Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Klasse A Verstäker


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von Thomas (Gast)


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Hallo Leute,

ich beschäftige mich gerade mit dem Thema Verstärker. Bin gerade in der 
Simulation am rumspielen und habe dort schon einen Class A Verstärker 
simuliert.
Dieser läuft in der Simulation zumindest bei 1 KHz, bei 1 MHz sinkt die 
Ausgangsamplitude logischerweise (weil ich wahrscheinlich einen anderen 
FET bräuchte).

Nun frage ich mich welche Größen für den MOS-Fet alle relevant sind, 
damit eine Verstärkung bei 1 MHz eine ähnliche Größe wie bei einem KHz 
hat.

Reicht es aus nach der Gateladung, der Kapazität und der Anstiegszeit 
des MosFets zu schauen? Oder gibt es hier noch mehr Größen?

Was wären denn typische Werte für 1 MHz?

Natürlich weiß ich das Ströme, Spannungen und SOA auch passen müssen.
Dies denke ich eher irrelevant, da es sich hier um eine 
Kleinleistungverstärker Schaltung handelt.

Eine Explizite Anwendung habe ich hierfür nicht, es handelt sich hier 
nur um eine Spielerei und Interesse.

von Günni (Gast)


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Es wird mir ein Rätsel bleiben, warum immer wieder Leute für lineare 
Anwendungen wie ein A-Endstufe MOSFETs statt einfacher Transistoren 
nehmen. MOSFETs sind wunderbar für Schaltanwendungen geeignet. Für 
lineare Anwendungen sind einfache Transistoren von Vorteil.

von Dieter (Gast)


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Kleine parasitaere Kapazitaeten zwischen den Halbleiterzonen im 
Datenblatt.

von Thomas (Gast)


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Günni schrieb:
> Es wird mir ein Rätsel bleiben, warum immer wieder Leute für
> lineare
> Anwendungen wie ein A-Endstufe MOSFETs statt einfacher Transistoren
> nehmen. MOSFETs sind wunderbar für Schaltanwendungen geeignet. Für
> lineare Anwendungen sind einfache Transistoren von Vorteil.

Ja das habe ich auch schon gelesen, aber mich würde halt interessieren 
wie man es mit FETs auch hinbekommen könnte ;)

von MaWin (Gast)


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Thomas schrieb:
> Nun frage ich mich welche Größen für den MOS-Fet alle relevant sind,
> damit eine Verstärkung bei 1 MHz eine ähnliche Größe wie bei einem KHz
> hat.

Vor allem der Zufall.

Deine Schaltung ist zu primitiv.

Sie stützt sich auf eine zufällige Steigung der RDS vs. UGS Kennlinie 
eines MOSFETs.

Die Lage der Kurve ist exemplar- und temperaturabhängig also überhaupt 
nicht reproduzierbar.

Hohe Frequenzen werden vor allem von der Gate-Kapazitat gegenüber dem 
Drain reduziert. Um so hochohmiger die Ansteuerung, um so übler wird es.

Leider braucht der MOSFET für eine bestimmte Ausgangsleistung eine 
bestimmte Chipgrösse, man kann also die Kapazität nicht beliebig 
reduzieren. Die Kurve muss innerhalb der SOA des Transistors liegen.

Die Schaltung ist praxisuntauglich.

von Günni (Gast)


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Nach Datenblatt steigt der Drainstrom zwischen einer Gatespannung VGS 
von 2 nach 3 V von 0 auf 50 A. Das ist ein gutes Schaltverhalten und die 
Gatespannung ist auch noch temperaturabhängig. Wenn man solch ein 
Bauteil linear betreiben möchte, könnte man beispielsweise eine 
Gatevorspannung von 3 V wählen und einen Widerstand in der Sourceleitung 
vorsehen, der bei dem gewünschten Arbeitspunktstrom einen 
Spannungsabfall von 0,5 V hat.

Wer nun auf die Idee kommt und den gesamten Strombereich des MOSFETs 
ausnutzen möchte, würde einen Arbeitsstrom von 25 A vorsehen. Dann 
fallen am Widerstand schon 12,5 W an Leistung an und je nach Spannung 
über dem MOSFET wird dessen maximal mögliche Verlustleistung (bei 
größtmöglicher Kühlung) locker überschritten. Das geht also schon mal 
nicht.

Wählt man als Arbeitspunkt einen deutlich kleineren Strom, kommt man 
schnell in den Bereich, in dem die Kennlinie zwischen Drainstrom und 
Gatespannung stark gekrümmt ist. Ohne Linearisierung durch einen 
Widerstand in der Sourceleitung lässt sich die gewünschte lineare 
Kennlinie eines A-Verstärkers nicht erzielen. Mit der oben dargestellten 
Schaltung ist eine A-Endstufe mit "vernünftigen" Aussteuerbereich nicht 
realisierbar.

von Dieter H. (kyblord)


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Wie wärs mit  einem Buch über analoge Schaltungstechnik :-) C_GS, C_GD, 
C_DS sind alles parasitäre Kapazitäten, die für das HF-Verhalten 
berücksichtigt werden müssen. Gerne wird das auch unter C_iss, C_oss im 
DB zusammengefasst. C_GD nennt sich auch Miller-Kapazität und ist für 
die Spannungsrückwirkung verantwortlich.

https://toshiba.semicon-storage.com/eu/semiconductor/knowledge/faq/mosfet/electrical-characteristics-of-mosfetsdynamic-characteristics-cis.html

https://web.archive.org/web/20180417192057/https://home.zhaw.ch/~hhrt/EK2/TransistorVerstaerker/TransistorVerstaerker.pdf

Was man alles so im Internet findet!

von Dieter (Gast)


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Dieter H. schrieb:
> Wie wärs mit  einem Buch über analoge Schaltungstechnik :-)

Ein Fachbuch lesen, das ist viel zu akademisch. ;o)

von Harald W. (wilhelms)


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Günni schrieb:

> Es wird mir ein Rätsel bleiben, warum immer wieder Leute für lineare
> Anwendungen wie ein A-Endstufe MOSFETs statt einfacher Transistoren
> nehmen.

Sie gelten als "moderner. :-)

von udok (Gast)


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Harald W. schrieb:
>> Es wird mir ein Rätsel bleiben, warum immer wieder Leute für lineare
>> Anwendungen wie ein A-Endstufe MOSFETs statt einfacher Transistoren
>> nehmen.
>
> Sie gelten als "moderner. :-)

Sie können auch deutlich mehr, wenn man die richtigen Mosfets wählt,
und die richtige Schaltungstechnik.

von Staunender (Gast)


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MaWin schrieb:
> Sie stützt sich auf eine zufällige Steigung der RDS vs. UGS Kennlinie
> eines MOSFETs.
>
> Die Lage der Kurve ist exemplar- und temperaturabhängig also überhaupt
> nicht reproduzierbar.

Aha. ...und deshalb gibt es für jeden einzelnen Transistor ein separates 
Datenblatt, oder wie?

von udok (Gast)


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Dann sag doch mal wie hoch der Ruhestrom bei Eingangsspannung = 0 ist?
Die Schaltung ist übelster Mist.

von Günni (Gast)


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Staunender schrieb:
> Aha. ...und deshalb gibt es für jeden einzelnen Transistor ein separates
> Datenblatt, oder wie?

Das zwar nicht, aber in den Diagrammen sind "typische" Verläufe 
dargestellt und für die Temperaturabhängigkeit sind mehrere Kennlinien 
für unterschiedliche Temperaturen dargestellt. Die Breite der 
Toleranzstreuungen für den einzelnen Transistor sind in den Daten 
angegeben. Hier ist derjenige im Vorteil, der Lesen und das Gelesene 
verstehen kann.

von DerAndereGast (Gast)


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>Dann sag doch mal wie hoch der Ruhestrom bei Eingangsspannung = 0 ist?
>Die Schaltung ist übelster Mist.

Ich glaube der Ruhestrom war noch nie bei der Wahl hin zum Klasse A 
Verstärker ein Kriterium, das sieht man ja auch bei den sog. high end 
amp "Heizöfen" :-)

von Jens G. (jensig)


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Thomas schrieb:
> Günni schrieb:
>> Es wird mir ein Rätsel bleiben, warum immer wieder Leute für
>> lineare
>> Anwendungen wie ein A-Endstufe MOSFETs statt einfacher Transistoren
>> nehmen. MOSFETs sind wunderbar für Schaltanwendungen geeignet. Für
>> lineare Anwendungen sind einfache Transistoren von Vorteil.
>
> Ja das habe ich auch schon gelesen, aber mich würde halt interessieren
> wie man es mit FETs auch hinbekommen könnte ;)

Ja, und warum muß es für einen Kleinleistungsverstärker so ein Monster 
von Mosfet sein, mit all seinen parasitären Monsterkapazitäten? In 
Deinem Aufbau können max. 50mA Ids fließen, warum also einen 30A-Typen?
Und an Leistung kommen gerade <70mW zusammen - das schafft jeder 
Kleinleistungstransistor.
Ansonsten ist die Schaltung, wie andere schon schrieben, kompletter 
Mist, weil nicht praxistauglich, weil jedes Exemplar innerhalb eines 
Typen individuelle Streuungen seiner Parameter hat. Rückkopplung wurde 
ja schon genannt, um das sauberer zu bekommen.

von M. H. (bambel2)


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Günni schrieb:
> Es wird mir ein Rätsel bleiben, warum immer wieder Leute für lineare
> Anwendungen wie ein A-Endstufe MOSFETs statt einfacher Transistoren
> nehmen. MOSFETs sind wunderbar für Schaltanwendungen geeignet. Für
> lineare Anwendungen sind einfache Transistoren von Vorteil.

MOSFETs sind einfache Transistoren... Ob man BJTs oder FETs nimmt ist in 
erster Linie erstmal irrelevant. Jeder 2. Opamp ist mit FETs aufgebaut.

Thomas schrieb:
> Nun frage ich mich welche Größen für den MOS-Fet alle relevant sind,
> damit eine Verstärkung bei 1 MHz eine ähnliche Größe wie bei einem KHz
> hat.

Im Grunde sind fast alle Größen des MOSFETs relevant.

Beipiele:

1) Gate-Induktivität, Gate-Widerstand und Gate-Source-Kapazität 
limitieren die Umladung deines Gates. Je kleiner alle Werte sind, umso 
besser erlauben sie dir die Umladung des Gates.

2) Gate-Drain-Kapazität (CGD), auch Miller-Kapazität genannt wegen des 
allzeit beliebten Miller Effekts 
(https://de.wikipedia.org/wiki/Millereffekt). Wenn du das Gate 
ansteuerst mit einer positiven Spannung, dann sinkt in Klasse-A Betrieb 
die Spannung am Drain. Wenn dein Verstärker eine Spannungsverstärkung 
von A besitzt, dann ist die Spannungsänderung an der Millerkapazität 
demnach die Kombination aus Steuerspannung plus der Verstärkten Spannung 
am Ausgang:
Wenn die Kapazität bspw 1pF beträgt und die Spannungsverstärkung 1000 
ist, dann belastet diese Kapazität deinen Gateknoten wie eine Kapzität 
nach Ground mit dem Wert: 1pF * 1001  = ~1nF.
Diese Vervielfachung des kapazitiven Einflusses, ist ein echter 
Bandbreiten-Killer.
Es gibt verschiedene Methoden das in den Griff zu bekommen. Unter 
anderem die Kaskoden-Schaltung: https://de.wikipedia.org/wiki/Kaskode.

3) Die Bandbreite deines Ausgangs ist in erster Linie von der Kapazität 
des Ausgangsknoten (Millerkapazität, Drain-Source-Kapazität) und deinem 
Drain Widerstand (+Lastwiderstand) bestimmt und bildet einen Tiefpass 
erster Ordung mit der Zeitkonstante R*C. Wenn man die Ausgangsbandbreite 
erhöhen will kann bspw. Der Drain Widerstand verringert werden, was 
allerdings zu mehr Stromverbrauch und weniger Spannungsverstärkung 
führt, oder man schafft es, die Kapazität zu verringern.

Der Mosfet, den du verbaust, ist ein richtig großer Brummer. Verwende 
lieber einen kleineren FET oder gehe über auf einen Bipolartransistor. 
Bei Bipolartransistoren (BJTs) hast du idR eine deutlich größere Auswahl 
an kleinen Typen für solche Anwendungen. .Kleinsignaltechnisch sind FET 
und BJT relativ gleich, bis auf die Tatsache, dass ein BJT eine steilere 
Kennlinie besitzt und ohne Emitter-Widerstand zur Rückkopplung schwer 
stabil zu halten ist.

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