitter wird die Spannung über den 22k für das Drehspulmeßgerät 
abgegriffen, dort zeigt sich bei Resonanz dann der Dip. Über ein 
100k-Poto wird die Anodenspannung variiert, es können verschiedene 
Verstärkungen eingestellt werden.

Auf:
http://www.angelfire.com/electronic/funwithtubes/GDO.html

wird diese Schaltung und weitere (Nachfolger 1953 & 1962 - immer 
dasselbe Prinzip) sowie die Operating Procedure gezeigt.

Würde man heutzutage eher mit einem FET bauen - das Prinzip bleibt 
gleich.

Beim 'Kainka-Dipmeter' wird die Spannuug für den Dip ja an den Emittern 
abgegriffen (ich habe auch eine ähnliche Schaltung gesehen, wo sie am 
Kollektor abgegriffen wurde). Ich vermute stark, daß die klassischen 
Schaltungen überlegen sind, was Empfindlichkeit und Trennschärfe 
betrifft. Auch bei höheren Frequenzen werden die Transistoren 
schwächeln.

> Hauptsache: der dippt.

Ja klar. Aber man kann sich gut von älteren Schaltungen insüirieren 
lassen und davon lernen. Einerseits ist eine Verbesserung immer möglich 
(und wenn es nur aus Freude am basteln ist), anderseits ist so ein 
Dipmeter ja kein Präzisionsinstrument sonder eines um in der Praxis mal 
schnell eine Schwingkreis durchzumessen.

Mohandes

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

P.S. Die Röhre 955 ist eine (wegen ihrer Bauform) sog. Acorn-Triode. 
Diese wurden 1935 auf den Markt gebracht. Typische Anwendung: 
Oszillatoren bis 500 MHz (bis hin zu 900 MHz). Bei dieser Bauform sind 
die parasitären Kapazitäten (+ Miller-Kapazität) minimiert, ebenso die 
Induktivitäten der Zuleitungen.

Die 955 gibts tatsächlich noch als NOS zu kaufen, für ca. EUR 20. Für 
'normale' Frequenzen bis 30 MHz (oder auch bis 100 MHz) gibt es aber 
einen Zoo von guten und gut erhältlichen Röhren.

Ich liebäugele ja mit der russischen 1SH24B, davon habe ich welche 
rumliegen. Heizung nur 1,2V/13mA, also batterietauglich. Werden auch 
Bleistiftröhren genannt, es gibt auch welche aus deutscher Produktion, 
z.B. die DFxxx-Serie.

https://en.wikipedia.org/wiki/955_acorn_triode

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
>> Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß
>> jeder Bescheid)
>
> :-)

Hier:
https://www.radiomuseum.org/forum/dipper_ade.html

findet man eine nützliche Diskussion samt Messungen und Schaltungen zum 
Peltz-Oszillator aka Kainka-Oszillator - oder einfach 
'emittergekoppelter Oszillator' im Einsatz als Dipper.

von qrp-gaijin (Gast)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Um von der Anstiegskurve zur
> Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren.

Diese Problematik ließ mir keine Ruhe, also habe ich eine kleine 
Kalkulationstabelle erstellt.

Von digitalisierte Antstiegskurvedaten direkt und numerisch zu 
integrieren schien mir fehleranfällig. Stattdessen denke ich, dass wir 
die Resonanzkurve analytisch als Cauchy-Lorenz-Verteilung modellieren 
können. Die analytische Formel dafür steht z.B. hier: 
https://www.itl.nist.gov/div898/handbook/eda/section3/eda3663.htm, und 
wird durch zwei Parameter s und t gesteuert. Dann, diese 
Verteilungsformel läßt sich auch analytisch differenzieren. Diese Formel 
(des Differentialquotients) wird auch durch die zwei Parameter s und t 
gesteuert.

Dann, man braucht nur die Parameter s und t zu optimieren, damit die 
Kurve des Differentialquotients am besten die gemessenen Daten 
ensprechen. Wenn man die s und t Parameter für den Differentialquotient 
festgestellt hat, dann gelten diese  Parameter auch für die 
ursprüngliche Cauchy-Lorenz-Verteilungsformel. Die analystische 
Cauchy-Lorenz-Verteilung kann dann anhand der Formel gezeichnet werden 
-- und wir haben dann analytisch die ursprüngliche Verteilung 
rekonstruiert, die der ursprüngliche Resonanzkurve entspricht. Dann, 
endlich, aufgrund dieser rekonstruierten Resonanzkurve können wir eine 
Bandbreite berechnen.

Die daraus berechnete Bandbreite richtig zu interpretieren mag 
vielleicht unlösbar sein, aber zumindest läßt sich die Bandbreite 
rekonstruieren.

Das alles wird im angehängtem Bild zumsammengefasst. Die Formel f(x) für 
die Cauchy-Lorenz-Verteilung, und die Formel f'(x) für ihren 
Differentialquotient, wurden links aufgeschrieben. Der Absolutwert des 
Differentialquotients -- der die Messungen eines gewobbelten Dipmeters 
entsprechen -- wird in der mittleren Grafik mit Orange dargestellt. Mit 
angemessener Wahl von s und t Parametern, kann diese Grafik weitgehend 
die von Bernd gemessenen daten annähern (siehe 4_detail.png von bbrand, 
oben). Im angehängtem Bild habe ich nur mit der Hand die Parameter s und 
t ungefähr gewählt, aber richtigerweise sollten diese Werte mit der 
Methode der kleinsten Quadrate optimiert werden. Es sollte vielleicht 
auch erwähnt werden, daß der Doppelgipfel hier nichts mit überkritischer 
Kopplung zu tun hat; der Doppelgipfel entsteht, weil wir beim 
Wobbelverfahren den Absolutwert des Differentialquotients (des Anstiegs) 
der Resonanzkurve erfahren, aber nicht die Resonanzkurve selbst. (Naja, 
"Resonanzkurve" ist auch etwas ungenau ausgedrückt -- damit meine ich, 
die beobachtbaren Einflüsse des gekoppelten Resonators an das Dipmeter.)

Der eigentliche Wert (mit Vorzeichen) des Differentialquotients wird in 
der nächsten Grafik auf der rechten Seite mit Blau dargestellt. Solche 
Daten sollten auch in der Praxis messbar sein, wenn main wie oben schon 
vorgeschlagen eine phasensensitive Gleichrichtung verwendet.

John qrp schrieb:
> empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das
> Vorzeichen des Anstiegs erhalten

Dann, anhand von den optimal gewählten s und t, wird in der oberen 
Grafik die Cauchy-Lorenz-Verteilung dargestellt, die der ursprüngliche 
Resonanzkurve entsprechen sollte.

Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht 
spaß.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht
> spaß.

Sehr interessant, wieder was gelernt. :)

Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter 
Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Noch was: der 'Kainka-Oszillator' (nenne ich jetzt einfach so, dann weiß
> jeder Bescheid) erzeugt keinen reinen Sinus sondern ein Signal mit jede
> Menge Oberwellen. Ich weiß nicht ob das Konsequenzen hat, fiel mir nur
> auf.
So generell würde ich dem nicht zusimmen. Wie so oft, kommt es drauf an.

Jeder harmonische Oszillator, der nicht in der Amplitude geregelt ist, 
geht in die Begrenzung. Wie stark das der Fall ist, hängt von der 
Verstärkung ab. Wenn sie nur sehr wenig über 1 liegt, kann es sein, dass 
sich die Begrenzung praktisch kaum auswirkt. Weiters ist die Auskopplung 
kritisch. Und die Linearität der Verstärkung ist ebenfalls ein Faktor.

Die Verstärkung kann man in den meisten Fällen per Design brauchbar 
einstellen. Nur bei einem Testoszillator oder einem Dipper mit weitem 
Frequenzbereich geht das nicht. Die Verstärkung schwankt deutlich, wenn 
ein weiter Frequenzbereich überstrichen wird. Damit der Oszillator an 
dem einen Ende des Bereichs sicher anschwingt, braucht es eine 
Einstellung, die am anderen Ende Verzerrungen bringt.

Den Emitter gekoppelten Oszillator kann man über die Grösse des 
Emitterwiderstandes leicht in der Amplitude steuern oder regeln. Das 
automatische Regeln ist optimal. Man bleibt bei richtiger 
Dimensionierung von der Begrenzung weg und man bleibt im Bereich von 
ausreichend guter Linearität. Wenn das Signal dann noch rückwirkungsarm 
vom Schwingkreis abgenommen wird, ist es nach meiner Erfahrung ein sehr 
schöner Sinus. Die manchmal gezeigte Auskopplung am Emitter ergibt ein 
verzerrteres Signal.

So lassen sich durch Regeln der Amplitude über die Grösse des Emitter 
Widerstandes der weite Frequenzbereich, das sichere Anschwingen  und 
ausreichende spektrale Reinheit vereinbaren.

Erst durch eine kräftige Übersteuerung wird der harmonische Oszillator 
zu einem Relaxations Oszillator, der mehrere Nachteile hat. Davon kann 
man aber auch schon durch ein manuelles Regeln weg bleiben.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Erst durch eine kräftige Übersteuerung wird der harmonische Oszillator
> zu einem Relaxations Oszillator, der mehrere Nachteile hat.

Ok, so hatte ich das noch nicht gesehen - man lernt nie aus ...

Deshalb auch der variable Emitterwiderstand beim emittergekoppelten 
Oszillator.

qrp-gaijin schrieb:
> Die ganze Überlegung mag vielleicht etwas edelmütig sein, aber sie macht
> spaß.

Schöne Überlegungen, sowas macht mir auch Freude. Allerdings fehlt mir 
der praktische Bezug zum Dipper.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Es sollte vielleicht auch erwähnt werden, daß der Doppelgipfel hier
> nichts mit überkritischer Kopplung zu tun hat; der Doppelgipfel
> entsteht, weil wir beim Wobbelverfahren den Absolutwert des
> Differentialquotients (des Anstiegs) der Resonanzkurve erfahren, aber
> nicht die Resonanzkurve selbst.

Das ist vielleicht die Antwort zum praktischen Bezug beim Dipper? - Muß 
ich noch mal drüber nachdenken.

von qrp-gaijin (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Ich würde lediglich bei der Detektion noch
> phasenrichtig auswerten. Das würde bedeuten, dass der rechte Halbgipfel
> der Dips nach unten weist. Dann hätte ich die Info, ob es sich jeweils
> um eine linke oder eine rechte Flanke handelt im Signal. Diese Info
> eröffnet recht komfortable weiter Verarbeitungs Möglichkeiten.

Mohandes H. schrieb:
[im Bezug auf das mathematische Modell]

> Allerdings fehlt mir
> der praktische Bezug zum Dipper.

Der praktische Bezug wird wahrscheinlich erst dann erscheinen, wenn man 
eine oben angedeutete Weiterverarbeitung der vom gewobbelten Dipper 
gesammelten Daten durchführen will. Um die Daten weiterzuverarbeiten, 
braucht man zu wissen, was die Daten eigentlich sind. Und wie wir 
festgestellt haben, ein gewobbeltes Dipper -- im Gegensatz zum 
herkömmlichen Dipper -- liefert keine direkten Daten über die Menge der 
Kraft die aus das Oszillator "gesaugt" wird; sondern, beim gewobbelten 
Dipper, bekommen wir nur Daten über den Anstieg der Kraftsaugung.

Mein vorgestelles Modell war nur ein Versuch, einen Zusammenhang 
zwischen die mathematische Formeln der zugrunde liegenden physikalischen 
Phänomenen (d.h. Resonanz) und die Daten eines gewobbelten Dippers zu 
erstellen.

Das vorgestellte Modell ist nur ein Anfang. Das Modell müsste weiters 
auch, zum Beispiel, das "Leerlaufverhalten" (siehe obige 1_no-dip.png 
vom bbrand) berücksichtigen, weil die Daten vom Dipper beinhalten sowohl 
ein Teil aus dem Leerlaufverhalten, als auch ein zusätzliches Teil aus 
dem Dipverhalten. In anderen Worten, f_Dipper(x) = f_Leerlauf(x) + 
f_Dip(x), wo x die Frequenz ist, f_Dipper(x) die NF-Ausgangsamplitude 
vom gewobbelten Dipper beschreibt, f_Leerlauf(x) die Daten vom 
1_no-dip.png beschreibt, und f_Dip(x) der Differentialquotient einer 
Cauchy-Verteilung ist.

Das Modell sollte auch die Kopplung zwischen Resonanzkreis des 
Oszillators und Resonanzkreis des DUTs (Device-Under-Test) 
berücksichtigen. Das heisst, die oben gennante f_Dip(x) ist eigentlich 
nicht der Differentialquotient einer Cauchy-Verteilung, sondern ist sie 
eher der Differentialquotient der Formel, die das Ansprechverhalten zwei 
magnetisch gekoppelter Resonator beschreibt.

Ausserdem besteht das NF-Ausgangssignal aus sowohl der einfachen als 
auch der doppelten Wobbelfrequenz -- ein Verhalten, das sich mit dem 
Wobbelhub ändert. Es lohnt sich vielleicht nicht, dieses Verhalten ins 
Modell zu bringen.

Naja, schliesslich ist ein Dipper kein Spektrumanalysator, aber mit 
geeigneten mathematischen Modellen und geeigneter Weiterverarbeitung 
eröffnen sich vielleicht neue Möglichkeiten bei dem guten alten Dipper.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter
> Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht.

Interessanterweise scheint es bei meinen LTspice Simulationen der Fall 
zu sein, dass folgender Vorgang tatsächlich die Bandbreite des 
Resonators berechnet, unabhängig von der Kopplung (Werte von 0.001 <= K 
<= 0.100 wurden probiert).

https://www.electronics-notes.com/articles/test-methods/grid-gate-dip-oscillator-meter/how-to-use-gdo.php

> How to use a grid dip meter to estimate the Q of an inductor:
> This method is fairly rough and ready but entails using the dip
> meter to tune either side of the resonant frequency to a point
> where the dip is *reduced by about 30%*. These two frequencies can
> be used to give a rough estimate of the Q of the circuit.

Es braucht wahrscheinlicht nicht mehr erwähnt zu werden, aber trotzdem: 
beim gewobbelten Dipper können wir eine solche Messung nicht direkt 
durchführen, weil wir die Amplitude des Dips nicht sehen -- wir sehen 
nur die Amplitude des Anstiegs.

Ich habe ein vereinfachtes Dipper in LTspice modelliert und konnte, 
glaube ich, obige Behauptung bestätigen. Meine Analyse ist noch nicht 
ganz durchgedacht und deshalb lässt sich nicht in Worten präsentieren, 
aber ich hänge trotzdem ein Bild der Simulation an. Ich glaube, das bild 
ist mehr oder weniger selbsterklärend. Man muss nur aufpassen, die 
Anweisung "reduced by 30%" richtig zu interpretieren. Wenn einem mal die 
Bedeutung von "reduced by 100%" klar ist, dann ergibt sich auch die 
richtige Bedeutung von "reduced by 30%". Und es lässt sich vom Bild 
feststellen, dass die -3 dB Bandbreite des Resonators der "reduced by 
30%" Bandbreite des Dips entspricht.

---

Nachtrag: nach etwas mehr Experimentieren scheint es bei obiger 
Simulation so zu sein, dass die "reduced by 30%" Bandbreite aller Dips 
alle gleich sind, unabhängig vom Kopplungsfaktor. Das ist nun gut. Aber 
diese Bandbreite entspricht etwa die -1.5 dB (und nicht die -3 dB) 
Bandbreite des Resonators. Das muss ich mir mal genauer ansehen.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Momentan nutze ich das schöne Spätsommer-Wetter für Outdoor, Garten, etc 
... aber ganz untätig bin ich beim Dipper auch nicht. Ich habe einiges 
nachgelesen über Dipper und Oszillatoren und bin dabei den 
emittergekoppelten Oszillator zu simulieren (wie gesagt, ich arbeite 
mich gerade erst in LTSpice ein).

In der Praxis scheint es mir eines der größten Probleme zu sein, einen 
Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt. Komerzielle 
Dipper erreichen (mit Steckspulen) einen Bereich von ca. 100 kHz .. 100 
MHz oder sogar mehr - ich werde mich wohl zunächst auf den Bereich von 
500 kHz  bis 10 oder 30 MHz beschränken (und auch das sehe ich schon 
sportlich).

Dabei arbeiten klassische komerzielle Dipper alle mit einem relativ 
simplen Oszillator, meist nur 1-2 Röhren bzw. FETs.

Auf:
https://www.qsl.net/g3pto/gdo.html

wird ein Dipper mit einem FET und (+ einem 2N2222) vorgestellt, der mit 
7 Steckspulen die Bereiche
3.0 .. 4.5
4.0.. 5.8
5.0 .. 7.5
7.5 .. 11
10.5 .. 16.0
15.0 .. 22. 0
20.0 .. 31.0 MHz abdeckt. Nur so als Beispiel.

Wenn dann noch das Wobbeln hinzukommt wird es nicht einfacher - aber 
noch interessanter!

von Elliot (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> In der Praxis scheint es mir eines der größten Probleme zu sein, einen
> Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt.

Ach was, nichts leichter als das:

Beitrag "NICOS – der Negative Impedance Converter - Oszillator"

von Bernd (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> In der Praxis scheint es mir eines der größten Probleme zu sein, einen
> Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt.
Vielleicht hilft auch AN-14 von LT weiter:
https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/an14f.pdf

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Wenn dann noch das Wobbeln hinzukommt wird es nicht einfacher - aber
> noch interessanter!

Bitte bei Gelegenheit weiterberichten -- insbesondere, inwiefern ein 
gewobbeltes Dipper einem guten, herkömmlichen Dipper überlegen ist. Mein 
herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem am 
Empfindlichkeit -- im vergleich ist das gewobbelte Dipper viel 
empfindlicher. Aber kann eine bessere, herkömmliche Schaltung die 
gleiche Empfindlichkeit erreichen? Ich glaube schon (z.B. mit 
Brückenschaltung und Operationsverstärker), würde aber gern einen 
Bericht aus Praxiserfahrung hören.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Bitte bei Gelegenheit weiterberichten ...

Hatte ich sowieso vor, kann aber noch etwas dauern.

Was ich gestern noch vergessen hatte:

Mohandes H. schrieb:
> einen Oszillator zu bauen der über >3 Dekaden vernünftig schwingt

Die Frage ist ja auch, wenn der Oszillator nicht 'vernünftig' schwingt, 
also mit vielen Oberwellen, welche Auswirkungen hat das dann bei der 
Messung?

Ich würde mir gerne einen gebrauchten Dipper kaufen, zum Vergleich, aber 
ich finde die sind unverhältnismäßig teuer.

Also selber bauen. Die anderen kochen auch nur mit Wasser - aber da 
steckt, wie bei HF-Technik generell (wobei für manche alles unter 1 GHz 
ja nicht als HF gilt), auch viel Erfahrung dahinter und je mehr man sich 
in die Thematik vertieft desto mehr 'Kleinigkeiten' tauchen auf.

Mohandes

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Noch ein Punkt der mir einfällt: welche Rolle spielt die Güte des 
Schwingkreises?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem am
> Empfindlichkeit.

Da ist ja bestimmt auch die Güte des Schwingkreises im Spiel?
Durch Verwendung von Kapazitätsdioden wird die Güte noch schlechter, 
insbesondere wenn sie niederohmig angesteuert werden.

Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die 
Messung nicht zu verfälschen.

: Bearbeitet durch User
von Gerhard H. (ghf)


Lesenswert?

Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.

Entweder koppelt es überhaupt nicht an heute
übliche Spulen, sagen wir 1210-Größe, womöglich
auch noch geschirmt, oder an Ringkerne, die sowieso
nicht mit ihrer Nachbarschaft reden.

Oder es sind gleich mehrere Spulen im Einzugsbereich.
Dann kann man sich die Karten legen, wer welche
Resonanz macht.

Da ist man mit so einem China-VNA für einen 50er
doch ungleich besser bedient. Wer unbedingt mit
einer Sonde in seiner Schaltung rumstochern will,
kann sich immer noch eine Koppelspule an ein
Stück Koax löten. Wenn etwas daraus Energie
entnimmt, sieht man das deutlich am S11.

Gruß, Gerhard
(der sich noch gut daran erinnern kann wie sich
das anfühlt, wenn man mit der Dipmeterspule an
den Anodenschwingkreis kommt.)

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Gerhard H. schrieb:
> Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.

Stimmt! Und viele, die den Tisch voller Meßgeräte und den Schrank voller 
Bücher haben, wissen nicht damit umzugehen. Klar, die Strukturen werden 
immer kleiner und digitale Meßtechnik hat ihre Vorteile und ihren Reiz.

Beim Dipper ist es die Einfachheit der Schaltung was ihn spannend macht. 
Soll ja auch keine Präzisionsgerät sein sondern ein Gerät um mal schnell 
einen Schwingkreis durchzumessen.

Heute habe ich mal den reinen Schwingkreis simuliert. Insbesondere hat 
mich interessiert welchen Einfluß die Ankopplung der Kapazitätsdiode auf 
die Güte hat. Mit R4 & R5 wird die (negative) Steuerspannung auf die 
BB112 gegeben (hier für Us = -6V):

R4/R5        Güte   Amplitude
-------------------------------
1M/1M         340   -13,7 dB
100k/100k     115   -22.8 dB
10k/10k        15   -40,3 dB
1k/1k          1,5  -60 dB

Wie man sieht ist die Güte Q = fo/(f2-f1) @-3dB bei kleinen R sehr 
schlecht, erst ab ca. 100k wird sie akzeptabel. Auch die Amplitude ist 
bei kleinen R sehr gering. Beides bedeutet für den Dipper schlechte 
Empfindlichkeit und schlechte Selektivität.

Aus den Resonanzfrequenzen habe ich mit L=100µH die Kapazität der BB112 
berechnet: sie verläuft von 470 pF (Us=-1V) bis 13 pF (-10V), 
aufgetragen über logarithmische C-Achse linearer Verlauf. Das sind die 
Parameter des LTSpice-Modells (.model BB112 D(Is=1p Rs=1.5 Bv=15 Ibv=10u 
Cjo=720p Vj=70 M=30)).
Die Güte der BB112 (aka 1SV149) ist im Datenblatt mit Q=200 angegeben.

Auch R1 (Widerstand der das Signal einkoppelt) sollte hochohmig (>1M) 
sein. Einkopplung über ein C verschiebt die Resonanzfrequenz, erst bei C 
< 1pF bleibt der Fehler unter 1%.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung)
> fehlt extrem am Empfindlichkeit.

Siehe oben? Bei den klassischen Dippern mit Röhre oder FET ist der 
Schwingkreis ja im Eingang (Gitter bzw. Gate) und damit sehr hochohmig 
angebunden --> bessre Empfindlichkeit und Selektivität.

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Qrp-gaijin @. schrieb:
>> Mein herkömmliches Dipper (Kainkas 1.5-Volt Schaltung) fehlt extrem an
>> Empfindlichkeit.
>
> Da ist ja bestimmt auch die Güte des Schwingkreises im Spiel?

Dabei sollte ich bemerken, dass sowohl mein Kainka-Dipper als auch mein 
gewobbeltes Dipper beide die gleiche Oszillatorschaltung verwenden, 
und die selben Spulen verwenden. Bei meinem Bau vom Kainka-Dipper wird 
der LC-Kreis des Oszillators wenig gedämpft, weil ich einen 
Drehkondensator als Kapazität verwende. Aber beim gewobbelten Dipper 
wird der LC-Kreis des Oszillators mehr gedämpft wegen der niedgrigohm 
gesteuerten Kapazitätsdiode. Trotzdem weist das gewobbelte Dipper eine 
höhere Empfindlichkeit aus.

Letzten Endes wird der LC-Kreis des Prüflings eine gewisse Menge an 
Kraft vom LC-Kreis (bzw. vom Induktor -- es gibt ja Dipper die 
nicht-resonante Induktoren verwenden) des Dippers "absaugen" -- egal wie 
wenig die Güte des dipperseitigen LC-Kreises (bzw. des Induktors) sei. 
Die Frage ist nur, ob die Größe dieser Kraftabsaugung groß genug ist, um 
beim Dipper beobachtbar zu sein und nicht im Rauschen verloren zu gehen. 
Das Geniale am DipIt-Konzept ist, dass beim wobbeln sich ein sehr leicht 
zu verstärkendes Wechselspannungssignal ergibt. Durch die Verstärkung 
steigt die "Empfindlichkeit" -- zumindest, der beim Dipper beobachtbarer 
Einfluss des gekoppelten Prüflings wird verstärkt. Im Gegensatz dazu, 
mein Bau des Kainka-Dippers verwendet gar keine Verstärkung (und weil es 
sich hierbei um ein Gleichspannungssignal handelt, wäre eine Verstärkung 
sowieso etwas komplizierter zu realisieren), und deshalb ist die 
"Empfindlichkeit" niedriger -- der beim Dipper beobachtbarer Einfluss 
des gekoppelten Prüflings begrenzt sich auf wenige Mikroampere, was sehr 
schwer zu erkennen ist.

Der langen Rede kurzer Sinn: bei Verwendung gleiches Oszillators, 
erzeugt durch die Wechselspannungsverstärkung ein gewobbeltes Dipper 
einen größeren Dip als beim unverstärkten, ungewobbelten Dipper. Das ist 
auch nicht überraschend -- aber es zeigt, dass bei Verwendung von 
"geeigneter" Verstärkung kann man die Nutzbarkeit eines Oszillators als 
Dipmeter erhöhen. Die interessante Frage für mich ist -- was wäre ein 
"geeignetes" Verstärkungsverfahren beim nicht gewobbelten Dipmeter?

Ich habe viel von Verstärkung geredet, und fast nichts von der Güte des 
LC-Kreises, weil ich im Moment nichts dazu zu sagen habe. Wenn wir den 
Dip als "Signal" und den Schaltungszustand ohne Dip als "Rausch" 
betrachten, dann glaube ich, dass die Güte des LC-Kreises (des Dippers) 
vielleicht den Rauschabstand ändert. Das alles müsste sich in LTspice 
simulieren lassen, aber viele Testfälle zu erstellen und zu vergleichen, 
bei sowohl Transient-Analysen und auch AC-Analysen, wäre wahrscheinlich 
eine Arbeit die mehrere Wochen dauert.

Es gibt eine Menge von Forschungsberichten, die möglichst empfindlich 
LC-Sensoren dektieren will. Wenn man Lust dazu hat, kann man also ein 
richtiges Forschungsprojekt daraus machen. Es folgen einige Verweise.

https://www.researchgate.net/publication/3431242_A_Novel_Method_to_Read_Remotely_Resonant_Passive_Sensors_in_Biotelemetric_Systems

Zitat:

> A traditional receiver to detect the f0 of a passive
> LC or RLC sensor uses an excitation signal in a “grid-dip”
> approach [2], [5], [7], [8]. In this technique, a
> sinusoidal RF voltage with adjustable frequency applied
> to an excitation coil induces a current in the inductor
> of the nearby sensor. The loading effect (reflected impedance)
> of the sensor on excitation coil results in a minimum (dip)
> in the input voltage whenever the excitation signal
> frequency matches the sensor f0 [6]. A variation of this
> approach is the phase-dip technique, since the phase of
> the input signal due to the reflected impedance shows
> a “dip” whenever the excitation signal frequency matches
> the sensor f0 [4]. Although most of the passive biotelemetric
> systems employ the “grid-dip” technique, alternative
> approaches to determine f0 remotely have been developed.
> For instance, Cho and Asada [3] have been able to determine
> the capacitance of a remote sensor and the mutual inductance
> of the biotelemetric system, tracking the estimated sensor
> and employing the least squares methods to minimize the
> effect of the noise by using several data points.

Obiger Zitat enthält schon viele anderen Verweise, wo "Grid Dip" 
ähnliche Verfahren verwendet und analysiert werden.

Ausserdem:

https://tutcris.tut.fi/portal/files/13959941/salpavaara_1524.pdf

https://www.ncbi.nlm.nih.gov/pmc/articles/PMC6128409/

https://www.researchgate.net/publication/3431242_A_Novel_Method_to_Read_Remotely_Resonant_Passive_Sensors_in_Biotelemetric_Systems

https://medcraveonline.com/IJBSBE/a-experimental-method-to-the-study-of-wireless-passive-lc-sensors.html

https://www.researchgate.net/publication/329373269_Contactless_Readout_of_Passive_LC_Sensors_with_Compensation_Circuit_for_Distance-Independent_Measurements

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> dass sowohl mein Kainka-Dipper als auch mein gewobbeltes Dipper beide
> die gleiche Oszillatorschaltung verwenden, und die selben Spulen
> verwenden.

Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint besser als sein Ruf. 
Bei:

https://www.radiomuseum.org/forum/aufbau_und_resonanzverhalten_frueher_zf_filter.html

wird über eine Methode berichtet um ZF-Filter damit durchzumessen. Hier 
wird er als 'Exciter' bezeichnet.

Was mir noch nicht klar ist, inwiefern ein klassischer Oszillator 
(Dreipunktoszillator, wo der Dip an der sehr hochohmigen Anode/Gate 
gemessen wird) dem emittergekoppelten überlegen ist.

Auf jeden Fall sollte der Schwingkreis möglichst hochohmig angekoppelt 
werden, um einen klaren Dip zu erhalten (und auch um ein 'mitziehen' der 
Kreise zu vermeiden).

Die Kapazitätsdiode selber mit einem Q von 200 ist auch kein Nachteil, 
eher die zu niederohmige Ansteuerung (da sind eher die Verluste der 
Spule maßgeblich)

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Wenn man Lust dazu hat, kann man also ein richtiges Forschungsprojekt
> daraus machen.

Ja, sind viele Puzzleteile, die sich langsam zu einem Bild fügen.

Der entscheidende Vorteil des Diplt scheint ja zu sein daß man als Dip 
keine Gleichsspannung erhält sondern ein Wechselsignal welches man 
beliebig filtern/verstärken/auswerten kann.

Wer sich damit auskennt (ich nicht) könnte den Vorgang auch über einen 
kleinen Controller steuern & auswerten.

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> sollte der Schwingkreis möglichst hochohmig angekoppelt
> werden

Man kann auch den Dip sehen, ohne einen Schwingkreis beim Dipper zu 
verwenden. Stattdessen wird eine einfache Koppelschleife verwendet. 
Siehe http://www.agder.net/la8ak/images/9B.gif (Beschreibung bei 
http://www.agder.net/la8ak/m11.htm, Abschnitt "Alternative modern 
version to the GDM").

Das gleiche Prinzip sieht man auch bei folgenden Links.

https://worldradiohistory.com/hd2/IDX-Consumer/Archive-Radio-Electronics-IDX/IDX/50s/1954/Radio-Electronics-1954-12-OCR-Page-0058.pdf

http://w140.com/tekwiki/images/3/30/Diode-Circuits-Handbook-Rufus-Turner.pdf 
(p. 102, Abschnitt "Grid Dip Adaptor").

http://www.radiomanual.info/schemi/ACC_instrument/MFJ-66_user.pdf

Zitat:

> Unlike the tuning coils of a conventional grid dip meter,
> the MFJ-66 coupling coil is not a part of a resonant tank
> circuit. This adapter depends on the "Q" of the external circuit
> to improve the circuit coupling. If the external circuit has
> a very low "Q", the coupling will have to be increased by
> placing the inductor of the external circuit very close and
> in line with the axis of coupling coil. This has the advantage
> that stray coupling is reduced and frequency pulling of the
> oscillator is eliminated. Frequency readings can thus be made
> with more precision.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die
> Messung nicht zu verfälschen.

Da bin ich gar nicht mehr so sicher. Die ohmsche Belastung des 
Resonanzkreises durch die Verlustwiderstände bei einem Dipper wird mehr 
als ausgeglichen durch den Verstärker des Oszillators, der die Energie 
in den Kreis zurück speist. Der Kreis ist, mit anderen Worten gesagt, 
dadurch entdämpft.

Bei der Frage des nutzbaren Frequenzbereiches fallen die 
Verlustwiderstände und damit die Güte sehr wohl ins Gewicht. Mit 
steigender Frequenz steigen die Verluste im Schwingkreis und die 
Verstärkung des Verstärkers sinkt. Deswegen muss händisch oder 
automatisch nach geregelt werden. Bei ausreichender Verstärkungsreserve 
und richtiger Auslegung der Regelung wird die Kreisgüte kein Problem 
sein.

Gerhard H. schrieb:
> Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.

Wenn man betrachtet, was alles machbar ist, stimmt das auch. Wenn es um 
eine möglichst effizient, das heisst auch mit möglichst geringem 
apparativem Aufwand ermöglichte einfache Messung der Resonanzfrequenz 
geht, dann ist der Dipper meiner Meinung nach nicht überholt.

Qrp-gaijin schrieb:
> Und es lässt sich vom Bild
> feststellen, dass die -3 dB Bandbreite des Resonators der "reduced by
> 30%" Bandbreite des Dips entspricht.

Na klar: Die 1/sqrt(2) fache Spannung entspricht - 3 dB, das entspricht 
auch der  halben Leistung.

Inzwischen hat sich mein Misstrauen gegenüber einer 
Bandbreitenbestimmung mit einem Dipper etwas beruhigt. Der Oszillator 
Schwingkreis ist entdämpft und die Auswirkung der Kopplung ist nur ein 
Faktor der raus fällt, wenn man einen Wert auf der Flanke des Dips auf 
den Wert auf der Spitze des Dips bezieht. Ganz durch bin ich mit meinen 
Überlegungen vielleicht noch nicht.


@Qrp-gaijin, du hast oben die Cauchy Funktion vor gestellt. Wie 
ermittelt man nun aus einer Messwertreihe die Parameter, die diese Reihe 
mit minimaler Summe der Fehlerquadrate abbilden? Geht das ebenso direkt, 
wie beispielsweise bei einer polynomialen Anpassung? Letztere kann ich 
doch direkt berechnen, ohne schätzen und iterieren.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

John qrp schrieb:
> die Auswirkung der Kopplung ist nur ein
> Faktor der raus fällt, wenn man einen Wert auf der Flanke des Dips auf
> den Wert auf der Spitze des Dips bezieht.

Ich nehme das auch an. Das lässt sich vielleicht analytisch 
verifizieren, wenn man irgendwie die mathematischen Formeln für 
Transformatoren genügend manipuliert. Meine LTspice Simulation bezog 
sich auf den einfacheren Fall, wo der Dipperseitige Induktor nicht 
resonant war. Komplizierter wird es wenn beim Dipper auch ein resonanter 
LC-Kreis verwendet wird -- dann sind sowohl primäre Seite als auch 
sekundäre Seite des Transformators resonant. Den Fall hatte ich mir nur 
kurz in LTspice angesehen, aber die Ergebnisse waren zu schwierig zu 
interpretieren.

> Wie ermittelt man nun aus einer Messwertreihe die Parameter,
> die diese Reihe mit minimaler Summe der Fehlerquadrate abbilden?

Das geht wie folgt. Ich verwende dazu LibreOffice, aber Excel hat sicher 
ähnliche Funktionen.

1. In meiner Tabelle gibt es schon Spalten für die Frequenz x, die 
Cauchy f(x), den Cauchy-Differentialquotient f'(x), und den Absolutwert 
der f'(x).

2. Man fügt dazu noch eine Spalte für Messwert(x), und gibt mit 
mühseliger Arbeit alle gemessenen Daten ein. Es empfiehlt sich auch, 
diese Daten als Graph darzustellen.

3. Man fügt dazu noch eine Spalte für den Fehlerwert(x) = Messwert(x) 
minus Absolutwert der f'(x).

4. Man fügt dazu noch eine Spalte für den quadratischen Fehlerwert(x) = 
Fehlerwert(x) * Fehlerwert(x).

5. Man fügt dazu noch eine Zelle, die die Summe aller quadratischen 
Fehlerwerte bildet.

6. Man öffnet das Solver-Fenster (von Menüeintrag Tools > Solver); siehe 
Anhang "solver.png". Als "Target Cell" gibt man die Zelle an, die die 
Summer aller quadratsichen Fehlerwerte beinhaltet. Beim Feld "By 
Changing Cells" gibt man als Zellenbereich die zwei Zellen an, die die 
zu optimisierenden Paremeter beinhalten (in diesem Fall, die Zellen für 
s und t). Man gibt bei "Limiting Conditions" die Bedingungen an, z.B. s 
und t dürfen nicht negativ sein. Mit dem Knopf "Options" kann man den 
Solveralgorithmus und seine Parameter ändern -- das ist aber meist nicht 
notwendig. Dann drückt man auf "Solve". Manchmal muss Solve mehrmals 
gedrückt werden, falls der Optimierungsalgorithmus bei einem lokalen 
Minimumpunkt hängen bleibt.

Man muss nur etwas aufpassen bei den Einheiten. Zum Beispiel bei Bernds 
Daten waren die Einheiten A/D Wandlerwerte; bei den Formeln, die ich für 
die Cauchy-Verteilung und seinen Differentialquotient verwendete, sind 
die Einheiten glaube ich Wahrscheinlichkeitswerte. Man kann 
wahrscheinlich mit einem einfachen Skalierungsfaktor die A/D 
Wandlerwerte nach unten Skalieren, damit sie den Werten vom 
Cauchy-Differentialquotient entsprechen. Diesen unbekannten 
Skalierungsfaktor kann man dann auch als einen zusätzlichen, zu 
optimierenden Parameter angeben. Dann wird der Optimierungsalgorithmus 
versuchen, den optimalen Skalierungsfaktor, den Cauchy s-Wert, und den 
Cauchy t-Wert zu finden, damit die Summe aller quadratischen Fehlerwerte 
minimiert wird.

John qrp schrieb:
> Geht das ebenso direkt,
> wie beispielsweise bei einer polynomialen Anpassung?

Ich bin mir nicht sicher, ob ich die Frage richtig verstehe, aber obiges 
Optimierungsverfahren sollte auch bei einer polynomialen Anpassung 
verwendbar sein. Aber ich habe auch versucht, mit Polynom die Daten vom 
Bernd anzunähern, aber die daraus resultierenden Kurven sahen gar nicht 
richtig aus. Interessanterweise, die im vorigen Beitrag erwähnte 
Doktorarbeit vom Herrn Salpavaara 
(https://tutcris.tut.fi/portal/files/13959941/salpavaara_1524.pdf) 
enthält folgendes Zitat, bezüglich polynomische Annäherung.

Zitat (p. 58):
> A key feature of the developed methods is the interpolation
> of the resonance characteristics from discrete data using
> polynomial regression. This method does not require detailed
> information about the components in the measurement system.
> The tested readout methods are a compromise between simplicity,
> performance and accuracy, and have yet to be further optimized.

Zitat (p. 25):
> The baseline was subtracted from the data to make the peak
> or dip stand out. An example figure that illustrates this
> operation is given in [P4, Fig. 3]. Similar approaches have
> been taken in [26], [28]. Some examples of the resonance
> curves after this procedure are given in Fig. 6. A data point
> with a maximum or minimum value was detected from the frequency
> sweep data. Next, the essential part of the measured data around
> the found minimum or maximum was selected, and then a
> polynomial regression model was fitted to that data. Third-order
> polynomial models were used to take into account the asymmetry
> of the measured shapes. This allowed an estimate for the frequency
> of the shape (a peak or a dip) to be interpolated. Only a
> section of the measured data vector was used to make the
> regression model because the range of the measured frequency
> sweeps was relatively wide in comparison with the actual resonance
> curve. The shapes of the measured curves are intricate, so simple
> models are only suitable for a limited range in the neighborhood of
> the peaks or dips.

Hier ist Vorsicht angebracht. Besonders: der Autor schreibt, dass 
"shapes of the measured curves are intricate, so *simple models are only 
suitable for a limited range in the neighborhood of the peaks or dips*." 
Weiters, beim gewobbelten dipper haben wir keine Daten über die 
Resonanzkurve. Wir haben nur Daten über ihren Differentialquotient. Die 
Frage ist, kann man den Differentialquotient einer Resonanzkurve (einer 
Cauchy-Verteilung) mit einem Polynom annähern? Ich glaube nicht -- die 
Doppelgipfelige Form macht eine polynomische Annähernung schwierig. Auf 
der anderen Seite, vielleicht geht es doch, wenn man versucht, ein 
Polynom zu finden, dessen Differentialquotient den gemessenen Daten am 
besten entspricht -- in anderen Worten, bei meinem Vorgang müsste man 
nur die Spalte Cauchy f(x) durch eine Spalte Polynom f(x) ersetzen, dann 
die unbekannten Koeffiziente des Polynoms optimieren, damit der 
Differentialquotient des Polynoms den gemessenen doppelgipfeligen Daten 
entsprechen. Aber: was wäre hier der Vorteil der Polynomfunktion, im 
Vergleich zur Cauchy-Verteilung? Ich glaube, die Cauchy-Verteilung 
beschreibt die zugrunde liegenden Resonanzverhalten besser als das 
Polynom.

Apropos Doppelgipel: Es ist mir gelungen, in LTspice den 
Differentialquotient von einem Dip darzustellen (siehe Anhang 
"differentiated-dip.png"). Es ergibt sich wie erhofft ein Doppelgipfel. 
Das heisst, man könnte also die doppelgipfelige Simulationsergebnisse 
von LTspice leicht mit den gemessenen doppelgipfeligen Daten vom 
gewobbelten Dipper vergleichen.

Vielleicht existiert eine einfache Funktion, die den Zusammenhang 
zwischen die intergipfelige Distanz und die -3 dB Bandbreite des 
Resonators beschreibt. Falls so eine Function existiert, dann könnte man 
die -3 dB Bandbreite direkt anhand von Messungen der intergipfelige 
Distanz berechnen, ohne die langwierige Optimierung machen zu müssen.

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Ich verwende dazu LibreOffice,

Sorry, da haben wir uns gründlich missverstanden. Wahrscheinlich habe 
ich meine Frage zu stark verkürzt formuliert. Mit geht es nicht darum, 
wie man ein Programm zur Berechnung bedient. Mich interessieren die 
Formeln für die Parameterschätzungen aus den Rohdaten.

Inzwischen habe ich dies aber entdeckt: Median bzw truncated mean und 
halber Quartilsabstand sind die empfohlenen Parameterschätzungen.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> was wäre hier der Vorteil der Polynomfunktion, im
> Vergleich zur Cauchy-Verteilung?

Auch das ist ein Missverständnis. Ich habe keine Alternative 
vorgeschlagen, sondern ein Beispiel erwähnt, wo ich aus Rohdaten die 
Parameter der Regressionskurve direkt ermittelt habe. Das Beispiel hatte 
aber mit Resonanz nichts zu tun. Es ging aber genau so darum, aus 
Rohdaten die dahinter liegende theoretische Funktion zu ermitteln.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> die
> Doppelgipfelige Form macht eine polynomische Annähernung schwierig.

Ohne Absolutwertbildung gibt es ja, wie besprochen keinen Doppelgipfel. 
Phasensensitive Gleichrichtung verhindert die unnötige 
Absolutwertbildung. Polynomiale Anpassung ist sogar recht einfach 
möglich, aber sicher nicht so einfach und elegant wie die Loretz Cauchy 
Anpassung. Ob sich die Summe der quadrierten Fehler in beiden Verfahren 
viel unterscheidet und was besser funktioniert, liesse sich leicht 
empirisch prüfen.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Mich interessieren die
> Formeln für die Parameterschätzungen aus den Rohdaten.
>
> Inzwischen habe ich dies aber entdeckt: Median bzw truncated mean und
> halber Quartilsabstand sind die empfohlenen Parameterschätzungen.

Diese Diskussion steigt immer wieder zum höheren, herausfordernderen 
Niveau. Ich verstehe nun ungefähr den Ansatz. Das heisst, ohne eine 
langwierige Optimierung durchführen zu müssen, braucht man nur den 
Median (bzw truncated mean) und halben Quartilsabstand vom gesammelten 
Daten zu berechnen -- dann hat man die Parameter, die die 
Cauchy-Verteilung beschreiben.

Der Haken dabei ist aber, dass wir keine Daten über die 
Cauchy-Verteilung selbst haben -- und deswegen können wir sowieso keinen 
Median, keinen truncated Mean, und keinen halben Quartilsabstand anhand 
von diesen Daten berechnen. Beim gewobbelten Dipper haben wir nur die 
Daten über den Differentialquotient der Cauchy-Verteilung.

Wie geht man hier voran?

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Der Haken dabei ist aber, dass wir keine Daten über die
> Cauchy-Verteilung selbst haben

Ja richtig. Da habe ich was verwechselt. Mein Denkfehler. Danke für den 
Hinweis.

Aber da fällt mir was ein. Bitte um Nachsicht, wenn ich gedanklich hin 
und her springe und Unausgereiftes schreibe. Man könnte zu den 
Anstiegsdaten vom gewobbelten Dipper die angepasste Polynomfunktion 
ermitteln und zu dieser Polynomfunktion die Integral Funktion. Die - 3 
dB Punkte der Integralfunktion sind dann mit weniger Fehler behaftet als 
bei der Ermittlung über das Integral der Rohdaten.

Ursprünglich wollte ich die polynomiale Anpassung nur als ein Beispiel 
für direkte Parameterermittlung erwähnen, aber vielleicht könnte man sie 
doch hier dazu verwenden, um in die Bandbreitenschätzung die gesamten 
Rohwerte einfliessen zu lassen, wodurch sich der Fehler dieser Schätzung 
drastisch verringert.

von Werner H. (werner45)


Lesenswert?

Noch eine Bemerkung zum (hier so genannten) Kainka-Oszillator:
Dieser Oszillator wurde auch in ICs verwendet, z.B. im VCO-Chip MC1648 
und MC12148. Sollen bis 200 Mhz funktionieren.
Wenn man den Oszillator zu Fuß aufbaut, kann man den Sinus noch 
verbessern:
Einer der Transistoren arbeitet in (hochohmiger) Emitterschaltung, der 
andere in Basisschaltung. Die Basisschaltung hat aber einen geringen 
Eingangswiderstand, der den Kreis dämpft. Diese Dämpfung kann man 
verbessern, wenn man 10 bis 100 Ohm in dessen Emitterleitung einfügt und 
so etwas besser entkoppelt.
Ich habe keine quantitativen Meßwerte, aber die Verschönerung der 
Sinuskurve am Kollektor konnte man am Scope deutlich erkennen, ohne 
großen Amplitudenverlust.
Vielleicht wäre das eine Anregung für eine Spice-Simulation.

von Egon D. (egon_d)


Lesenswert?

Gerhard H. schrieb:

> Dipmeter sind eigentlich nicht mehr zeitgemäß.

Klar -- deswegen gibt es auch immer mal wieder
Projekte für Geräte, die intern zwar etwas anders
funktionieren, sich aber ähnlich handhaben lassen.

Ich erinnere mich, dass im "Elektronischen Jahrbuch
für Funkamateure" mal ein ganz einfacher skalarer
Netzwerkanalysator beschrieben wurde, bei dem das
Anzeigesignal mittels einer Brückenschaltung
vom Ausgangssignal abgeleitet wurde (wahrscheinlich
wurde da m.o.w. das S11 erfasst.)

Der Autor betonte, dass das Ding genauso einfach wie
ein Dipper zu handhaben, aber viel empfindlicher ist.

von Egon D. (egon_d)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:

> Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint
> besser als sein Ruf.

Ich weiss nicht, ob das von Interesse ist: Emitter-
gekoppelte Oszillatoren kann man auch als reine
RC-Oszillatoren spannungsabstimmbar machen, also
als VCO.
Mit ein paar 2N3904 und einem NE521 (Doppelkomparator)
bin ich von 0.8 MHz bis 27MHz (in einem Bereich)
gekommen; Frequenzeinstellung lief über 10-Gang-Poti.

Nachteil: Nur Dreieck bzw. Rechteck. Man müsste also
noch etwas an der Kurvenform bzw. der Frequenz-
aufbereitung tun.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Man kann auch den Dip sehen, ohne einen Schwingkreis beim Dipper zu
> verwenden. Stattdessen wird eine einfache Koppelschleife verwendet.

Eine interessante Variante dieser Idee sieht man hier: 
https://ok2pde.radio/An_Accurate_Dip_Meter_Using_MFJ-249_SWR_Analyzer._QST_November_1993.pdf 
. Mit einer einzigen Koppelschleife kann man angeblich von 1.8 bis zu 
250 MHz dippen. Man verwendet noch dazu einen SWR-Analysator als 
Dipmeter.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Werner H. schrieb:
> Einer der Transistoren arbeitet in (hochohmiger) Emitterschaltung, der
> andere in Basisschaltung. Die Basisschaltung hat aber einen geringen
> Eingangswiderstand, der den Kreis dämpft. Diese Dämpfung kann man
> verbessern, wenn man 10 bis 100 Ohm in dessen Emitterleitung einfügt und
> so etwas besser entkoppelt.

Werner H. schrieb:
> Vielleicht wäre das eine Anregung für eine Spice-Simulation.

Das hat hier:
https://www.elektronik-labor.de/Notizen/LTspice/Oszillatori.html
schon mal jemend angefangen.

Schlußfolgerung war, daß die parasitären Kapazitäten der beiden 
bipolaren Transistoren so hoch sind, daß mit diesem Oszillator (bei 
kleinen C des Schwingkreises und höheren Frequenzen) die Frequenz SEHR 
stark von der theoretischen fo=1/2·pi·sqr(L·C) abweicht. Logischerweise 
sind die parasitären Kapazitäten abhängig vom Arbeitspunkt (Ub, Re).

Das habe ich gerade mal mit verschiedenen Betriebsspannungen Ub und 
unterschiedlichen Emitterwiderständen Re simuliert. Ich habe absichtlich 
keine HF-Transistoren genommen sondern BC547B. Das Ergebnis ist 
erschreckend (siehe Ergebnisse ganz rechts)! Ist das plausibel??

> Der emittergekoppelte (Kainka-) Oszillator scheint
> besser als sein Ruf.

Vielleicht doch nicht, zumindest zu diesem Zwecke nicht? Was nützt eine 
noch so gute Auswertung des Dips (Diplt) wenn der Oszillator völlig 
neben der Resonanz schwingt!?

Ein herkömmlicher Dreipunktoszillator wo der Schwingkreis sehr hochohmig 
am Gitter/Gate liegt sollte da aber wesentlich präziser sein.

Mohandes

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Mohandes H. schrieb:
>> Generell sollte die Güte beim Dipmeter möglichst hoch sein um die
>> Messung nicht zu verfälschen.
>
> Da bin ich gar nicht mehr so sicher. Die ohmsche Belastung des
> Resonanzkreises durch die Verlustwiderstände bei einem Dipper wird mehr
> als ausgeglichen durch den Verstärker des Oszillators, der die Energie
> in den Kreis zurück speist. Der Kreis ist, mit anderen Worten gesagt,
> dadurch entdämpft.

Dann könnte man ja auch eine Schaltung ähnlich eines Audions 
(regenerative receiver) verwenden, wo der Schwingkreis stark entdämpft 
wird, bis an (oder sogar über) die Grenze zum Schwingen? Aber ist das 
nicht bei jede Schaltung so, sie muß ja schwingen (v>1)?

Ich denke schon daß der Schwingkreis selber eine möglichst hohe Güte 
haben sollte. Und die Ankopplung so lose wie möglich. Und der Oszillator 
so gut wie möglich (s. oben).

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Hier:
https://www.radiomuseum.org/forum/relaxation_oscillations_in_lc_oscillators.html

noch ein paar Betrachtungen zu 'Relaxation Oscillations In Emitter 
Coupled LC Oscillators'.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Man könnte zu den
> Anstiegsdaten vom gewobbelten Dipper die angepasste Polynomfunktion
> ermitteln und zu dieser Polynomfunktion die Integral Funktion.

Vielleicht ist ein Savitzky-Golay Filter hier anwendbar: 
https://en.wikipedia.org/wiki/Savitzky%E2%80%93Golay_filter .

Zitat:
> Location of maxima and minima in experimental data curves.
> This was the application that first motivated Savitzky.[4]
> The first derivative of a function is zero at a maximum or minimum.
> The diagram shows data points belonging to a synthetic Lorentzian
> curve, with added noise (blue diamonds). Data are plotted on a scale
> of half width, relative to the peak maximum at zero. The smoothed
> curve (red line) and 1st. derivative (green) were calculated with
> 7-point cubic Savitzky–Golay filters. Linear interpolation of the
> first derivative values at positions either side of the zero-crossing
> gives the position of the peak maximum. 3rd. derivatives can also
> be used for this purpose.

Folgendes Bild scheint verwandt zu sein. Zumindest zeigt es, dass dieses 
Filter für ähnliche Probleme verwendet werden kann. Ob und wie es für 
unsere Problematik verwendet werden kann ist mir noch nicht ganz klar.

https://upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/thumb/6/65/Lorentzian_and_derivative.gif/375px-Lorentzian_and_derivative.gif

Folgender Zitat von Wikipedia klingt auch irgendwie verwandt:
> Baseline flattening. In analytical chemistry it is sometimes necessary
> to measure the height of an absorption band against a curved
> baseline.[10]

Entspricht vielleicht einem Dip beim Dipmeter?

> Because the curvature of the baseline is much less than the
> curvature of the absorption band, the second derivative
> effectively flattens the baseline. Three measures of the
> derivative height, which is proportional to the absorption
> band height, are the "peak-to-valley" distances h1 and h2,
> and the height from baseline, h3.[11]

Da steht, dass "derivative height, which is proportional to the 
absorption band height". Vielleicht gilt das auch beim gewobbelten 
Dipmeter?

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Folgendes Bild scheint verwandt zu sein.

Ja, sieht wohl so aus und 1st derivative ist ja die Anstiegsfunktion.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Nachtrag: das schau ich mir noch an, jetzt muss ich raus ins RL.

von John qrp (Gast)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

OK, jetzt hatte ich Zeit, dein sehr interessantes Posting durch zu gehen 
und zu versuchen, den Inhalt nach zu vollziehen. Ich gebe mal wieder, 
wie ich das verstanden habe.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Vielleicht ist ein Savitzky-Golay Filter hier anwendbar

Das ist eine geniale Sache, kannte ich noch nicht. Durch die polynomiale 
Anpassung werden Fehler raus gerechnet. Das wird nicht über die ganze 
Kurve gemacht, sondern jeweils für die Umgebung der Punkte.

Dabei Dabei interessieren wir uns eigentlich nur für 3 Punkte. Den Dip 
im Amplitudenverlauf und zwei Punkte, die die Breite des Dips 
beschreiben. Das sind entweder die -3 dB Punkte oder ein anderes 
Breitenmass, das proportional zur Bandbreite ist. Es bieten sich die 
Wendepunkte im Amplitudenverlauf an.

Wir haben den Amplitudenverlauf nicht zur Verfügung, sondern nur dessen 
erste Ableitung mit dem durch wobbeln gewonnenen Signal. Die zweite 
Ableitung des Amplitudenverlaufs steht durch Differenzieren des 
Wobbelsignals zur Verfügung.

Den Extremwert und die Wendepunkte können durch die Nullstellen der 
ersten und der zweiten Ableitung des Amplitudenverlaufs ermittelt 
werden. In der Umgebung dieser Nullstellen werden durch die Polynomiale 
Anpassung die Fehler minimiert.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Folgendes Bild scheint verwandt zu sein. Zumindest zeigt es, dass dieses
> Filter für ähnliche Probleme verwendet werden kann. Ob und wie es für
> unsere Problematik verwendet werden kann ist mir noch nicht ganz klar.

In diesem Punkt bin ich mir sogar sicher. Das Wobbelsignal wird in der 
Umgebung der Nullstelle polynomial geglättet und die Nullstelle der 
geglätteten Kurve gibt die Frequenz des Dips mit guter Genauigkeit 
wieder.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Baseline flattening.

Das Baseline Flattening kann noch einfacher geschehen. Es bietet sich 
an, die Baseline ohne DUT zu ermitteln und von der Messwert Reihe mit 
DUT zu subtrahieren.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Da steht, dass "derivative height, which is proportional to the
> absorption band height". Vielleicht gilt das auch beim gewobbelten
> Dipmeter?

Hier habe ich noch Verständnis Probleme, die Extrema der zweiten 
Ableitung kann ich mir in ihrer Bedeutung (noch?) nicht vorstellen.

Aber etwas Anderes ist für mich gut vorstellbar. Die Extrema in der 
ersten Ableitung, also des Wobbelsignals, sind die Anstiege in den 
Wendepunkten des Amplitudenverlaufs. Und diese halte ich für 
proportional zum Maximum des Amplitudensignals. Bevor die Extrema der 
ersten Ableitung ermittelt werden, empfiehlt sich wieder die polynomiale 
Glättung der ersten und der zweiten Ableitung in der Umgebung. Die 
Nullstelle der geglätteten zweiten Ableitung gibt die Position auf der 
Frequenz Achse an, der Wert der geglätteten ersten Ableitung, gibt den 
Anstieg des Amplitudenverlaufs an dieser Position wieder.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> John qrp schrieb:
>> Um von der Anstiegskurve zur
>> Originalkurve zu kommen brauchst du nur zu integrieren.
> Von digitalisierte Antstiegskurvedaten direkt und numerisch zu
> integrieren schien mir fehleranfällig.

Trotzdem versuchte ich, von den digitalisierten Daten direkt zu 
integrieren, mit einem einfachen Eulerschen Verfahren. Es scheint so zu 
sein, dass beim Ableiten eine Glättung (z.B. Savitzky-Golay) fast 
erforderlich ist, aber beim Integrieren weniger so. Grund dafür ist, 
dass beim Integrieren die aufeinander summierten Fehlerwerte (manchmal 
zu hoch, manchmal zu niedrig) auf Null tendieren (weiteres dazu liest 
man bei z.B. 
https://stats.stackexchange.com/questions/292542/savitzky-golay-integrator).

Das erste Problem bei einer solchen Integrierung ist, bei welchem 
Konstantwert anzufangen, weil der Konstantwert ja bei der Ableitung 
verlorengangen ist. Ich fing halt bei Null an.

Ergebnis der Integrierung, anhand von Bernds Daten, ist angehängt. Ich 
tat händisch die zwite Hälfte des Graphs umkehren. Das ist nicht 
korrekt, weil umkehren sollte man nur den zweiten Gipfel aber nicht die 
Baseline, aber ich habe keine Baselinedaten für diese Aufzeichnung und 
tat deswegen die ganze rechte Hälfte des Graphs (Gipfel und Baseline) 
umkehren. Trotz dieses fragwürdigen Verfahrens, sieht das Ergebnis 
einigermassen plausibel aus, und das Rauschen im Signal ist wie erwartet 
durch die Integrierung sozusagen "automatisch" geglättet worden.

Die nächste Frage ist dann, kann man eine Bandbreite anhand dieser 
integrierten Daten berechnen? Problematisch ist, dass wir die 
eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen, weil wie oben 
gesagt der Konstantwert bei der Abeleitung verlorengegangen ist, und 
kann nicht durch Integrieren rekonstruiert werden.

Trotzdem, um die ursprüngliche Resonanzkurve analytisch (als Formel) zu 
rekonstruieren, kann man vielleicht anhand der integrierten Daten eine 
Parameterschätzungen (wie oben schon erwähnt) durchführen, wenn man 
einen Median (bzw. truncated mean) und halben Quartilsabstand berechnet. 
Aber kann man sinnvolle Werte für Median (bzw. truncated mean) und 
halben Quartilsabstand berechnen, wenn man nicht von Rohdaten sondern 
von integrierten Ableitungsdaten (mit verlorengegangenem Konstantwert) 
anfängt?

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Trotz dieses fragwürdigen Verfahrens, sieht das Ergebnis
> einigermassen plausibel aus, und das Rauschen im Signal ist wie erwartet
> durch die Integrierung sozusagen "automatisch" geglättet worden.

Sieht überraschend gut aus.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Das erste Problem bei einer solchen Integrierung ist, bei welchem
> Konstantwert anzufangen, weil der Konstantwert ja bei der Ableitung
> verlorengangen ist. Ich fing halt bei Null an.

Ja, es ist auch egal, wo man anfängt.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Problematisch ist, dass wir die
> eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen, weil wie oben
> gesagt der Konstantwert bei der Abeleitung verlorengegangen ist, und
> kann nicht durch Integrieren rekonstruiert werden.

Natürlich gibt es keine Information über die Höhe des Maximums. Die 
Skalierung durch den Koppelfaktor ist egal, aber bei der Integration 
handeln wir uns einen additiven Fehler ein, der das Berechnen von 
Verhältnissen unmöglich macht.

Die Lösung liegt an einer anderen Stelle. Mit dem Abstand zwischen den 
beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist 
die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel 
Umwege  zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen. Um 
diesen Lösungsweg nachvollziehbar zu beschreiben, fehlen mir noch ein 
paar mathematische Details. Ich hoffe, dass ich mir die fehlenden 
Details bald ausarbeiten kann.

Von der folgenden Formel werde ich die erste und die zweite Ableitung in 
algebraischer Form benötigen. Vielleicht ist dir die Lösung leicht 
zugänglich und du kannst sie bitte posten. Das könnte meine Bemühungen 
beträchtlich verkürzen.

f(omega)=1/((omega^2-omega0^2)**2+gamma^2*omega0^2)
f'(omega)=  ?
f''(omega)= ?

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> kann man eine Bandbreite anhand dieser
> integrierten Daten berechnen? Problematisch ist, dass wir die
> eigentliche Höhe des integrierten Gipfels nicht wissen

Die Daten, denen wir am meisten vertrauen können, sind die Daten in der 
Nähe des Dips. Hier ist der Einfluss des Dips maximal, und der Einfluss 
von der Baseline minimal. Aufgrund der nicht-phasensensitive 
Gleichrichtung haben wir keine Daten über das Vorzeichen des Anstiegs, 
aber wir wissen doch, dass das Vorzeichen auf einer Seite des Dips 
positiv, und auf der anderen Seite des Dips negativ sein muss. Das 
heisst, wir können mehr oder weniger glaubhauftigen Daten in der Nähe 
des Dips rekonstruieren und integrieren.

Auf der anderen Seite, sollten wir den Daten, die weit weg vom Dip 
liegen, nicht vertrauen. Hier ist der Einfluss des Dips minimal, und der 
Einfluss von der Baseline maximal. Ausserdem haben wir überhaupt keine 
Vorstellung, wie das Vorzeichen des Anstiegs von der Baseline aussieht. 
Also sind die am Rande des Dips integrierten Daten eher fragwürdig.

Es liegt dann nahe, die Parameter für die Cauchy-Lorentz Verteilung so 
zu bestimmen, dass die quadratischen Fehlerwerte in der Nähe des Dips 
minimiert werden. Von Bernds detaillierter Aufzeichnung sehen wir, dass 
der Einfluss des Dips am größten ist, zwischen 1400 und 1440 kHz. 
Deshalb führte ich eine Optimierung aus, um die Cauchy-Lorentz Parameter 
zu finden, die die quadratischen Fehlerwerte (zwischen die durch Formel 
berechnete Resonanzkurve und die durch Integration rekonstruierte 
Resonanzkurve) nur in diesem begrenzten Frequenzbereich minimierten.

Ergebnis der Optimierung ist angehängt, und als Graph wurden die 
Resonanzkurve, deren Ableitung, und der Absolutwert der Ableitung 
dargestellt. Durch Formel berechnete Idealwerte sind mit Blau 
gezeichnet; die gemessenen Daten sind mit Rot gezeichnet. Die Ergebnisse 
siehen durchaus plausibel aus.

Anhand der parameterisierten, rekonstruierten Resonanzkurve (die 
Cauchy-Lorentz Verteilung), wissen wir die verhältnismäßige Höhe jedes 
Punktes im Vergleich zur Nulllinie. Das heisst, wir können nun die 
Bandbreite errechnen.

Und, nach aller dieser Mühe, wie lautet endlich mal die Bandbreite? 
Maximalwert der rekonstruierten Cauchy-Lorentz Verteilung liegt bei 
1418.5 kHz und beträgt den Wert 0.0281. Der -3 dB Wert ist 0.707 mal 
0.0281, das heisst 0.0199. Der -3 dB Wert von 0.0199 erscheint bei 
1411.19 kHz und 1425.80 kHz. Die -3 dB Bandbreite ist also 14.61 kHz. 
Bei einer Resonanzfrequenz von 1418.5 kHz, ergibt sich eine 
Resonatorgüte von 1425.80 kHz / 14.61 kHz = 97.6, was auch durchaus 
plausibel ist.

Nun haben wir endlich eine konkrete Bandbreite errechnet. Falls es einen 
einfacheren Weg gibt, die Bandbreite anhand der Daten zu errechnen, 
können die obigen, durch Optimerung gewonnenen Werte als Vergleichsbasis 
dienen.

(Das gleiche Bild wurde irrtümlich zweimals angehängt und scheint nicht 
löschbar zu sein. Bitte um Verständnis.)

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Mit dem Abstand zwischen den
> beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist
> die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel
> Umwege  zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen.

Das hoffe ich auch, aber mir ist noch nicht klar wie genau man hier 
vorgeht. Ich hatte vor, eine riesige Kalkulationstabelle zu erstellen, 
die das Verhältnis zwischen intergipfelige Distanz und Bandbreite 
graphisch darstellt, in der Hoffnung, dass durch eine graphische 
Darstellung irgendeine Einsicht gewonnen werden könnte. Ich fing kurz 
mit dieser Tabelle an, aber sie war doch mehr Arbeit als ich mir gedacht 
hatte.

> Von der folgenden Formel werde ich die erste und die zweite Ableitung in
> algebraischer Form benötigen. Vielleicht ist dir die Lösung leicht
> zugänglich und du kannst sie bitte posten.
>
> f(omega)=1/((omega^2-omega0^2)**2+gamma^2*omega0^2)
> f'(omega)=  ?
> f''(omega)= ?

Man kann das durch 
https://www.mathportal.org/calculators/calculus/derivative-calculator.php 
errechnen lassen. Angenommen, dass sowohl mit **2 als auch mit ^2 das 
Quadrat geschrieben wurde, sind dann glaube ich die Ableitungen wie 
folgt:

0.

1.

Verweis: 
https://www.mathportal.org/calculators/calculus/derivative-calculator.php?formId=0&val1=1/((x^2-o^2)%2A%2A2plusg^2%2Ao^2)&val2=f(x)+%3D+%5Cdfrac%7B1%7D%7B%7B%5Cleft(%7Bx%7D^%7B2%7D-%7Bo%7D^%7B2%7D%5Cright)%7D^%7B2%7Dplus%7Bg%7D^%7B2%7D%7Bo%7D^%7B2%7D%7D&combo1=1

2.

Verweis: 
https://www.mathportal.org/calculators/calculus/derivative-calculator.php?formId=0&val1=1/((x^2-o^2)%2A%2A2plusg^2%2Ao^2)&val2=f(x)+%3D+%5Cdfrac%7B1%7D%7B%7B%5Cleft(%7Bx%7D^%7B2%7D-%7Bo%7D^%7B2%7D%5Cright)%7D^%7B2%7Dplus%7Bg%7D^%7B2%7D%7Bo%7D^%7B2%7D%7D&combo1=2

> Das könnte meine Bemühungen
> beträchtlich verkürzen.

Naja, wenn mann sich die obigen Formeln ansieht, scheinen die 
erforderlichen Bemühungen sich eher zu verlängern als zu verkürzen... 
bin jedenfalls gespannt, ob sich daraus einen schönen Lösungsansatz 
ergibt.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Sehr spannend eure mathematischen Bemühungen den Geheimnissen des Dips 
auf die Schliche zu kommen! Ich kann dazu wenig sagen, dafür müßte ich 
auch tief in die Materie einsteigen. Ich verfolge das aber mit 
Interesse!

Was nützt die schönste Mathematik wenn der Oszillator selber ziemlich 
daneben liegt? Inzwischen habe ich a) den emittergekoppelten Oszillator 
mit bipolaren Transistoren, b) dito mit FETs und c) den klassischen 
Dreipunktoszillator in der Simulation aber ich bin noch nicht zufrieden 
(LtSpice ist, wie geschrieben, Neuland für mich).

Der Oszillator mit BC547 ist wegen der parasitären Kapazitäten nicht 
geeignet für präzise Messungen, wenn er mit FETs aufgebaut wird, ist er 
natürlich wesentlich besser. Der klassische Dreipunktoszillator ist mit 
Abstand am besten (aber da habe ich zu den 10 MHz = fo ständig 
parasitäre Schwingungen mit ca. 140 MHz --> ?).

Versuche in der Praxis werden folgen. Ich habe nur ein analoges 
20MHz-Oszilloskop, deswegen werde ich bei kleineren Frequenzen  1-3 MHz 
arbeiten.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Was nützt die schönste Mathematik wenn der Oszillator selber ziemlich
> daneben liegt?

Was sind deine Bedenken? Die würde ich gerne verstehen.

Was liegt neben was? Der Oszillator wird beim klassischen Dipper auf den 
Dip gestellt, das heisst auf die Frequenz, wo maximal Energie entzogen 
wird. Diese Frequenz wird gemessen. Welche Abweichung befürchtest du 
nun?

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Was sind deine Bedenken?

Vielleicht liege ich komplett falsch??

Sinn der ganzen Messung ist doch beispielsweise die Resonanzfrequenz 
eines gegebenen Schwingkreises fx zu messen.

Angenommen ich messe die Frequenz am Dipmeter mit einem Zähler, also 
prinzipiell beliebig präzise ...

... arghhh#*@&! Jetzt dämmert mir mein Denkfehler. Der Oszillator kann 
ja durch interne parasitären Kapazitäten noch so verstimmt sein - er hat 
eben trotzdem genau die Frequenz fx!

Ok, das vereinfacht die Sache. Der einzige Fehler, der sich hier 
einschleichen könnte, wären Mitzieheffekte durch zu enge Kopplung.

Werde trotzdem das Thema Oszillatoren weiter untersuchen, ist echt 
spannend. Und: wie Du geschrieben hattest ist der (gute) Oszillator auch 
eine Frage der Empfindlichkeit.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Edit:
> Und: wie Du geschrieben hattest ist der (gute) Oszillator auch eine
> Frage der Empfindlichkeit.

Hatte, glaube ich, Qrp-gaijin geschrieben (manchmal verwechsele ich euch 
;-). Das bezog sich auf die Empfindlichkeit des Dippers mit der 
'Kainka-Schaltung', die sehr schlecht sein soll.

Selektivität ist ja noch ein Punkt der einen guten Oszillator bedingt.

Sehe ich als gute Ergänzung sich von verschiedenen Seiten der Thematik 
anzunähern.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Was liegt neben was?

Ich hatte verschiedene (s. oben) Oszillatoren simuliert und war doch 
sehr erstaunt wie weit weg die Resonanzfrequenz neben der berechneten 
(10 MHz) lag.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> derivative-calculator

Vielen Dank, so etwas habe ich gesucht. Das hilft.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Die Daten, denen wir am meisten vertrauen können, sind die Daten in der
> Nähe des Dips. ...
> Das
> heisst, wir können mehr oder weniger glaubhauftigen Daten in der Nähe
> des Dips rekonstruieren und integrieren. ...
> Deshalb führte ich eine Optimierung aus, ...
> Die Ergebnisse
> siehen durchaus plausibel aus.

Ja. Ein schönes Ergebnis!


Qrp-gaijin @. schrieb:
> Deshalb führte ich eine Optimierung aus, um die Cauchy-Lorentz Parameter
> zu finden, die die quadratischen Fehlerwerte (zwischen die durch Formel
> berechnete Resonanzkurve und die durch Integration rekonstruierte
> Resonanzkurve) nur in diesem begrenzten Frequenzbereich minimierten.

Dazu habe ich zwei Fragen:
1. Verändert sich das Ergebnis der Optimierung, wenn man bei der 
Integration mit einem anderen Wert als Null beginn? Null ist zwar nahe 
liegend, aber es ist dennoch willkürlich gewählt.

2. Wurden die Fehler iterativ berechnet und sukzessive verkleinert? Das 
funktioniert zwar mit fast beliebiger Genauigkeit, wäre aber für einen 
Mikro Controller möglicherweise eine beträchtliche Arbeitslast.

Und schliesslich hätte ich noch eine dritte Frage, die meiner mangelnden 
mathematischen Ausbildung geschuldet ist:
3. Du verwendest die Formel für die Cauchy Verteilung. Kann man genau so 
gut die Breit-Wigner Formel verwenden? Gibt es da prinzipielle oder auch 
praktische Überlegungen dazu?

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Ich hatte verschiedene (s. oben) Oszillatoren simuliert und war doch
> sehr erstaunt wie weit weg die Resonanzfrequenz neben der berechneten
> (10 MHz) lag.

Natürlich ist das so, aber wie sollte das die Messung der Frequenz beim 
Dip beeinflussen? Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung 
von einem Rechenergebnis haben?

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung von einem
> Rechenergebnis haben?

Hatte ich doch oben geschrieben: keine, war mein Denkfehler.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Welche praktische Bedeutung könnte diese Abweichung
> von einem Rechenergebnis haben?

Ich könnte mir vielleicht vorstellen, dass wenn der Oszillator nicht bei 
der Resonanzfrequenz schwingt, dass dies zu einer Verringerung (im 
Vergleich zu einem Oszillator, der bei der Resonanzfrequenz schwingt) 
der Strommenge im Induktor führt -- weil das vom Oszillator erzeugte 
periodische Signal nicht der Frequenz des Resonators entspricht, und 
deswegen nur geringfügig (wenn überhaupt) von der Resonanz des 
Resonators verstärkt wird. Das vom Induktor erzeugte magnetische Feld 
könnte vielleicht dann kleiner sein. Das verkleinerte magnetische Feld 
könnte dann vielleicht die "Reichweite" des Dippers reduzieren, weil der 
Einfluss eines weit entferten Prüflings auf das verkleinerte magnetische 
Feld vielleicht zu klein ist, um beim Dipper merkbar zu sein.

Das alles ist nur reine Hypothese und gehört untersucht.

Auf der anderen Seite, wie oben schon erwähnt, gibt es sehr wohl Dipper 
oder Dipper-ähnliche Schaltungen, wo die Koppelschleife (die das externe 
magnetische Feld erzeugt) nicht Teil eines Resonanzkreises bildet. 
Resonanz bei der Koppelschleife ist also nicht erforderlich -- aber 
vielleicht hilft sie.

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Dazu habe ich zwei Fragen:
> 1. Verändert sich das Ergebnis der Optimierung, wenn man bei der
> Integration mit einem anderen Wert als Null beginn? Null ist zwar nahe
> liegend, aber es ist dennoch willkürlich gewählt.

Ein guter Einwand -- möglicherweise hat der Anfangswert einen Einfluss 
auf das Ergebnis. Weil die Einheiten der integrierten Kurvenwerte A/D 
Wandlerwerte sind, müssen sie nach unten skaliert werden, um mit der 
analytisch berechneten Cauchy-Lorentz Verteilungskurve übereinstimmen zu 
können. Diesen Skalierungsfaktor habe ich auch als zu optimierenden 
Parameter eingestellt. Mit geeignetem Skalierungsfaktor stimmen die 
Idealwerte und die Messwerte gut überein. Allerdings fehlt bei dieser 
Berechnung eine Berücksichtigung des Einflusses des Anfangswertes. Es 
sollte also vielleicht noch ein zu optimierender Verschiebungsparameter 
(der Anfangswert für die Integration) hinzugefügt werden. Dann, bei der 
Optimierung, werden alle folgenden Parameter optimiert:

1. Skalierung der Höhe der integrierten Kurve, um die A/D Wandlerwerte 
Einheiten und die Einheiten der Cauchy-Lorentz-Verteilung gleich zu 
machen.

2. Verschiebung auf die Y-Achse der integrierten Kurve, um den optimalen 
Anfangswert der Integration zu finden (der die beste Übereinstimmung mit 
der Idealkurve innnerhalb des begrenzten Optimierungsbereiches ergibt).

3. Skalierung der Höhe der idealen Kurve (Cauchy-Lorentz s-Parameter).

4. Verschiebung auf die X-Achse der idealen Kurve (Cauchy-Lorentz 
t-Parameter).

> 2. Wurden die Fehler iterativ berechnet und sukzessive verkleinert? Das
> funktioniert zwar mit fast beliebiger Genauigkeit, wäre aber für einen
> Mikro Controller möglicherweise eine beträchtliche Arbeitslast.

Ja, bei der Kalkulationstabelle wird irgendeinen nicht linearen 
Optimierungsalgorithmus verwendet, der iterativ bearbeitet. Ausserdem 
ist die Optimierung nicht ganz automatisch -- wenn ich versuche, alle 
Parameter auf einmal zu Optimieren, kommen manchmal ganz sinnlose Werte 
daraus -- z.B. wird manchmal alles auf Null skaliert, was eine perfekte 
Übereinstimmung garantiert. In der Praxis finde ich es besser (bzw. 
notwendig) nur einen oder zwei Parameter auf einmal zu Optimieren, erst 
danach die anderen Parameter. Ausserdem sollte man vor der Optimierung 
die Parameter möglichst gut (d.h. möglichst in der Umgebung der 
erwarteten Lösungswerte) einstellen, damit der Optimierungsalgorithmus 
in der Umgebung der Lösung anfangen kann -- sonst findet der Algorithmus 
vielleicht keine gute Lösung.

Leider scheint das alles als etwas viel Arbeit für einen 
Mikro-Controller zu sein. Deswegen hoffe ich noch auf eine einfache 
Formel, die die Bandbreite anhand der intergipfelege Distanz oder 
anderer einfach zu messenden Parameter errechnen kann.

> 3. Du verwendest die Formel für die Cauchy Verteilung. Kann man genau so
> gut die Breit-Wigner Formel verwenden? Gibt es da prinzipielle oder auch
> praktische Überlegungen dazu?

Ich habe das nicht in der Tat berechnen lassen, aber habe mir kurz die 
Breit-Wigner Formel bei https://de.wikipedia.org/wiki/Lorentzkurve 
angesehen. Ich glaube, diese Formel kann auch beim obigen 
Optimierungsverfahren verwendet werden. Welche Vorteile hat es, die 
Breit-Wigner Formel zu verwenden?

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Hatte ich doch oben geschrieben

Sorry, ich habe übersehen, dass von dir mehr als ein Beitrag 
eingetroffen ist, während ich geschrieben habe. Alles klar.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> ...

Danke für die ausführliche Information. das werde ich noch genauer 
durchsehen. Die Parameterermittlung aus der Gipfeldistanz poste ich so 
bald als möglich.

72

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Ich könnte mir vielleicht vorstellen, dass wenn der Oszillator nicht bei
> der Resonanzfrequenz schwingt, dass dies zu einer Verringerung (im
> Vergleich zu einem Oszillator, der bei der Resonanzfrequenz schwingt)
> der Strommenge im Induktor führt

Das scheint nicht (unbedingt) der Fall zu sein. Angehängt wird ein Bild 
von der LTspice-Simulation. Ein emittergekoppelter Oszillator Q1/Q2 wird 
absichtlich übersteuert (Emitterwiderstand nur 1k Ohm), damit er zum 
Teil zum Relaxations Oszillator wird, und damit nicht bei der 
Resonanzfrequenz des LC-Kreises schwingt. Mit L1=5uH und C6=200p sollten 
Q1/Q2 bei etwa 5 MHz schwingen, aber sie schwingen in der Tat bei etwa 
1.8 MHz.

Zwei andere Oszillator (Q3 und Q4) mit kapazitiver Rückkopplung wurden 
auch simuliert. Bei Q3 wurden die Kapazitäten C1/C2/C3 erhöht, damit Q3 
bei 1.8 MHz schwingt. Bei Q4 wurde im Gegenteil die Induktanz erhöht, 
damit Q4 auch bei 1.8 MHz schwingt.

Ergebnis: Strommenge im Induktor L1 (der zum emittergekoppelter 
Oszillator gehört) ist am höchsten, obwohl dieser Oszillator nicht bei 
der Resonanzfrequenz des LC-Kreises schwingt.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> Mich interessiert grundsätzlich, wie man die Empfindlichkeit des
> Dipmeters maximiert.

Hier ein gutes Beispiel, wie jemand (W4CWG) die Empfindlichkeit eines 
klassischen Grid-Dipmeters verbessert hat:
http://www.w4cwg.com/ngdip.html

Er verwendet als Oszillator einen Nuvistor 7586. Nuvistoren sind kleine 
(etwas größer als ein TO-18) Röhren, waren bis in die 90er in 
Tektronix-Oszilloskopen*. Heute fast unbezahlbar. Die Schaltung kann man 
aber sinngemäß mit Röhre oder FET aufbauen.

Das Dip-Signal (DC) wird dann invertiert, mit Offset versehen und erneut 
verstärkt.

Ist kein Diplt aber ein schönes Beispiel wie man die Empfindlichkeit 
verbessern kann.

Mohandes

* Ich ärgere mich heute noch, daß ich vor Jahren ein altes 
Tektronix-Oszi beim Umzug in den Elektroschrott gegeben habe.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

qrp-gaijin schrieb:
> die
> Empfindlichkeit ist glaube ich am höchsten, wenn [der Wobbelhub] so
> breit wie möglich eingestellt ist. Dann reagiert die Schaltung mit
> maximaler Empfindlichkeit auf jegliche Veränderung der
> Oszillatoramplitude, die z.B. durch lose Kopplung zum Resonator
> verursacht wird. Der Haken dabei ist, wie schon gesagt, dass die
> Schaltung dann auch von der inhärenten Variierung (die nicht durch Dips
> verursacht wird) der Oszillatoramplitude beeinflüsst wird.

Mir ist aufgefallen, dass das DipIt handbuch dies auch erwähnt 
(https://www.qrpproject.de/Media/pdf/DipIt_1_3.pdf, p. 28):

> 4. Zur Empfindlichkeitssteigerung kann der Wobbelhub
> etwas vergrößert werden, wenn R15 auf etwa 15 kOhm
> verkleinert wird. Probieren ist angesagt. Es reicht,
> einen 27k Widerstand parallel zu R15 zu löten.

Bei meiner Schaltung, wobei durch ein Poti der Wobbelhub beliebig 
eingestellt werden kann, tue ich in der Praxis folgendes:

1. Die erwünschte Spule anstecken.

2. Den Oszillator auf seine niedrigste Frequenz abstimmen.

3. Den Wobbelhub mit dem Poti so einstellen, dass die LED gerade noch 
leuchtet, aber fast aus ist.

4. Den Oszillator langsam bis auf seine höchste Frequenz abstimmen.

5. Während der Abstimmung kann, wenn gerade bei einer bestimmten 
Frequenz die Oszillatoramplitude sich innerhalb des eingestellten 
Wobbelhubs zu viel variiert, das LED unerwünschterweise hell leuchten. 
In diesem Fall, der Wobbelhub wird weiter reduziert, damit das LED 
wieder gerade noch leuchtet.

Nach diesem Vorgang ist der Wobbelhub optimal eingestellt für die gerade 
angesteckte Spule.

Nur ist dieser Vorgang langwierig, besonders dann, wenn die Abstimmung 
der Oszillatorfrequenz durch ein 10-Gang Wendel-Poti durchgeführt wird.

Aber das kann viel leichter gehen. Weil der Oszillator sowieso mit 
Kapazitätsdiode abgestimmt wird, kann mit einer einfachen analogen 
Schaltung der Oszillator von seiner niedrigsten bis zu seiner höchsten 
Frequenz automatisch und wiederholt abgestimmt werden. Man braucht dazu 
nur noch eine zweite und langsamere Wobbelung realisieren, vielleicht 
um etwa 10 Hz oder so. Diese zweite Wobbelung könnte man dann mit einem 
Schalter ein- und ausschalten. Wenn eingeschaltet, wird der um einige 
kHz schnell-gewobbelte Oszillator wiederum um mehrere MHz etwas 
langsamer gewobbelt.

Dann: in diesem doppelt gewobbelten Zustand kann das Poti, das den 
Wobbelhub einstellt, einfach so eingestellt werden, dass das LED gerade 
noch leuchtet. Weil der Oszillator automatisch durch seinen ganzen 
Abstimmbereich gewobbelt wird, braucht man bei dieser Einstellung des 
Wobbelhubs nicht mehr den Oszillator händisch abzustimmen.

Ausserdem: wenn in diesem doppelt gewobbelten Zustand ein Prüfling in 
die Nähe gebracht wird, wird das LED sofort leuchten, falls die Resonanz 
des Prüflings irgendwo im Abstimmbereich des Oszillators liegt. Die 
langwierige von-unten-bis-oben Suche durch Abstimmung wird 
automatisiert. Besonders wenn man nicht weisst, welche Spule der 
Resonanz des Prüflings entspricht, kann mann dann mit diesem Ansatz 
einfach die Spulen eine nach der anderen ausprobieren, um sofort zu 
sehen ob bei jeder Spule eine Resonanz des Prüflings gefunden wurde. 
Dann, wenn man die richtige Spule gefunden hat, kann man die zweite, 
langsamere Wobbelung ausschalten, und das Abstimmpoti wie gewöhnlich 
händisch abstimmen, um die genaue Resonanzfrequenz zu finden.

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Die Parameterermittlung aus der Gipfeldistanz poste ich so
> bald als möglich.

Ich bin jetzt in Eile, habe aber vielleicht ein interessantes Ergebnis 
herausgefunden.

Angenommen, wir wissen die Verteilungsformel. In meinem Fall verwende 
ich die Cauchy-Lorentz Verteilung f(x) mit Parametern s (Skalierung) und 
t (Verschiebung). Diese Formel hat ein Maximum bei f(t), welches dem 
Resonanzgipfel entspricht.

Es gibt auch zwei Frequenzen x0 und x1, wo die Gipfel der ersten 
Ableitung erscheinen.

Dann, wenn mich nicht alles täuscht, gilt folgendes, egal wie die s und 
t Parameter eingestellt werden:

f(x0) = 0.75 * f(t)
f(x1) = 0.75 * f(t)

Das heisst, die Gipfeldistanz (der ersten Ableitung) entspricht der 
Bandbreite, wobei das Ansprechverhalten des Resonators sich um 25% 
(2.498 dB) reduziert.

Es ist nicht die erwünschte -3 dB Bandbreite, aber es ist trotzdem eine 
nützliche Auskunft, die man leicht mit dem gewobbelten Dipmeter 
ermitteln kann.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Die Lösung liegt an einer anderen Stelle. Mit dem Abstand zwischen den
> beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist
> die Breite des Dips eindeutig charakterisiert.

John qrp schrieb:
> ... zwei Punkte, die die Breite des Dips
> beschreiben. Das sind entweder die -3 dB Punkte oder ein anderes
> Breitenmass, das proportional zur Bandbreite ist. Es bieten sich die
> Wendepunkte im Amplitudenverlauf an.
> ...
> Den Extremwert und die Wendepunkte können durch die Nullstellen der
> ersten und der zweiten Ableitung des Amplitudenverlaufs ermittelt
> werden.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Das heisst, die Gipfeldistanz (der ersten Ableitung) entspricht der
> Bandbreite,

Ja, genau das habe ich oben gemeint. Gipfeldistanz = Abstand der 
Wendpunkte

Qrp-gaijin @. schrieb:
> wobei das Ansprechverhalten des Resonators sich um 25%
> (2.498 dB) reduziert.

Die Reduzierung der Amplitude auf ca 75 % kann ich graphisch und 
numerisch nur grob bestätigen, da habe ich eine Abweichung von ca .3 %. 
Nur algebraisch kann ich es noch nicht nach vollziehen. Das ist 
aufwändiger als gedacht, aber ich bleibe dran.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Ja, genau das habe ich oben gemeint. Gipfeldistanz = Abstand der
> Wendpunkte

Ja. Ich habe anfangs nur ungefähr deine Beobachtungen verstanden, aber 
nachdem ich die Berechnungen selber durchgearbeitet habe, ist nun der 
Ansatz (und die Notwendigkeit der zweiten Ableitung) viel klarer 
geworden.


John qrp schrieb:
> Die Reduzierung der Amplitude auf ca 75 % kann ich graphisch und
> numerisch nur grob bestätigen, da habe ich eine Abweichung von ca .3 %.
> Nur algebraisch kann ich es noch nicht nach vollziehen.

Nun zu den Berechnungen. Bei der Cauchy-Lorentz Verteilung geht der 
Beweis wie folgt.

Die Cauchy-Lorentz Verteilung beschreibt man mit dieser Formel:

Verweis: 
https://www.itl.nist.gov/div898/handbook/eda/section3/eda3663.htm .

Die erste Ableitung davon ist:

Anmerkung: Sowohl Berechnungen der Ableitungen, als auch Berechnung der 
Nullstellen, können bei https://www.derivative-calculator.net/ 
verifiziert und nachvollzogen werden.

Die Nullstelle der ersten Ableitung, bei der f'(x)=0, ist einfach:

Das ist auch logisch, weil der Verschiebungsparameter t gibt ja an, wo 
der Gipfel der Cauchy-Lorentz Verteilung sein soll. Dann bei genau 
diesem t-Wert wird der Antstieg (der durch die erste Ableitung gegeben 
wird) auch Null.


Die zweite Ableitung ist:

Die Nullstellen -- nennen wir die x0 und x1 -- bei denen f''(x)=0 sind 
wie folgt:

Weil f''(x0)=0 und f''(x1)=0, sind das die Werte, bei denen f'(x) ihr 
Maximum bzw. Minimum hat. Die Gipfel, die wir bei gewobbelten Dipmeter 
beobachten, erscheinen bei Frequenzen x0 und x1.

Nun interessieren uns die Werte von f(x0) und f(x1), im Verhältnis zum 
Maxmalwert der Verteilung f(t). Wir wollen also folgende Werte r0 und r1 
berechnen:


Den Ausdruck f(t) expandieren:


Der Audsdruck (t-t) ist Null; also können wir vereinfachen:



Vereinfachen:



f(x0) und f(x1) expandieren:


s*pi durch s*pi ist 1, und fällt deshalb weg:



x0 und x1 durch seine Formeln ersetzen:



t minus t ist Null, und fällt deshalb weg:



s durch s ist 1, und fällt deshalb weg:





Vereinfachen:



Vereinfachen:

Quod Erat Demonstrandum. :-)

Es fehlt nur noch eine Formel, die die -3 dB Bandbreite anhand der 
75-prozent-Bandbreite berechnet, aber das müsste sich relativ leicht 
lösen lassen.

----

Nachtrag: In der Praxis kann die Baseline die beobachtbare Gipfeldistanz 
unerwünschterweise verändern. Wenn gerade in der Frequenzumgebung des 
Gipfels die Oszillatoramplitude sich stark mit der Frequenz ändert, dann 
wird die Amplitudenveränderung des Gipfels sozusagen verborgen durch die 
inhärente Amplitudenveränderung des Oszillators. Der Gipfel wird durch 
das Baselineverhalten also möglicherweise verschoben, oder im 
schlimmsten Fall sogar unerkennbar. Ich merkte z.B. in der Praxis, dass 
manchmal es schwierig ist, beide Gipfel eindeutig zu erkennen, obwohl 
bei Veränderung der Kopplung kann dies oft beseitigt werden. Als 
praktisches Verfahren könnte man vielleicht die Frequenzen der zwei 
Gipfel (x0 und x1) messen, und auch dann die dazwischenliegende Frequenz 
der Nullstelle (t) messen. Idealerweise sollte die Nullstelle t gerade 
im Mitelpunkt zwischen x0 und x1 liegen, d.h. t-x0 und t-x1 sollten bis 
auf das Vorzeichen gleich sein. Aber in der Praxis werden sie vielleicht 
ungleich sein. In dem Fall, um die Bandbreite zu berechnen, kann man x0 
ignorieren, x1 ignorieren, oder sowohl x0 als auch x1 etwas aneinander 
rücken.

: Bearbeitet durch User
von DH1AKF W. (wolfgang_kiefer) Benutzerseite


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Problemlösung mit VNA
(ohne höhere Mathematik)

Es erstaunt mich immer wieder, wie tief Ihr hier die Probleme 
mathematisch versucht zu behandeln, besser gesagt zu umgehen.
Ohne Rechenpower ginge das sowieso nicht, daher mein Vorschlag:
Nehmt einen fertigen Netzwerkanalysator (gibt es ab ca. 50€) und 
verwendet selbstgefertigte Koppelspulen ("Suchspulen"), wie auf dem Foto 
gezeigt.

Ich habe es mit dem Analyzer nach EU1KY ausprobiert. Er benutzt als VFO 
einen SI5331, der sich zwischen einigen kHz und 270 MHz abstimmen lässt, 
mit relativ konstanter Amplitude.

Interessant wäre für mich, wie man die Resonanzfrequenz möglichst 
schnell ermittelt. Denn im Gegensatz zu Eurer analogen Lösung wird hier 
eine Folge von
diskreten Frequenzen erzeugt, und bei hoher Kreisgüte (z.B. 
Schwingquarz) darf der "Dip" nicht versehentlich übersprungen werden. 
Das erfordert eventuell eine sehr kleine Schrittweite.

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

DH1AKF W. schrieb:
> ohne höhere Mathematik

Auch wenn die für die Ableitungen bzw. für die Beweise erforderliche 
Mathematik etwas kompliziert ist, hoffe ich, dass das einfache Ergebnis 
dabei nicht in den Details untergeht.

Das einfache Ergebnis ist, dass die Frequenzdifferenz zwischen den zwei 
Gipfeln -- die ja beim schmalbandig-gewobbelten Dipmeter erscheinen 
müssen -- der -2.498 dB Bandbreite des Prüflings entspricht. Das sollte 
ein nützliches Ergebnis sein  -- für die (leider wenigen) Leute, die ein 
schmalbandig-gewobbeltes Dipmeter wie das DipIt verwenden.

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Es fehlt nur noch eine Formel, die die -3 dB Bandbreite anhand der
> 75-prozent-Bandbreite berechnet, aber das müsste sich relativ leicht
> lösen lassen.

Die Formel kann, glaube ich, wie folgt abgeleitet werden. Bei der 
folgenden Formel wollen wir h wissen:

h bedeutet die Frequenz(en) der Cauchy-Lorentz-Verteilung f(x), bei 
denen der Wert sich auf den folgenden Wert reduziert: 1/sqrt(2) * 
Maximumwert f(t).

f(t), wie oben schon abgeleitet, lautet wie folgt:

Also:

Den Ausdruck f(h) durch die Formel für die Cauchy-Lorentz-Verteilung 
ersetzen:

Wir schreiben die Gleichung um, um h herauszufinden:


Es gibt, wie erwartet, zwei Lösungen für h, weil es sich um eine 
Resonanzkurve handelt, und sowohl auf der linken als auch auf der 
rechten seite des Resonanzgipfels gibt es einen h-Wert, bei dem die 
Amplitude von f(x) sich auf den Wert 1/sqrt(2) * f(t) reduziert hat.

Nun wissen wir den Ausdruck für h, in Form von t und s. Beim 
schmalbandig-gewobbelten Dipper wissen wir t schon -- t ist der Wert, 
bei dem f'(x) ihr Minimum hat, also die Nullstelle zwischen den beiden 
Gipfeln von f'(x).

Wir können s nicht direkt beim schmalbandig-gewobbelten Dipper messen. 
Aber wir können x0 und x1 messen -- das sind die Werte, wo beim 
schmalbandig-gewobbelten Dipper die zwei Gipfel erscheinen.

Wie oben schon abgeleitet, lauten die Ausdrücke für x0 und x1 wie folgt:

Von der ersten Gleichung für x0 (es geht auch mit der zweiten Gleichung 
für x1) können wir den Ausdruck für s wie folgt schreiben:

Nun haben wir übrigens die Kurve eindeutig charakterisiert -- wir wissen 
ja anhand der Messungen x0, x1, und t die beiden s und t Parameter, die 
die Cauchy-Lorentz-Verteilung vollständig beschreiben. Weil s entweder 
von x0 oder von x1 berechnet werden kann, kann man in der Praxis 
vielleicht s zweimal berechnen lassen (einmal mit x0, und einmal mit 
x1), und dann einen Durchschnittswert der beiden berechneten s-Werte 
verwenden.

Aber züruck zur Bandbreitenermittlung. Wenn wir bei der Formel für h den 
obigen Ausdruck für s verwenden, ergibt sich folgendes:

Das lässt sich noch vereinfachen, aber jedenfalls ist bewiesen, dass wir 
h anhand von messbaren Parametern x0 (Frequenz von einem der zwei 
Gipfeln) und t (Frequenz der Nullstelle zwischen den Gipfeln) berechnen 
können.

Und von den zwei Frequenzen h (nennen wir die h0 und h1), können wir die 
-3 dB Bandbreite als h1-h0 berechnen.

Noch interessanter wäre eine Formulierung, bei der h1-h0 (-3 dB 
Bandbreite) direkt von der Gipfeldistanz x1-x0 berechnet wird. Das ist 
sicher mit etwa 5 Minuten zusätzlichem Aufwand möglich, nur bin ich im 
Moment (01:21 morgens) zu erschöpft um das auszuarbeiten.

Falls ich Fehler bei den obigen Berechnungen gemacht habe würde ich 
gerne Korrekturen erhalten.

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Mit dem Abstand zwischen den
> beiden Extremwerten des durch Wobbelung gewonnenen Anstiegssignals ist
> die Breite des Dips eindeutig charakterisiert. Daraus kann man ohne viel
> Umwege  zum üblichen Breitenparameter, der Bandbreite gelangen. Um
> diesen Lösungsweg nachvollziehbar zu beschreiben, fehlen mir noch ein
> paar mathematische Details.

OK, die Mühe liegt in den Details, aber jetzt liegt ein Ergebnis vor.

Die approximierte Lorentzkurve lt. Wiki wird als Annäherung der 
Resonanzkurve verwendet:
fxa=1/(4*m^2)*1 ./((x-m).^2+g^2/4);
g steht für gamma und m für omega0.
Davon ermittelt ein Wobbeldipper, wenn er phasensensitiv detektiert, die 
erste Ableitung. Durch das Bilden der Ableitung davon, haben wir die 
zweite Ableitung der Approximierten Lorentzkurve. Deren Nullstellen 
entsprechen den Maxima der Wobbelkurve und den Wendepunkten der 
Resonanzkurve.
Aus dem Abstand der Wendepunkte kann der Parameter gamma der app. 
Lorentzkurve ermittelt werden, der Mittelwert der Wendepunkte ist die 
Resonanzfrequenz:
g = (xnst2-xnst1)*3/sqrt(3)
m = (xnst2+xnst1)/2
Damit ist die zugehörige app. Lorentzkurve vollständig beschrieben.
Der Abstand der -3dB Punkte ist nur von gamma abhängig:
B =sqrt(sqrt(2)-1)*g
Das ist das übliche Mass für die Bandbreite.
Wenn man gamma hier einsetzt erhält man die direkt Beziehung vom 
Wendepunktabstand zur Bandbreite:
B =(xnst2-xnst1)*3*sqrt(sqrt(2)-1)/sqrt(3)
Oder Anders ausgedrückt:
Gipfelabstand aus der Wobbeldipper Kurve plus ca. 11% ist die 
Bandbreite.
B =(xnst2-xnst1)*1.1147

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:

> B =(xnst2-xnst1)*1.1147

Sehr schön. Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen 
(die sich auf der Cauchy-Formel, und nicht auf der Breit-Wigner-Formel, 
basieren) dabei rauskommen, obwohl ich dass noch nicht geprüft habe.

Aber, wie oben erwähnt, werden in der Praxis die Gipfel leicht 
verschoben durch die inhärente Variierung der Oszillatoramplitude. (Das 
beseitigt man vielleicht am einfachsten mit einer Verschmälerung des 
Wobbelhubs.) Es wäre sehr spannend, die durch Wobbeldipper gemessene 
Bandbreite mit einer Bandbreite, die durch andere Mittel gemessen wurde, 
zu vergleichen. Leider besitze ich selbst kein Q-Meter oder ähnliches.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen
> (die sich auf der Cauchy-Formel, und nicht auf der Breit-Wigner-Formel,
> basieren) dabei rauskommen ...

Ja, das vermute ich auch. Die Approximierte Lorentz Formel ist lt. Wiki 
bis auf einen Salierungsfaktor identisch mit der Cauchy Formel.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> John qrp schrieb:
>> B =(xnst2-xnst1)*1.1147
> Das gleiche Ergebnis sollte auch bei meinen Berechnungen
> (die sich auf der Cauchy-Formel ... basieren) dabei rauskommen

Das habe ich nun geprüft und ich komme dabei auf das gleiche Ergebnis.

Nun bin ich dabei, eine Android-App zu schreiben, mit der ich die Daten 
von meinem Wobbeldipper sammeln und analysieren kann. Das erste Problem 
dabei ist, dass ich zwei Datenkanäle brauche: ein Kanal für die 
Frequenzmessung, und ein anderer Kanal für den NF-Ausgang des 
Wobbeldippers. Aber ein Android-Smartphone bietet nur einen einkanaligen 
Mikrofoneingang an. Ich habe vor, diesen einkanaligen Mikrofoneingang 
für die Frequenzmessung zu verwenden (mit dem Ansatz von PA2OHH hier: 
https://www.qsl.net/pa2ohh/11freqcnt1.htm, bei dem ein Frequenzteiler 
einen NF-Ton aus dem HF-Signal generiert, dessen NF-Frequenz sich mit 
Soundkarte messen lässt und nach einer Multiplikation wieder die 
HF-Frequenz ergibt).

Gleichzeitig wird dann die Smartphone-Kamera verwendet, um die 
Helligkeit der LED vom Wobbeldipper zu messen. Damit werden gleichzeitig 
durch Mikrofon die HF-Frequenz, und durch Kamera das 
Dipper-Ausgangssignal gemessen -- ohne zusätzliche Hardware.

Ein vorherzusehendes Problem ist das Rauschen bei einem solchen 
Messverfahren. Abgesehen von unvermeidlichem Rauschen der Sensoren 
selbst, werden auch leichte zeitliche Verzögerungen entstehen beim 
Messen von sowohl die Audiodaten als auch die Kameradaten, was letzten 
Endes auch zum zusätzlichen Rauschen in den gesammelten Daten führen 
wird. Eine Savitzky-Golay Glättung wird das Rauschen ausfiltern, nach 
dem dann die erste Ableitung von den Daten -- was der zweiten Ableitung 
von der Resonanzkurve entspricht -- berechnet werden kann, deren 
Nullstellen dann die Bandbreite ergibt. Und das alles wird auf dem 
Smartphone graphisch dargestellt werden können.

Die Abstimmung vom Wobbeldipper selbst wird vorerst händisch gemacht 
werden, aber dies kann auch später automatisiert werden.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Das ist spannend! Wenngleich auch eine Lösung mit Handy nicht den Charme 
eines eigenständigers Dippers hat. (Du könntest die Auswertung ja auch 
am PC machen, dann hast Du genug Eingangskanäle und die Qualität der 
Signale ist besser). Ich hoffe, Du stellst dann auch ein paar Bilder 
hier ein. Und vor allem die Ergebnisse: Vergleich 'normaler' Dipper zu 
Deinem samt Handy-Auswertung!

Als Schaltung nimmst Du vermutlich die oben gepostete?

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Als Schaltung nimmst Du vermutlich die oben gepostete?

Ja (*); nach Wiedergabe mehrerer YouTube-Videos von anderen Dipmetern 
(auch vom DipIt - siehe z.B. https://youtu.be/PQ8fhq5LzBI?t=2776) glaube 
ich, dass meine Schaltung empfindlich genug funktioniert, sodass ich 
schon an erweiterter Funktionalität wie Datensammelung arbeiten kann. Es 
wird aber noch eine Weile dauern.

(*) Meine Schaltung braucht noch einen HF-Ausgang für den PA2OHH 
Frequenzzähler, aber das ist eine Kleinigkeit.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> YouTube-Videos von anderen Dipmetern (auch vom DipIt - siehe z.B.
> https://youtu.be/PQ8fhq5LzBI?t=2776)

Da sieht man ganz am Beginn des Videos auch den Kainka. Er gibt sich ja 
nicht so als Theoretiker aber er denkt sich kleine, pfiffige Schaltungen 
aus.

Mit dem Diplt habe ich auch schon geliebäugelt, aber ich warte erstmal 
gespannt Deine Ergebnisse ab. Evtl. baue ich mir auch einen ganz 
einfachen Dipper, reicht für meine Zwecke, um mal schnell einen 
Schwingkreis auszumessen o.ä.

Ich habe auch noch ein paar andere Projekte auf dem Basteltisch und den 
Hang mich leicht zu verzetteln (Luxusproblem).

von Bernd (Gast)


Lesenswert?

Hallo,

bei dem obigen Link zum Video sieht man , daß die Kopplung zum zu 
"messenden" Schwingkreis viel zu stark ist. Man sieht deutlich die 
Mitzieheffekte an der LED und auch an der Frequenz.
Eine solch große zu messende Schwinkreispule koppelt selbst ein noch so 
tauber Dipper in größerer Entfernung.
Gut er hält beide Spulen um 90° versetzt und hat damit die schlechteste 
Kopplung. Das zeigt auch sein zweiter "Meßversuch", der auch wieder 
recht unglücklich endet.
Man sollte eben auch mit einem Dipper richtig umgehen könnenund seine 
Funktion genau kennen.

Eurere Bemühungen hier verfolge ich schon von Anfang an. Bis auf euere 
Rechnerei verstehe ich auch Alles.

Nur erkenne ich euer Ziel nicht genau - außer Empfindlichkeitserhöhung.

Ich bin auch Einer der lieber den Dipper, als den wesentlich genaueren 
Netzwerktester (NWT500) nimmt. Denn zum Vorabgleich reicht die ungefähre 
Frequenz und der dipper ist sofort anzeigebereit und nimmt nicht so viel 
Platz auf dem Arbeitstisch weg.

Falls ihr auch Wert auf hohe Frequenzgenauigkeit legt wäre es von Voteil 
außer der Induktiven Kopplung auch eine Kapazitive vorzusehen, den in 
den Geräten sind Schwingkreise oft geschirmt oder so klein, daß es 
selbst mit einer Linkleitung schlecht koppelt. Mit Tastspitzen kann man 
direkt auf die Lötaugen gehen.

Gut, aber egal wie das hier endet, es bleibt interessant.

Viele Grüße
Bernd

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Bernd schrieb:
> Nur erkenne ich euer Ziel nicht genau - außer Empfindlichkeitserhöhung.

Bei mir erweitern sich die Ziele im Laufe der Diskussion. Dass die 
Gipfeldistanz beim Wobbeldipper die Bandbreite ergibt finde ich eine 
spannende Geschichte. Ein neues Ziel für mich ist zu versuchen, durch 
Wobbeldipper die Bandbreite von einer Magnetantenne (die noch zu bauen 
ist) zu messen. Dadurch kann man die Verluste einschätzen; das 
Minimieren von Verlusten ist bekanntlich ein sehr wichtiges Thema bei 
Magnetantennen. Mit dem Wobbeldipper hoffe ich, mit wenig Aufwand die 
Verluste von verschiedenen Aufbautechniken (z.B. gelötete oder 
mechanische geklemmte Verbindungen; Vakuumkondensator oder 
Luftkondensator oder selbst-gebauter Kondensator; usw.) zu vergleichen. 
Und wenn man viele Messungen macht, will man auch diese Daten automatich 
sammeln, speichern, und analysieren können.

Die derzeitige Idee, durch Smartphone-Kamera die Helligkeit der LED zu 
messen, bringt mit sich eine Menge interessanter Probleme. Es ist nicht 
einmal klar, ob die Helligkeit von der LED sich linear mit der 
Strommenge ändert. Weiters ist es nicht klar, ob die Hellitkeitswerte, 
die die Smartphone-Kamera liefert, sich linear mit der LED-Intensität 
ändern. Ausserdem liefert die Smartphone-Kamera ein RGB-Bild als Daten; 
aber daraus muss ich durch irgendein Verfahren einen einzigen Wert 
berechnen, die der Helligkeit der LED entspricht. Wahrscheinlich muss 
ich die Bilddaten von RGB-Farbraum in den HSL-Farbraum umwandeln. 
Vielleicht kann ich danach einfach alle L werte aller Pixel summieren, 
um die gesamte Helligkeit des Bildes zu bekommen. Wenn ein solcher 
Algorithmus einmal geschrieben ist, kann er dann getestet werden, in dem 
die LED mit steigender und bekannter Strommenge getrieben wird. Man 
könnte dann eine Kalibrierungstabelle erstellen, damit der vom 
Algorithmus gelieferte Helligkeitswert sich durch die 
Kalibrierungstabelle linear mit der Strommenge (bzw. der Amplitude des 
gleichgerichteten Wechselspannungssignal) steigt.

Auf der anderen Seite, ist die Linearität vom Messverfahren eigentlich 
egal, wenn uns nur die Gipfelstellen interessieren, weil die 
Gipfelstellen bleiben unverändert, egal wie nicht-linear das 
Messverfahren sei.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Bei mir erweitern sich die Ziele im Laufe der Diskussion.

Das ist der Punkt. So ist es möglich, sich dem Thema von verschiedenen 
Seiten anzunähern.

Die Mathematik verstehe ich nicht im Detail, dazu müßte ich da tiefer 
einsteigen, finde ich aber sehr interessant.

Trotz aller Details sollte man nicht den roten Faden verlieren. Wie 
Bernd oben schreibt: die Präzision der Messung steht und fällt mit einer 
losen Kopplung!

Der Oszillator sollte also möglichst gut sein, also empfindlich und 
oberwellenarm (wobei mir noch nicht ganz klar ist, inwieweit sich 
Oberwellen auf die Messung auswirken).

Die Herausforderung ist für mich also, einen guten Oszillator zu bauen, 
der auch über die ganze Bandbreite (z.B. 100k - 30MHz) funktioniert.

Momentan bin ich noch in der Simulationsphase. Demnächst werde ich dann 
die Erkenntnisse in die Praxis umsetzen. Also emittergekoppelter oder 
Dreipunktoszillator? Ich vermute daß sich letzterer als sinnvoller 
erweisen wird.

Mohandes

von Bernd (Gast)


Lesenswert?

Nun der Oszillator muß für einen reinen Dipper kein besonders sauberer 
Sinus sein. Bei meiner Spule für den tiefsten Bereich 50....100kHz ist 
der auch nicht sauber, funktioniert aber trotzdem sehr gut. Ich hatte 
einfach keine Lust die Spule mit Anzapfung nochmals zu wickeln.
Bei loser Kopplung regt sowieso nur die Hauptamplitude den Meßkreis an.
Ich habe ja auch das DipIt-Prinzip verwendet. 50kHz bis über 120MHz mit 
einem Oszillator. Da die BB112 nicht für den gesamten Bereich geeignet 
sind habe ich für die ganz tiefen und ganz hohen Bereiche die C-Dioden 
in die Steckspule integriert.
Auswerten tue ich zusätzlich die doppelte Wobbelfrequenz mit einem 
NE567. Das ist nochmals empfindlicher als die LED.

Viele Grüße
Bernd

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Die derzeitige Idee, durch Smartphone-Kamera die Helligkeit der LED zu
> messen, bringt mit sich eine Menge interessanter Probleme.

Nun glaube ich, dass es viel einfacher und viel besser geht, mit 
Time-Division Multiplexing 
(https://en.wikipedia.org/wiki/Time-division_multiplexing).

Ein Smartphone hat ja zwei NF-Ausgänge, aber nur einen NF-Eingang 
(Mikrofoneingang). Ich habe aber zwei NF-Eingangssignale: eines vom 
PA2OHH Frequenzzähler (bzw. Frequenzteiler), und eines vom NF-Ausgang 
des Wobbeldippers.

Nun braucht man nur per Smartphone, den Mikrofoneingang periodisch (z.B. 
10 mal pro Sekunde) zwischen die zwei Signalquellen zu schalten. Die 
zwei NF-Ausgänge (linker Kanal und rechter Kanal) können dazu als 
Steuerungssignale verwendet werden und per Software gesteuert werden. 
Dann wird anhand von diesen Steuerungssignalen hardwaremässig 
(irgendwie, mit Transistor oder anderer Schalttechnik) das eine oder das 
andere NF-Signal in den Mikrofoneingang geleitet. Da die Software die 
Schaltung steuert, weiss die Software ja immer welches NF-Signal gerade 
aktiv ist, und daher kann die Software das Signal entsprechend als 
Frequenz-Wert oder als Dip-Wert speichern.

: Bearbeitet durch User
von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das
> Vorzeichen des Anstiegs erhalten

Hast du vielleicht einen (Schaltungs-)Vorschlag, wie man das am 
einfachsten realisieren könnte? Ich habe etwas darüber nachgedacht, aber 
mir fehlt die Erfahrung mit phasensensitiven Schaltungen. Ich dachte, 
vielleicht ginge das alles mit DSP (das vom Wobbeldipper digitaliserte 
NF-Signal per Computer zu analysieren), aber da es sich um eine 
Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei 
der Digitaliserung verloren. Es bedarf also einer Hardware-Lösung, aber 
da tappe ich im Dunkeln.

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> John qrp schrieb:
>> empfiehlt sich eine phasensensitive Gleichrichtung, dann bleibt das
>> Vorzeichen des Anstiegs erhalten
>
> Hast du vielleicht einen (Schaltungs-)Vorschlag, wie man das am
> einfachsten realisieren könnte?

Ein Multiplizierer + TP würde sich eignen.

NE602 enthält eine Gilbertzelle und auch schon einen Oszillator dazu. 
Wahrscheinlich gibt es aber auch zeitgemässere Schaltungen, aber diese 
Lösung ist recht einfach.

Ringmodulatoren hat man früher auch verwendet. Unter Chopper Verstärker 
findet man sicher jede Menge Lösungen. Das Dipit ist ja eine Anwendung 
dieses Prinzips.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

PS.:

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Ich dachte,
> vielleicht ginge das alles mit DSP (das vom Wobbeldipper digitaliserte
> NF-Signal per Computer zu analysieren), aber da es sich um eine
> Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei
> der Digitaliserung verloren.

Warum sollte das der Fall sein? Das dsp sollte sich doch synchronisieren 
lassen.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Qrp-gaijin @. schrieb:
>> da es sich um eine
>> Phasendifferenz von 180 Grad handelt, geht diese Phaseninformation bei
>> der Digitalisierung verloren.
>
> Warum sollte das der Fall sein? Das dsp sollte sich doch synchronisieren
> lassen.

Zu wissen, dass es gehen muss, ist schon ein Fortschritt für mich. Mein 
wahrscheinlicher Denkfehler war zu glauben, dass die Soundkarte wegen 
der kapazitiver Kopplung nicht zwischen -1 Volt und +1 Volt 
differenzieren kann. Aber wie du sagst, sollte die Soundkarte das doch 
können. Nur habe ich bisher keine Versuche in dieser Richtung gemacht.

Also als Nächstes werde ich probieren, mit PC eine Sinuswelle zu 
generieren, und  auf Knopfdruck die Phase um 180 Grad verstellen. Dann 
werde ich diese Sinuswelle per Audiokabel in das Smartphone leiten, und 
ein kleines, Oszilloskop-artiges Programm auf dem Smartphone laufen 
lassen, damit ich mit genau definiertem Zeitintervall genau einen Zyklus 
vom Eingangssignal graphisch darstelle. Dann, wenn ich die Phase vom 
Eingangssignal auf dem PC um 180 Grad verstelle, sollte auch beim 
Smartphone-Oszilloskop das signal um 180 Grad verstellt (umgedreht) 
werden. Logisch müsste das gehen -- wenn meine Logik nicht wieder falsch 
liegt!

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> wegen
> der kapazitiver Kopplung

Die ist kein Problem, denn sie überträgt die Sinuswelle vollständig, 
einschliesslich der positiven und der negativen Halbwelle.

Das dsp sollte nur wissen, welche der Halbwellen die positive und welche 
die negative ist. Dazu muss es beim Start durch das Vergleichssignal 
synchronisiert werden. Die Synchronisation muss auch nach längerer Zeit 
ohne Signal aufgefrischt werden. Dazwischen kann sie nach dem 
Eingangssignal nachjustiert werden.

Dein Eingangs Multiplexer braucht also einen dritten Kanal.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Nun habe ich das NF-Ausgangssignal vom Wobbeldipper ins 
Smartphone-Oszilloskop geleitet und mir die Wellenformen angesehen.

Ich habe zu wenig Erfahrung, um zu wissen, wie schwierig die 
Realisierung der Phasendiskriminierung in digitaler Domäne sei. Aber es 
scheint mir nicht ganz trivial zu sein.

Das NF-Ausgangssignal vom Wobbeldipper hängt von dem Wobbelhub ab. Wenn 
der Wobbelhub "schmal" im Verhältnis zur Bandbreite des Prüflings ist, 
kommt -- wenn man eine sinusförmige Wobbelung verwendet -- eine 
Sinuswelle heraus (Anhang: narrow.png). In diesem Zustand kann ich 
optisch die Phasenumkehrung relativ leicht erkennen -- auf der einen 
Seite des Dips erscheint an einer bestimmten Stelle auf dem Oszilloskop 
ein positiver Gipfel; wenn der Dipperoszillator dann auf die andere 
Seite des Dips abgestimmt wird, wird dieser positiver Gipfel zum 
negativen Gipfel. So weit, so gut.

Wenn aber der Wobbelhub "zu breit" eingestellt wird, kommen komplizierte 
Wellenformen heraus (Anhang: wide.png). Die Welle ist nicht mehr 
sinusförmig, weil der Wobbelhub so breit ist, dass die 
Oszillatoramplitude innerhalb des Wobbelhubs sich nicht mehr linear 
verhält. In diesem Fall ist eine optische Phasendiskriminierung gerade 
noch irgendwie möglich, weil ich schon im Voraus ja weiss, dass die 
Wellenform (bzw. Phase) auf der einen Seite des Dips anders aussehen 
muss, als die Wellenform auf der anderen Seite des Dips. Obwohl mit 
diesem Vorwissen kann ich irgendwie optisch schon diskriminieren 
zwischen linker und rechter Seite des Dips, weiss ich nicht ob bei 
solchen komplizieren, nicht-sinusförmigen (und sogar nicht 
vorhersehbaren) Wellenformen eine automatisierte Phasendiskriminierung 
einfach zu realisieren ist.

Vielleicht lässt sich das alles mit einem Bandpassfilter lösen.

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Nur kurz ein paar Überlegungen:

Die Einflüsse einer unebenen Baseline kann man bei einem Mikrocontroller 
gesteuerten Gerät weg bekommen, indem man die Baseline vorher erhebt und 
von den Messdaten subtrahiert. Mit dem Telefon als Auswertungs Gerät ist 
das kaum möglich. Aber das ist jetzt aktuell noch nicht dein Thema.

Ein "zu breiter Wobbelhub" kann wohl vermieden werden.

Es kann aber durchaus vorkommen, dass andere Frequenzen als die 
Wobbelfrequenz im Eingangssignal vorhanden sind. Darum muss, wie du 
schon richtig vermutet hast, vor der weiter Verarbeitung gefiltert 
werden. Nur der Anteil mit der Frequenz der Wobbelung enthält die 
Anstiegsinformation. Nach der Filterung ist die Unterscheidung der 
beiden Phasenlagen einfach.

Die Phasendiskriminierung muss nicht aufwändig sein. Es reicht ja eine 
Auswertung nach Amplitude und die Unterscheidung Anstieg vs. Abstieg.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Dein Eingangs Multiplexer braucht also einen dritten Kanal.

Das wird etwas mühsam, zwischen drei Kanäle zu multiplexen. Ausserdem 
entsteht dann noch ein mühsames Problem: beim Multiplexen haben wir 
Daten von zeitlich nicht überlappende Zeitscheiben jedes Kanales. Aber 
bei der Phasendiskriminierung geht es ja darum, in der gleichen 
Zeitscheibe die Phase vom Referenzsignal (das Wobbelsignal) und vom 
Testsignal (das NF-Ausgangssignal vom Dipper, nennen wir es 
Dippersignal) zu vergleichen. In Software würde das heissen, wir müssten 
die digitalisierten Daten von der Zeitscheibe des Wobbelsignales 
extrapolieren (mit Beibehaltung der Phase), damit die extrapolierten 
Wobbelsignaldaten zeitlich das Dippersignal überlappt. Erst dann können 
wir die Phase vom Wobbelsignal und Dippersignal vergleichen. Möglich, 
aber mühsam.

Ein alternativer Ansatz wäre, das Wobbelsignal digital vom Smartphone zu 
erzeugen (aus den Kopfhörer-Ausgang). Dann weiss die Software ja immer 
den Wert und die Phase des Wobbelsignales, ohne es von einem dritten 
Kanal lesen zu müssen (angenommen, dass das Smartphone tätsächlich 
gleichzeitig Audiodaten lesen und schreiben kann, ohne 
Phasenverschiebung...). Die Phase des Software-erzeugten Wobbelsignales 
könnte dann mit der Phase des von Mikrofon eingelesenen Dippersignales 
verglichen werden.

Eine software-gesteuerte Wobbelung wäre sowieso interessant, weil der 
Wobbelhub dann je nach Bedarf beliebig eingestellt werden könnte.

Letzten Endes hoffe ich, dass ich dann auch die Abstimmung des 
Dipperoszillators per Smartphone steuern kann. Das würde dann den 
zweiten Kopfhörer-Kanal verbrauchen. Aber dann bleibt kein 
Kopfhörer-Kanal übrig, um als Steuerungskanal für das Multiplexen des 
Mikrofoneingangs (zwischen Dippersignal und PA2OHH Frequenzteilersignal) 
zu dienen. Es wäre nicht unvorstellbar, sowohl Oszillator-Abstimmung als 
auch Wobbelung durch nur einen Kopfhörer-Ausgangskanal zu steuern, aber 
das bringt auch Probleme mit sich. (Der Kopfhörer-Ausgang erzeugt ja ein 
Wechselspannungssignal, welches dann gleichgerichtet und gefiltert 
werden muss, um eine Gleichspannung zu bekommen, die die Kapazitätsdiode 
steuern kann. Aber diese notwendige RC-Filterung verlangsamt die 
Reaktionszeit der Steuerspannung, welches dann vielleicht die 
400-Hz-Wobbelung der Steuerspannung verhindert. Aber vielleicht geht's 
doch.)

John qrp schrieb:
> indem man die Baseline vorher erhebt und
> von den Messdaten subtrahiert. Mit dem Telefon als Auswertungs Gerät ist
> das kaum möglich.

Warum soll das beim Smartphone kaum möglich sein?

: Bearbeitet durch User
von John QRP (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Das wird etwas mühsam, zwischen drei Kanäle zu multiplexen.
OK, ich sehe halt kein Problem darin.
Qrp-gaijin @. schrieb:
> beim Multiplexen haben wir
> Daten von zeitlich nicht überlappende Zeitscheiben jedes Kanales.
Nein, der Phasenvergleich würde mit einem synthetischen Signal innerhalb 
der DSP geschehen. In der "nicht überlappende Zeitscheibe" wird dieses 
synthetische Signal nur synchronisiert und seine Frequenz nach justiert.

Der Mux Ausgang kann auch den Ausgangs Multiplexer bedienen.

Mit der Verwendung des Telefons handelt man sich einige Nachteile 
gegenüber einem MC ein.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Warum soll das beim Smartphone kaum möglich sein?
Es ist schon richtig, dass alles möglich ist. Ich meinte, dass es wenig 
sinnvoll ist, auf einem Telefon diesen Aufwand zu treiben. Ich sehe das 
Telefon eher geeignet für ein paar Vorversuche und einfache Proofs of 
Concept.

Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC 
kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ohne 
Aussicht auf längerfristige Nachbeschaffbarkeit.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John QRP schrieb:
> Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC
> kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ...

Das waren auch meine Gedanken. Eine Lösung ohne Handy, als Stand-Alone, 
ist natürlich charmanter. Ein uC kann die Rechenarbeit ebenso erledigen.

Ich verfolge den Thread mit Inteteresse, wenngleich ich aus der 
Mathematik schon längst ausgestiegen bin.

Du, Qrp-gaijin, schreibst ja daß da auch zwei kamelhöckerartige Maxima 
entstehen. Du weißt ja, daß, je nach Kopplung, noch zusätzlich zwei 
weitere Höcker auftreten (überkritische Kopplung). Das muß die Rechnerei 
unterscheiden. Wobei die Kopplung ja möglichst lose sein soll, also 
guter (empfindlich & stabil) Oszillator.

Ich warte gerade auf meine Bestellung, mir fehlen noch Teile. Und dann 
baue ich mir erstmal einen ganz simplen (aber guten, hoffe ich) 
klassischen Dipper. Mit der Option auf den Diplt.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

John QRP schrieb:
> Auf dem MC sind viele Teilaufgaben weniger "mühsam" lösbar und der MC
> kann nachbeschafft werden. Ein Telefon sehe ich als Verschleissteil ...

Stimmt. Im Moment kenne ich mich einfach noch zu wenig bei 
Mikrocontrollern aus; daher ist es mir schneller (auch wenn mühsam), die 
Softwareteile in Java für das Android-Smartphone zu schreiben. Ausserdem 
habe ich schon Java-Bibliotheken gefunden, mit denen ich mit 
Savitzky-Golay-Glättung und anderen unterhaltsamen numerischen Verfahren 
herumspielen kann.

Ich bin gerade dabei, FIR- und IIR-Filter zu studieren. IIR scheint 
überraschend einfach implementierbar zu sein. Damit will ich das 
Dippersignal filtern, damit ich dann nur eine reine Sinuswelle habe. 
Danach will ich dann die Phase zwischen Dippersignal und Referenzsignal 
(Wobbelsignal) vergleichen, was dann das Multiplexen des 
Mikrofoneinganges erfordert. Das Multiplexen erfordert sowohl Hardware 
als auch Softwareerweiterungen, aber ich habe schon eine grobe Idee, wie 
ich da weiterkomme.

Mohandes H. schrieb:

> Ich verfolge den Thread mit Inteteresse, wenngleich ich aus der
> Mathematik schon längst ausgestiegen bin.

Ich merkte, dass John QRP versucht hat, die Überlegungen zur Messung der 
Bandbreite beim DipIt-Forum zu diskutieren 
(https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/13126-%C3%BCberlegungen-zum-dipit-und-zur-bandbreite-der-messobjekte/) 
-- aber es scheint sich niemand dort dafür zu interessieren. Schade.

Aber:

Mohandes H. schrieb:
> Du, Qrp-gaijin, schreibst ja daß da auch zwei kamelhöckerartige Maxima
> entstehen. Du weißt ja, daß, je nach Kopplung, noch zusätzlich zwei
> weitere Höcker auftreten (überkritische Kopplung). Das muß die Rechnerei
> unterscheiden.

Richtig, da habe ich deine Anmerkung vielleicht nicht ausreichend 
beachtet.  Es wird noch eine lange Weile dauern, bevor ich selbst 
wirkliche Daten vom Dipper sammeln kann, aber zumindest beim händischen 
Betrieb meines Dippers habe ich noch kein Doppel-Doppelgipfeliges 
Phänomen beobachtet. Das liegt vielleicht daran, dass ich den 
emittergekoppelten Oszillator verwende, welcher bekanntlich wegen der 
Relaxation-Oszillation nicht bei der Frequenz des LC-Kreises schwingt, 
sondern bei einer niedrigerer Frequenz. Deshalb wird vielleicht bei 
meiner Schaltung sowieso immer eine überkritische Kopplung vermieden, 
weil die Resonanzfrequenz des Prüflings nicht mit der Resonanzfrequenz 
des Oszillator-LC-Kreises übereinstimmt.

> Und dann
> baue ich mir erstmal einen ganz simplen (aber guten, hoffe ich)
> klassischen Dipper. Mit der Option auf den Diplt.

Ich bin gespannt auf deine Ergebnisse!

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Bernd schrieb:
> Auswerten tue ich zusätzlich die doppelte Wobbelfrequenz mit einem
> NE567. Das ist nochmals empfindlicher als die LED.

Ich kenne mich beim NE567 (bzw. LM567) gar nicht aus -- merke aber mit 
Interesse, dass der Chip einen Phasendetektor beinhaltet (Verweis: 
https://www.ti.com/lit/ds/snosbq4e/snosbq4e.pdf, p. 1, Abschnitt 4). Wie 
oben schon diskutiert, braucht man beim Wobbeldipper eine 
phasensensitive Gleichrichtung, um zwischen Anstieg und Abstieg zu 
diskriminieren. Hast du Bernd vielleicht den NE567 auf diese Art und 
Weise verwendet, damit nicht nur die Amplitude vom Wobbeldippersignal, 
sondern auch das Vorzeichen (das heisst, die Phase) gemessen wurde?

Die Webseite 
https://www.instructables.com/Miniature-Wearable-Lock-in-Amplifier-and-Sonar-Sys/ 
scheint etwas verwandt zu sein. Dort wird beschrieben, wie Pin 1 vom 
LM567 als Ausgang verwendet werden kann, um Zugriff zum 
Phasendetektorsignal zu bekommen. Ich verstehe den Ansatz noch nicht 
ganz, aber vielleicht kann man sowas Ähnliches beim Wobbeldipper auch 
machen. Zitat:

> The way in which the 567 tone decoder is being used has been
> regarded by some as a creative departure from its normal
> conventional usage. Normally Pin 8 is the output pin, but we
> don't use that at all. Normally the device detects a tone and
> turns on a light or other item when the tone is detected.

> Here we are using it in a way that is completely different
> from the way in which it was intended to be used.

> Instead, we are taking the output at Pin 1 which is the
> *output of a "Phase Detector"*. We exploit the fact that a
> "Phase Detector" is simply a multiplier.

: Bearbeitet durch User
von Bernd (Gast)


Lesenswert?

Den 567 verwende ich als sogenannten Tondecoder. Es ist ja eine PLL und 
wenn die beschriebene doppelte Frequenz entsteht rastet die PLL ein und 
die Rstanzeige leuchtet zusätzlich, aber im Unterschied der originalen 
Schaltung eben genau auf der Resonanzfrequenz.
Der 567 ist gleichzeitig Generator. Dessen Frequenz wird durch zwei 
geteilt. Die nun halbe Frequenz dem Wobbel-OPV wie im Original zugeführt 
- HF-Oszillator - Filter, allerdings LC - Anzeigeverstärker, wie im 
Original, und dessen Ausgangssignal zum 567.

Ich wollte damals nur die entstehende doppelte Frequenz zusätzlich 
auswerten. Die etwas höhere Empfindlichkeit hat sich ungewollt ergeben.

Ich hätte die Schaltung hier schon längst gezeigt, will euch aber nicht 
von eueren Weg abbringen.
Bei der Rechnerei kann ich sowieso nicht mitreden .
Ich bin halt Praktiker. Meine Geräte stammen alle von irgendeiner 
Schaltung, halt auf meine Bedürfnisse angepaßt und wenn möglich 
verbessert.
So entstand auch mein Dipper nach dem DipIt, halt nach den Erfahrungen 
im QRP-Forum verändert. Mangels Interesse dort, habe ich meine Schaltung 
da auch nicht veröffentlicht.

Viele Grüße
Bernd

von eric1 (Gast)


Lesenswert?

Bernd schrieb:
> So entstand auch mein Dipper nach dem DipIt, halt nach den Erfahrungen
> im QRP-Forum verändert. Mangels Interesse dort, habe ich meine Schaltung
> da auch nicht veröffentlicht.

Da ich Bernds Schaltung kenne, kann ich Euch nur sagen dass sie pfiffige 
Erweiterungen hat und auch der Frequenzberich wurde intelligent bis über 
den 2m-Bereich erweitert, was damals dem DipIt (ich denke durch einen 
Denkfehler) verwehrt blieb.
eric1

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Bernd schrieb:
> Den 567 verwende ich als sogenannten Tondecoder. [...]
> Ich wollte damals nur die entstehende doppelte Frequenz zusätzlich
> auswerten.

Danke für die Erklärung. Ich glaube, deine Verwendung des 567 ungefähr 
verstanden zu haben. Bei Auswertung der doppelten Wobbelfrequenz kann 
man zwar genau die Resonanzfrequenz des Prüflings feststellen, aber 
dabei kann man nicht (glaube ich) die Bandbreite des Prüflings 
ermitteln, weil die oben ausgedachte Bandbreitenermittlung erfordert, 
dass wir die einfache Wobbelfrequenz auswerten. Jedenfalls, der 567 
scheint ein nutzbares Teil zu sein. Obwohl ich gerade mit DSP die 
Weiterverarbeitung des Dippersignals untersuche, spüre ich, dass der 567 
einige analoge Weiterverarbeitungsmöglichkeiten auch eröffnet.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Der (zusätzliche) Ansatz von Bernd ist auch interessant!

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Bei Auswertung der doppelten Wobbelfrequenz kann man zwar genau die
> Resonanzfrequenz des Prüflings feststellen, aber dabei kann man nicht
> (glaube ich) die Bandbreite des Prüflings ermitteln, weil die oben
> ausgedachte Bandbreitenermittlung erfordert, dass wir die einfache
> Wobbelfrequenz auswerten. Jedenfalls, der 567 scheint ein nutzbares Teil
> zu sein ...

Was ist eigentlich das eigentliche Ziel? Geht es darum die 
Resonanzfrequenz möglichst genau zu bestimmen, oder eher darum einen 
sehr empfindlichen Dipper zu bauen?

Oder - so würde ich das machen - entwickelst Du erstmal und schaust dann 
wo die Grenzen sind?

Dipper sind ja im digitalen  Zeitalter fast aussterbende Dinosaurier. 
Aber durch pfiffige Mathematik und Elektronik läßt sich da bestimmt noch 
einiges machen.

Ich bin eher Minimalist. Mich faszinieren ganz simple Schaltungen, z.B. 
die DARC-Standardschaltung mit ECC85 o.ä. aus dem Rothammel (ist 
natürlich Stand der Technik ~1960). Jetzt habe ich auch mal meine 
Amateurfunk-Bibel (DMV, 1963) ausgebuddelt, da steht auch einiges zum 
Grid- & Anoden-Dipmeter drin. Ich werde mal eine ähnliche Schaltung mit 
FET aufbauen weil ich vermute daß der Dipper mit einem guten Oszillator 
steht und fällt.

Parallel werde ich das mit dem Peltz-Oszillator aufbauen um einen 
Vergleich zu haben. Auswertung des Dips über Offset & OP. Frequenz über 
Drehko, alternativ Kap-Diode (und damit könnte man das natürlich noch 
modulieren).

Also minimalistische Schaltung, die dann optimiert wird (Bauteile, 
Aufbau) wobei ich vermute daß die klassische Technik da schon ziemlich 
ausgereizt ist.

Das sind so meine Projekte für die nächsten Wochen. Ich finde es 
spannend, sich von verschiedenen Seiten dem Thema anzunähern und sich 
dabei auszutauschen.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Was ist eigentlich das eigentliche Ziel?

Bei mir geht's es im Moment darum:

1. Amplitudendaten vom Wobbeldipper zu sammeln und graphisch 
darzustellen, wie Bernd B. (bbrand) ganz am Anfang des Threads sehr 
schön demonstriert hat.

2. Phasendaten vom Wobbeldipper zu sammeln, womit man dann zwischen 
Anstieg und Abstieg differenzieren kann -- in anderen Worten, das 
Vorzeichen der Amplituden von (1) festzustellen.

3. Anhand von Daten von (1) und (2) sollte sich die ursprüngliche 
Resonanzkurve in grober Form durch Integrieren rekonstruieren lassen -- 
nicht nur dann, wenn der Prüfling ein einfacher LC-Kreis ist, sondern 
auch dann, wenn der Prüfling aus mehreren gekoppelten LC-Kreisen 
besteht, wie z.B. bei ZF-Stufen von einem Superhet.

> Oder - so würde ich das machen - entwickelst Du erstmal und schaust dann
> wo die Grenzen sind?

Ja, bei mir ist die Motivation zu lernen und entwickeln, und dabei auch 
einige Messungen zu machen und die Daten (wie z.B. Bandbreite) graphisch 
darzustellen. Bei mir ist es viel interessanter, Messungen mit 
selbstgebauten Geräten zu machen, als mit Black-Box-Geräten zu machen. 
Dadurch habe ich ein tieferes Verständnis von den zugrunde liegenden 
elektromagnetischen Phänomenen.

> Ich bin eher Minimalist. Mich faszinieren ganz simple Schaltungen

Aus dieser Sicht finde ich die superregenerative Dipperschaltung mit 
Ton-Ausgang von Alan Yates sehr reizend (http://vk2zay.net/article/133). 
Es ist nur ein Pendelaudion (Quenchkreispendler), mit niedriger 
Quenchfrequenz im NF-Bereich. Man hört also die Quenchfrequenz, und sie 
ist die akustische "Anzeige". Wenn mehr Verluste entstehen, dann braucht 
der Oszillator mehr Zeit (wegen der höheren Dämpfung), bis die 
Oszillatoramplitude wieder gross genug ist, damit der Quenchkreis wieder 
die Oszillation stoppen kann. Dadurch wird die Quenchfrequenz 
automatisch niedriger (in der Theorie, zumindest -- in der Praxis 
scheint sie auch manchmal höher zu werden!) -- und man hört die 
Veränderung der Quenchfrequenz. Nachteil dabei ist, dass ein solches 
Verfahren sich nicht für Datensammlung eignet, weil es beinahe unmöglich 
ist, das Verhältnis zwischen gekoppelte Verluste und die Veränderung der 
Quenchfrequenz exakt zu beschrieben. Ausserdem kann man die Amplitude 
des Dips nicht Verstärken wie beim DipIt. Trotzdem, eine sehr 
interessante und einfache Schaltung (die auch den emittergekoppelten 
Oszillator verwendet).

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Ja, bei mir ist die Motivation zu lernen und entwickeln, und dabei auch
> einige Messungen zu machen und die Daten (wie z.B. Bandbreite) graphisch
> darzustellen. Bei mir ist es viel interessanter, Messungen mit
> selbstgebauten Geräten zu machen, als mit Black-Box-Geräten zu machen.
> Dadurch habe ich ein tieferes Verständnis von den zugrunde liegenden
> elektromagnetischen Phänomenen.

Ja klar, das ist die primäre Motivation! Und natürlich die Freude am 
experimentieren und basteln. Statt ein paar Black-Boxes 
zusammenzustecken ist es viel schöner selber zu bauen und zu schauen wie 
sich das entwickelt.

Um die verschiedenen Konzepte vergleichen zu können werde ich mir einen 
Versuchsaufbau machen mit vorläufig immer denselben Spulen (auch die 
Kopplung). Damit dann verschiedene Oszillatoren testen. Spaßenshalber 
werde ich auch einen mit Röhren (ECC85) bauen. Ich habe auch eine 
Schaltung gefunden wo ein magisches Auge EM85 zur Anzeige und 
gleichzeitig als Oszillator bis 250 MHz dient! Auch eine Form von 
Minimalismus. Röhren habe ich da.

> Aus dieser Sicht finde ich die superregenerative Dipperschaltung mit
> Ton-Ausgang von Alan Yates sehr reizend (http://vk2zay.net/article/133).
> Es ist nur ein Pendelaudion ...

Interessant, schaue ich mir an. Das Ohr reagiert ja sehr empfindlich auf 
Frequenzänderungen, eine akustische Auswertung macht Sinn (und man muß 
keine Anzeige anschauen).

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Hi,
schön, dass die Diskussion so informativ und angeregt weiter geht. Ich 
werde mich in Kürze zurück melden. Vorerst nur ein Vorschlag und 
Beispiel zum geregelten Oszillator in Emitter gekoppelter Schaltung.

73, John

von Bernd (Gast)


Lesenswert?

Hallo,

ich kann das eigentliche Ziel hier auch nicht so richtig erkennen.

Mal grob formuliert sollte ein Dipper meine Meinung nach ein handliches 
schnell benutzbares Gerätchen sein , um schnell eine ungfähre 
Schwingfrequenz zu ermitteln.

Für genauere Messungen gibt es die Netzwerktester. Der kann das zwar 
auch, aber ehe er betriebsbereit ist , bin ich mit dem Dipper schon 
10mal fertig.

Aber wenn es hier nur ums Basteln und Lernen geht ist das auch in 
Ordnung.
Dann kann man auch ruhig das Fahrrad das zweite Mal erfinden.
Aber ich finde Theorie ist Theorie und sollte nicht von der Praxis 
getrennt werden. Denn die richtig schönen Dreckeffekte zeigen sich erst 
in der Praxis.

Und danke Eric für deine lobenden Worte.

Viele Grüße
Bernd

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Bernd schrieb:
> ich kann das eigentliche Ziel hier auch nicht so richtig erkennen.

Siehe oben: Forscherdrang, Freude am Basteln und Messen, Erfahrungen 
sammeln. Das reicht (für mich) schon. Und dann mal schauen was dabei 
rauskommt.

> Mal grob formuliert sollte ein Dipper meine Meinung nach ein handliches
> schnell benutzbares Gerätchen sein , um schnell eine ungfähre
> Schwingfrequenz zu ermitteln.

Sehe ich auch so. Ein Dipper ist kein Präzisionsmeßgerät sondern ein 
Gerät um mal schnell eine Resonanzfrequenz zu bestimmen. So sind 
zumindest meine Ansprüche.

Trotzdem interessant, was man da noch rauskitzeln kann. Erstmal durch 
die Modulation wie beim Diplt und die Auswertung eines AC-Signales. Dann 
durch weitere Algorithmen wie es Qrp-gaijin darstellt.

Wie gesagt, aus der Mathematik bin ich schon ausgestiegen. Verfolge ich 
aber weiter - und hoffe, daß Qrp-gaijin bei seinen Algorithmen 'den Wald 
vor lauter Bäumen' nicht übersieht ;-)!

P.S. Das mit dem Handy welches die Auswertung übernimmt halte ich für 
eine Sackgasse. Alleine durch die Übertragung der Daten ergeben sich 
neue Probleme.
Ein kleiner uC könnte das viel eleganter übernehmen, das hätte auch den 
Vorteil eines Stand-allone-Gerätes. Leider habe ich davon wenig Ahnung. 
Wenn sich das Prinzip als sinnvoll herausstellt dann ist ein kleines, 
einfach zu programmierendes Board wie ein Arduino sicher besser als ein 
Handy.

von Qrp-gaijin @. (Firma: http://qrp-gaijin.blogspot.com) (qrp-gaijin)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Das mit dem Handy welches die Auswertung übernimmt halte ich für
> eine Sackgasse. Alleine durch die Übertragung der Daten ergeben sich
> neue Probleme.

Ich muss dabei zugestehen, dass Smartphone-Programmierung mir beruflich 
auch vom Nutzen ist, und deswegen neige ich dazu, auch in der Freizeit 
Technologien zu verwenden, die ich auch beim Job verwenden kann.

Ich hatte mal ein Raspberry Pi, aber durch unvorsichtiges Herumtasten am 
eingeschalteten Gerät mit dem Voltmeter habe ich das Teil leider 
zerstört. (Wenn ich mich richtig errinere, sind die +3.3V und +5V Pins 
nebeneinander, und die hatte ich für einen Augenblick kurzgeschlossen. 
Ich war gerade dabei, die Spannung am GPIO Pin, der durch PWM gesteuert 
wurde, zu messen.)

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> Ich muss dabei zugestehen, dass Smartphone-Programmierung
> mir beruflich von Nutzen ist ...

Für die Erfassung der Meßwerte und den Test der Algorithmen ist ein 
Smartphone ja auch gut. Heutzutage ist das ja ein kleiner PC (mit mehr 
Rechenleistung als ein PC vor 30 Jahren), incl Excel usw.

Mit 'Sackgasse' meinte ich eher ob das System dann auch für die Praxis 
tauglich ist (z.B. Datentransfer via Infrarot) und einfach in der 
Bedienung. Und dann noch: ist es echtzeittauglich, wie lange dauert die 
Auswertung der Daten?

Das könnte man ja dann später mit jemandem machen der sich mit uC 
auskennt, gibt ja welche die das gut können aber dafür wenig Ahnung von 
Analogtechnik haben. Oder sich selber einarbeiten.

von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Qrp-gaijin @. schrieb:
> sollte sich die ursprüngliche
> Resonanzkurve in grober Form durch Integrieren rekonstruieren lassen --
> nicht nur dann, wenn der Prüfling ein einfacher LC-Kreis ist, sondern
> auch dann, wenn der Prüfling aus mehreren gekoppelten LC-Kreisen
> besteht, wie z.B. bei ZF-Stufen von einem Superhet.

Das sehe ich nicht so optimistisch. Die Resonanzkurve eines einzelnen 
Kreises lässt sich recht präzise rekonstruieren, da deren Form bekannt 
ist. Aus einer grossen Datenmenge sind nur zwei Parameter zu ermitteln. 
Das ist günstig, weil sich die Messfehler bei geeignetem Vorgehen 
aufheben. Bei mehreren gekoppelten Kreisen ist die Form der 
Resonanzkurve unbekannt, weil sie sich abhängig von der Kopplung dieser 
Kreise ändert. Hier die Form durch Integration zu rekonstruieren, ist 
nach meiner Meinung zu ungenau.

Meiner Meinung nach ist noch ein grundlegenderes Problem nicht gelöst: 
Die Belastung des DUT durch einen Dipper.

Qrp-gaijin @. schrieb:
> John qrp schrieb:
>> Der Praktische Nutzen der Bandbreitenermittlung bei undefinierter
>> Belastung des Resonators erschliesst sich mir allerdings (noch?) nicht.
>
> Interessanterweise scheint es bei meinen LTspice Simulationen der Fall
> zu sein, dass folgender Vorgang tatsächlich die Bandbreite des
> Resonators berechnet, unabhängig von der Kopplung (Werte von 0.001 <= K
> <= 0.100 wurden probiert).

Hier hast du keinen Dipper und auch kein Modell eines Dippers 
untersucht. Die Ergebnisse sind daher nicht auf einen Dipper 
übertragbar. Du hast eine mit 1 Megohm praktisch unbelastete Koppelspule 
verwendet. In diesem Fall kannst du die Bandbreite des DUT praktisch 
ohne Zusatzbelastung ermitteln.

Ich habe das durchsimuliert. So lange man die Koppelspule praktisch 
unbelastet betreibt, ist die Bandbreite von der Kopplung so gut wie 
unabhängig. Sobald die Koppelspule belastet ist, beispielsweise durch 
die Impedanz der Oszillatorstufe, verändert sich die ermittelte 
Bandbreite in Abhängigkeit von der Kopplung.

Ein Dipper und eine praktisch unbelastete Koppelspule sind zwei 
unterschiedliche Verfahren mit unterschiedlichen Eigenschaften und 
unterschiedlichen Einsatzzwecken. Wenn ich mich recht erinnere, hat in 
diesem Thread schon ein Kollege für Bandbreitenmessung die Koppelspule 
anstatt eines Dippers empfohlen.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

John qrp schrieb:
> Ein Dipper und eine praktisch unbelastete Koppelspule sind zwei
> unterschiedliche Verfahren mit unterschiedlichen Eigenschaften und
> unterschiedlichen Einsatzzwecken.

Das bedeutet: eine Koppelspule mit nachfolgendem hochohmigen Verstärker 
ist kein Dipper. Ein Dipper entzieht - prinzipbedingt - dem DUT Energie 
und verändert damit die Kurve!

Das sind quasi die Worte von John qrp? - ich denke nur gerade laut.

Oder:
John qrp schrieb:
> Meiner Meinung nach ist noch ein grundlegenderes Problem nicht gelöst:
> Die Belastung des DUT durch einen Dipper.

Das muß der Algorithmus also rechnen können. Für 2 Kreise mit dem 
(unbekannten) Koppelfaktor x ist das, zumindest theoretisch, machbar.

Ganz abstrakt, so begann unser Dozent die Vorlesung in theoretischer 
Nachrichtentechnik: 'Jedes Filter ist ein Falter'. An die Mathematik 
dahinter https://de.wikipedia.org/wiki/Faltung_(Mathematik) erinnere ich 
mich ungerne. Das Faltungsintegral zweier Filter. Aber vielleicht läßt 
sich das auch empirisch lösen? Es kann auch gut sein daß die Lösung für 
den speziellen Fall (beide Kreise auf gleicher Resonanzfrequenz 
abgestimmt) eine sehr simple Lösung gibt. Beim Durchscannen (Diplt) wird 
es spannend.

Ich hoffe, ich werfe nicht unnötig Kompliziertes in die Diskussion. Die 
unterschiedlichen Prinzipien von Dipper und Koppelspule und die Folgen 
daraus müssen aber beachtet werden und sind mir auch erst nach Johns 
Beitrag klar geworden.

: Bearbeitet durch User
von John qrp (Gast)


Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Das muß der Algorithmus also rechnen können. Für 2 Kreise mit dem
> (unbekannten) Koppelfaktor x ist das, zumindest theoretisch, machbar.
Genau, das ist es , was ich stark bezweifle, es ist eine Unbekannte 
zuviel vorhanden.

Der Dipper mit seinem Schwingkreis koppelt auf den Schwingkreis, der 
getestet wird. Wenn ich die interne Belastung des Dipperkreises (bzw. 
seine Betriebsgüte) kenne, bleiben zwei Grössen unbekannt, die Belastung 
des getesteten Kreises (bzw. seine Güte) und der Koppelfaktor. Unter 
diesen Bedingungen ermittle ich eine Bandbreite. Die ist durch alle drei 
Grössen beeinflusst, von denen aber nur eine, wie gesagt, bekannt ist. 
Von einer Bandbreite auf zwei Unbekannte, Koppelfaktor und Güte des DUT 
zu schliessen und ihren Einfluss dabei zu unterscheiden, erscheint mir 
schlicht unmöglich. Das sehe ich unabhängig von der Art des Algorithmus.

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Nein, aus 2 Größen lassen sich natürlich nicht 3 Unbekannte errechnen. 
Und das ist unabhängig vom Algorithmus.

Aber Qrp-gaijin hat ja noch andere Werte zur Verfügung. Da ich die 
Mathmatik dahinter nicht vollzogen habe, weiß ich nicht womit er 
rechnet.

Ich werde versuchen das mal zu berechnen: 2 Schwingkreise, davon einer 
unbekannt und ein unbekannter Kopplungsfaktor ...

von John qrp (Gast)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Mohandes H. schrieb:
> Ich werde versuchen das mal zu berechnen

Da bin ich gespannt. Möglicherweise kann man ja aus der Tiefe des Dips 
und seiner Breite auf die Kopplung zwischen Dipper und Dut und die Güte 
des Dut schliessen. Da wäre Zwei unbekannte zu Zwei messbaren bzw 
berechenbaren Grössen.

von Bernd (Gast)


Lesenswert?

Denke aber daran, daß eine stärkere Kopplung den Oszillator auch mehr 
verstimmt - deshalb immer mit der losesten Kopplung dippen , die die 
Dipanzeige gerade noch hergibt.

Viele Grüße
Bernd

von John qrp (Gast)



Lesenswert?

Die Simulation der Untersuchung eines Parallelschwingkreises mit einer 
Koppelspule zeigt zweierlei.

* Bei loser Kopplung und sehr! hochohmiger Speisung der Koppelspule 
bildet die erhobene Bandbreite die Bandbreite des Dut allein sehr gut 
ab.

* Bei festerer Kopplung und nennenswerter ohmscher Belastung der 
Koppelspule, sind sowohl Resonanzfrequenz, als auch Bandbreite in der 
Messung verfälscht. Das Gesamtsystem hat merkbar andere Parameter als 
das Dut allein.

Die beiden Schaltbilder sind identisch. Die Kopplung ist durch das 
Ersatzschaltbild dargestellt. Da sieht man die Verhältnisse im Detail. 
Einmal habe ich das Dut über einen verzweigten Spannungsteiler am 
Messgerät angeschlossen und einmal habe ich das Messgerät als Belastung 
des Dut gezeichnet.

Antwort schreiben

Die Angabe einer E-Mail-Adresse ist freiwillig. Wenn Sie automatisch per E-Mail über Antworten auf Ihren Beitrag informiert werden möchten, melden Sie sich bitte an.

Wichtige Regeln - erst lesen, dann posten!

  • Groß- und Kleinschreibung verwenden
  • Längeren Sourcecode nicht im Text einfügen, sondern als Dateianhang

Formatierung (mehr Informationen...)

  • [c]C-Code[/c]
  • [code]Code in anderen Sprachen, ASCII-Zeichnungen[/code]
  • [math]Formel in LaTeX-Syntax[/math]
  • [[Titel]] - Link zu Artikel
  • Verweis auf anderen Beitrag einfügen: Rechtsklick auf Beitragstitel,
    "Adresse kopieren", und in den Text einfügen




Bild automatisch verkleinern, falls nötig
Bitte das JPG-Format nur für Fotos und Scans verwenden!
Zeichnungen und Screenshots im PNG- oder
GIF-Format hochladen. Siehe Bildformate.
Hinweis: der ursprüngliche Beitrag ist mehr als 6 Monate alt.
Bitte hier nur auf die ursprüngliche Frage antworten,
für neue Fragen einen neuen Beitrag erstellen.

Mit dem Abschicken bestätigst du, die Nutzungsbedingungen anzuerkennen.