Hallo.
Ich versuche gerade mit dem MCP6V11 und einem 10mOhm Shunt und einem
attiny88 eine Strommessung zu realisieren. Das klappt soweit auch, aber
der Wert wackelt mir zu stark. Und zwar um 20 Counts. Normalerweise ist
der AVR ADC wirklich stabil. Da wackelt nichts oder maximal 1 Count. Der
Fehler ist auch nicht am AVR oder an der VRef zu suchen, denn ein
anderer Pin ist stabil. Es liegt also am OpAmp. 20 Counts sind 64mV. Das
ist ne Menge....
1
Strom z.B. 1A
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|
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o-------- Vin+ OpA Vout--o----o--------AVR ADC
4
10m | |
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| Vin---o----680k--' 1n
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| | |
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GND 4k7 GND
8
|
9
GND
Was habe ich falsch gemacht? OpAmp VDD ist mit 100nF abgeblockt.
Die 64mV Schwankungen am Ausgang entsprechen 0,4mV am Eingang. Die 0,4
mV können schon durch Spannungsabfall an ungünstig verlegten
Masseleitungen entstehen.
Jan schrieb:> Ich versuche gerade mit dem MCP6V11 und einem 10mOhm Shunt und einem> attiny88 eine Strommessung zu realisieren. Das klappt soweit auch, aber> der Wert wackelt mir zu stark. U
0,01 R ist schon sehr klein, wie hoch soll denn der Strom sein, den
Du messen willst?
Teste mal mit 0,1 R
So ein MCP6V11 hat 102nV/sqrt(Hz)?
Bist Du sicher, dass der MCP mit V(CM) = 0V klar kommt?
Mag der MCP die kapazitive Last (1nF)?
Willst Du vielleicht die Bandbreite einschränken?
Schlägt da die Chopperfrequenz durch?
Oder fängst du dir Brumm ein?
Vieviel Rauschen (gerechnet) erwartest Du denn?
Rudi S. schrieb:> So ein MCP6V11 hat 102nV/sqrt(Hz)?> Bist Du sicher, dass der MCP mit V(CM) = 0V klar kommt?> Mag der MCP die kapazitive Last (1nF)?> Willst Du vielleicht die Bandbreite einschränken?> Schlägt da die Chopperfrequenz durch?> Oder fängst du dir Brumm ein?>> Vieviel Rauschen (gerechnet) erwartest Du denn?
Mehr Fragen ohne sinnvolle Antworten hast Du nicht?
1nF direkt am Ausgang eines OPV war selten eine gute Idee. Das fördert
die Schwingneigung ganz erheblich. Mach da besser einen richtigen
Tiefpass mit R etwa 1kOhm und C etwa 10 - 100uF. Dann sollte der Ausgang
wesentlich ruhiger sein.
Grüsse
Diese Zero-Drift (Chopper-) Op-Amps verhalten sich um 0V herum bisweilen
etwas seltsam. Hatte vor Kurzem ein Problem mit einer schnelleren
Variante (auch Microchip) und einem Sägezahn-Signal. Obwohl ich den
Op-Amp extra auch leicht negativ mit -0.5V spies, gab es sehr
hartnäckige Vezerrungen um 0..+100mV, darüber war das Signal dann
einwandfrei. Datenblatt und Bauchgefühl liessen den Verdacht aufkommen,
dass das an der internen Funnktionsweise des Op-Amp liegen könnte.
Tatsächlich war dem auch so. Der Op-Amp wurde durch einen
konventionellen Typ mit gutem Offsetverhalten ersetzt und die Probleme
waren verschwunden...
Generell sind alle R2R-OPVs gelogen. Kein OPV der Welt kann exakt bis
GND oder VCC liefern. Sie brauchen alle eine Restspannung, um zu
arbeiten.
Ich hatte auch das Problem, daß am Shunt immer >0A angezeigt wurden. Die
kleinste Spannung des OPV betrug etwa GND+0,4V. Mit einer Diode und
einem Pulldown konnte ich dann bis 0V am Ausgang erreichen.
Jan schrieb:> Was habe ich falsch gemacht?
Dir wurde ja schon einiges gesagt. Den 1n Kerko würde ich weglassen,
oder zumindest einen RC Tiefpass anlegen. Der Widerstand sollte aber den
OPV nicht zu stark belasten.
Der Spannungsteiler mit 4,7 K und 680 K ist ziemlich hochohmig. Du
scheinst relativ hohe Ströme messen zu wollen. Die 10 mOhm deuten darauf
hin. Den -IN Eingang schließt Du quasi mit 4,7 K//680 K ab. Das ist zum
+IN Eingang schon ein echter Unterschied. Ich würde in Deinem Fall um
den Faktor 100 heruntergehen, also 47 R und 6,8 K. Damit fängst Du Dir
weniger Störstrahlung ein.
Der Verstärkungsfaktor ist mit 145 (43 dB) relativ hoch. Der OPV hat
eine Bandbreite von 80 kHz. Bei V = 145 bleiben dann noch 552 Hz übrig.
Das ist nicht viel.
Ich würde den OPV sogar noch kompensieren. Bei 6,8 K und 552 Hz sollten
es 42 nF sein, also 47 nF.
mfg klaus
Hallo.
Für dieses Anwendung würde ich kein OPAmp verwenden sondern ein
Strommessverstärker z.B. aus der INA_Serie von TI.
Die sind speziell dafür gedacht, klein und günstig. Die
Feedback-Widerstände sind auch schon im IC integriert.
z.B. INA381
Jan schrieb:> Hier noch das DB.
Jan, Du hast ja das Datenblatt vor Dir liegen. Durchlesen - und versuche
dann, die Dir gestellten Fragen zu beantworten.
Sind ja "nur" 60 Seiten - was i.A. drauf hindeutet, dass das Bauteil
nicht ganz so pflegeleicht ist.
Kuck dir auch 4.3.6 CAPACITIVE LOADS und FIGURE 4-8 an. Das beantwortet
schon mal mindestens zwei (u.U. auch vier) der von mir gestellten
Fragen.
Erstmal Danke für die vielen sinnvollen Antworten. Auf den 1nF Kerko
möchte ich direkt mal eingehen. Auf Seite 22 ist ein Diagramm, was
impliziert, dass man bei einer Verstärkung von 140 sogar mit 100nF
arbeiten kann. Das ist ein Widerspruch zu den Aussagen hier. Habe ich da
im DB was falsch verstanden?
Ich habe übrigens genau diesen OPA gekauft, eben weil er ein so
umfangreiches Handbuch hat. Die anderen haben diese Merkmale ja auch,
nur spricht keiner darüber.
Jan schrieb:> Auf Seite 22 ist ein Diagramm, was> impliziert, dass man bei einer Verstärkung von 140 sogar mit 100nF> arbeiten kann.
Das Diagramm sagt dir, dass der OPV in dieser Beschaltung nicht selbst
zu oszilieren beginnt. Aber es sagt wenig darüber aus, wie viel
Phasenreserve er durch den 1nF verliert und wie er dadurch in manchen
Frequenzbereichen sein Rauschen stärker verstärkt als nötig.
Außerdem ist der Zweck des 1nF doch wohl eine Tiefpassfilterung. (Um
z.B. den Noise-Peak des MCP6V11 bei der Chopperfrequenz (ca. 2kHz)
abzuschwächen. Die Tiefpasswirkung hättest du aber wesentlich besser,
wenn du einen größeren Kondensator über einen Längswiderstand treibst
als mit den 1nF direkt am OPV Ausgang.
Oder brauchst du eine hohe Bandbreite und willst deshalb nicht
tiefpassfiltern? Dann ist der OPV mit 80kHz GBW-Produkt und einer
Verstärkung von 150 eh nicht passend.
Jan schrieb:> ... und einem attiny88 ...
Dumme Frage: Ist der in Stein gemeißelt?
Andere AVRs haben "differential input channels with selectable gain" am
ADC, damit wirst du u.U. den OpAmp los, wenn dir eine 20× Verstärkung
reicht, und durch das differentielle Messen am Shunt kann dir egal sein,
wenn Power-GND vom ADC-GND abweicht, zumindest solange es in die
"richtige Richtung" ist.
Jan schrieb:> Erstmal Danke für die vielen sinnvollen Antworten. Auf den 1nF Kerko> möchte ich direkt mal eingehen. Auf Seite 22 ist ein Diagramm, was> impliziert, dass man bei einer Verstärkung von 140 sogar mit 100nF> arbeiten kann. Das ist ein Widerspruch zu den Aussagen hier. Habe ich da> im DB was falsch verstanden?
Einer der "Fragen" (Hinweise), die ich dir schon vorher nahegelegt
hatte.
Was ist daran so schwer zu verstehen?
S. 22 sagt was komplett Anderes:
Figure 4-8 gives recommended RISO values for different capacitive loads
and gains. The x-axis is the load capacitance (CL). The y-axis is the
resistance (RISO).
GN is the circuit’s noise gain. For non-inverting gains, GN and the
Signal Gain are equal. For inverting gains, GN is 1+|Signal Gain| (e.g.,
-1 V/V gives GN= +2 V/V).
FIGURE 4-8: Recommended RISO Values for Capacitive Loads.
After selecting RISO for your circuit, double check the resulting
frequency response peaking and step response overshoot. Modify RISO's
value until the response is reasonable. Bench evaluation is helpful.
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