Hallo,
Ich wollte mich umhören, wie andere folgendes Problem addressieren
würden.
Gegeben ist eine Stromquelle mit hoher Impedanz: +12V / 1kOhm, die -
abhängig von der Belastung (Spannung nach dem Impedanzwiderstand) auf
eine PWM (+12V / -12V @ 1kHz, 5..96% duty) wechseln kann.
Ab diesem Eingang braucht es jedenfalls eine Diode (positive PWM Seite),
und die Spannung (vor) der Diode soll +9V oder +6V annehmen.
Der "klassische" Aufbau verwendet hier zwei Widerstände und ein (extern
versorgtes) Relais, um diese Spannungspegel einzustellen.
Die Herausforderung ist nun, dies ohne extern angesteuerte
elektromechanische Komponenten zu realisieren, wobei die Schaltung den
Betriebsstrom direkt aus dieser Spannung bezieht - also der
Betriebsstrom und der Strom zum einstellen der Signalisierungsspannungen
aufeinander Rücksicht nehmen müssen.
Die Umschaltung zwischen diesen beiden Zuständen (9V / 6V) ist aber auch
davon abhängig, ob bereits ein PWM Signal vorhanden ist - eine einfache,
zeitgesteuerte Umschaltung des Pegels alleine ist nicht ausreichend.
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Achtung Spoiler
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Die Lösung die ich mir bisher überlegt hatte, verwendet einen
Shunt-Regler TLV431 (1,24 Vref) mit einem ~120 kOhm Spannungsteiler, der
8,4V (nach der Diode) einstellt. Je nachdem wieviel Strom in der
restlichen Schaltung gebraucht wird, läuft der zusätzlich notwendig
Strom über den TLV431 (da die Impedanz ausreichend hoch ist, verkraftet
der diese 12 mA ohne weiteres).
Ein zweiter Spannungsteiler mit Summenwiderstand ebenfalls ~120 kOhm
aber anderen Teilwiderständen wird via NMOS parallel an den
Referenzanschluss geschaltet, wenn auf 6V reduziert werden soll. Die
vier Widerstände sind so dimensioniert, dass dann 5,4 V (nach der Diode)
vom Shuntregler gehalten werden.
Manöverkritik willkommen.
Richard S. schrieb:> Gegeben ist eine Stromquelle mit hoher Impedanz: +12V / 1kOhm, die -> abhängig von der Belastung (Spannung nach dem Impedanzwiderstand) auf> eine PWM (...) wechseln kann.
Wozu soll das alles gut sein? Erschließt sich mir nicht. Nur
neblige Vermutungen hätte ich, aber ZU neblige.
> (+12V / -12V @ 1kHz, 5..96% duty)
Du hast am Anschluß "PWM" was_genau um mit -12V drauf gehen
zu können (und wozu das bitte überhaupt - falls Du nicht die
Stromrichtung umkehren können willst oder was)?
Sorry, ich blick da nicht durch. Kann aber auch an mir liegen...
Das ist das Signalisierungsprotokoll (J1772)
Die Stromquelle liefert zuerst +12V/1kOhm.
Wenn der Empfänger (EV) die Spannung auf 9V zieht (3mA Belastung), fängt
die Stromquelle (EVSE) an, ein +12V / -12V PWM Signal mit 1kHz und einem
Duty Cycle zwischen 10 und 96% zu liefern. Sobald der Empfänger (EV) ein
korrektes PWM Signal feststellt, zieht dieser die Spannung der positiven
Seite auf +6V (6mA Belastung).
Falls die Spannung nur durch einen einfachen Widerstand heruntergezogen
wurde - also sowohl die positive, wie auch die negative Seite auf 9V
Abstand gegen Gnd gezogen wird, ist das ein Fehlerzustand.
Der Empfänger des Signals darf nur die positive Seite (via einer Diode
o.ä.) auf 9V begrenzen (wie in dem ASCII Schaltplan verzeichnet).
Wie gesagt, traditionell läuft das mit zusätzlicher Stromquelle auf der
Empfänger (EV) Seite - und mit Relais die einfach Widerstände
umschalten.
Konkrekt hier soll jedoch ein Low-Power MCU mit dem Strom versorgt
werden, um ohne externe Stromversorgung diese Signalisierung
durchzuführen.
Meine Frage ist daher: Welche Schaltungstopologien würde jemand anderes
einfallen, um die Spannung (vor der Diode) auf 9V, und später auf 6V
einzustellen - und gleichzeitig mit einem Teil des Stroms einen MCU zu
betreiben (letzterer braucht ca. 0,2-0,3 im zeitlichen Mittel).
(Nur auf einem Ast des Spannungsteilers mit einem MOS den Widerstand zu
verändern hat in meinen Tests kein zufriedenstellendes Resultat gebracht
- da die Spannung/Strom in der -12V Phase auf null fällt, und im
nächsten Zyklus dann wohl Umladungseffekte des MOS die Operation des
TL431 für einige Mikrosekunden beeinträchtigt; durch den MOS quer
zwischen den mittleren Punkten der Spannungsteiler reduziert sich der
Fehler durch diese Umladungsströme und der TL431 regelt die Spannung wie
erwartet).
Der TLV431 ist nicht besonders gut im schnellen Ausregeln der Impulse
und hat, bei der dadurch erforderlichen Siebkapazität, weite
Betriebsbereiche mit Schwingneigung.
Daher würde ich die Versorgung des Controllers mit einem ganz normalen
Linearregler erledigen. Die Spannungsabsenkung, so wie bisher, über
Widerstände, die jedoch über Mosfet vom µC geschaltet werden.
Wesentlich ist die Entkopplung des Lastwiderstandkreises und der
Versorgung durch die Dioden D1 und D2, da ansonsten die Eingangspannung
des Reglers zu stark einbricht.
Für den LT1790-33 (ist eigentlich eine Referenz) muß ein passender
Regler (low quiescent current) und die entsprechede Beschaltung
verwendet werden.
rabal schrieb:> Der TLV431 ist nicht besonders gut im schnellen Ausregeln der Impulse> und hat, bei der dadurch erforderlichen Siebkapazität, weite> Betriebsbereiche mit Schwingneigung.
Ja, es gibt Probleme die in einer Simulation nicht offensichtlich sind
(wie beschrieben, Widerstandteiler nur einseitig via MOS ändern
funktioniert auch nicht). Leider scheint es keine vernünftigen TL431 /
TLV431 Modelle für Transienten-Betrieb zu geben...
> Daher würde ich die Versorgung des Controllers mit einem ganz normalen> Linearregler erledigen. Die Spannungsabsenkung, so wie bisher, über> Widerstände, die jedoch über Mosfet vom µC geschaltet werden.>> Wesentlich ist die Entkopplung des Lastwiderstandkreises und der> Versorgung durch die Dioden D1 und D2, da ansonsten die Eingangspannung> des Reglers zu stark einbricht.
Das hilft aber nicht wirklich gegen die dynamische Belastung durch den
MCU - der zwar im zeitlichen mittel nur 100-200 uA braucht, aber während
der -12V Phase eben immer noch ~10-30uA, und während der positiven Phase
(hochschalten des CPU Takts bzw kein Sleep in diesen 100 usec und
unterschiedliche Aktivitäten) bis zu 2000 uA braucht. (Konkret läuft der
MUC mit variablem Takt wg. A/D sampling, und versucht möglichst rasch
nachdem PWM negativ wird, auf Watchdog/Pin Interrupt Sleep zu gehen. Der
konkrete Stromverbrauch zu einem bestimmten Zeitpunkt ist daher leider
nicht ausreichend genau bekannt.
Ein konstanter R hinter D2 zieht damit die Spannung weiter hinunter
(abhängig von der Aktivität des MCU) als für eine erfolgreiche
Signalisierung erlaubt (Strom "unnütz" im R verbrannt).
> Für den LT1790-33 (ist eigentlich eine Referenz) muß ein passender> Regler (low quiescent current) und die entsprechede Beschaltung> verwendet werden.
Ich hatte einen MCP1702T-3302E vorgesehen als low-quiescent, LDO voltage
regulator (braucht genauso wie der LT1790 zwingend 1uF am Ausgang um
Schwingen zu vermeiden), aber mit 2uA quiescent statt 60uA, und maximal
250 mA Ausgangsstrom (sofern kalt). Darf nur nie ohne Ausgangs-Cap
betrieben werden offenbar.
In meiner bisherigen Schaltung (Breadboard, aber bin nicht ganz
glücklich damit) mit einer weiteren Diode vom TLV431 Rail entkoppelt,
damit die Energie in den Kondensatoren in der negativen PWM phase den
MCU versorgen kann anstatt in den Spannungsteiler des TLV431
zurückzufliessen.
Richard S. schrieb:> bis zu 2000 uA braucht
Prinzipiell wäre das kein kein Problem, solange die dem Siebkondensator
zugeführte Ladung kleiner oder gleich der abfließenden ist.
> Ein konstanter R hinter D2 zieht damit die Spannung weiter hinunter> (abhängig von der Aktivität des MCU) als für eine erfolgreiche> Signalisierung erlaubt (Strom "unnütz" im R verbrannt).
Das ist meiner Meinung nach ein Denkfehler.
Man kann diesen unnützen Strom ohnehin nicht verwenden, da er nur bei
einer Potentialdifferenz fließt (hier z.B. 6V-GND). Gleichzeitig darf
die Spannung am Siebkondensator nicht kleiner als 6V-Vfd1 werden, da
dadurch das PWM-Signal weiter belastet würde. Dabei ist es auch
gleichgültig, ob man zur Begrenzung des PWM-Signals einen Widerstand,
eine Stromsenke oder einen Shunt-Regler verwendet.
Man müsste also einen Schaltwandler (z.B. switched capacitor) einsetzen,
um das Potential über 6,7V anzuheben und damit die dem Siebelko
zugeführte Ladung zu erhöhen. Ohne eine solche Maßnahme bleibt die
Verteilung mit Dioden und Lastwiderstand die einfachste und
effizienteste Lösung.
Die Simulation zeigt aber auch, dass 2mA für 100µs bei einer Rate von
1kHz die PWM-Spannung schon auf ca. 4.8V einbrechen lassen (mit C1=4.7u
X7).
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