MOSFET NF-Verstärker symmetrisch Gedankenexperiment

Helge schrieb:
> Feuer frei..

Der Simulator rechnet mit exakten Bauteilen. Im Realen driftet Dir der 
Verstärker davon. Das ließe sich aber mit einer zusätzlichen 
Rückkopplung mit einer Reaktionszeit von über einer Sekunde beheben.

Das Prinzip der Rückkopplung ähnelt dem der Edwin-Endstufe.

In einem Aufbau gehören natürlich D1+Q1, D2+Q2 usw. dicht zueinander. 
Gegenkopplung ist drin über R22 auf 45x.
Bei schaltplänen für Edwin finde ich nur Differenzverstärker.

Helge schrieb:
> bei Mosfets gibts da
> tausendfach bessere.

Nicht so ohne weiteres.
Die müssen schon für Linearbetrieb geeignet sein.

In Deiner Schaltung ist der Ruhestrom der Endstufe nicht einstellbar.
Die Strombegrenzung in der Endstufe ist für die Katz. Wenn, dann muß da 
ein SOA-Schutz rein. Die beiden Dioden MUR460 sind überflüssig wie ein 
Kropf.

Der schreckliche Sven schrieb:
> Ruhestrom der Endstufe ... Strombegrenzung ... SOA-Schutz

Real bekäme Q5 halt nen Trimmer spendiert.

SOA wär nett. Wie baust das dazu? Clipping is halt einfach zu bauen und 
bietet wenigstens etwas Schutz.

Helge schrieb:
> SOA wär nett.

Ist aber im Normalfall nicht nötig.
Meistens ist die von den Nachbarn gerufene Polizei schneller da, als die 
Lautsprecher durchbrennen können.

Alles keine symmetrischen Verstärker. Absicht war auch, pnp und npn im 
pos und neg Zweig zu haben, damit sichs alles ausgleicht bei 
Bauteilunterschieden.
NB Temperaturverhalten: Aus Klasse AB wird Klasse B, wenns heiß wird. 
Das ist gut so.

Helge schrieb:
> Alles keine symmetrischen Verstärker.

Es ging dabei darum das Du im Prinzip einen symmetrischen 
Edwin-Verstarker bereits ab der Vorstufe im Eingangspost hast.

Helge schrieb:
> moderne NF-Verstärker werden ja meist mit Differenzverstärker als
> Eingangsstufe gebaut

Ja, und das aus gutem Grund. Bau mal einen vergleichbaren Verstärker mit 
komplementären Diffs dazu und schau dir vergleichend die DC-Kennlinien 
ohne Gegenkopplung an, dann weißt auch du warum. Im Übrigen wirst du 
dabei feststellen, daß der Aufwand nicht höher als bei deiner Version 
ist.

Helge schrieb:
> da muß dann kompensiert werden und es gibt Schwingneigung.

> Angeregt durch einen anderen Beitrag hab ich mir einen symmetrischen
> Verstärker ausgedacht, der ohne Kompensation

Die Grundlagen der Frequenzgangkorrektur hast du also auch nicht 
verstanden. Auch dein Entwurf braucht eine Frequenzgangkorrektur, 
anderenfalls schwingt auch der. Und die ist auch drin, man sieht die nur 
nicht, weil die mit den parasitären Kondensatoren der Transistoren 
funktioniert. Das kann man problemlos auch mit Verstärkern mit 
Diff-Eingangsstufen machen.

Dein Entwurf ist nur ein schaltungstechnischer Rückschritt, wie die 
lange Geschichte der Leistungsverstärker immer wieder gezeigt hat, aber 
so lernt man das wenigstens ganz gründlich.

Helge schrieb:
> SOA wär nett. Wie baust das dazu?

Die einfachste Variante waere ein Temperatursensor am Kuehlkoerper. Bei 
Erreichen einer bestimmten Temperatur wird abgeschaltet. Sanfter waere 
die Abregelung der Lautstaerke am Eingang.

Elliot schrieb:
> Das kann man problemlos auch mit Verstärkern mit
> Diff-Eingangsstufen  machen.
> Dein Entwurf ist nur ein schaltungstechnischer Rückschritt, ...

Wenn man zu dem Grundprinzip die alten Valvo Datenblaetter ansieht, 
stimmt das nicht so ganz.

Gegenueber den Verstaerkern mit Diff-Eingangsstufe haben diese einen 
niedrigeren Klirrfaktor im oberen Frequenzbereich bis 40kHz. Der Diff 
ist nur viel besser im Bereich von 333-1000Hz, wo nach Norm fuer das 
Datenblatt gemessen wird.

Dieter schrieb:
> im Prinzip einen symmetrischen Edwin-Verstarker
OK jetzt fällt der Groschen.

Simu mit Modellen realer Kleinsignaltransistoren ausgefüllt und ein 
wenig angepasst. Temperaturgang Klasse AB-B flacher modelliert mit D6.
open loop gain 0-5kHz: 2.500, 10kHz: 1.500, 20kHz: 750. Reicht das aus?

Nächster Punkt: Modelle für audiogeeignete Mosfets.

Dieter schrieb:
> Gegenueber den Verstaerkern mit Diff-Eingangsstufe haben diese einen
> niedrigeren Klirrfaktor im oberen Frequenzbereich bis 40kHz. Der Diff
> ist nur viel besser im Bereich von 333-1000Hz, wo nach Norm fuer das
> Datenblatt gemessen wird.

Du wirfst hier einiges durcheinander. Nämlich die statischen 
Übertragungsfunktionen und das Frequenzverhalten unterschiedlicher 
Generationen. Ich sprach nicht umsonst von:

Elliot schrieb:
> einen vergleichbaren Verstärker mit komplementären Diffs

also mit gleichen Bauteilen und gleichen Arbeitspunkten. Nur so ist das 
vergleichbar.

Außerdem ist der Klirrfaktor allein nicht aussagekräftig genug. Das war 
das große Thema der 70er. Verstärker mit Klirrfaktoren von 0,00x% aber 
scheußlichem Klang.

Dieter schrieb:
> Die einfachste Variante waere ein Temperatursensor am Kuehlkoerper
Reicht es, wenn Q5, Q6, Q7 mit am Kühlkörper sitzen? Dann gehts 
schneller auf Klasse B und kleinere Strombegrenzung.
Erratum: Temperaturgang Klasse AB-B flacher modelliert mit D9.

Helge schrieb:
> Nächster Punkt: Modelle für audiogeeignete Mosfets.

Schon letztere sind rar, die Modelle noch mehr.

Notfalls 45V für die Leistung, 50V für die Vorstufen.

Anderswo lese ich IRF9240/IRF240 für Audio, sind aber doch 
Schalttransistoren? Oder 2SK134 - 2SJ49 (TO-3)? Alternativen, für die es 
ein brauchbares spice-Modell gibt?

Helmut L. schrieb:
> Deine beiden Endtransistoren M1 und M2 kannst du niemals voll
> aussteuern.

Dagegen gibt es Bootstrapping. Zu solchen Erweiterungen geht es spaeter. 
Alles auf einmal wuerde zu viel werden. Es gab auch den Entwurf zu 
Mosfet und Transistor parallel um nahezu ohne Bootstrapping auszukommen.


Helge schrieb:
> Reicht es, wenn Q5, Q6, Q7 mit am Kühlkörper sitzen?

Auf alle Faelle die zwei bis vier am staerksten Belasteten.

Elliot schrieb:
> Das war das große Thema der 70er. Verstärker mit Klirrfaktoren von
> 0,00x% aber scheußlichem Klang.

Das waren genau die Diffs mit der Trimmung auf niedrigsten Klirr 
zwischen 333....1000Hz.

Dieter schrieb:
> Auf alle Faelle die zwei bis vier am staerksten Belasteten.
Belastung sind ein paar mW. Q5/Q6/Q7 beeinflussen clipping und 
Betriebsart. Simulation ist dafuer angehaengt, dass man sichs anschauen 
kann / eigenen sweep drueberfahren kann.

Helge schrieb:
> Belastung sind ein paar mW.

Die zwei bis vier enthalten auch Deine M1 und M2. War etwas 
mißverständlich.

Der Aussteuerbereich ist jetzt +/-45V. Simu mit +/-46V für Leistung und 
+/-51V für Ansteuerung ergibt schon häßliche Effekte bei >10kHz und bei 
geringer Übersteuerung.

Hiraga sieht interessant aus.
Die Dioden im Eingang machen überhaupt nix. Der DC-Anteil ist sehr 
wesentlich größer als der AC-Anteil (mindestens Faktor 20).
Jegliche Spielerei mit Ansteuerspannung höher als die der 
Leistungstransistoren führt sofort zu argen Verzerrungen. Um das zu 
verringern, müßte der Querstrom der push pull Treiberstufe mindestens 
10x des jetzigen Stromes haben. Der Knackpunkt ist Miller charge.
Ich denke immer noch, durchgängig komplementät push pull ist eine gute 
Idee. Wenn ich Zeit habe, schau ich mir am WE mal spice-Modelle für 
geeignete Endstufen an.

Sowas hatte ich gesucht. Haben die Modelle Tempersturabhängigkeit? Vom 
Cordell hatte ich verschiedene Modelle für verschiedene Temperaturen 
gefunden für die gleichen Halbleiter.

Sehr interessant! push-pull mit dual Differenzverstärker und 
symmetrischen Stromquellen. Werd ich mir genauer anschauen. Nein, kannte 
ich noch nicht.

Scheint einiges an Kompensation drin zu sein, 1. Treiber wirkt zurück 
auf Vorstufe, Ausgang auf Treiber und Vorstufe. Dann 3stufiger Ausgang. 
Krass.

Hab ja bis jetzt noch die Hoffnung, ohne Kompensation auszukommen und 
mit viel weniger Bauteilen.

Rainer V. schrieb:
> den Entwurf teilst du uns dann aber wohl mit :-)
halbfertig weiter oben 
Beitrag "Re: MOSFET NF-Verstärker symmetrisch Gedankenexperiment" - realistische 
Lautsprecherimpedanz und realistische Modelle für Audiomosfets müssen 
noch rein (mit temp-Abhängigkeit).

V3: Ein paar Elkos reingeworfen für besseren Eingang, 
DC-Offset-Kompensation eingebaut, models 10N20-25 und 10P20-25 von 
Cordell, die sind leider ohne Temperaturgang. Habe diese in standard.mos 
eingefügt:
.model 10n20-25 VDMOS (Rg=60 Vto={0.17-1.6m*0} Lambda=3m 
Rs={0.245*(1+2.6m*0)} Kp={1.30/(1+8.3m*0)} Ksubthres={0.095*(1+2.9m*0)} 
Mtriode=0.3 Rd={0.6*(1+3m*0)} Cgdmax=100p Cgdmin=5p a=0.25 Cgs=600p 
Cjo=1100p m=0.7 VJ=2.5 IS=4.0E-6 N=2.4 mfg=IH151206)
.model 10p20-25 VDMOS (pchan Rg=60 Vto={-0.535+1.7m*0} 
Rs={0.37*(1+3.4m*0)} Kp={0.995/(1+6.7m*0)} Rd=0.2 
Ksubthres={0.12*(1+3.1m*0)} Mtriode=0.4 Lambda=5m Cgdmax=215p Cgdmin=10p 
a=0.25 Cgs=900p Cjo=1200p m=0.7 VJ=2.5 IS=4.0E-6 N=2.4 mfg=IH151206)
Unsicheres Verhalten der Begrenzung gefunden, beseitigt. Im Bereich 10Hz 
.. 25kHz scheints OK.

Selbst wenn ich den ganzen Vorstufenteil um 10V höher setze, die 
Gateladung führt zu Verzerrungen. Mosfet-Endstufen scheinen am Gate 
wenigstens ca. 8V zur Versorgung zu brauchen, oder einen sehr viel 
stärkeren Treiber.
Bootstrapping führt hier zu etwas mehr laut mit viel weniger Klang.

50V Vorstufe und nur 2V weniger Endstufe sieht schon so aus