DCF77 Frequenznormal

Hallo,

eine der relevanten Stellen im Dalba ist wohl diese hier:
"PDA Pin1  Analog output from the sample and hold phase comparator for 
use as a ‘fine’ error signal. Output at (VDD2VSS)/2 when the system is 
in lock. Voltage increases as fv phase lead increases; voltage decreases 
as fr phase lead increases. Output is linear over only a narrow phase 
window, determined
by gain (programmed by RB)"

Schätzungsweise wird bei einem 180°-Phasensprung der "feine" und lineare 
Bereich verlassen und der Sprung wirkt wie eine Erhöhung der Frequenz.

mfg

Seit einigen Jahren beobachte ich immer mehr nicht funktionierende DCF 
Empfänger. Ein Blick auf einen Spektrum Analyzer zeigt dir auch warum 
das so ist.

Christian M. schrieb:
> Seit einigen Jahren beobachte ich immer mehr nicht funktionierende DCF
> Empfänger. Ein Blick auf einen Spektrum Analyzer zeigt dir auch warum
> das so ist.

Wärest Du so freundlich, uns normale Dummbattel ohne Spektrumanalysator 
darüber aufzuklären? Ich habe inzwischen 3 Funkuhren, die ab und an die 
falsche Zeit anzeigen und wüßte schon gern, woran das liegt.

Gruß Klaus (der soundsovielte)

Klaus S. schrieb:
> Wärest Du so freundlich, uns normale Dummbattel ohne Spektrumanalysator
> darüber aufzuklären?

Auch ein Langwellenradio zeigt Dir den Grund, nein, besser gesagt Du 
hörst es. Die Oberwellen der allgegenwärtigen SNT-Pest versauen komplett 
- wie hieß es doch ehemals so schön - den Äther.

Martin H. schrieb:
> Die Oberwellen der allgegenwärtigen SNT-Pest versauen komplett
> - wie hieß es doch ehemals so schön - den Äther

Das war schnell Danke!

Gruß Klaus (der soundsovielte)

Christian M. schrieb:
> Ein Blick auf einen Spektrum Analyzer zeigt dir auch warum
> das so ist.

Ursprünglich wollte jemand wissen, warum seine PLL immer nach oben 
heraus regelt, wenn es einen provozierten Phasensprung auszuregeln gibt.

mfg

Danke für die zahlreichen Antworten. Das Datenblatt habe ich beachtet, 
der Programming Resistor ist 20 MOhm, das Phasenfenster damit groß 
genug: K-PHI ist 2,73 Volt / rad. Ich kann für 4,5V also 2 rad 
Phasenfehler linear verarbeiten. Weil die 77,5 kHz mit Teilerfaktor 31 
davor runtergeteilt werden ist der erlaubte Phasenhub auf 77,5 kHz 31 
mal größer = 62 rad = +- 31 rad. 1 rad = 180 Grad / Pi = 57 Grad. Ich 
kann den Ferritstab also rechnerisch 9 mal rumdrehen, bis der 
Phasendetektor ausrastet. Praktisch taugt der Detektor nicht ganz so 
viel und ist nicht 4,5 V aussteuerbar bis Unlock kommt. Die große 
Reserve wollte ich haben, damit auch bei schlecht Wetter, Störungen und 
Abendfading die PLL nicht gleich ausrastet.
Verhält sich denn bei Euren DCF-Normalen die PLL auch so "einseitig"?

Martin H. schrieb:
> Klaus S. schrieb:
>> Wärest Du so freundlich, uns normale Dummbattel ohne Spektrumanalysator
>> darüber aufzuklären?
>
> Auch ein Langwellenradio zeigt Dir den Grund, nein, besser gesagt Du
> hörst es. Die Oberwellen der allgegenwärtigen SNT-Pest versauen komplett
> - wie hieß es doch ehemals so schön - den Äther.

Aber die Störungen kommen doch immer bei vielfachen oder so zustande, 
und nicht bei Teilen davon, oder hab ich was falsch verstanden? 
(Oberwellen).
 Haben SNT nicht mehr als 77kHz?

Beim Drehen der Antenne gibts auch eine Verstimmung. Der Pegel der 
Antenne ändert sich aber vor allem durch die Bewegung über den 
Nulldurchgang um zig dB. Die Phase kann theoretisch nur 0 oder 180 Grad 
rauskommen. Meine PLL bekommt davon alles nur sehr sehr gedämpft mit, 
weil die Quarzfilter mit ihrer schmalen Bandbreite lange nachklingeln. 
Vor allem mit dem dritten Hilfsfilter und dem Begrenzer ist die AM beim 
Drehen der Antenne komplett weg.

2aggressive schrieb:
> Häh??? nach einer kompletten Drehung bist Du doch wieder bei null.
> Nach deiner Rechnung könntest Du aber mit dem Teil vom Sender mit einer
> bestimmten Geschwindigkeit wegrennen :D

s. mein Eingangspost: Es passiert nie, daß die Spannung zunächst
sinkt und dann wieder auf den alten Wert hochregelt... Mit jeder halben 
Undrehung der Ferritantenne steigt die Abstimmspannung weiter an und 
regelt dann mit der PLL Eigen-Zeitkonstante von 15 sec wieder auf den 
eingeschwungenen Zustand.

Laie schrieb:
> Wenn der Lock nach einer Drehung um 180 Grad nicht verloren
> gegangen
> ist, dann ist die Lock-Anzeige für solche Fälle unbrauchbar, da falsch.
Nach meiner Erfahrung ist die Lockanzeige von PLL Chips oft wenig 
brauchbar, weil der Restphasenfehler mit dem Restfrequenzfehler nicht 
viel zu tun hat, weil ja dazwischen integriert bzw. differenziert wird. 
Der Chip hat den Ausgang, ich habe ihn auf eine LED gegeben und nehme 
das Leuchten wohlwollend zur Kenntnis. Mehr nicht. Man weiß dann, das 
bei diesem Chip der Frequenz-Phasendetector PDB nicht mehr aktiv ist.

Lösung in Sicht: Anscheinend sind die Quarzfilter nicht perfekt 
abgeglichen. Die Mittenfrequenz des ca 3 Hz breiten Filters ist um 0,4 
Hz nach oben verschoben auf 77,5004 kHz. Wenn ich die Antenne drehe und 
damit eine Doppelseitenband AM erzeuge, sind die beiden Seitenbänder 
nach dem Quarzfilter nicht mehr gleich laut. Ich habe es getestet, in 
dem mit einem Messsender mit 5 dBm und einer 1 m² großen Rahmenantenne 
ein starkes CW Signal erzeugt wurde, ca 40 dB stärker als DCF. Wenn ich 
das Signal auf 77501 Hz in die Luft stelle, springt die PLL beim Drehen 
der Antenne immer zunächst runter.

Frank H. schrieb:
> ...Die Mittenfrequenz des ca 3 Hz breiten Filters...
....
Frank H. schrieb:
> ....weil die Quarzfilter mit ihrer schmalen Bandbreite lange nachklingeln....

Ist die extrem schmale BB so gewünscht oder vorgegeben? Ich persönlich 
finde 3 Hz ein wenig zu schmal. Wenn du etwas umdesignen kannst, dann 
vlt. 10-20 Hz BB bei -3dB? ;-)
Kaskadierte Filter oder Ladder?

Michael

Hallo Michael,

die Bandbreite wollte ich so haben. Das Frequenznormal braucht die 
Sekundenpulse mit 100 ms Absenkzeit nicht auswerten, dafür hätte ich 10 
Hz Bandbreite gebraucht. Ich habe damals billige Stimmgabelquarze 
benutzt, so etwas:
https://www.shotech.de/de/cfv206-77-500azfb.html
Die Quarze haben eine Güte von 70000 sind also bestenfalls 1Hz breit als 
Quarzfilter. Leider haben Sie -0,038 ppm / Grad**2 Temperaturgang, bei 
25 Grad Erwärmung also 625 * -0,038 = -24ppm Drift. Das sind 1,8 Hz. 
Weil der Empfänger halbwegs konstante Verstärkung haben sollte, habe ich 
die Bandbreite nicht zu 1 Hz gewählt sondern auf 3 Hz erhöht. Im 
Empfänger ist die Halterkapazität der Quarze kompensiert, so daß die 
Weitabselektion des Filters gut ist, etwa 50 dB in +- 3 kHz. Ich habe 
zwei Quarzfilter verbaut, damit schafft der Empfänger 100 dB 
Weitabselektion. Wenn ich das Quarzfilter 10 Hz breit gemacht hätte, mit 
einem riesigen Seriendämpfungswiderstand, wäre die Weitabdämpfung sicher 
auch entsprechend schlechter geworden. Ein Ladderfilter aus zig Quarzen 
habe ich mir damals nciht zugetraut, es wäre über Temperatur auch 
wahrscheinlich elendig schlecht.

Hallo Frank,

danke für die Erläuterungen.
Du weißt aber sicher auch, dass Phasenfehler entstehen, sowie du auf die 
Filterflanke gerätst? Dann spuckt dir die Gruppenlaufzeit in die 
Suppe... :-(

Übrigens: Deine Schaltung des Empfängers wäre mal interessant... ;-)
Michael

Bitteschön...Mein Ziel war damals, einen kleinen Empfänger mit großem 
logarithmischen Pegelbereich zu haben, um das DCF Signal überall messen 
zu können. Er lief aus einem 9V Block und braucht kaum Strom. OP ist ein 
LM358.

Das ist natürlich eine schöne Sache, wenn er mit nur 5V betrieben werden 
kann. :-)) Danke für den Einblick.

Mein Projekt (momentan aus div. Gründen auf Eis) verwendet 3 heute teuer 
zu bezahlende Quarze im großen Gehäuse (Bild 3). Hatte ich damals auf 
einem Flohmarkt gekauft (Bild 3). Manuelle Durchlassekurve eines Filters 
in Bild 2. Schaltbild in Nr. 1; das lässt sich wunderbar direkt 
kaskadieren ;-)
Die Transen werden endgültig etwas andere Typen sein, etwa J310..

Große Hilfe war diese Unterlage: 
https://www.bartelsos.de/_media/filter/quarzfilter/quarzfilter_rev2a.pdf
sowie ein sehr guter Mitschreiber hier ... ;-)

Mittlerweile hat sich ein 4. Q.-Exemplar eingefunden, aber wie gesagt 
noch keine Zeit zum Testen.

Michael

Ramsel schrieb:
> Wo ist Dein Problem?

Du hast wahrscheinlich überhaupt nichts verstanden oder -noch 
wahrscheinlicher- nicht(s) gelesen, sorry...

Es geht hier nicht um eine Digitaluhr o.ä. ... ;-)

Hallo Michael,

deine Filterbandbreite ist doch auch schön schmal mit +- 1,2 Hz bei 
-3dB. Wenn Du das viermal kaskadierst ist die Gesamtbandbreite nur noch 
1,2 Hz. Für ein Frequenznormal kann es nach meiner Erfahrung mit meiner 
Schaltung nicht schmal genug sein. Obwohl ich den Empfänger auf hohe 
Großsignalfestigkeit gezüchtet habe (300 mV bei 78,125 kHz sind die 
Blockinggrenze, die Antenne sollte auf einem Röhrenfernseher liegen 
können, ohne daß Blocking kommt) und obwohl meine Schaltung in ca. +- 4 
kHz schon 100 dB Selektion hat, gab es PLL Probleme auf der Arbeit im 
arg gestörten Großraumbüro. Ich habe die auf Störungen in wenigen Hz 
Frequenzabstand zu 77500 Hz. zurückgeführt. Mein 3 Hz breites Filter 
scheint also noch zu breit zu sein. Deswegen kam später ein drittes 
Filter mit Begrenzer vor den Eingang des PLL Chips NJ8820.

Wenn ich es heute noch mal bauen müßte, würde ich die Verstärkung besser 
zwischen die drei Filter zu verteilen, also Filter und Gain immer 
abwechselnd. Die beiden geregelten Transistoren hinter dem ersten Filter 
werden von Signalen in 10 Hz Abstand sicher noch zu leicht übersteuert.

Deine großen Quarzfilter mit AT Schnitt sind viel temperaturstabiler als 
die billigen kleinen Quarze mit ihrem parabelförmigen Temperaturgang. 
Deswegen kannst Du den Quarzfilter problemlos schmalbandiger auslegen - 
bis irgendwann der Temperaturgang des Filters an der Phase dreht und das 
zu Nachregeln der PLL führt. Bei meiner analogen PLL mit ihrer kurzen 
Regelzeitkonstante von 15 s ist das kein Thema.

FETs im Verstärker habe ich damals nicht genommen, weil der Verstärker 
aus einem 9V Block mit 5V LDO dahinter lange laufen sollte. Die 
Stromaufnahme war ca 3 mA, der selektierte FET in der Antenne zieht ca 
1mA. FETs im Verstärker machen meiner Meinung nach nicht so viel Sinn, 
weil ab Antennen-FET nirgendwo ein extrem hochohmiger rauscharmer 
Eingang gebraucht wird. Die gute Kreuzmodulation von FETs wird auch 
nicht gebraucht, weil die Quarzfilter ja nur eine Frequenz durchlassen.

Eine Schwierigkeit war die Schwingneigung des Verstärkers. Die Quarze 
haben keinen Masseanschluß und es koppelt kapazitiv in das floatende 
Metallgehäuse des Quarzes. Gelöst habe ich das, in dem ich die 
Quarzröhrchen direkt horizontal auf die Masseseite der zweiseitigen 
Leiterplatte, gelegt habe.

Frank H. schrieb:
> deine Filterbandbreite ist doch auch schön schmal mit +- 1,2 Hz bei
> -3dB. Wenn Du das viermal kaskadierst ist die Gesamtbandbreite nur noch
> 1,2 Hz.

Moin,
hast du zufällig schon das o. verlinkte PDF gelesen? Da gibt es die 
Antwort, die BB betreffend (auf S. 13 ff.). ;-)

Da ich meinen nicht mobil einsetzen möchte, kann ich mit Spannung und 
Strom ein wenig großzügig umgehen. :-))
Den kompletten Empfänger siehst du oben; das Frontend (bis zum QF) 
stammt im Original von Ralph 
Berres:(http://df6wu.de/Bauanleitungen%20Messtechnik/DCF-Frequenznormal/).
Den vierten Quarz einfach noch dazudenken...

Michael

Da habe ich nachher Lesestoff.

Frank H. schrieb:
> Da habe ich nachher Lesestoff.
Und noch mehr:
Beitrag "DCF77 Phasenmodulation"
Ist zwar nicht direkt das Problem, aber auch lesenswert.

Und die Modulationstiefe des AM-Terms wurde seit ein paar Jahren schon 
erhöht, was die Wiedergewinnung der reinen 77,5 kHz Schwingung zum 
Synchronisieren nicht leichter machen dürfte. Ein evtl. vorgeschalteter 
Begrenzer muss dann noch mehr wegschneiden.

ciao
gustav

Karl B. schrieb:
> ...die Modulationstiefe des AM-Terms wurde seit ein paar Jahren schon
> erhöht, was die Wiedergewinnung der reinen 77,5 kHz Schwingung zum
> Synchronisieren nicht leichter machen dürfte....

Hallo Karl,
womit wir wieder mal bei der Frage sind:
Zu welchem Zeitpunkt ist es überhaupt möglich und sinnvoll, das 
empfangene Signal möglichst ohne die absichtlich gewollte 
Phasenverschiebung zu erhalten?

Es gibt nur zwei Zeitfenster, die überhaupt die Möglichkeit bieten:
a) >100 ms bis <200 ms nach Beginn der Sekunde (bei Übertagung einer 
logischen 1) und
b) die 2 s andauernde Minutenmarke (mit 100% Trägerampl.).
In diesen Zeitfenstern findet keine PM statt, so dass mein 
Phasendetektor nach dem Empfang eine "ordentliche, saubere" 77,5 
khz-Schwingung ohne Phasenfehler vorfindet.

Verfahren nach a) hat außerdem den Nachteil der Amplitudenabsenkung!
Beim Auswerten nach b) muss der lokale Oszillator natürlich gehörig 
kurzzeitstabil sein, beim Verfahren nach a) wäre etwa halb so stabil 
ausreichend. ;-)

Michael

Durchgelesen habe ich noch nicht alles, aber die Abhandlung über die 
einstellbare Bandbreite mittels variabler Kopplung ist mir neu und 
interessant. Heute habe ich im Büro mal gemessen, was aus der 
Ferritantenne so rauskommt. Es gibt massive Störungen, alle 100 Hz 
kommen Netzoberwellen mit Nebenwellen. Das DCF Signal ist mit -75 dBu 
nur 6 dB stärker als die Nebenwellen mit -81 dBu (300 km bis 
Mainflingen). Mein Frequenznormal bleibt damit gerastet, es gibt aber 
bereits 0,3 Hz Jitter bei 10 MHz, also 0,03 ppm bei 1s Meßzeit. Das 
zeigt eigentlich, daß das Quarzfilter im Empfänger nicht schmal genug 
sein kann. Lieber 1 Hz Bandbreite oder weniger. 10..20 Hz sind deutlich 
zu viel,  sonst hat der Empfänger in so einer Umgebung keine Chance. Zu 
Haus gibt es ähnliche Verhältnisse, wenn die Ferritantenne direkt neben 
einem Steckernetzteil liegt, mit Brückengleichrichter und Elko oder wenn 
in 4m Entfernung nebenan der Induktionsherd das Essen kocht (-58 dBFS 
macht der Herd an Oberwellen, DCF hat nur -70 dBFS). Gemessen habe ich 
mit 1,5 Hz FFT Bandbreite. Ohne Induktionsherd gibts hier 44 dB 
Störabstand (Nutzsignal -66 dBFS, Pegel bei 80 kHz -110 dBFS).

Karl B. schrieb:
> nd noch mehr:
> Beitrag "DCF77 Phasenmodulation"
> Ist zwar nicht direkt das Problem, aber auch lesenswert.
>
> Und die Modulationstiefe des AM-Terms wurde seit ein paar Jahren schon
> erhöht, was die Wiedergewinnung der reinen 77,5 kHz Schwingung zum
> Synchronisieren nicht leichter machen dürfte. Ein evtl. vorgeschalteter
> Begrenzer muss dann noch mehr wegschneiden.

Bei einem DCF77 Frequenznormal benötigt man sowiso Regelzeitkonstanten , 
welche eher in Richtung Stunde geht.
Entsprechend stabil muss auch der zu disziplinierenden Quarzoszillator 
sein.
Hier kommt eigentlich nur ein Quarzofen mit besser 10exp-9 /Tag in 
Frage, wenn man 10exp-9 als Stabilität anvisiert.
Das DCF Signal dient ausschließlich der Langgzeitstabilität.

Phasenmodulationen bei dem DCF77 Signal sind meines Wissens zeitlich 
symetrisch, also werden sie über die Regelzeit einfach weg Integriert.

Die Amplitudenmodulation bekommt man durch genügend starke Begrenzung 
unterdrückt.

Es gibt aber glaube ich noch einen anderen Weg. Ich meine die 
Phasenmodulation und auch die Amplitudenmodulation verschwindet, wenn 
man den Träger mehrmals quadriert. Dazu kann sich aber jemand anders mal 
äußern, der mehr Ahnung von Mathe hat.

Frank H. schrieb:
> Lieber 1 Hz Bandbreite oder weniger. 10..20 Hz sind deutlich
> zu viel,  sonst hat der Empfänger in so einer Umgebung keine Chance.

Ein 77,5KHz Filter mit 1Hz Bandbreite und weniger ist nicht ganz einfach 
zu realisieren. Zudem sollte man auch eine Temperarurabhängigkeit der 
Filterquarze berücksichtigen.

Bei mir werkelt ein Latterfilter mit 4 von diesen Monsterquarzen als 
Filter. Die Bandbreite bei mir sind etwa 9Hz.

Ralph Berres

Frank H. schrieb:
> ...wenn die Ferritantenne direkt neben einem Steckernetzteil liegt...

Nana, sowas macht man ja auch nicht.. :-))

....

> ..Mein Frequenznormal bleibt damit gerastet, es gibt aber bereits
> 0,3 Hz Jitter bei 10 MHz, also 0,03 ppm bei 1s Meßzeit...

Start- und Endzeitpunkt des Messfensters exakt defifiniert oder wie es 
gerade kommt, also "Random"? Beim Start/Stop während der Pseudo-PM 
könnte ich mir das sehr gut vorstellen (abgesehen von allen anderen 
Störeinflüssen, die Phasenabweichungen hervorrufen)... 8-)

Michael

Ralph B. schrieb:
> Es gibt aber glaube ich noch einen anderen Weg. Ich meine die
> Phasenmodulation und auch die Amplitudenmodulation verschwindet, wenn
> man den Träger mehrmals quadriert. Dazu kann sich aber jemand anders mal

Mit einer squaring loop geht die BPSK weg. Das funktioniert
um so schlechter, je enger man filtert weil man Signalenergie
wegwirft.  Da bin ich auch schon reingefallen.  Ordentliche BPSK
hat nicht mal einen Träger, nur Seitenbänder.

Die Amplitudenmod. geht weg, weil der zu syncende VCO keine AM hat.
Quasi als Beifang. Die demodulierten Daten gibt's auch als
Beifang. Essentiell ist erst mal, dass man einen unmodulierten
Träger rekonstruiert.

Die Costas-Loop ist ähnlich.

Gerhard H. schrieb:
> Ralph B. schrieb:
>> Es gibt aber glaube ich noch einen anderen Weg. Ich meine die
>> Phasenmodulation und auch die Amplitudenmodulation verschwindet, wenn
>> man den Träger mehrmals quadriert. Dazu kann sich aber jemand anders mal
>
> Mit einer squaring loop geht die BPSK weg. Das funktioniert
> um so schlechter, je enger man filtert weil man Signalenergie
> wegwirft.  Da bin ich auch schon reingefallen.  Ordentliche BPSK
> hat nicht mal einen Träger, nur Seitenbänder.
>
> Die Amplitude geht weg, weil der zu syncende VCO keine AM hat.
> Quasi als Beifang.
>
> Die Costas-Loop ist ähnlich.

Ich habe das bei meinem Spectracom 8161 WWVB Frequenzstandard auf 60kHz 
so gemacht, seit NIST um 2012 da BPSK drauf geknallt hat um mich zu 
ärgern:-). Ich machte das in 2015 mit einem AD633 Vier-Quadranten 
Multiplier und arbeite intern im 8161 mit 120kHz. Alles funktionierte 
seitdem wieder Bestens und wie früher. Nur die stündlichen NIST 
Zeitmarken fehlen seit dem BPSK Upgrade was beim Streifenschreiber die 
zeitliche Beurteilung erschwert.

Falls es interessiert, gibt es im Anhang meine Schaltung. Der Multiplier 
sitzt zwischen dem Vorverstärker/Quarzfilter und der weiteren 
Signalverarbeitungsbord.

Es gibt auch noch das LaFlame-Prinzip. Ein Kunde wollte das
auf seinem 70 MHz-Fernseh-Transponder-Navigations-IF-Signal mal
partout genauso implementiert haben, nur im FPGA statt analog.
Analog hatte das nämlich mal wunderbar funktioniert. Leider muss
man für "genau wie analog" eben entsprechend flott, Nyquistgerecht
samplen und das DSP-Voodoo geht dann eben auf der Abtastrate und
nicht mit daten-adäquater Rate. Ein UNGLAUBLICHER Aufwand im FPGA.

Gerhard

Gerhard H. schrieb:
> LaFlame-Prinzip

Wie sieht das aus? Noch nie gehört.

Detlef schrieb:
> ...Welchen Effekt Schaltnetzteile haben können, wird bei YT demonstriert....

Ja, die Störungen sind hinlänglich bekannt, genauso wie früher die 5. 
Harmonische der TV-Zeilenfrequenz. Vielleicht sogar mit noch schlimmeren 
Auswirkungen.. :-((
Nettes Teil, sofern man es nutzbringend einsetzen kann. ;-)
Grundsätzlich wissen wir, dass solche Störungen (z.B. durch Wandwarzen) 
verursacht werden, wenn auch nicht alleine nur durch sie.
Wie kann man also den Empfänger und die Auswertung vor solchen störenden 
Einflüssen schützen?

Für Empfangsteile, die in einem f-/t-Referenz arbeiten sollen, geht man 
am besten noch ein, zwei Schritte weiter: Man kann mit einem sog. 
"Missing Pulse Detektor" leicht sicherstellen, dass jede einzelne 
77,5Khz-Schwingung empfangen wurde (oder im Fehlerfall auch nicht).
In hochwertigen Anwendungen eines Zeit- bzw. Frequenzreferenz-Systems 
ist es schon von Bedeutung, ob man sich auf die Messung und den 
Phasenvergleich verlassen kann. ;-) Bei Ausbleiben von nur einem 
Nulldurchgang während des Zeitfensters kannst du die Messung bzw. den 
Phasenvergleich in die Tonne kippen bzw. diese Messung darf nicht zur 
Auswertung gelangen.
Bei den nötigen Integrationszeiten von einer Stunde oder mehr mag das 
zwar nicht in jedem Fall von großer Bedeutung sein, es wäre aber 
trotzdem (je nach Gewichtung des Messwerts) u.U. fatal, den lokalen 
Ref.-Oszillator (OCXO) mit einem ungültigen Korrekturwert nachzuregeln.

Michael

La Flame: Vergiss es. Das passt hier allenfalls am Rande her.
Das war nur eine Komponente der Baugruppe und nach > 25 Jahren
auch für mich nur noch eine vage Erinnerung.

Der Hauptvorteil war, dass ein Offset der Multiplizierer nicht
gestört hat. In der früheren analogen Implementierung war das
offenbar ein Panik-Problem. Da gibt es heute auch in analog
was besseres.

Im Digitalen sind Gain == Skalierung und Offset einfach kein
Problem. Schon gar keines, das es wert ist, viel Rechenleistung
oder FlipFlops zu verbraten.

LaFlame, D. (1979). A Delay-Lock Loop Implementation Which is 
Insensitive to Arm Gain Imbalance. IEEE Transactions on Communications, 
27(10), 1632–1633. doi:10.1109/tcom.1979.1094314
Sci-hub hat's.

Gerhard

Ralph B. schrieb:
> Bei einem DCF77 Frequenznormal benötigt man sowiso Regelzeitkonstanten ,
> welche eher in Richtung Stunde geht.
> Entsprechend stabil muss auch der zu disziplinierenden Quarzoszillator
> sein.

Ich habe mir deine Unterlagen "Frequenznormal.mit 10EXP9 Stabilität" von 
der FH Trier vor 14 Tagen runtergeladen. Der Aufwand ist wirklich sehr 
beeindruckend, das Ergebnis genauso. Wie lange hast Du daran entwickelt?

Michael M. schrieb:
> Start- und Endzeitpunkt des Messfensters exakt defifiniert oder wie es
> gerade kommt, also "Random"?

Ich schaue auf mein Zeigerinstrument im DCF Normal, das hat ein 
Drehspulmeßwerk, umschaltbar von Antennenspannung auf Störhub. Für den 
Störhub ist es ein sehr sehr grobes Schätzeisen, es zeigt nur den Ripple 
auf dem Phasendetektorausgang an - s. Schaltbild. Ist also ein 
Phasenanzeiger und kein Frequenzanzeiger und für Störungen im 
Sekundentakt auf Hz kalibriert. Das Gezappel dieses Meßwerks führte zu 
meiner Eingangsfrage des Threads...

Frank H. schrieb:
> ch habe mir deine Unterlagen "Frequenznormal.mit 10EXP9 Stabilität" von
> der FH Trier vor 14 Tagen runtergeladen. Der Aufwand ist wirklich sehr
> beeindruckend, das Ergebnis genauso. Wie lange hast Du daran entwickelt?

Gibt es die Seite auf der FH-Trier noch? Ich dachte sie sei längst 
abgeschaltet. Alles was auf dieser Webseite lag findest du heute unter 
df6wu.de

Übrigens waren es alles private Projekte welche nichts mit der FH-Trier 
zu tun hatte. Ich hatte nur den ( damals für mich kostenlosen ) Server 
für mich genutzt.

Ich habe an dem DCF77 Frequenznormal etwa ein Jahr entwickelt. Da gab es 
viele Rückschläge, auch bei dem Quarzfilter.

Die Idee, es so zu realisieren, habe ich ein wenig bei Rohde&Schwarz 
abgekupfert. Ich hatte auch viele Stunden mit Diskussionen mit einen 
ehemaligen Rohde&Schwarz Mitarbeiter verbracht.

Zugegeben, es hat mich an meine ( auch intelektuellen ) Grenzen 
gebracht.

Damals 1992 waren Rubidiumnormale noch unerschwinglich teuer. 
GPS-Frequenznormale, wie sie heute angeboten werden , gab es damals noch 
nicht.

Diese Aktion hat mich damals um die 1500 DMark gekostet, und ist heute 
noch als Reserve in Betrieb.

Meine Intension war es die Zeitkonstante der Regelschleife digital zu 
lösen, da eine Zaitkonstante im Stundenbereich analog nicht wirklich 
realisierbar war.

Heute würde ich den Aufwand nicht mehr treiben und gleich ein GPS 
Frequenznormal wählen.

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> Gibt es die Seite auf der FH-Trier noch? Ich dachte sie sei längst
> abgeschaltet. Alles was auf dieser Webseite lag findest du heute unter
> df6wu.de

Stimmt, ich habe es bei der FH Trier nicht mehr bekommen, sondern bei 
Dir runtergeladen.

Hast du einen Audio ADC zum direkten Samplen des Antennensignals 
genutzt?

Kann der auch die Quarzfilter Bandpässe rechnen?

Die DCF Empfänger haben einen Bandpass im HF Verstärker vor der PLL. 
Mittenfrequenz ist 77,5 kHz und die Bandbreite nur 0,1 Hz bis wenige Hz. 
Im digitalen lässt sich so ein Filter reproduzierbar rechnen, das ist 
der große Vorteil zum Hardware-Filter. Die Sperrdämpfung des Filters ist 
idealerweise größer 80 dB. Sinn des Filters ist, den Störschmutz von der 
PLL fernzuhalten, s. meine Bilder von gestern.

Gerhard H. schrieb:
> LaFlame, D. (1979). A Delay-Lock Loop Implementation Which is
> Insensitive to Arm Gain Imbalance. IEEE Transactions on Communications,
> 27(10), 1632–1633. doi:10.1109/tcom.1979.1094314
> Sci-hub hat's.

Danke Gerhard. Da schau ich rein.

Laie schrieb:
> Michael M. schrieb:
>> b) die 2 s andauernde Minutenmarke (mit 100% Trägerampl.).
>> In diesen Zeitfenstern findet keine PM statt, so dass mein
>> Phasendetektor nach dem Empfang eine "ordentliche, saubere" 77,5
>> khz-Schwingung ohne Phasenfehler vorfindet.
>
> Da fehlt ein Komma. Tatsächlich sind es nur 0.2s, da die
> Phasenmodulation ja immer aktiv ist.

Ja, da hast du an einer Stelle recht:
Laut Definition/Beschreibung (PTB) findet die PM jeweils 0,2s nach 
Beginn des Sek.-Impulses statt. Also ist die 58. Sekunde noch betroffen. 
:-) und die PM setzt kurz vor Ende der 58. Sek. aus.
Ab dieser Stelle (59. sek.) gibt es ja keine Trägerabsenkung; also ist 
die PM aufgrund der fehlenden Trägerabsenkung (Sek.-Beginn) lt. 
Definition nicht vorhanden.

Ich lasse mich gern vom Gegenteil überzeugen. Wenn das so wäre, ist die 
PTB-Beschreibung etwas unvollkommen. ;-(

Michael

Laie schrieb:
> Meine Aussage stammt allerdings aus den
> Meßwerten eines anderen Threads:

Danke für die Rückmeldung und man lernt ja nie aus :-)).
Hast du bitte den Link dazu?
Michael

Auszug aus der Webseite der PCB

siehe 
https://www.ptb.de/cms/ptb/fachabteilungen/abt4/fb-44/ag-442/verbreitung-der-gesetzlichen-zeit/dcf77.html

"Die Amplitude der DCF77 Trägerschwingung wird mit Sekundenmarken 
moduliert: Zu Beginn jeder Sekunde, mit Ausnahme der letzten Sekunde 
jeder Minute - als Kennung für den folgenden Minutenbeginn -  wird die 
Amplitude für die Dauer von 0,1 s oder 0,2 s phasensynchron mit der 
Trägerschwingung auf etwa 15 % abgesenkt. Die Restamplitude ermöglicht 
die Gewinnung einer kontinuierlichen Trägerschwingung und soll die 
Nutzung des DCF77-Trägers als Normalfrequenzsignal erleichtern. Die 
unterschiedliche Dauer der Sekundenmarken dient zur binären Kodierung 
von Uhrzeit und Datum."

weiterhin steht doch

"Zusätzlich zur Amplitudenmodulation (AM) ist dem Träger von DCF77 ein 
pseudozufälliges Phasenrauschen aufmoduliert. Dazu wird die Phase 
entsprechend einer binären Zufallsfolge um den Phasenhub ±15,6° 
umgetastet. Empfangsseitig lässt sich die verwendete Pseudozufallsfolge 
als Suchsignal reproduzieren und mit dem im empfangenen DCF77 Signal 
enthaltenen Phasenrauschen kreuzkorrlieren. Dies erlaubt eine genauere 
und störungssichere Bestimmung der Ankunftszeitpunkte der empfangenen 
Zeitsignale als die Auswertung der Trägerabsenkung (AM)."


und noch dieses

"Die Trägerfrequenz von DCF77 beträgt 77,5 kHz. Sie wird von einer 
Atomuhr der PTB abgeleitet und weicht am Sendeort im Mittel über einen 
Tag weniger als relativ 2 ·10-12, im Mittel über 100 Tage um weniger als 
relativ 2 ·10-13 von dem durch die primären Atomuhren der PTB 
vorgegebenen Sollwert ab. Die angegebene Unsicherheit entspricht der 
erweiterten Unsicherheit (k=2), entsprechend einem 
95%-Vertrauensintervall. Die Phasenzeit des Trägers - anders 
ausgedrückt: der dem Sekundenbeginn nach UTC(PTB) folgende, in der PTB 
empfangene Nulldurchgang der 77,5 kHz Trägerschwingung mit der 
Periodendauer 12,9 µs - wird innerhalb einer willkürlich gewählten 
Phasenzeitabweichung von (5,5 ± 0,3) µs in Übereinstimmung mit UTC(PTB) 
gehalten. Hierzu wird in Braunschweig mit zwei speziellen 
DCF77-Empfängern die Phasenlage des empfangenen Signals mit den 
Sekundenimpulsen nach UTC(PTB) sowie einer von UTC(PTB) abgeleiteten 
77,5 kHz Impulsfolge verglichen. Die beobachtbaren Phasen- bzw. 
Frequenzschwankungen sind durch die Ausbreitung bedingt größer als 
ursprünglich mit den Atomuhren am Sendeort realisiert"

Der Träger geht also nicht bis auf Null runter, sondern auf 15% Ich kann 
mich erinnern das es mal 25% waren.

nebenbei bemerkt wird die Phasenmodulation im Loopfilter der PLL wieder 
rausintegriert, wenn die Zeitkonstante nur groß genug ist.


Ralph Berres

Die Regelzeitkonstante beträgt sinnvollerweise eher im Bereich einer 
Stunde.

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> Die Regelzeitkonstante beträgt sinnvollerweise eher im Bereich einer
> Stunde.
>
> Ralph Berres

Das denke ich auch, deshalb muß die PLL auch digital gerechnet werden. 
Weil mein DCF Normal im Büro kaum noch funktioniert, obwohl ich nur 0,5 
Hz Quarzfilterbandbreite habe, denke ich, der Störschmutz sollte noch 
weiter reduziert werden, durch ein noch schmaleres Filter. Weil auch die 
Quarzfilter dann an ihre Grenzen stoßen, sollte auch dieser 77,5 kHz 
Bandpaß digital gerechnet werden. In Frage kommt deshalb ein Konzept mit 
z.B Audio-ADC, der mit 192 kHz Abtastrate die 77,5 kHz samplen kann. 
Dahinter käme ein Prozessor, der die Audiodaten per I2S Stream bekommt 
und den Bandpaß und die PLL rechnet. Weil der Bandpaß mit B 0,1 Hz und 
77500 Hz Mittenfrequenz eine Güte von ca 1 Million hat und weil er auch 
eine hohe Sperrdämpfung erreichen soll, bietet sich nur die Realisierung 
mittels eines IIR Filters an. Die Pole des Filters liegen also fast auf 
dem Einheitskreis. Damit das Filter stabil bleibt, darf die digitale 
Runderei der Filterkoeffizienten nicht zu grob sein. Ich schätze, daß 
man im Prozessor deshalb mit 64 bit Auflösung rechnen muß. Aber auch das 
kann man einem einfachen Prozessor sicher beibringen. Hat jemand gute 
Programmierkenntnisse und kann sowas programmieren, z.B auf einem 
Raspberry Pi oder einem STM32 ? Gibt es sowas schon fertig?
Das DCF Normal hätte dann nur zwei Chips, den ADC, den Prozessor und 
einen TCXO, der per PWM vom Prozessor auf die Sollfrequenz gezogen wird.

In der CQDL hat mal der Prof Jochen Jirmann in den 90ger Jahren ein 
DCF77 Normal auf Basis eines Mikrokontrollers veröffentlicht.

Das war ein paar Monate nach meiner Veröffentlichung.

Jochen Jirmann ist glaube ich Professor auf der Ubi in Coburg.

Er hat auch schon jede Menge Artikel in den UKW-Berichten 
veröffentlicht.

Vielleicht solltest du dich mal mit ihm in Verbindung setzen.

Ralph Berres

Zunächst Danke an Ralph für die PTB-Texte, die ich ja auch kenne.
Beispielhaft folgendes PDF:
https://www.ptb.de/cms/fileadmin/internet/fachabteilungen/abteilung_4/4.4_zeit_und_frequenz/pdf/2004_Piester_-_PTB-Mitteilungen_114.pdf
... S. 354, unter Bild 8 ....

Dort: ..."Jeweils 0,2 s nach Sekundenbeginn wird das Schieberegister aus 
dem Zustand Null neu gestartet und nach Ablauf eines vollständigen 
Zyklus, etwa 7 ms vor der nächsten Sekundenmarke, wieder angehalten."...

Nun, wenn man diese Ausführung wörtlich (ohne Spekulation) nimmt, dürfte 
es bei logischer "1" (=200ms Tr.-Abs.) in den zweiten 100ms keine PM 
geben. Hier zeigt sich das in Form eines Zoom-Bilds:
https://www.mikrocontroller.net/attachment/541955/02_Zoomed.png aus dem 
gleichen Thema/Beitrag, das "Laie" grad oben verlinkt hat.
Wenn ich mich irre, bitte Korrektur.
@Laie: Das verlinkte Bild zeigt etwas anderes, aber was ?
________________

Frank H. schrieb:
> ...obwohl ich nur 0,5
> Hz Quarzfilterbandbreite habe, denke ich, der Störschmutz sollte noch
> weiter reduziert werden, durch ein noch schmaleres Filter....

Ich habe Befürchtungen, dass du damit in eine Falle tappst. :-/
Denke an die Gruppenlaufzeiten... Sowie dein Filter (bedingt durch z.B. 
thermische Effekte) das Signal auf der Flanke noch durchlässt, ist die 
Phasentreue in Gefahr, trotz langer Integration!
Diese Erfahrung hatt auch Ralph gemacht, wenn ich recht erinnnere
und auch in dem Elektor-Projekt wurde darauf hingewiesen (Link ist 
irgendwo im anderen Thema).

Michael

Laie schrieb:
> Eine Alternative wäre der Nachbau. Vorschläge hätte ich da nicht.
> Vielleicht den von Ralph B.?

Da mein DCF77 Frequenznormal hardwaremäßig extrem aufwendig ist ( es ist 
ein richtiges TTL Grab ), würde ich aus heutiger Sicht entweder auf das 
GPS Frequenznormal von SDR-Kits aus England setzen ( es übertrifft in 
der Stabilität mein DCF-Normal ) oder wenn es unbedingt DCF77 sein soll, 
dann würde ich mir das auf einen Mikrokontroller basierende Konzept von 
Jochen Jirmann anschauen. Der hatte im wesentlichen mein Hardwarekonzept 
in ein Softwarekonzept umgewandelt.

Der Aufwand im Empfänger, sowie die Notwendigkeit eines schon 
ultrastabilen Quarzofen für die Kurzzeitstabilität ist auch hier 
erforderlich.

Mein DCF77 ist so um 1994 entstanden. Zu einer Zeit wo 
Rubidiumfrequenznormale noch unerschwinglich teuer waren,
GPS Frequenznormale ebenfalls ( wenn überhaupt erhältlich ).

Ich hatte mich zuvor schon mit verschiedenen rein analogen DCF77 
Konzepten befasst, aber die Regelzeitkonstanten der PLL Regelschleife 
war analog bestenfalls 1-2 Minuten realisierbar. Dann wurden die 
Verluste in dem Kondensator der Regelschleife zu hoch.

Mikrokontroller gab es die 8051 Familie. Pic und Atmel gab es damal noch 
nicht. Basiccompiler waren unerschwinglich teuer ( Keil-Elektronik )
und Assembler war nicht mein Ding. Programmieren habe ich mich schon 
immer ( auch heute noch ) schwer getan.

Das war der Grund warum ich eine digitale Regelschleife mit einen 
TTL-Grab gebaut habe.


Laie schrieb:
> Frank H. schrieb:
>> ... Mein Frequenznormal bleibt damit gerastet, es gibt aber
>> bereits 0,3 Hz Jitter bei 10 MHz, also 0,03 ppm bei 1s Meßzeit.
> Wo liegt das genaue Ziel?

ich erreichte bei mir etwa 7*10exp-10 also etwas besser als 1ppb

gemessen gegen ein später erworbenes Rohde&Schwarz 
Rubidium-Frequenznormal und gegen das GPS Frequenznormal von SDR-Kits.

Ralph Berres

Laie schrieb:
> Wenn man die DCF-Antenne abnimmt, welche
> Abweichung würde man (mit Hilfe vom GPS-Frequenznormal) nach einer
> Stunde feststellen?

Irgendwas zwischen 10exp-7 und 10exp-8

deswegwn auch die Batteriepufferung und durchgehenden Betrieb.

Vermutlich ist hier die Referenzspannung des DA Wandlers der Grund. Ich 
hatte hier ein normalen 78xx Regler eingesetzt.

Wollte ich irgendwann mal ändern doch seit ich das GPS Normal habe ist 
das DCF77 eh nur noch Rückfallreserve.

Laie schrieb:
> us irgendeinem Grund habe ich noch keine Bilder über den Gesamtaufbau
> gefunden. Gibt es einen Link?

Das hatte ich vergessen zu fotografieren. Damals wie das Gerät 
entstanden ist, hatte ich noch  an keiner Veröffentlichung gedacht. 
Jedermann verfügbares Internet gab es damals noch nicht.

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> In der CQDL hat mal der Prof Jochen Jirmann in den 90ger Jahren ein
> DCF77 Normal auf Basis eines Mikrokontrollers veröffentlicht.

Danke für die Info. Das spannende an so einem Projekt ist für mich die 
Entwicklungstätigkeit. Stumpf nachbauen möchte ich es nicht.

Ralph B. schrieb:
> Programmieren habe ich mich schon
> immer ( auch heute noch ) schwer getan.

Ich bin auch Hardware-Entwickler. Für ein DCF Projekt wäre es aber eine 
spannende Sache für mich, Softwerkerei zu lernen.

Michael M. schrieb:
> Ich habe Befürchtungen, dass du damit in eine Falle tappst. :-/
> Denke an die Gruppenlaufzeiten.

Ich verstehe nicht, warum die Gruppenlaufzeit des schmalen Quarzfilters 
ein Problem wird. Durch mein 0,5 Hz breites Filter kommt die AM von DCF 
kaum noch durch, die Sekundeneinbrüche werden durch das schmale Filter 
wunderbar weggeglättet. Die PLL bekommt, allein weil das Filter so 
schmal ist, schon fast einen Sinus angeboten. Das ist für ein 
Frequenznormal meiner Meinung nach optimal.
Wenn ich die PM (die glaube ich 600 Hz Bandbreite hat) auswerten wollte, 
müßte das Filter die Modulation auch voll durchlassen. Dann wären 
Gruppenlaufzeitfehler schlecht, genauso wie bei UKW Radios die 
Gruppenlaufzeit der ZF Filter Klirrfaktor erzeugt.
Oder habe ich da was übersehen? Anbei das Spektrum von DCF, gemessen mit 
Soundkarte mit 0,18 Hz breitem Filter. Der Träger verschwindet nicht.

so lange sich die Filterkurve nicht frequenzmäßig verschiebt, ist noch 
alles in Butter.

Aber wenn durch Temperatureinfluss sich die Mittenfrequenz eines 1Hz 
breiten Filters nur geringfügig ändert und du damit mit den 77,5KHz auf 
die Flanke des Filters triffst, dann ändert sich die Phase des Signales.

Bedenke du willst eine Regelzeitkonstante von 1 Stunde und mehr 
realisieren.

Die Temperatur dürfte sich dann in dem gleichen Zeitraum nicht soweit 
ändern, das du von der Mitte auf die Flanke gerätst.

Wenn du das Filter sowieso digital lösen willst, ist das vielleicht 
nicht störend. Aber digitale Filter haben maximal nur einen 
Dynamikbereich wie die nutzbare digitale Wortbreite ist.

Ralph

Frank H. schrieb:
> Ich verstehe nicht, warum....

Vielleicht ist der Absatz 7.3.2 im Dokument
 https://www.ptb.de/cms/fileadmin/internet/fachabteilungen/abteilung_4/4.4_zeit_und_frequenz/pdf/2004_Piester_-_PTB-Mitteilungen_114.pdf

noch ein wenig hilfreich? Entscheidendes Stichwort: "Abflachung und 
Verrundung der Signalflanken".
Dieselbe Problematik wurde von U. Bangert in seinem PDF 
http://ulrich-bangert.de/AMSAT-Journal.pdf beschrieben: Slope to Noise 
Ratio (s. Bild)
___

Ich finde es schon sehr interessant, welche verschiedenen Wege man gehen 
kann. ;-) Um den Rahmen deines Themas nicht zu sprengen, unterlasse ich 
derweil mal eine weitere Detaildiskussion mit "Laie" (PN geht ja leider 
nicht) und lese weiter interessiert mit...

Michael

Ich hatte in den letzten einigen Monaten mit einem softwarebasierten 
DCF77-Empfänger rumgespielt, zwar primär nur zum Zeitempfang, aber man 
könnt den Ansatz auch Richtung Frequenznormal erweitern.

Der Analogteil ist einfach gehalten: ein nicht wirklich schmalbandiges 
LC-Filterkonstrukt mit vier Spulen von der Stange für ein wenig 
Vorselektion, danach zwei OpAmps für die Verstärkung. Am Ende landen 
irgendwas zwischen 5mV und 25mV RMS am 12 Bit-DAC eines 
STM32F103-Prozessors. Der ARM-Prozessor läuft mit 24MHz, das 
DCF77-Signal wird mit 64kHz abgetastet.

Die Software implementiert eine AGC, einen I/Q-Mischer, eine 
CIC-Filterkaskade und eine PLL. Der I-Anteil vom Software-Mischer wird 
für die PLL verwendet, der Q-Anteil zur Demodulation der AM. Die 
Bandbreite der CIC-Filterkaskade war so um die 20Hz wenn ich mich 
richtig erinnere. Der Zeitzeichenempfang basierend auf der AM des 
Signals funktioniert hervorragend. Insgesamt hat der Prozessor trotz der 
ganzen Signalverarbeitung noch genügend Rechenleistung, um die 
Amplitudenmodulation wie auf einem Scope im Roll-Modus flüssig auf einem 
128x64 Pixel-OLED-Display darzustellen.

Getaket wird der µC von einem 8MHz-Standard-Quarz am STM32, da ist kein 
OCXO oder ähnliches. Der µC wird über einen USB-Port mit Spannung 
versorgt, das ist auch nicht wirklich stabil. Trotzdem: Ist die PLL nach 
einiger Zeit auf der höchsten Zeitkonstante eingerastet, dann habe ich 
an guten Tagen einen Variation in der Frequenz von weniger als 300ppb 
über mehrere Stunden beobachtet. Ich wäre nicht überrascht, wenn sich 
das mit einem verbesserten Analogteil, einer höheren Abtastrate (dann 
mit einem schnelleren ARM-Prozessor) und einer stabileren lokalen 
Zeitbasis möglicherweise sogar deutlich unter 100ppb drücken lässt.

Für ein ordentliches Frequenznormal wäre das zwar immernoch (zu) viel, 
im Verhältnis  von Hardware-Aufwand und -Kosten zu Ergebnis aber meiner 
Meinung nach immernoch ganz ansehnlich.

Stephan M. schrieb:
> 300ppb
> über mehrere Stunden beobachtet.

das wären 3*10exp-7

das sollte von einen temperaturkompensierten Quarz schon erreichbar 
sein. Ganz ohne DCF77

Stephan M. schrieb:
> Ich wäre nicht überrascht, wenn sich
> das mit einem verbesserten Analogteil, einer höheren Abtastrate (dann
> mit einem schnelleren ARM-Prozessor) und einer stabileren lokalen
> Zeitbasis möglicherweise sogar deutlich unter 100ppb drücken lässt.

das wären dann 1*10exp-7.

Ein guter Quarzofen hällt diese maximale Abweichung über ein Jahr.

schon die 64KHz Abtastrate ist für ein Frequenznormal viel zu wenig.
12 Bit vermutlich auch.

Stephan M. schrieb:
> Für ein ordentliches Frequenznormal wäre das zwar immernoch (zu) viel,
> im Verhältnis  von Hardware-Aufwand und -Kosten zu Ergebnis aber meiner
> Meinung nach immernoch ganz ansehnlich.

10exp-7 kann man mit einer analogen PLL aus den 70ger Jahren auch 
erreichen.

Ralph Berres

Warum darf er keine Unterabtastung nehmen??

Abdul K. schrieb:
> Warum darf er keine Unterabtastung nehmen??

darf er. Aber er muss sicherstellen, das die Aliasingprodukte nicht 
stören.

Ralph Berres

Ist es so, dass die Toleranz vom 8 MHz Systemtakt die Toleranz der 
Samplerate von 64 KHz sind? Müsste
für eine genaue Frequenzmessung von DCF nicht der 8 MHz Clock aus einem 
VCXO kommen, den die PLL steuert?

Frank H. schrieb:
> Ist es so, dass die Toleranz vom 8 MHz Systemtakt die Toleranz der
> Samplerate von 64 KHz sind? Müsste
> für eine genaue Frequenzmessung von DCF nicht der 8 MHz Clock aus einem
> VCXO kommen, den die PLL steuert?

weis ich nicht. Bei einer Frequenzmessung muss die Referenzfrequenz 
nicht zwingend der Systemtakt des Prozessors sein.

Dioch hier geht es nicht um eine Frequenzmessung, sondern um die 
Umwandlung des DCF77 Signales in ein digitales Wort. Dabei müssen aber 
auch geringste Frequenzabweichungen auch erfasst werden.

Ob das mit einer Samplerate von 64 KHz realisierbar ist? Vielleicht 
wissen hier einie Experten mehr darüber.

Ralph Berres

Stephan M. schrieb:
> Die Software implementiert eine AGC, einen I/ Q Mischer

Warum nimmst Du statt eines einfachen Mischers einen I Q Mischer? War 
das ein fertiger Building Block in einer Library?

Er benutzt die beiden Ausgänge für unterschiedliche Funktionen, schrieb 
er doch oben. Mit einem einfachen Mischer ginge das nicht, da Phasenlage 
unbekannt bleibt.

Man hätte problemlos das Ausgangssignal eines Einzelmischers für beide 
Funktionen nehmen können, weil beide Funktionen (AM Demodulation und PLL 
Eingang zum PFD) keine Phaseninfo benötigen.

@ Frank

Vielleicht wäre es mal ganz interessant zu erfahren, welche Ziele du dir 
hinsichtlich Stabilität und Genauigkeit mit den Modifikationen an 
Empfangsteil bzw. Auswertung gesteckt hast.

Ich habe den Eindruck, dass du ohne Quarzofen als lokale Referenz mit 
dem System nicht deutlich besser als einige 10^(-8) erreichen wirst.
Alleine der Ofen brächte dir bereits (ungeregelt) mind. eine 
Größenordnung bessere Resultate an Kurzzeit-Stabilität... ;-)
Klar bedeutet das einen höheren Strombedarf...

Michael

Frank

bedenke daß das zu disziplinierende Referenzoszillator mindestens die 
gleiche Stabilität aufweisen muss, welche du als Gesamtergebnis 
anvisierst.

Und zwar über einen Zeitraum von mindestens der Regelzeitkonstante.

Also wenn du eine Stabilität deines DCF77 Normals von 10exp-9 erreichen 
willst, und du dafür eine Regelzeitkonstante von mindestens 1 Stunde 
benötigst, bedeutet das, das der Referenzoszillator freilaufend besser 
10exp-9 für mindestens eben diese eine Stunde halten muss.

Das sind schon ganz schön hohe  Anforderungen, welche nur die besten 
Quarzöfen erreichen.

Der Referenzoszillator ist ausschließlich für die Kurzzeitstabilität 
verantwortlich. Die Dauer der Kurzzeitstabilität ist mindestens die 
Regelzeitkonstante.

Das DCF77 Signal ist auschließlich für die Langzeitstabilität zuständig. 
Es soll das allmähliche wegdriften des Referenzoszillators 
entgegenwirken.

Dementsprechend locker ist die PLL angebunden.

Auch der Regelbereich der PLL sollte in diesen Fall maximal +-2Hz 
betragen.

Bei mir hat der Quarzoszillator eine Regelsteilheit von etwa 0,2HZ/ 
Volt.

Als DA Wandler für die Regelspannung zu erzeugen ist bei mir ein DAC16 
also ein 16Bit DA-Wandler zuständig.


Ralph Berres

Ralph und Michael,

danke für den vielen verlinkten Lesestoff,
ich habe erstmal damit zu tun.

Frank Hagemeyer

Moin,

falls es Euch eine alternative Möglichkeit interessieren sollte, ist 
hier ein kurzer Erfahrungsbericht aus eigener Arbeit:

Ich verwende hier schon seit über 30 Jahren eine professionelle 
Spectracom Anlage auf 8164 und 8161 bezogen. Beide verwenden eine aktive 
Ferritantenne auf 60kHz für WWVB. Der Antennenausgang speist einen 
mehrstufigen Verstärker mit einem einzigen herkömmlich geschalteten 
60kHz Quarzfilter in Brückenschaltung dem zwei MC1350 Verstärker mit AGC 
folgen.

Der Ausgang speist auf einer anderen Bord einen synchronen I/Q Detektor 
mit zwei MC1496 an und digitaler 10MHz PLL als Referenz. Der eine 
Ausgang vom I/Q Detektor ist die 60kHz Referenz für die 10MHz PLL. Der 
andere Ausgang erzeugt eine AGC für den Antennenverstärker und dekodiert 
mittels Bit-Slice Detektor die Time Code Signale die dann extern für 
Zeit und Datumanzeigezwecke verwendet werden können.

Vor einiger Zeit musste ich den Spectracom I/Q-RX aufrüsten weil NIST in 
2011 BPSK hinzugefügt hat und die BPSK Modulation brach die lokale 10MHz 
PLL. Das Problem ließ sich aber mit einem AD633 Analogmultiplizierer und 
einer kleinen Änderung im Synchron-RX Teil und dem digitalen Teil lösen. 
Seitdem arbeitet der I/Q RX auf 120kHz. (Wer jetzt behauptet, 60kHz 
lässt sich von 10Mhz nicht direkt ableiten, hat recht. Dort wird die 
10MHz zuerst auf 20kHz herunter geteilt und dann auf 60kHz 
verdreifacht). Nach der Änderung verdreifachte ich ein 40kHz Signal aus 
der Teilerkette.

WWVB ist von mir über 1500km entfernt. Trotzdem ist der Empfang 100% 
stabil und stark. Wenn ich den Ausgang des Antennenverstärker am Oszi 
anschließe kann ich das lebende 60kHz Signal ohne Schwierigkeiten mit 
klarem Sinus beobachten. Meine aktive 60kHz Antenne ist übrigens im 
Keller montiert.

Anhand meiner langjährigen Erfahrung mit solchen Anlagen bin der 
Meinung, dass das synchrone Empfangsprinzip allen anderen Methoden 
deutlich überlegen ist. Ganz gleich ob herkömmlich oder mit DSP 
realisiert.
Da die 10MHz PLL sowieso eine extrem schmale Bandbreite hat, braucht man 
Empfangsselektivitaet nicht auf die Spitze treiben. Bei mir hat das 
Quarzfilter einige 10Hz BB. Trotz moderner Schaltnetzteile und LED 
Lampen machen die sich überhaupt nicht bemerkbar. Das I/Q 
Empfangsprinzip ist überaus robust. Eine HP117 Anlage lief bis 2011 auch 
störungsfrei.

Relativ zu einem stabilen lokalen Frequenzstandard kann man auf 10MHz am 
Oszi einige Perioden (+/- 500-100 Grad) an schnellen Phasenschwankungen 
beobachten die für Standardanwendungen durch eine genügend lange 
Zeitkonstante gemittelt werden muss um für Frequenznachführung geeignet 
zu sein. Beim 8164 ist die Nachfuehrzeitkonstante bis zu einigen Stunden 
lang.

Bei mir verwende ich den 8161 nur als Phasenvergleicher um den 
freilaufenden Rb85 Frequenzstandard zu überwachen. Über einige Stunden 
verfolgt lässt sich der Phasenunterschied im 10e-11 Bereich ermitteln. 
Der 8164 hat eine uC gesteuerte Frequenzkontrollschleife die einen 
hochwertigen 10Mhz Frequenzstandard Ofenoszillator im Bereich von 10e-9 
nachregelt; auch das funktioniert sehr gut.

Wer Interesse hat, kann sich die Spectracom 
Schaltbildunterlagen/Handbücher vom Netz frei herunter laden.

Wie schon erwähnt hat sich die Anlage jahrzehntelang bei mir im 
Heimlabor bewährt und ich bin der Ansicht, dass das Konzept durchaus 
modernisierbar ist. Allerdings bin ich mittlerweile der Meinung, dass 
GPS für eine Neuentwicklung natürlich mehr Sinn hat. Aber da die 60kHz 
Anlage bei mir schon vorhanden ist, besteht wenig Grund auf GPS 
umzusteigen, obwohl ich das auch mit einem Selbstbaugerät könnte. Der 
Nachteil von GPS FS ist, dass der einige Zeit zum Einregeln braucht. Der 
8161 funktioniert nach 15s als Phasenvergleicher. Die 10MHz FLL im 8164 
dagegen braucht nach dem Einschalten einige Stunden um sich einzuregeln. 
Auch der Quarzofen Oszillator braucht einige Stunden Zeit um stabil 
genug zu werden. Die meisten Präzisionsoszillatoren haben eine gewisse 
Einschalthysterese.

Gerhard

Vielen Dank für deine Ausführungen, Frank.

Mit ADCs, u-Prozessoren habe ich leider keinerlei Erfahrungen und 
Praxis. Das könnte vielleicht noch später mal sein, dass ich mich damit 
beschäftige. ;-)
Daher beschränke ich mich derzeit "nur" mit handgestrickter 
Digitaltechnik, so wie im Beispiel von Ralph.

Was die Filterung des Empfangssignals angeht, hatte ich ja bereits 
lesenwerte Literatur im Beitrag 
Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" aufgezeigt. 
Besonders U. Bangert ist im Bereich Horologie m.E. Pflichtlektüre.
Du darfst natürlich deinen Weg mit noch schmalerer BB versuchen :-); ich 
halte mich an die verfügbaren Quellen, die deinen Weg zwar als machbar 
beschreiben (PTB), jedoch mit Unsicherheiten behaftet darstellen.

frank147 schrieb:
> ...hat von vllt +-2 ppm bei einem TCXO. ...
Dazu nur kurz: (M)Ein "Isotemp"-OCXO liegt ohne besondere 
Stabilisierungsmaßnahmen (Temp., Spannungsversorgung) um zwei 
Größenordnungen in der Abgleichtoleranz und Alterungsdrift niedriger, 
obwohl er gebraucht erworben wurde (15€).
In diesem Bereich ist die Grenze meiner Mess-Ausrüstung erreicht; ich 
kann z.B. (noch) nicht entscheiden, ob mein Zähler (mit OCXO) oder das 
DUT instabil ist. :-o)

Michael

Michael M. schrieb:
> Was die Filterung des Empfangssignals angeht, hatte ich ja bereits
> lesenwerte Literatur im Beitrag
> Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" aufgezeigt.

Hallo Michael,

die Lektüre habe ich mir verinnerlicht.  "Abflachung und Verrundung der 
Signalflanken" werden im Kapitel 7.3.2 Empfang der amplitudenmodulierten
Zeitsignale diskutiert. Für mich ist aber Kapitel 7.3.1  Empfang der 
Normalfrequenz relevant.
Die Abflachung der Zeitsignale durch ein schmales Filter spielt offenbar 
keine Rolle. Oder habe ich da was falsch verstanden? Die Zeitinformation 
ist im Frequenzbereich genau nicht auf 77500 Hz sondern in AM ca. im 
Bereich 77490...77510 moduliert. Für die Zeitinfo in PM ist der Bereich 
ca. 77000...78000 Hz genutzt. Das schmale Filter unterdrückt die 
Zeitinfo, aber nicht den Träger.

Frank

Hallo Frank,

a) Dekodierung der PM (und daraus Zeitsignale) ist logischerweise nicht 
möglich. Möglich wäre das nur, indem man die AM benutzt.

b) Du willst Nulldurchgänge vom Träger haben, und zwar zeitlich exakte 
Durchgänge.

Dein Filter beseitigt alle f-Anteile, die 1, vlt. 2 Hz neben 77500 
liegen. Bereits der Sek.-Beginn ist lt. 7.3.2 nicht mehr genau 
feststellbar (Ungenauigkeit bis zu 100 ms!).
Gleiches gilt für die Trager-0-Durchgänge zu jedem gewähltem Zeitpunkt.
Aufgrund der Abflachung/Verrundung erhältst du -wie U. Bangert schrieb- 
ein Problem: Der exakte 0-Nurchgang wird um so schwerer bestimmbar, je 
kleiner die Flankensteilheit (s. Rauschanteile im obigen Bild 
Slope-to-Noise).

Für eine genaue Bestimmung des 0-Durchgangs ist also große 
Flankensteilheit nötig; je eher du in der Signalkette dafür Sorge 
trägst, desto größere Chancen hast du, diese Genauigkeit mit geringem 
Toleranzfeld zu erreichen.

Michael

Michael M. schrieb:
> b) Du willst Nulldurchgänge vom Träger haben, und zwar zeitlich exakte
> Durchgänge.

Ich denke, zeitlich exakte Durchgänge brauche ich nicht: Wenn ich mein 
vorhandenes DCF Normal betrachte, mit einem /31 Teiler und 2,5 kHz 
Phasenvergleicherfrequenz, dann ist nur wichtig, daß über lange 
Mittelungszeiten (Bei meinem Frequenznormal sind es 11 mHz 
Eigenfreqeunz, also einige 10 s Mittelungseit) am Phasenvergleicher 
gleich viele Nulldurchgänge vom geteilten 10 MHz Oszillator und von DCF 
ankommen. Ein Puls zuviel vom DCF Empfänger, weil ein Blitzschlage 
empfangen werden, wäre störend und sorgt für PLL Regelfehler. Das 
schmale Quarzfilter im Empfänger hat reichlich Verzögerungszeit, sicher 
schon über 100 ms. Weil aber aus dem Filter 77500 Impulse pro Sekunde 
auch rauskommen, spielt für die Normalfrequenzerzeugung das Delay des 
Filters keine Rolle.

Aus dem Sinus, der aus dem Quarzfilter kommt, muß im Signalweg ein 
Komparator einen 77,5 kHz Rechteck machen. Dabei entsteht natürlich 
zusätzlicher Jitter, der sich im Frequenzspektrum als breitbandiges 
Rauschen bis zig MHz am Ausgang des Komparators bemerkbar macht. Dies 
Rauschen wird von der PLL unterdrückt, weil sie nur Rauschen bis etwa 11 
mHz durchläßt.

Frank

Frank

welche Stabilität strebst du denn an? 10exp-7? 10ep-8? 10exp-9? oder 
noch genauer?
Ralph

Ralph,

ich habe kein konkretes ppm Ziel im Auge. Das Papier von U. Bangert
http://ulrich-bangert.de/AMSAT-Journal.pdf habe ich auch inzwischen 
gelesen, alles super interessant.

Im Prinzip geht es mir darum, mal mit digitaler Signalverarbeitung 
anzufangen, weil ich denke, daß mit den beiden Chips Audio ADC und 
Prozessor ein tolles DCF Normal baubar sein müßte. Besonders, wenn der 
Quarzoszillator auch ein Quarzofen mit schöner Allan Varianz ist. und 
wenn der Quarzoszillator auch als Referenzclock für den Prozessor dient

Das Hauptärgernis bei meinem Normal ist, das es bei Störungen im 
Großraumbüro auch PLL Ausraster gibt, es also nicht genügend störfest 
ist. Ich denke, daß mit weniger Rauschbandbreite durch gerechnete 
Filterung die Sache besser werden muß. Außerdem kann deine extrem 
aufwendige digitale Hardware, die für die lange PLL Zeitkonstante und 
die Störerkennung notwendig ist, sicher auch gerechnet werden.

Wie man die Störfestigkeit verbessert für den Fall, daß die 77500 / 50 = 
1550 te Oberwelle der Netzfrequenz (die typisch +- 180 mHz Fehler hat) 
in der Luft stört, weiß ich noch nicht. Ich vermute, das langsame Drift 
der Netzfrequenz die Ursache für die PLL Aussetzer ist und die 1550. 
Oberwelle irgendwann durch den Quarzfilter passt und dann der S/N des 
Empfangssignals doch zu schlecht oder sogar negativ wird. Vielleicht 
kann ein zweites gerechnetes Filter mit größerer Bandbreite ein Noise 
Gate Signal generieren, ähnlich dem Noise Blanker in KW Empfängern.

Frank

Frank H. schrieb:
> Wie man die Störfestigkeit verbessert für den Fall, daß die 77500 / 50 > = 1550 
te Oberwelle der Netzfrequenz (die typisch +- 180 mHz Fehler hat)
> in der Luft stört, weiß ich noch nicht.

Bist du dir da sicher, das die 1550. Harmonische irgendeinen Einfluss 
hat? Ich nicht... :-/
M.E. kommen eher direkte Einstrahlungen im Empfangsteil (50 und 100 Hz) 
in Frage; natürlich auch die "Wandwarzen".

Michael

Frank H. schrieb:
> Das Hauptärgernis bei meinem Normal ist, das es bei Störungen im
> Großraumbüro auch PLL Ausraster gibt, es also nicht genügend störfest
> ist.

Da wäre aber die geeignete Massnahme eher die Antenne an einen 
geeigneten Platz auserhalb des Störnebels zu postieren.

Frank H. schrieb:
> Ich denke, daß mit weniger Rauschbandbreite durch gerechnete
> Filterung die Sache besser werden muß.

Kann, aber ist nicht zwangsläufig so. Wenn ein Störprodukt einer der 
vielen Wandwarzen genau auf die 77,5KHz fällt, erreichst du mit einen 
noch so schmslen Filter garnichts. Unglücklicherweise ist die Frequenz 
von solchen Störungen auch nicht konstant. Das die 77,5KHz getroffen 
werden ist eher zufällig, was die Sache noch spannender macht.

Frank H. schrieb:
> Außerdem kann deine extrem
> aufwendige digitale Hardware, die für die lange PLL Zeitkonstante und
> die Störerkennung notwendig ist, sicher auch gerechnet werden.

Kann man sicherlich. Siehe Beispiel von Herrn Prof. Jirmann.

Frank H. schrieb:
> Wie man die Störfestigkeit verbessert für den Fall, daß die 77500 / 50 =
> 1550 te Oberwelle der Netzfrequenz (die typisch +- 180 mHz Fehler hat)
> in der Luft stört, weiß ich noch nicht.

die 1550te Oberwelle wird sicherlich so wenig Energie haben, das sie 
nicht mehr nennenswert stört. Die 50Hz sind ja schließlich keinem 
Diracimpuls ähnlich, sondern eher sinusförmig.

Frank H. schrieb:
> Ich vermute, das langsame Drift
> der Netzfrequenz die Ursache für die PLL Aussetzer ist und die 1550.
> Oberwelle irgendwann durch den Quarzfilter passt und dann der S/N des
> Empfangssignals doch zu schlecht oder sogar negativ wird.

Ich vermute mehr, das irgendwelche Schaltnetzteilfrequenzen dafür 
ursächlich sind, und wenn es Interferenzen zwischen mehreren 
Schaltnetzteile sind, welche in deinen Empfänger Intermodulationen 
erzeugen.

Übrigens auch Quarzfilter erzeugen Intermodulationen, wenn der 
Summenpegel aua Nutzsignal und Störungen zu groß wird. Bei mir war der 
Störpegel um fast 30db größer als das eigentliche 77,5KHz Signal. 
Deswegen kamen bei mir auch diese riesen Klötze von Quarze in Einsatz.

Frank H. schrieb:
> Vielleicht
> kann ein zweites gerechnetes Filter mit größerer Bandbreite ein Noise
> Gate Signal generieren, ähnlich dem Noise Blanker in KW Empfängern.

Das wird nichts nützen.

Suche einen geeigneten Standort für die Antenne, und wenn sie auf dem 
Speicher unter dem Dach ist. Jedenfalls möglichst weit weg von 
potentiellen Störquellen, wie Geräte mit Schaltnetzteil, Monitore etc, 
und baue genügend großsignalfeste Empfänger wenigstens bis zum 
Quarzfilter.

Das Quarzfilter auch noch digital ersetzen zu wollen, wird nichts 
bringen.

So großsignalfest sind die AD-Wandler vermutlich nicht.

10Hz Bandbreite für das Quarzfilter sollte reichen. Wichtig ist die 
weitabselektion die möglichst 100db und mehr erreichen sollte, und 
natürlich das das Quarzfilter durch die Summe aller Störungen nicht 
pegelmäßig an seine Grenzen stößt.


Michael M. schrieb:
> M.E. kommen eher direkte Einstrahlungen im Empfangsteil (50 und 100 Hz)
> in Frage; natürlich auch die "Wandwarzen".

Wenn 50Hz hier stören, dann stimmt aber was ganz gewaltig nicht an der 
Konstruktion des Empfängers, bzw der nachfolgende DCF Auswertung.

Ralph Berres

Frank H. schrieb:
> Michael M. schrieb:
>> b) Du willst Nulldurchgänge vom Träger haben, und zwar zeitlich exakte
>> Durchgänge.
>
> Ich denke, zeitlich exakte Durchgänge brauche ich nicht....
...
> ...dann ist nur wichtig, daß über lange Mittelungszeiten .... am
> Phasenvergleicher gleich viele Nulldurchgänge vom geteilten 10 MHz
> Oszillator und von DCF ankommen. Ein Puls zuviel vom DCF Empfänger,
> weil ein Blitzschlage empfangen werden, wäre störend und sorgt für
> PLL Regelfehler.

Du brauchst sie, die zeitlich exakten Durchgänge. Wie willst du sonst 
eine Phasen-Abweichung erfassen, wenn z.B. bei t=0 die Phase exakt ist 
(=90°) und bei t=x die Phase (übertrieben) um 180° verschoben ist 
(XOR-Phasenvergleich)? Sind die 270° Realität oder das Ergebnis nicht 
exakter 0-Durchgänge??
Dieser daraus resultierende Korrekturwert wird sehr wahrscheinlich 
falsch sein (und zu Jitter führen).
Da hilft weder dein Loop-Filter noch eine lange Mittelung mehr... :(

Optimum wäre, die Korrekturwerte zu akkumulieren (und zu gewichten). 
Eine herrliche Aufgabe für einen uC, aber es geht auch ohne das... ;-)
____

Gegen ausbleibende 0-Durchgänge hilft: Missing Pulse Detector (Bild).

Gegen scheinbar auftretende (durch vlt. repetitive Störpulse bedingte) 
zusätzliche 0-Durchgänge hilft: Ein "erlaubtes" Zeitfenster kreieren 
(z.B. ca. 5% der (Halb-)Periode), in dem der echte 0-Durchgang 
naturgemäß kommen muss.
____

> Aus dem Sinus, der aus dem Quarzfilter kommt, muß im Signalweg ein
> Komparator einen 77,5 kHz Rechteck machen. Dabei entsteht natürlich
> zusätzlicher Jitter, der sich im Frequenzspektrum als breitbandiges
> Rauschen bis zig MHz am Ausgang des Komparators bemerkbar macht.

Lies dazu bitte mal: http://www.ham-radio.com/sbms/LPRO-101.pdf, Seite 
17

Michael

Ralph B. schrieb:
> Kann, aber ist nicht zwangsläufig so. Wenn ein Störprodukt einer der
> vielen Wandwarzen genau auf die 77,5KHz fällt, erreichst du mit einen
> noch so schmslen Filter garnichts......
> Die 50Hz sind ja schließlich keinem
> Diracimpuls ähnlich, sondern eher sinusförmig.

Ich habe mal ein paar FFTs gemacht von der Ausgangsspannung der 
Ferritantenne, während die 5 cm neben einem Steckernetzteil liegt. Das 
soll irgendwie die Störverhältnisse im Großraumbüro nachbilden. Aus dem 
Steckernetzteil kommen alle 100 Hz Oberwellen raus weil der 
Brückengleichrichter im Netzteil im 100 Hz Takt den Ladeelko dahinter 
füttert. Der Gleichrichter macht also frische 100 Hz Oberwellen, die 
nicht aus der Steckdose kommen. Interessant ist, daß der Pegel der 
Netzoberwellen mit kleinerer FFT-Bandbreite sinkt. Mit 1 Million FFT 
Punkten gibts 0,13 Hz FFT Bandbreite und die 100 Hz Oberwellen liegen 
dann bei -86 dBFS, DCF ist bei -66 dBFS, gibt 20 dB Störabstand. Mit 11 
Hz BW bei 16384 FFT Punktn steigt der Störpegel auf -73 dBFS, gibt also 
etwa 7 dB S/N.  -Das kann nur daran liegen, daß auf der Netzfrequenz 
reichlich Jitter drauf ist. Anscheinend sind die 50 Hz der 
Energieversorger nicht so Phasenrauscharm wie DCF77. :-)

Michael M. schrieb:
> Gegen ausbleibende 0-Durchgänge hilft: Missing Pulse Detector (Bild).

Ich denke, es werden keine Nulldurchgänge ausbleiben, weil der 
Quarzfilter auch mit 10 Hz Bandbreite endlos lang nachklingelt. Ich habe 
das mal simuliert. Ein Bandpaß mit Güte 10.000 d.h 7,75 Hz Bandbreite 
liefert nach 1ms ohne Eingangssignal immer noch 97,4 % der initialen 
Amplitude. Er erfindet also fleißig Nulldurchgänge. Ein Missing Pulse 
Detector hinter dem Quarzfilter kann deshalb keine einzelnen fehlenden 
Pulse entdecken.

Ralph B. schrieb:
> Wenn 50Hz hier stören, dann stimmt aber was ganz gewaltig nicht an der
> Konstruktion des Empfängers, bzw der nachfolgende DCF Auswertung.

Das Spektrum im Großraumbüro hatte ich oben gepostet am  03.06.2022 
15:53. Da sieht man auch alle 100 Hz bei 77,1 77,3 77,4 77,6 kHz 
erhöhten HF Störpegel. Es geht nicht um 50 Hz die stören, sondern 
tatsächlich um zuviel Schmutz auf 77,5 kHz.

Frank

Frank H. schrieb:
> Michael M. schrieb:
>> Gegen ausbleibende 0-Durchgänge hilft: Missing Pulse Detector (Bild).
>
> Ich denke, es werden keine Nulldurchgänge ausbleiben, weil der
> Quarzfilter auch mit 10 Hz Bandbreite endlos lang nachklingelt. Ich habe
> das mal simuliert. Ein Bandpaß mit Güte 10.000 d.h 7,75 Hz Bandbreite
> liefert nach 1ms ohne Eingangssignal immer noch 97,4 % der initialen
> Amplitude. Er erfindet also fleißig Nulldurchgänge. Ein Missing Pulse
> Detector hinter dem Quarzfilter kann deshalb keine einzelnen fehlenden
> Pulse entdecken.

Genauso ist es.

Der Missing-Puls Detektor müsste das Signal vor dem Quarzfilter 
kontrollieren, kann er aber nicht, weil hier zuviel HF-Müll vorhanden 
ist, um überhaupt funktionieren zu können.

Frank H. schrieb:
> . Mit 11
> Hz BW bei 16384 FFT Punktn steigt der Störpegel auf -73 dBFS, gibt also
> etwa 7 dB S/N.  -Das kann nur daran liegen, daß auf der Netzfrequenz
> reichlich Jitter drauf ist. Anscheinend sind die 50 Hz der
> Energieversorger nicht so Phasenrauscharm wie DCF77. :-)

Es bestätigt sich das was ich schon mal geschrieben habe.

Die Antenne gehört an einen möglichst störarmen Ort. Das ist meist 
deutlich außerhalb des Innenraums und möglichst hoch.

Also am besten auf dem Dachboden als Kompromiss, oder sogar über dem 
Dach.

Das hat sich bei Antennen allgemein bewährt.

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> Also am besten auf dem Dachboden als Kompromiss, oder sogar über dem
> Dach.

Klar ist das die Lösung. Der Clou von DCF war aber, daß die Antenne auch 
in Innenräumen sein konnte. Wenn ich die Antenne aufs Dach verfrachte, 
kann dort gleich eine GPS Antenne hin. Ich habe den Ehrgeiz, das DCF 
auch mit der Innenantenne wieder gehen soll.

Frank H.

Frank H. schrieb:
> Der Clou von DCF war aber, daß die Antenne auch
> in Innenräumen sein konnte.

Dann sollte man wenigstens eine Stelle mit den geringsten Störpegel 
suchen.

Frank H. schrieb:
> Wenn ich die Antenne aufs Dach verfrachte,
> kann dort gleich eine GPS Antenne hin.

Aus heutiger Sicht, würde ich den Aufwand mit dem DCF77 auch nicht mehr 
treiben.

Das GPS Frequenznormal von SDR-Kits ist relativ preiswert zu haben, und 
dessen Stabilität von 10exp-9 nach einer viertel Stunde, übertrifft das 
DCF77-Normal ohne Probleme. Nach einer Stunde liegt GPS eher bei 
10exp-10 oder besser.

Um diese Stabilität mit DCF77 zu erreichen, muss man schon einen 
erheblichen Aufwand treiben. Und viel besser als 10exp-9 wird es mit 
vertretbaren Aufwand nicht.

Wer will kann sich ja einen Rubidiumfrequenznormal zulegen. Aber ich 
meine hier jetzt nicht die ausgelutschten Efratom Kisten aus China 
sondern eher sowas wie Rohde&Schwarz XRB oder ähnliches.

Ralph Berres

Frank H. schrieb:
> ...Ich denke, es werden keine Nulldurchgänge ausbleiben, weil der
> Quarzfilter auch mit 10 Hz Bandbreite endlos lang nachklingelt....

Ist das Sinn und Zweck des Ganzen?
Überleg doch bitte mal: Das Q-Filter klingelt mit seiner 
Resonanzfrequenz. Angenommen, es sei "nur" 0,05 Hz fehlabgeglichen, dann 
klingelt es eben mit (genau) dieser Frequenz. Abweichung = 5*10^(-6).

Und du möchtest die genaue Phasenlage des DCF-Trägers messen bzw. 
bestimmen, um eine lokalen Oszillator nachzustimmmen? Finde bitte den 
Fehler... ;-/

> Ein Missing Pulse
> Detector hinter dem Quarzfilter kann deshalb keine einzelnen fehlenden
> Pulse entdecken.
Sicher, hinter deinem Nadelöhr-Filter nicht.

Ich bleibe dabei (Irrtum möglich): Du verrennst dich mit deinem 
superschmalen Filter, indem du dir alle Nachteile eines Filters 
einhandelst. Die Großsignalfestigkeit (Ralph erwähnt es) ist ebenso 
wichtig. Warum wohl (weniger Funk-Störungen mal eingeräumt) 
funktionieren andere Schaltungs-Designs mit breiteren Filtern 
einwandfrei bzw. liefern eindeutige Regelspannung?

> Ein Bandpaß mit Güte 10.000 d.h 7,75 Hz Bandbreite
> liefert nach 1ms ohne Eingangssignal immer noch 97,4 % der initialen
> Amplitude.
Und wie sieht die Praxis aus, also mit 77k5-Eingangssignal?
Leider habe ich momentan keine Mögllichkeit, dazu eigene Versuche zu 
machen.

> Ich habe den Ehrgeiz, das DCF
> auch mit der Innenantenne wieder gehen soll.
Dann müsstest du konsequenterweise als Erstes die Störer ausfindig 
machen und beseitigen. ;-)

Michael

Michael M. schrieb:
> Überleg doch bitte mal: Das Q-Filter klingelt mit seiner
> Resonanzfrequenz. Angenommen, es sei "nur" 0,05 Hz fehlabgeglichen, dann
> klingelt es eben mit (genau) dieser Frequenz. Abweichung = 5*10^(-6).
>
> Und du möchtest die genaue Phasenlage des DCF-Trägers messen bzw.
> bestimmen, um eine lokalen Oszillator nachzustimmmen? Finde bitte den
> Fehler... ;-/

Jetzt muss man aber auch die Frage stellen, wie lange das DCF77 Signal 
fehlt, bzw wie lange das Filter klingelt bis der Signaldetektor 
anschlägt.

Das sind sicherlich keine mehrere Sekunden.

Wenn also für ein paar zehn miliSekunden fälschlicherweise die 
Klingelfrequenz des Quarzes als Sollwert vorliegt, wird das bei 
Integrationszeiten von einer Stunde und mehr keinen nennenswerten 
Regelfehler verursachen, der den Quarzofen um mehr als die gewünschte 
Stabilität verreist.

Ralph Berres

@ Ralph

Ich hätte eine Idee, dem Missing Pulse Detektor Funktion einzuhauchen:

Könnte man nach dem Frontend den Signalweg aufteilen, einerseits ein 
einzelnes Q-Filter nach DJ6EV mit einer BB >= 100 Hz, darauf folgend den 
Detektor; im 2. Weg dann das Q-Filter in jew. gewünschter BB?

Franks Quarze sind ja hinreichend günstig; evtl. hat er ja auch noch 
Vorrat... ;-)

Ich stelle mir vor (ohne Prüfung/Nachweis), dass dann das Klingeln 
erheblich geringer, vlt. sogar unbedeutend ist.

Ich hatte das in meinem Design auch nicht berücksichtigt, obwohl ich es 
hätte wissen müssen. Auch die Mitleser hatten es nicht angemerkt...

Michael

Michael M. schrieb:
> Könnte man nach dem Frontend den Signalweg aufteilen, einerseits ein
> einzelnes Q-Filter nach DJ6EV mit einer BB >= 100 Hz, darauf folgend den
> Detektor; im 2. Weg dann das Q-Filter in jew. gewünschter BB?

Könnte man prinziepiell machen, doch wird der Störabstand nach dem 100Hz 
Quarzfilter eventuell nicht mehr ausreichend sein. Müsste man 
ausprobieren.

Es hätte sogar den Vorteil das die Erkennung einer fehlende Periode 
schon erfolgt, bevor es das schmalbandige Quarzfilter durchlaufen hat, 
weil das schmalbandige Quarzfilter eine weit größere Signallaufzeit hat, 
als das breitbandige Quarzfilter.

Das Ausgangssignal des Missing-Puls Detektor müsste dann mit einen 
retriggerbaren monostabilen Multivibrator so lange gehalten werden wie 
mindestens die doppelte Signallaufzeit des schmalen Quarzfilters 
beträgt.

Beim ansprechen des Detektors muss die Signallaufzeit des schmalbandigen 
Filters abgewartet werden, bei Bei Ende der Deteketion aber auch. 
Solange schwingt das Filter mit seiner Eigenfrequenz weiter.

Für diese Zeit muss dann auch die Regelspannung und die 
Phasenverschiebung zwischen Soll und Istwert festgehalten werden, damit 
bei Einsetzen des Signales nicht zu Sprüngen kommen kann.

Ich bin aber immer noch der Meinung bin das die extrem lange Regelzeiten 
solche Ereignisse soweit wegintegrieren, das sie sich nicht nennenswert 
negativ auf die Ausgangsfrequenz auswirkt.

Ralph Berres

Sind wir dann nicht bei der Noise Blanker Idee, von weiter oben?

Moin rrank,

vielleicht kannst du mal eine Simu mit einem 100 oder 150 Hz breiten 
Filter machen? Mir fehlen leider die Möglichkeiten... :-(
Wäre interessant, wie lange das klingelt.

Michael

Bitteschön. Das 10 mal breitere Filter mit Güte 1000 und B=77,5 Hz 
klingelt auch 10 mal schneller aus als das Filter mit Güte 10.000. Die 
97% Restpegel hat man bereits nach 0,1ms.

Ich simuliere das mit Micro Cap 11. Das Programm ist kostenlos. Micro 
Cap 12  ist das Update, auch kostenlos , crasht aber bei mir häufiger.

Gerhard O. schrieb:
> Anhand meiner langjährigen Erfahrung mit solchen Anlagen bin der
> Meinung, dass das synchrone Empfangsprinzip allen anderen Methoden
> deutlich überlegen ist. Ganz gleich ob herkömmlich oder mit DSP
> realisiert.
> Da die 10MHz PLL sowieso eine extrem schmale Bandbreite hat, braucht man
> Empfangsselektivitaet nicht auf die Spitze treiben.

Ich habe mir inzwischen die Spectracom Schaltpläane angeschaut: 
Verstanden habe ich jetzt, warum zwein synchrone Demodulatoren verwendet 
wurden. Der Ringmischer mit 0 Grad Phase an den Eigängen liefert 0 V DC 
und hat die maximale Steilheit bei Phasenabweichungen. Deshalb wird er 
für die PLL als Phasenvergleicher genutzt. Der andere Ringmischer mit 90 
Grad Phase an den Eingängen liefert einen DC, der proportional zum 
Eingangspegel ist. Er kann deshalb für die AGC genutzt werden. Bei 
kleinen Phasenabweichungen ändert sich seine Ausgangsspannungen gar 
nicht.

Der synchrone lineare Demodulator kann Störungen auf der HF, die durch 
das Quarzfilter durchkommen, bis zu seiner Übersteuerungsgrenze 
vertragen, ohne das sich die demodulierte Gleichspannung bzw die 
Phasensteilheit ändern. Wenn Spectracom beispielsweise 10 dB 
Aussteuerungsreserve vorgesehen hat, könnte ein Störer noch 10 dB 
stärker sein, ohne daß die PLL oder die RSSI Spannung verändert wird. So 
bekommt man noch Selektion geschenkt. Das ist der entscheidende Vorteil 
gegen einen digitalen Phasenvergleicher mit Exklusiv-Oder-Gatter.

Leider geht aus den technischen Daten und der Abgleichanleitung des 
Spectrcom nicht hervor, wieviel Headroom vorhanden sind.

Interessant sind noch drei Dinge an dem Gerät. Das Quarzfilter ist 30 Hz 
breit, also ziemlich breit. Die Empfindlichkeit für PLL Lock ist 0,5 µV, 
das ist extrem gut. Die PLL Zeitkonstante ist 100 kOhm * 120µF = 12 s. 
Das ist von stundenlanger Zeitkonstante meilenweit entfernt.

Gerhard, hast Du mal mit einem Störsender auf 60,005 kHz versucht, die 
PLL zum Ausrasten zu bringen?

Frank H. schrieb:
> Die PLL Zeitkonstante ist 100 kOhm * 120µF = 12 s.
> Das ist von stundenlanger Zeitkonstante meilenweit entfernt.

Wie sagte Helmut Kohl einmal

Entscheident ist was hinten raus kommt.

Oder anders wie stabil sind die 10MHz die da rauskommen?

Ralph Berres

Frank H. schrieb:
> Gerhard, hast Du mal mit einem Störsender auf 60,005 kHz versucht, die
> PLL zum Ausrasten zu bringen?

Moin,

Frank, Dein Wunsch ist mir Befehl;-)

habe ich gerade mal auf die Schnelle aus Neugier ausprobiert.

Ich habe einen HP3335A 80MHz Synthesizer mit einem BNC-Tee parallel zum 
Antennenverstärker Kabel über ein 47n + 51 Ohm eingespeist. Bei 60.005Hz 
wird der 8161 um -75dBm (50 Ohm Ausgang) herum unstetig und bei -70dBm 
rastet er komplett aus. Bei -86dBm merkt man vom Störsignal überhaupt 
nichts mehr. Also viel braucht es so nahe nicht.

Der 8161 rastet bei 60.000kHz noch bei -87dBm (untere Grenze des 
HP3335A)  richtig ein.

Die 60.005 kamen von einem LPRO Frequenzstandard.

Hoffe es beantwortet teilweise Deine Frage.

Gruß,
Gerhard

Ralph B. schrieb:
> Frank H. schrieb:
>> Die PLL Zeitkonstante ist 100 kOhm * 120µF = 12 s.
>> Das ist von stundenlanger Zeitkonstante meilenweit entfernt.
>
> Wie sagte Helmut Kohl einmal
>
> Entscheident ist was hinten raus kommt.
>
> Oder anders wie stabil sind die 10MHz die da rauskommen?
>
> Ralph Berres

Wenn man den lokalen 10Mhz Ausgang vom 8161 gegen das Signal vom LPRO am 
Oszi vergleicht, kann man typisch bis zu +/- 500 Grad schnelle 
Phasenschwankungen sehen. Das ist auf 60kHz bezogen nicht schlimm, aber 
bei 10MHz merkt ma es.

Am Oszi sieht das so als ob der 10MHz Sinus um einige Perioden andauernd 
im Unter-Sekunden Bereich um die Mittenfrequenz hin und her schwankt.

Beim 8164 mit digitaler (FLL) Nachführung ist die Zeitkonstante 1000s.

Gerhard O. schrieb:
> Die 60.005 kamen von einem LPRO Frequenzstandard.

Berichtigung: Das meint LPRO als Referenz für den HP3335A.

Gerhard, das ging ja ganz schnell, vielen Dank und guten Morgen. Jetzt 
wüsste ich nur noch gern, wie viel dBm aus der Ferrit Antenne 
rauskommen, während die -75 dBm auf 60,005 kHz eingespeist werden. 
Kannst Du noch ein T Stück benutzen und ein Spektrumanalysator 
anklemmen?

Frank H. schrieb:
> Gerhard, das ging ja ganz schnell, vielen Dank und guten Morgen.
> Jetzt
> wüsste ich nur noch gern, wie viel dBm aus der Ferrit Antenne
> rauskommen, während die -75 dBm auf 60,005 kHz eingespeist werden.
> Kannst Du noch ein T Stück benutzen und ein Spektrumanalysator
> anklemmen?

Eigentlich ist es fast halb Drei Nachmittag:-)

OK. Habe den Antennenverstärker an den HP8553B 110MHz (11MHz 
Unterbereich) S.A. angeklemmt. Anbei die Ergebnisse:

Die ZF Referenz ist -40dBm,
Scan width ist 500hz/Div
BW ist 300 Hz
Video Filter ist 10kHz

Wollte noch eine Höhere Auflösung versuchen und da ist mir plötzlich die 
141T Speicherelektronik (hoffentlich nicht die CRT) zu Schaden gekommen 
und keine Persistenz ist mehr da. Besser ausschalten und Fehlersuche ist 
angesagt. Muß das Sichtgerät erst reparieren:-)

Naja, besser wie gar nichts...

Nachtrag:

Ich hab's noch einmal probiert, aber ohne Nachleuchtdauer ist da nichts 
zu machen bei den kleinen Bandbreiten. Ich habe das 60.005 kHz Signal 
hinzugefügt mit -75dBm und ich kann es rechts neben dem 60kHz WWVB 
Signal gerade noch erkennen. Aber bis das Storage System wieder 
funktioniert mache ich besser Pause.

Nachtrag2:

Auf 3Hz BW bezogen ist der Signal/Rauschabstand immerhin noch >50dB. 
Auch wenn es am Bildschirm nicht sehr imposant aussieht. Der Signalpegel 
vom Antennenverstärker in den 8161 hinein ist rund 12uV.

Falls es interessiert, ist im Anhang ein Bild eines nachgekupferten 8161 
Spectracom 60kHz Quarzfilter AGC Verstärker aus dem Jahre 1986. hat mit 
einem 8161 Mainframe gut funktioniert. Wollte mir damals meinen Eigenen 
Spectracom nachbauen. Habe dann aus irgendeinen Grund (den ich vergessen 
habe) nicht weitergemacht.

Das Layout machte ich mit Tango PCB und einen selbstgestrickten 
Kupfermassefeldgenerator da Tango keine Polygons konnte.

Gerhard O. schrieb:
> Wenn man den lokalen 10Mhz Ausgang vom 8161 gegen das Signal vom LPRO am
> Oszi vergleicht, kann man typisch bis zu +/- 500 Grad schnelle
> Phasenschwankungen sehen. Das ist auf 60kHz bezogen nicht schlimm, aber
> bei 10MHz merkt ma es.
> Am Oszi sieht das so als ob der 10MHz Sinus um einige Perioden andauernd
> im Unter-Sekunden Bereich um die Mittenfrequenz hin und her schwankt.

das ist jetzt bei der (analogen mit 12Sek Zeitkonstante?) Pll des 8161 
so?

Gerhard O. schrieb:

> Beim 8164 mit digitaler (FLL) Nachführung ist die Zeitkonstante 1000s.

Ist hier dieser Effekt auch zu beobachten?

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> Gerhard O. schrieb:
>> Wenn man den lokalen 10Mhz Ausgang vom 8161 gegen das Signal vom LPRO am
>> Oszi vergleicht, kann man typisch bis zu +/- 500 Grad schnelle
>> Phasenschwankungen sehen. Das ist auf 60kHz bezogen nicht schlimm, aber
>> bei 10MHz merkt ma es.
>> Am Oszi sieht das so als ob der 10MHz Sinus um einige Perioden andauernd
>> im Unter-Sekunden Bereich um die Mittenfrequenz hin und her schwankt.
>

Moin,

> das ist jetzt bei der (analogen mit 12Sek Zeitkonstante?) Pll des 8161
> so?
Ja. Es ist eigentlich wegen der 12s Zeitkonstante verwunderlich, daß 
diese Phasenexkursionen auf diese Art vorkommen. Allerdings sind diese 
Schwankungen in der Geschwindigkeit in einen Zeitbereich observierbar. 
Man hat den Eindruck, daß man diese Schwankungen atmosphärischen 
Effekten in der Ausbreitung zugrunde legen kann. Es ist aber möglich, 
daß diese Schwankungen durch Schaltungsimperfektionen des PD vorkommen. 
Ich habe diesen Effekt auch bei einem HP117A LF-Comparator  beobachten 
können. Also tippe ich doch auf zeitliche Ausbreitungsschwankungen. 
Diese Schwankungen sind bei Dämmerung und bei Tagesanbruch besonders 
aktiv ausgeprägt. Ich würde schätzen, von ein paar mal pro s bis in den 
Sekundenbereich. Der Phasenvergleich wird übrigens auf 120kHz gemacht 
wegen meiner Frequenz Verdopplung um die BPSK zu eliminieren die NIST 
vor 10 Jahren einführte.
>
> Gerhard O. schrieb:
>
>> Beim 8164 mit digitaler (FLL) Nachführung ist die Zeitkonstante 1000s.
>
> Ist hier dieser Effekt auch zu beobachten?
Nein, weil ein DAC den OCXO einstellt. Das ist eine digitale FLL in 
Firmware. Da ist kein Phasenbezug mit WWVB. Die Zeitkonstante läßt sich 
mit DIP-Switch ändern. Bei Stromausfall wird der DAC Wert in NVRAM 
gespeichert. Allerdings empfiehlt sich sowieso Batteriebetrieb des 8164.

Gerhard
>
> Ralph Berres

https://testequipment.center/Product_Documents/Spectracom-8164-Specifications-77B66.pdf

In den technischen Daten des Spectracom 8164 steht, das das 
Signal-to-Noise Ratio min -35 dB beträgt, also 35 dB mehr Rauschen als 
Signal zulässig ist. Ich frage mich, ob das bedeutet, daß ein Störer auf 
z.B. 60005 Hz 35 dB stärker sein kann als der Nutzträger auf 60000 Hz. 
Das könnte ja möglich sein, wenn Spectracom die MC1496 Mischer mit 35 dB 
Headroom eingepegelt hat. Und das könnte ja auch möglich sein, weil der 
DC Offset der Mischer mit Trimmern abgeglichen wird. Dann wäre das Gerät 
natürlich 35 dB besser als mein Frequenznormal mit digitalem 
Phasendetektor.

Gerhard, ich kann deinen ersten Messungen aber nicht 35 dB Headroom 
entnehmen. Du hast 12µV = -85 dBm auf 60 kHz als Nutzpegel. Die -70 dBm 
vom Störer werden über den 50 Ohm Serienwiderstand leicht gedämpft und 
von Ferritantenne (Ausgangswiderstand unbekannt) und 8164 (50 Ohm 
Eingangswiderstand) irgendwie gedämpft. Kann man nur messen. Wenn die 
Bildröhre wieder speichert...Ich drücke Dir die Daumen.

Ein Exklusiv-Oder Phasendetektor liefert 5V / 180 Grad Phasensteilheit 
wenn ein 77,5 kHz Rechteck dem Phasenvergleicher zugeführt wird. Wenn 
ein nur 6 dB stärkerer Störer gleichzeitig vorhanden ist, sinkt die 
Phasensteilheit auf  1/3 d.h. 1,66V / 180 Grad ab. Da dürfte die PLL 
instabil werden oder sie lockt auf die Frequenz des Störers, weil der 
frequenzempfindliche Flip-Flop Phasenvergleicher sofort aktiv wird.

Gerhard O. schrieb:
> Wollte noch eine Höhere Auflösung versuchen und da ist mir plötzlich die
> 141T Speicherelektronik (hoffentlich nicht die CRT) zu Schaden gekommen
> und keine Persistenz ist mehr da.

Wenn es nicht klappt: Ich messe die 77,5 kHz mit meiner Asus Xonar U7 
MK2 Soundkarte für 100 €, die mit 192 kHz Samplerate läuft. Meine 
Spektrumsoftware dafür ist der AudioTester, ist ShareWare für wenig 
Geld. Du kannst Auflösebandbreiten von 3 kHz...0,18 Hz einstellen! Da 
sieht man das Gras wachsen.

Ich muß mal deren Patent 4.525.685 lesen...

Frank H. schrieb:
> 
https://testequipment.center/Product_Documents/Spectracom-8164-Specifications-77B66.pdf
>
> In den technischen Daten des Spectracom 8164 steht, das das
> Signal-to-Noise Ratio min -35 dB beträgt, also 35 dB mehr Rauschen als
> Signal zulässig ist. Ich frage mich, ob das bedeutet, daß ein Störer auf
> z.B. 60005 Hz 35 dB stärker sein kann als der Nutzträger auf 60000 Hz.
> Das könnte ja möglich sein, wenn Spectracom die MC1496 Mischer mit 35 dB
> Headroom eingepegelt hat. Und das könnte ja auch möglich sein, weil der
> DC Offset der Mischer mit Trimmern abgeglichen wird. Dann wäre das Gerät
> natürlich 35 dB besser als mein Frequenznormal mit digitalem
> Phasendetektor.
>
> Gerhard, ich kann deinen ersten Messungen aber nicht 35 dB Headroom
> entnehmen. Du hast 12µV = -85 dBm auf 60 kHz als Nutzpegel. Die -70 dBm
> vom Störer werden über den 50 Ohm Serienwiderstand leicht gedämpft und
> von Ferritantenne (Ausgangswiderstand unbekannt) und 8164 (50 Ohm
> Eingangswiderstand) irgendwie gedämpft. Kann man nur messen. Wenn die
> Bildröhre wieder speichert...Ich drücke Dir die Daumen.
Danke für die guten Wünsche. Ich werde noch dieses W.E. Anfangen. Ohne 
gut funktionierenden S.A. fühle ich mich fast nackt:-)

Danke. Meine Angaben bezogen sich in dem Fall noch ohne Störsignal, 
geschätzt vom S.A. Ergebnis.

Ich habe dann noch etwas mit der Störsendereinstellung experimentiert. 
Wenn der Störsender stärker ist, dann rastet er auf den ein solange die 
Frequenz noch innerhalb des Abstimmbereichs des 10Mhz XO. ist. Nur wenn 
die Spannung des Störträgers bei 5Hz Ablage ungefähr im selben 
Pegelbereich liegt, dann weiß er nicht mehr an wem er sich halten soll 
und dann rastet es ganz aus oder springt herum.
Man kann noch bis zu 15Hz Ablage  phase lock bekommen.
>
> Ein Exklusiv-Oder Phasendetektor liefert 5V / 180 Grad Phasensteilheit
> wenn ein 77,5 kHz Rechteck dem Phasenvergleicher zugeführt wird. Wenn
> ein nur 6 dB stärkerer Störer gleichzeitig vorhanden ist, sinkt die
> Phasensteilheit auf  1/3 d.h. 1,66V / 180 Grad ab. Da dürfte die PLL
> instabil werden oder sie lockt auf die Frequenz des Störers, weil der
> frequenzempfindliche Flip-Flop Phasenvergleicher sofort aktiv wird.
>
Ja, das denke ich auch. Allerdings ist im 8161 ein MC1496 dafür 
verantwortlich.

Vor über 20 Jahren arbeitete ich an einen Erdmagnetischen Modem für SAGD 
im Bereich bis zu 10m auf 10kHz und da verwendete ich ein ähnliches 
Konzept auf Basis vom XR2211 als Analog Tracking Filter mit digitaler 
PLl zur Datenextraktion. Da konnte ich mit einem Signal/Rauschabstand 
unter 20dB noch einwandfrei arbeiten. Meine Erfahrungen damals waren, 
daß Analog PLLs auf Basis von XR2211/MC1496 in solchen Anwendungen 
definitiv besser funktionieren als rein digitale Lösungen.

Ich kann mir aber vorstellen wenn man eine DSP Lösung haben will, daß 
das auch sehr gut, wenn nicht noch besser funktionieren könnte, wenn man 
dasAnalog Signal entsprechend abtastet und aufbereitet. Allerdings ist 
DSP nicht mein Ding.
> Gerhard O. schrieb:
>> Wollte noch eine Höhere Auflösung versuchen und da ist mir plötzlich die
>> 141T Speicherelektronik (hoffentlich nicht die CRT) zu Schaden gekommen
>> und keine Persistenz ist mehr da.
>
> Wenn es nicht klappt: Ich messe die 77,5 kHz mit meiner Asus Xonar U7
> MK2 Soundkarte für 100 €, die mit 192 kHz Samplerate läuft. Meine
> Spektrumsoftware dafür ist der AudioTester, ist ShareWare für wenig
> Geld. Du kannst Auflösebandbreiten von 3 kHz...0,18 Hz einstellen! Da
> sieht man das Gras wachsen.
Danke, das ist gut zu wissen. Ich werde mir das näher ansehen.
>
> Ich muß mal deren Patent 4.525.685 lesen...
Da muß man sehr viel Geduld haben:-)

Hast Du schon mal daran gedacht einen 8161/8164 für einen günstigen 
Preis zu erstehen? Da die Dinger ohne Modifikation nicht mehr für WWVB 
geeignet sind, gibt es sie gebrauch oft sehr günstig bzw 
nachgeschmissen. Da die Schaltunterlagen leicht erhältlich sind, stünde 
vielleicht einem DCF77.5 Umbau wenig entgegen. Das Quarzfilter dürfte 
wahrscheinlich die einzige wirkliche Schwierigkeit sein. Das Gerät ist 
wegen des sehr übersichtlichen und modularen Aufbaus zum "Spielen" 
geradezu prädestiniert. Die 10MHz auf 77.5kHz Frequenzteilerkette müsste 
man entsprechend modifizieren.

Man könnte auch einfach einen AD9850 DDS Baustein als 32-bit 
fraktionalen Frequenzteiler "mißbrauchen" um auf 77.5kHz herunter zu 
teilen.

Hat DCF77.5 auch BPSK verpasst gekriegt wie WWVB? Beim 8161/4 und HP117A 
führte das zum kompletten Versagen. Bei mir baute ich einen AD633 Analog 
Frequenzmultiplizierer rein um die BPSK zu neutralisieren, weil die 180 
Grad Phasensprünge sich dann aufheben. Intern arbeitet der 8161 jetzt 
auch digital mit 120kHz. Die Zeit Code Extraktion funktioniert übrigens 
noch, weil sie immer noch in ASK mitmoduliert wird. Allerdings mache 
nichts damit.

Mein 8164 hat eine recht abenteuerliche Geschichte und Irrfahrt, was 
meinen Besitz betrifft. Es begab sich so:  In den 80er Jahren kaufte ich 
das Gerät für unser Labor in der Arbeit als Modernisierung für den 
HP117A. 17 Jahre später wurde die Firma verkauft und "wandelte" sich mit 
dem Resultat, daß alles "anders" gemacht werden soll. Nach Kündigung von 
15K+ Personal und vielen Abteilungen, entschied ich mich in 1998 meine 
eigenen Wege zu gehen. Mein ehemaliges Labor wurde wie Vieles anderes 
aufgelassen. Viele Jahre später sah ich dann ganz zufällig in der Bucht 
den 8164er, den wir hatten, zum Verkauf angeboten. Ich erkannte das 
besagte Gerät, weil es noch unsere alte Inventarnummer vorne drauf 
hatte. Ich entschied mich sofort, dann das Gerät von einer Firma (mit 
der ich vorher betrieblich zu tun hatte) zu kaufen. Nach vielen Jahren 
fand sich das Gerät, das ich selber gekauft hatte, also in guten Zustand 
wieder in meinen Händen:-). Leider ging die hochwertige aktive 
Ferritantenne beim damaligen Tumult verloren. Aber das macht nichts. Ich 
habe ja die Originalantenne mit dem 8161er.

Meine Antenne habe ich übrigens im Keller montiert weil sie dort sehr 
gut funktioniert. Am Ausgang des Quarzfilterverstärkers innen im 8161 
kann man bei normalen Ausbreitungsbedingungen ein ziemlich sauberes 
60kHz Sinus Signal am Oszi beobachten.

Im Anhang sind ein paar Movies, falls es interessiert:

Der erste zeigt den Phasenvergleich zwischen LPRO und dem 10MHz Tracking 
Signal (WWVB) als Lissajous Präsentation.
Das zweite zeigte es als Normales Oszibild wo man die Phasenbewegungen 
gut verfolgen jann.
Das letzte zeigt den Phasenvergleich zwischen LPRO und 8164 OCXO, mit 
WWVB diszipliniert.

Gruß,
Gerhard

Gerhard O. schrieb:
> Hat DCF77.5 auch BPSK verpasst gekriegt wie WWVB?

Ich glaube, DCF dreht nur 15 Grad die Phase.

Spannende Geschichte über den Erwerb deines 8164. Kaufen will ich so ein 
Teil nicht, das Thema Frequenznormal interessiert mich mehr generell und 
weil ich von Programiererei keine Ahnung habe, denke ich, könnte das ein 
schönes Startprojekt werden.
Zu deinen Oszillogrammen kann ich Nichts sagen, ich habe mir mein Normal 
noch nicht gegen ein Rb Normal mit Lissajous Figuren angeschaut. 
Phasenrauschen und Jitter haben mich bisher immer nur von 10 Hz...100 
MHz Offset interessiert, aber noch nicht im mHz und µHz Abstand, wie es 
hier wichtig wird.
Dein zweites normales Oszibild 6526.mov, bei dem man die 
Phasenbewegungen verfolgen kan: Sieht schon eindrucksvoll aus. Vllt wäre 
es viel stabiler, wenn Du nicht 1500 km vom Sender entfernt wärst, 
sondern näher dran. Wenn ich das richtig verstehe, hast Du 12µV 
Antennenspannung mit dem Vorverstärker, ist ja auch schon sehr mager, 
nur noch 27 dB von der 0,5µV Untergrenze entfernt. Gibt es ein 
Schaltbild von der Ferritantenne?

Gruß, Frank

Die obig erwähnte Frequenzverdopplung könnte man auch mal bei DCF77 
probieren. Hier zur Unterdrückung der Überlagerung von Bodenwelle und 
Ionosphäreninversion. Bekanntlich löscht sich oder invertiert sich das 
Signal mehrfach täglich je nachdem wie weit der Empfänger vom Sender 
entfernt ist. Gibt's das schon in irgendeiner Schaltung?

Frank H. schrieb:
> Gerhard O. schrieb:
>> Hat DCF77.5 auch BPSK verpasst gekriegt wie WWVB?
>
> Ich glaube, DCF dreht nur 15 Grad die Phase.
Danke. Es hat mich bis jetzt wegen der geographischen Gegebenheiten auch 
nicht sonderlich berührt:-)

Im Anhang ist ein Schnappschuss meiner Antenne im Kaltraum im Keller. 
Die Antenne ist ca 30cm lang. Ich habe sie etwas südöstlich 
ausgerichtet. Die Wand im Hintergrund ist parallel mit dem Meridian. 
Viel Unterschied macht die Ausrichtung ausser in der ortagonalen 
Stellung nicht. Nur in einem ganz schmalen Bereich fällt dann der 
Empfang aus. Benimmt sich ähnlich wie die Ausrichtung alter MW 
Kofferradios auf den Sender.
>
> Spannende Geschichte über den Erwerb deines 8164. Kaufen will ich so ein
> Teil nicht, das Thema Frequenznormal interessiert mich mehr generell und
> weil ich von Programiererei keine Ahnung habe, denke ich, könnte das ein
> schönes Startprojekt werden.
Ja. Ich finde diese Technik auch irgendwie interessant. An sich 
funktioniert die LW Geschichte extrem zuverlässig auch über die große 
Entfernung von Edmonton nach Ft. Collins
> Zu deinen Oszillogrammen kann ich Nichts sagen, ich habe mir mein Normal
> noch nicht gegen ein Rb Normal mit Lissajous Figuren angeschaut.
> Phasenrauschen und Jitter haben mich bisher immer nur von 10 Hz...100
> MHz Offset interessiert, aber noch nicht im mHz und µHz Abstand, wie es
> hier wichtig wird.
> Dein zweites normales Oszibild 6526.mov, bei dem man die
> Phasenbewegungen verfolgen kan: Sieht schon eindrucksvoll aus. Vllt wäre
> es viel stabiler, wenn Du nicht 1500 km vom Sender entfernt wärst,
> sondern näher dran. Wenn ich das richtig verstehe, hast Du 12µV
> Antennenspannung mit dem Vorverstärker, ist ja auch schon sehr mager,
> nur noch 27 dB von der 0,5µV Untergrenze entfernt. Gibt es ein
> Schaltbild von der Ferritantenne?
Leider nicht. Auseinandernehmen will ich die Antennenanordnung nicht 
freiwillig, weil die PVC Umhüllung ganz zusammengeklebt ist und man es 
aufsägen müsste. Dabei muß man extrem vorsichtig vorgehen, weil die 
Antennenstäbe sehr stoßempfindlich sind und leicht brechen können. Vor 
Fallenlassen durch ungeschickte Hände wird gewarnt:-)

Ich habe irgendwo gelesen, daß innen sechs 25cm lange 
Ferritantennenstäbe zusammen gelegt sind und mit einem C auf 60kHz 
resonant ist. Der Verstärker ist eine zweistufige NPN Schaltung übers 
Antennenkabel versorgt. Viel Strom kann er nicht brauchen weil der 
Speisewiderstand über 12V einige KOhm groß ist.

Die Antenne soll mindestens 15m vom 8161 aufgestellt werden, weil es 
sonst möglicherweise schwingen könnte. Bei mir ist der Abstand nur 5m. 
Habe aber augenscheinlich trotzdem keine Probleme diesbezüglich.

Mit 12uV sieht das Signal am Ausgang des Quarzfilter AGC Verstärker ganz 
ordentlich auch. Es ist ein 60kHz Sinus mit etwas Störumhüllung.

Was die Phasenbewegung betrifft, sollte man berücksichtigen, daß der 
Ausbreitungsjitter um den Faktor 177 Multipliziert darstellt wird. Ist 
also auf 60kHz bezogen nicht so schlimm. Ich vermute, daß atmosphärische 
Bewegungen, Einfluß der Sonneneinstrahlung auf due Ionosphärischen 
Schichten die Ausbreitung etwas beeinflußt. Während der Abenddämmerung 
und Morgengrauen sind die Phasenbewegungen grausig anzusehen. Wenn man 
dann due Phase gegen den LPRO vergleicht und aufzeichnet, sieht man 
einige 10us an Jitter. Das geht aber nach den Tagesänderungen wieder 
weg. Während der Nacht und am Tag, ist due Ausbreitung in der Regel 
stabil.

Ohne die 120kHz Aufbereitung, stört die BPSK derart, daß kein Phase lock 
möglich ist. Der HP117A versagt auch total. Mit dem AD633 geht die 
Entfernung def BPSK wunderschön. Der Umbau ist dank der großen und 
großzügigen internen Bauweise leicht durchzuführen.

Übrigens, das letzte Bild habe ich falsch beschrieben. Es zeigt einen 
Vergleich zwischen dem LPRO und einem selbstgebauten GPS Frequenznormal.

Mit dem 8161 kann man über einige Stunden Vergleich bis um einige Teile 
um 10e11 machen. Beim LPRO kriege ich während des ganzen Tages bei 
korrekter Einstellung des C-Felds eine gerade Linie am Phasenrecorder. 
Das entspricht einer Abweichung von NIST um oder unter 10e-11. die 
Methode ist also durchaus noch nützlich, auch wenn man mit GPS eine 
Ausweichmöglichkeit hat.

Am Ende ist es so, daß auch die GPS Disziplinierung auf beste 
Genauigkeit einige Stunden bedarf und ich wenig Lust habe den teuren 
OCXO oder LPRO durch permanenten Betrieb zu verschwenden. (Meine GPS 
Zeitkonstante ist über 8 Stunden). Abgesehen davon, weisen hochwertige 
OCXO doch eine gewisse Einschalthysterese auf, so daß nan OCXOs in der 
Hinsicht besser durchlaufen lassen sollte. Der Quarz hat ja auch nur 
einen begrenzten Abgleichbereich. Ab einen Zeitpunkt lässt er sich dann 
nicht mehr nachziehen. Da ist das WWVB Konzept in so fern angenehm, weil 
der nach 10s Einschaltzeit auf WWVB angebunden ist. Beim Frequenzzähler 
merkt man kaum die Phasenschwankungen der Referenz und brauche nicht auf 
den LPRO oder GPS warten.

Ich habe übrigens vor einiger Zeit einen 1970er Generation 304D Tracor 
Rb-Standard wieder ins Leben gerufen. Dem Handbuch nach soll der eine 
etwa zehnfach bessere Alterungsrate haben wie z.B. der LPRO. Aber das 
nützt mir wenig, weil ich wenig Lust habe, 1.2kWh am Tag zu verprassen. 
Das ist in der heutigen Zeit uncool. Das Teil braucht auch fast eine 
volle Stunde Anwärmzeit bis der Rb-Lock überhaupt möglich ist. Ich mußte 
auch schon allerhand darin reparieren. Die Rb Lampe wird dort ähnlich 
wie mit einer CD-Zündung mit Trafo gestartet. Aber ein tolles Gerät ist 
es schon, weil da noch kein Mikroprozessor werkelt. Das Gerät ist 
vollkommen diskret und mit TTL verwirklicht. Der Physikteil ist 20x12cm 
groß und sehr gut isoliert. Aber man kann alles durchmessen. Ist 
natürlich schon eine tolle Laborkuriosität.

Kommt also darauf an was man machen will.

Zeit zum Mittagessen...

Gerhard


>
> Gruß, Frank

frank147 schrieb:
> Wenn ich die US Patentschrift 4,525,685 richtig verstehe, sind im
> Spectracom  8164 zwei 10 MHz Oszillatoren. Einer wird mit der analogen
> PLL mit 12s Zeitkonstante geregelt. Der zweite wird mit der digitalen
> PLL über 3 * 1000s Zeitkonstante und extrem viel Störerkennungs-Know How
> auf den ersten 10 MHz Oszillator geregelt (Spalte 4 , Zeile 26). Ist
> auch eine extreme Materialschlacht.
Moin,

Die "Materialschlacht" ist wegen des sehr übersichtlichen und modularen 
Aufbau nicht so schlimm wie man auf den ersten Blick vermuten könnte.

Auf der Rückwand findet sich der Quarzfilter AGC Verstärker und die 
100kHz-10MHz Frequenzverteiler Baugruppe.
Auf der Bodenplatte unten die synchrone Empfängerschaltung und die erste 
"schnelle" PLL. Darüber, in der gleichen Größe, die 8031er 
Mikroprozessor Schaltung die den hochwertigen OCXO über einen 18-Bit DAC 
nachstimmt. Da diese Nachstimmung nur sehr infrequent erfolgt ist die 
Frequenzubsicherheit nur von Stabilität des OCXO abhängig. Auch ohne 
WWVB Nachführung bleibt der OCXO hochstabil auf der letzten DAC 
Einstellung. Sonst findet sich nur noch der Netztrafe linkes am Seiten 
Panel montiert, und auf der rechten Seite der OCXO und Bord und der 
Streifenschreiber. Ich ersetzte übrigens das originale SRAM mit einer 
NVRAM Version mit interner Li-Zelle. Bei Netzausfall stellt er sich dann 
sofort wieder auf die letzte DAC Einstellung ein. Die 
Frontplattenauslegung kennst Du ja vom Handbuch. Alles in allen ist es 
ein gut funktionierendes und schön aussehendes Gerät.

Das OCXO Netzteil ist im 8164 immer an. Eine einfache Schaltung zeigt 
über ein Warn LED einen etwaigen Netzausfall an, der mit einem Taster 
zurückgesetzt werden kann.

Auf der Rückseite ist noch ein Molexstecker mit internen Signalen und 
dem WWVB Zeitdatenstrom. Da könnte man einen uC Auswerter bauen um die 
Zeit und das Datum anzuzeigen. Aber das lohnt sich nicht wirklich.

Ich muß beim 8164 noch den AD633 BPSK Upgrade machen. Bis jetzt 
verwendete ich nur den 8161 zur Steuerung des 8164. (Ich lasse den 8164 
meist ausgeschaltet um den OCXO der schon viele Jahre an Laufzeit auf 
den Buckel hat, nicht unnötig weiter zu "Altern". Für normale 
Laborarbeit ist der LPRO mit einen 7-Kanal 10MHz Leitungsverstärker 
zuständig der alle Meßgeräte über RG-58 versorgt).
Beitrag "Re: Zeigt her Eure Kunstwerke !"

Da Streifenschreiberpapier extrem schwer und nur teuer zu bekommen ist, 
entwickelte ich eine digitale Version mit Arduino und Thermischen 
Drucker der mit billigen Papier das gleiche Resultat liefert. Siehe 
hier:
Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2020)"
Muß ich aber erst in ein Gehäuse einbauen. Verhunzen möchte ich den 8164 
aber nicht. Deshalb ein externer "Streifenschreiber". Der 
Phasenvergleich mit Streifenschreiber ist sehr aufschlußreich und 
nützlich. Damit kann man externe Geräte wie Frequenzzähler genau 
abgleichen. Auch überwache ich damit die Langzeitabweichungen des LPRO 
mit WWVB. (obwohl ich das auch mit dem GPSDXO machen könnte). Ich habe 
übrigens einen lokalen GPS Sekundärsender in Betrieb, der die GPS 
Signale mit einer hohen Aussenantenne empfängt und dann im Labor wieder 
verstärkt ausstrahlt. Das ist angenehm, weil alles mit GPS im Haus auch 
funktioniert. Siehe auch hier:
Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2015)"
>
> Gerhard, sind deine Jittermessungen am Ausgang des ersten analog
> geregelten 10MHz Oszillators oder am Ausgang des digital geregelten
> zweiten Oszillators?

Meine Jittermessungen bezogen sich nur auf den PLL stabilisierten ersten 
10MHz XO mit einem kleinen Quarz auf der Empfängerbord.

Auch wenn die Integrationszeitkonstante berechnungsmäßig 12s beträgt, 
kann das PLL Schleifenfilter doch auf die Ausbreitungsphasenschwankungen 
In Realzeit reagieren. Nur beim ersten Einschalten, brauchen die 816x 
rund 10s um in den Lock Status, durch eine grüne/rote LED angezeigt, zu 
geraten.


 Wenn man die nachgeführte OCXO Frequenz mit dem LPRO am Oszi 
vergleicht, sieht man nur extrem langfristiges Driften über viele 
Stunden.

Hoffe, daß gibt Dir einen hilfreichen Überblick meines "Spielzeugs".

Gruß,
Gerhard

Abdul K. schrieb:
> Die obig erwähnte Frequenzverdopplung könnte man auch mal bei DCF77
> probieren. Hier zur Unterdrückung der Überlagerung von Bodenwelle und
> Ionosphäreninversion.

Wie soll das gehen? Mit getrennten Antennen für Bodenwelle und 
Raumwelle? Die Raumwelle soll dann eine Richtantenne für 77 kHz sein 
und aus ein paar Grad Erhebungswinkel empfangen? Dazu müßten die 
Antennen ziemlich groß sein, einige Wellenlängen lang.

Gerhard O. schrieb:
> Hoffe, daß gibt Dir einen hilfreichen Überblick meines "Spielzeugs".

Danke. Und nachdem ich jetzt in "zeigt her Eure Kunstwerke" geschmökert 
habe, sehe ich, das Du ja mehrere Frequenznormale hast. Und der 8164 
scheint mir kaum noch zu toppen zu sein, da steckt ja endlos 
Gehirnschmalz drin.
Und das Teil von Jochen Jirmann muß ich auch noch anschauen...
Gruß, Frank

Frank H. schrieb:
> Wie soll das gehen?

Wir wollen ja nicht übertreiben, nur eine Antenne.

Wenn die Frequenz verdoppelt wird und dann wieder halbiert, ist die 
abundzu auftretende temporäre Phaseninversion weg.
Ansonsten würde diese versuchen, den lokalen Oszillator um 180° zu 
drehen. Später dann wieder zurück. Was für eine Normalfrequenz 
unproduktiv ist.

Hier noch ein Innenbild vom 8161 und 8163. auch der HP117A LF Comparator 
ist gezeigt. Die Bilder sind allesamt vom Internet.

Der 8164 sieht dem 8163 etwas ähnlich.

Das erste Bild sieht wie die Hifi-Teile aus den 80ern innen aus. Viel 
Luft 😝🤣

Abdul K. schrieb:
> Das erste Bild sieht wie die Hifi-Teile aus den 80ern innen aus.
> Viel
> Luft 😝🤣

Ich sage dazu "großzügiger" Aufbau mit Potenzial für Erweiterungen.

Da konnte man noch mit "Wurstfingern" hantieren, anstatt mit Mikroskop 
und Mikromanipulatoren:-)

Wenn ich da an 0.5x0.5mm BGA und 0101 Hühnerfutter denke...

Gerhard O. schrieb:
> Ich habe irgendwo gelesen, daß innen sechs 25cm lange
> Ferritantennenstäbe zusammen gelegt sind und mit einem C auf 60kHz
> resonant ist.

Hi,
vielleicht ist das Teil für Dich auch interessant:
Fundstelle im Netz:
[Zitat:]
"...Der Stab besteht aus "Vitrovac". Er ist 35cm lang und hat eine sehr 
hohe Permeabilität. Die Spule hat 8000 Windungen. Die "HF"-Spannung wird 
mit einem Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz abgegriffen. Der 
Ausgangswiderstand beträgt 100 Ohm. Das elektrische Feld ist mit einer 
Kupferfolie abgeschirmt, die an beiden Enden geschlitzt ist, um 
Wirbelströme zu vermeiden..."
[/Zitat]
Quelle:
https://www.viehl-radio.de/homeda/vlf.html
https://www.viehl-radio.de/homeda/vlf.html#an
Frage mich, wie komme ich an das Material "Virtovac" ran. Nicht nur an 
die einzeln gewalzten dünnen Folien, sondern an solch einen 
Ferrit-Ersatzmaterial-Stab wie auf Seite 5 des Links.

ciao
gustav

Karl B. schrieb:
> Hi,
> vielleicht ist das Teil für Dich auch interessant:

Hallo Gustav,

vielen Dank für Deine interessanten Information. Da ich mich sonst nicht 
mit LW Empfang beschäftige als FA-Hobby,  außer WWVB Empfang, war mir 
das Material "Vitrovac" noch unbekannt. Wäre eigentlich ganz nett sich 
davon geeignetes Material verschaffen zu können. Die Bilder geben leider 
keinen Aufschluss auf die Organisation des Kerns. Ich vermute, zur 
Minimierung von Wirbelströmen, dass er das Blech in dünne Streifen 
geschnitten hat und geklebt. Ist natürlich nur eine wilde Vermutung von 
mir. Man könnte ja freundlich bei ihm nachfragen. Auch dürfte der extrem 
dünne Draht sehr schwierig zu handhaben sein, weil der wahrscheinlich 
nur Zugkräfte im Gramm Bereich aushalten dürfte. Trotzdem, 
Faszinierend;-)

Der HP117A LF Comparator hat übrigens eine aktive statisch geschirmte 
1-m (Rahmen/Ring) Drahtantenne mit Quarzfilter 
Gegentakt-Nuvistorverrstärker drin. Das interessante daran ist, dass der 
Verstärker mit 27V versorgt wird und jene für Heiz- und Anodenspannung 
ohne weitere Verarbeitung ausgenützt wird. Eine spätere Version dieser 
Antenne hatte dann allerdings  JFETs drin. Diese Antenne funktionierte 
damals sehr gut. Ist halt im Vergleich zur Spectracom Antenne recht 
groß, unhandlich und relativ schwer.

Ja, die Langwellen haben ihren besonderen Reiz. Bei mir hier kann ich 
auf 201 und 266kHz noch zwei ADF Funkbaken mit dem Grundig 2001 RX 
empfangen, was mich übrigens wundert, weil ADFs in der modernen Aviation 
angeblich alle ausgestorben sein dürften.

VG,
Gerhard

Karl B. schrieb:

> Frage mich, wie komme ich an das Material "Virtovac" ran. Nicht nur an
> die einzeln gewalzten dünnen Folien, sondern an solch einen
> Ferrit-Ersatzmaterial-Stab wie auf Seite 5 des Links.

< 
https://vacuumschmelze.de/Produkte/Weichmagnetische-Werkstoffe-und-Stanzteile/Amorpher-Werkstoff---VITROVAC 
>

Die dicken Stäbe sind wohl Stapel von Folien. Das schnelle
Abkühlen für das amorphe Material geht mit Folie nun mal leichter.


Ich sehe das aber eher als Luxusproblem an. Bei mir tut ein Lucent/HP
KS24361 Dienst, das einen MTI-260 5-MHz-Ofen steuert, und noch einen 2.
als hot spare. Der MTI-260 ist schon ohne GPS fast so gut wie Rubidium.

Gruß,
Gerhard

Karl B. schrieb:

> Frage mich, wie komme ich an das Material "Virtovac" ran. Nicht nur an
> die einzeln gewalzten dünnen Folien, sondern an solch einen
> Ferrit-Ersatzmaterial-Stab wie auf Seite 5 des Links.

< 
https://vacuumschmelze.de/Produkte/Weichmagnetische-Werkstoffe-und-Stanzteile/Amorpher-Werkstoff---VITROVAC 
>

Die dicken Stäbe sind wohl Stapel von Folien. Das schnelle
Abkühlen für das amorphe Material geht mit Folie nun mal leichter.


Ich sehe das aber eher als Luxusproblem an. Bei mir tut ein Lucent/HP
KS24361 Dienst, das einen MTI-260 5-MHz-Ofen steuert, und noch einen 2.
als hot spare. Der MTI-260 ist schon ohne GPS fast so gut wie Rubidium.

Ich habe die Ausgangsschaltung etwas geändert, damit ich 10 statt
5 MHz bekomme.
<  http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/DoubDist.pdf    >

Tja, wenn das Löschen des doppelten Artikels nicht funktioniert,
dann bleibt er eben hier.

Gruß,
Gerhard

Mit den MTI-250 habe ich auch schon gearbeitet. Die sind recht stabil 
und klein und brauchen wenig Ofenleistung.

Läßt Du Deine Frequenznormale immer durchlaufen? Ich hätte nur Bedenken 
wegen endlicher Abgleichmöglichkeit durch zu viel Quarzalterung. Mein 
8164 hatte ja im Labor meinerzeit auch schon an über 10 Jahre auf seinen 
Buckel. Als ich ihn zurück bekam, mußte ich erst die Grobeinstellung 
etwas verdrehen um wieder in den optimalen Arbeitsbereich zu geraten. 
Elektronisch, mit der DAC-Feineinstellung, war er schon längst aus dem 
Toleranzbereich der FW.

Ich habe noch einen alten HP5245M Frequenzzähler, der mindesten 35 Jahre 
durchgehenden Betrieb auf seinen Buckel hatte und schon relativ nahe am 
Ende des Grobabstimmbereichs geraten ist. Der ist definitiv gealtert.

Am Rande...

In den 90ern beschäftigte ich mich mit dem Bau eines 5MHz 
SC-Quarzschnitt Oszillator. Da ist mir aufgefallen, daß sich bei Drehung 
der Anordnung um 90 Grad auf dem Tisch die Frequenz um ein paar bpm 
änderte. Am Phasenrecorder konnte man es deutlich sehen. Ich hatte 
allerdings eine Ferritspule in der Schaltung. So kann ich nicht 
Bestimmtheit angeben ob der Quarz oder die Spule vom Erdmagnetfeld 
beeinflußt wurde. Wenn der Oszillator wieder in die ursprüngliche Lage 
gebracht wurde, stellte sich wieder die alte Phasenlage ein. 
Normalerweise ist dieser Effekt in den meisten Fällen belanglos. Der 
Quarz hatte übrigens einen angegebenen Gütewert Q von 5e6 und man mußte 
den Quarzquerstrom genau einregulieren um den Quarz nicht zu überlasten 
und im optimalen Bereich zu betreiben. Ich machte das übrigens mit einer 
Tektronix AM503 Stromzange.

https://tf.nist.gov/general/pdf/906.pdf

Abdul K. schrieb:
> Wenn die Frequenz verdoppelt wird und dann wieder halbiert, ist die
> abundzu auftretende temporäre Phaseninversion weg.
> Ansonsten würde diese versuchen, den lokalen Oszillator um 180° zu
> drehen. Später dann wieder zurück. Was für eine Normalfrequenz
> unproduktiv ist.

Klingt gut.

Hier mal die LT-Spice-Datei von meinem Quarzfilter zum spielen.

In diesen sind die Quarzersatzdaten mit berücksichtigt.

Ralph

Ein Q von 5e6 auf 5 MHz ist eine ziemlich Ansage. Mehr
als 2.4e6 auf 5Meg habe ich noch nicht gesehen.

Ich hatte einen Morion MV-89A-Oszillator, der mit einer
Abstimmspannung > 1V nicht mehr wollte. Ich habe ihn aufgefeilt,
der Quarz hatte diese Daten:

nominal frequency at room temp.

F = 4999868.18548896
Q = 2058123.87937723
L = 5.31149294399851
C = 1.90768447144417E-16
R = 81.074358418583
C0= 2.8136087840004E-12


B-Mode at room temperature / 27°C

F = 5456268.74855202
Q = 2070228.75819907
L = 5.60406600257822
C = 1.51825777903696E-16
R = 92.8026816958027
C0= 2.50200142407676E-12

fundamental at room temp.

F = 1706530.674
Q =12634
L = 2.882184522
C = 3.017798817E-15
R = 2446.1
C0= 3.400172339E-12

--------------------------
Nominal frequency at 87.8°C

F = 4999977.73472294
Q = 2210624.24356611
L = 5.31056260615351    5310652606 nH
C = 1.90793506338953E-16  0.00019079350 pF
R = 75.4698598161708
C0= 2.67067707950378E-12


B-Mode at 88°C

F = 5445966.6930594
Q = 1559143.3579169
L = 4.56636349264629
C = 1.87033681366853E-16
R = 100.216511187362
C0= 3.02668789364201E-12


Fundamental @ 88°c

F = 1706366.18003318
Q = 7829.11559388434
L = 2.67725816365808
C = 3.24941770179082E-15
R = 3666.31393448872
C0= 3.28464263904697E-12

Gemessen mit ZVB8. Ich frage mich, wass diese
normgerechten Anpassungsschaltungen eigentlich
sollen. Die frisch kalibrierten Portkabel direkt
von der ECAL-Unit kann man eigentlich nur
verschlimmbessern.

Das Quarzmessprogramm des DG8SAQ-VNWA liefert im
wesentlichen die gleichen Ergebnise.
Mein eigenes Programm braucht noch etwas Pflege
bis ich das ohne Gesichtsverlust veröffentlichen
kann.

Zum Gravitationseinfluss auf den Quarz hat R.Vig
was geschrieben WIMRE, und Driscoll auch. Da
existieren sogar Schaltungen mit verschieden
angeordneten Quarzen, die sich gegenseitig kompensieren.
Braucht man aber nur in Kampfhubschraubern oder so.
Das Ferrit hat da keine Schuld.

Meine Normale lass ich nicht an. Vielleicht ein paar
Tage bevor ich sie brauche, dann hat sowieso das GPS
das letzte Wort. Die Ausnahme sind die 2 MV89A
im TimePod-Einschub.

Ich versuche gerade 8 MTI-260 gaaanz langsam an den im
GPS zu locken und wenn sie dann phasenstarr sind mit
Wilkinsons zusammen zu combinern. Das müsste einen
förderlichen Einfluss auf das Phasenrauschen haben.

Gruß, Gerhard

Hallo Gerhard,

> Ein Q von 5e6 auf 5 MHz ist eine ziemlich Ansage. Mehr
> als 2.4e6 auf 5Meg habe ich noch nicht gesehen.
...

Diese Quarze waren Bliley Labormuster mit ausgemessenen mitgelieferten 
Kenndaten seitens Bliley. Gemessen habe ich das Q selber nicht. Deren 
Betriebstemperatur war mit 85DEGC angegeben. Ich hatte damals den 
aktuellen Umkehrpunkt experimentell ermittelt und eingestellt und war 
auch in dem angegebenen Bereich.

Ich habe keinen ZVB8. Ich kannte nur den alten Original ZVB aus den 
80ern. Ich könnte mit meinen Mitteln Quarze nur mit dem HP8405A Vector 
Impedance Meter und Vector Voltmeter mit HP3335A Synthesizer als 
Frequenzquelle ähnlich wie bei Dir in der Standardschaltung ausmessen. 
Ich muß da also mit recht alten Gerätschaften arbeiten:-)

Was die anderen Effekte betrifft, gab ich damals der Spule die Schuld 
weil ich den Oszillator nur horizontal drehte. Der Gravitationszug 
sollte da nichts ausmachen. Bleibt also nur Erdmagnetfeldwirkung auf 
irgendwelche magnetisch empfindliche Komponenten. Ich hätte fast Lust 
mit den Blileyquarzen irgendwann wieder weiter zu machen. Ich müsste 
allerdings wieder alles aufbauen.

Ich habe auch noch einen FTS1130 im Betrieb. Der ist auch extrem stabil 
wie LPRO Vergleiche ergaben.

Der alte Tracor 304D ist übrigens langzeitmäßig etwas stabiler als der 
LPRO. Nur braucht der mir mit 50VA zu viel Strom.

Aber vorerst muß ich erst den 141T reparieren. Ist aber eine Plage mit 
dem schweren Apparat am Tisch umzugehen.

Mir scheint, hochstabile Oszillatoren sind bei Dir auch von großem 
Interesse. Danke für Deinen Bericht.

Mich wundert, daß Du den Quarz auch im Fundamental Modus 
charakterisiertest. Normalerweise sind die ja für 3. O.T. Modus 
vorgesehen.

Ich hatte mal große Probleme einen XRE OCXO von RS stabil zu kriegen. 
Nach langer Fehlersuche ergab sich ein schadhafter Heiz-Transistor von 
der Temperaturreglung. Großartig war das Teil dann leider trotzdem 
nicht. Mit dem MTI-250 nicht zu vergleichen. Leider. Nett gebaut, sonst, 
das Teil.

Gruß,
Gerhard

Nachtrag

Ich las mal einen Bericht wo HP einen Dual-mode SC-cut Oszillator 
konstruierte um durch Mischen der beiden Frequenzen die Temperatur 
abzuleiten. Darauf mal zu kommen. Allerdings kommerzialisierte HP dieses 
Konzept aber nicht.

Ralph B. schrieb:
> Hier mal die LT-Spice-Datei von meinem Quarzfilter zum spielen.
>
> In diesen sind die Quarzersatzdaten mit berücksichtigt.
>
> Ralph

Danke. Werde mir es später ansehen.

Einen VNA braucht man eigentlich nicht um Quarze zu messen. Ein
genauer Synthesizer und ein Voltmeter sind eigentlich genug.
Ich habe die wichtigsten Resonanzen gemessen um ein grundlegendes
Simulationsmodell machen zu können. Es gibt noch genug Überraschungen
mit activity dips, die je nach Temperatur anders sind.

Dein Problem mit dem 141T trifft mich auch mit dem W&G SNA-33.
1 Hz Filterbandbreite bei 26 GHz, den Synthesizer muss man erst
mal bauen können. Und dann bootet das Ding sein DOS 6.22 ins Nirvana.
Unwürdiger Tod.

Hier war neulich ein Gast, der offensichtlich ein funktionsfähiges
Exemplar hatte. Der hat sich leider nie mehr gemeldet. Andere haben
exakt den gleichen Effekt. Wir haben einen Faden auf EEVblog aufgemacht.
Bisher aber nur gemeinsames Wundenlecken.

Sehr zu empfehen: die timenuts-Liste auf febo.com
Die alten Kämpen von HP sind auch dort.

Gruß, Gerhard H.   DK4XP

Gerhard H. schrieb:
> Einen VNA braucht man eigentlich nicht um Quarze zu messen. Ein
> genauer Synthesizer und ein Voltmeter sind eigentlich genug.
> Ich habe die wichtigsten Resonanzen gemessen um ein grundlegendes
> Simulationsmodell machen zu können. Es gibt noch genug Überraschungen
> mit activity dips, die je nach Temperatur anders sind.
Ja. Ich werde mich bei Gelegenheit wieder damit beschäftigen.
>
> Dein Problem mit dem 141T trifft mich auch mit dem W&G SNA-33.
> 1 Hz Filterbandbreite bei 26 GHz, den Synthesizer muss man erst
> mal bauen können. Und dann bootet das Ding sein DOS 6.22 ins Nirvana.
> Unwürdiger Tod.
Das ist wirklich schade. Tut mir leid, das hören zu müssen. Da ist 
wahrscheinlich Zusammenarbeit mit ähnlichen Besitzern angesagt. 
Vielleicht kann man die Betriebssoftware neu laden, falls korrupte 
Dateien das Problem ist. Wünsche jedenfalls Viel Erfolg eine 
(unerwartete) Lösung zu finden.

Was den 141T betrifft, besteht Hoffnung. Ich habe schon nachgesehen. 
Scheint entweder ein Bildröhren Kontakt/Lötfehler zu sein oder ein 
interner CRT Kontaktfehler. Wenn ich mit einen Schraubendrehergriff die 
CRT Fassung leicht antappe, funktioniert es wieder eine Zeitlang. Es 
scheint mit der Floodgun Heizung etwas zu tun zu haben, weil es danach 
ein paar Sekunden braucht bis die Bildschirmfläche wieder ausgeleuchtet 
ist oder wieder verschwindet wenn der Fehler wieder auftritt. Wenn es so 
weit funktioniert, ist auch die übliche Speichermanier wieder da und ich 
kann das Bild normal speichern oder die Nachleuchtdauer einstellen.

Es ist nervig, altes T&M am ordentlichen Funktionieren zu erhalten.

Ich werde mal die Fassung abziehen und alle Lötstellen begutachten. Ich 
hoffe allerdings, es ist keine interne gebrochene 
Elektrodenpunktschweißstelle die da brach. Ist mir vor Jahrzehnten bei 
einer QQE03/12 passierte, die dann nur noch über 12.6V heizbar war. Als 
armer Schüler, für den der Preis einer neuen Röhre ein kleines Vermögen 
darstellte, war das eine bittere Pille.
>
> Hier war neulich ein Gast, der offensichtlich ein funktionsfähiges
> Exemplar hatte. Der hat sich leider nie mehr gemeldet. Andere haben
> exakt den gleichen Effekt. Wir haben einen Faden auf EEVblog aufgemacht.
> Bisher aber nur gemeinsames Wundenlecken.
Ich halte Dir den Daumen.
>
> Sehr zu empfehen: die timenuts-Liste auf febo.com
> Die alten Kämpen von HP sind auch dort.
Ja Danke. Die sind mir bestens bekannt.
Gruß,
Gerhard, VE6AQO, ex DC0FC:-)
>
> Gruß, Gerhard H.   DK4XP

Gerhard O. schrieb:

> Elektrodenpunktschweißstelle die da brach. Ist mir vor Jahrzehnten bei
> einer QQE03/12 passierte, die dann nur noch über 12.6V heizbar war. Als
> armer Schüler, für den der Preis einer neuen Röhre ein kleines Vermögen
> darstellte, war das eine bittere Pille.

aaahhh, QQE06/40 in meinem selbstgebauten Transverter zum Betrieb
mit FT505. Plötzlich war die Anodenspannung weg und 100 ms später
das Schirmgitter. :-(  Damals Praktikant. Tut mir heute noch weh.

Gerhard H.

Gerhard H. schrieb:
> Gerhard O. schrieb:
>
>> Elektrodenpunktschweißstelle die da brach. Ist mir vor Jahrzehnten bei
>> einer QQE03/12 passierte, die dann nur noch über 12.6V heizbar war. Als
>> armer Schüler, für den der Preis einer neuen Röhre ein kleines Vermögen
>> darstellte, war das eine bittere Pille.
>
> aaahhh, QQE06/40 in meinem selbstgebauten Transverter zum Betrieb
> mit FT505. Plötzlich war die Anodenspannung weg und 100 ms später
> das Schirmgitter. :-(  Damals Praktikant. Tut mir heute noch weh.
>
> Gerhard H.

Das kann ich Dir nachfühlen. Ob eine Diode in Sperrrichtung zwischen G2 
und der Anodenversorgung das verhindert hätte? Habe ich aber in der 
Literatur nie gesehen. Man sollte meinen, daß dies vielleicht ein 
effektiver Schutz gewesen wäre. Kann mir vorstellen, wie hell das 
geblitzt haben muß, und dann der sinkende Magen...

Moin,

Mein 141T geht mittlerweile wieder. Der Fehler ließ sich tatsächlich an 
der CRT Fassung bestätigen. Lötstellen waren aber alle gut. Ich zog die 
Fassung ein paar Mal ab und steckte sie wieder drauf und der Fehler 
verschwand bis jetzt. Vielleicht war es ein Oxydfilm zwischen 
Fassungssteckbuchse und CRT Anschlußstift. Die Röhrensockellötstellen 
des Herstellers sahen alle gesund aus, obwohl es natürlich auch dort 
einen Oxydfilm zwischen Draht und Lötzinn im Inneren des Hohlen 
Sockelstiftes geben könnte. Worst case wäre natürlich ein innerer Fehler 
des CRT Elektrodenkomplexes und diversen Heizfäden. Falls der Fehler 
wiederholt auftreten sollte, löte ich die CRT Sockelstiftlötstellen 
nach.

Gruß,
Gerhard

Glückwunsch zur Reparatur! Es ist immer schwierig, die alten Messgeräte 
am Leben zu halten, ich kenne das auch zur Genüge.

Gruß,
Frank

Frank H. schrieb:
> Glückwunsch zur Reparatur! Es ist immer schwierig, die alten Messgeräte
> am Leben zu halten, ich kenne das auch zur Genüge.
>
> Gruß,
> Frank

Danke Frank. Aber andrerseits ist es befriedigend, mit der damaligen 
Technik umgehen zu können und gute Service Unterlagen zur Verfügung zu 
haben. Der besagte 141T machte übrigens Jahrzehntelang keine Mucken.

Was für mich spezifisch ein Greuel wäre, sind moderne Instrumente die 
ohne spezielle Hersteller SW nicht mehr gewartet werden können. Ganz 
abgesehen davon gibt es kaum noch vollständige und brauchbare Service 
Unterlagen. Manchmal sind die Serviceunterlagen nur zur Eingrenzung von 
Modulfehlern gedacht. Schaltbilder und Komponenten Layoutpläne kann man 
vergessen.

Gebrauchte SA der achtziger Jahre sind auch ein großes Risiko.

Ich hätte mir durchaus einen moderneren gebrauchten S.A leisten können. 
Andrerseits ist es schwierig einen bezahlbaren gebrauchten S.A. mit z.B. 
10Hz B.B. zu finden. Das macht der HP8552B. Mit PLL Stabilisation ist 
auch die Einstellung nicht zu schlimm. Wenn ich die Frequenz wirklich 
genau wissen muß, blende ich in Synthesizer Signal mit ein.

Erschwingliche moderne, neue SA. mit 10Hz BB sind auch nicht mehr so 
reichlich gesäht. Auch Mitlaufgeneratoren sind nicht immer 
mitintegriert.

Das einzige wo viele moderne S.A. wesentlich besser sind, ist der 
Dynamikbereich. Da ist der 8554B schon weniger befriedigend. Ich dachte 
allerdings schon daran den Eingangsmischer, aber speziell den zweiten 
Mischer mit einem Mischer mit höheren Dynamikbereich zu ersetzen. 20dB 
müsste sich da vll. noch herausholen lassen. Der zweite Mischer von 
2.05GHz auf 500 Mhz ist eine einzelne Schottkydiode. Da kann man nicht 
viel erwarten. Ein DBM wäre da günstiger.

Ich komme mit den Geräten betrieblich ganz gut zurecht und es muß nicht 
alles Prozessorgesteuert sein. Mir macht es Spass so viel wie möglich 
aus den alten Geräten herausholen zu können. Und die Bedienung ist 
extrem intuitiv. Für jede Funktion gibt es direkten Zugang ohne 
Menüführung. Ergonomisch sind nicht alle modernen Geräte unbedingt 
befriedigend.

Der 141T mit den HF Einheiten bis zu 40GHz+ war damals der erste 
serienmäßige SA. mit kalibrierten Eigenschaften und Breitband 
YIG-Oszillator Abstimmung, vor dem es nichts Vergleichbares gab. Alle 
folgenden SA wurden nach diesen Konzeptionellen Grundlagen 
weiterentwickelt.

Gruß,
Gerhard

Gerhard O. schrieb:
> Da ist der 8554B schon weniger befriedigend. Ich dachte
> allerdings schon daran den Eingangsmischer, aber speziell den zweiten
> Mischer mit einem Mischer mit höheren Dynamikbereich zu ersetzen. 20dB
> müsste sich da vll. noch herausholen lassen. Der zweite Mischer von
> 2.05GHz auf 500 Mhz ist eine einzelne Schottkydiode. Da kann man nicht
> viel erwarten. Ein DBM wäre da günstiger.

Der HP8554 hat wenigstens einen Gegentaktmischer am Eingang sitzen, 
welche +10dbm Oszillatorleistung bekommt.

Der HP8555 ist da, was Eigenklirrfaktor betrifft, wesentlich schlechter 
dran.
Der hat nur einen Eintaktmischer im Eingang, welche auserdem nur einen 
Oszillatorpegel von +3dbm bekommt. Dementsprechend schlecht ist er.

Ich hatte, nachdem ich erfolglos in meinen Kenwood TS700 UKW-Transceiver 
nach dem schlechten Oberwellenabstand von nur 50db gesucht habe, 
erkennen müssen, das der schlechte Oberwellenabstand vom HP8555 selbst 
verursacht wurde.

Daraufhin hatte ich den Einschub komplett umgebaut. Siehe
df6wu.de/Bauanleitungen%20Messtechnik/UKW-Berichte%20Bauanleitungen/HP85 
55A-Umbau.pdf

Ralph Berres

Hallo Ralph,

Danke für Deine Hinweise.

Den 8555 verwende ich nur wenig, in Hinblick, daß der 8554 
Frequenzbereich mäßig ausreicht.

Auf die Umbauinformationen des 8555 kann ich leider nicht zugreifen. Da 
stimmt der Link nicht. Auch ein "www." Vorne dran half nicht.

Prinzipiell hätte ich Interesse den 8554 umzubauen, aber, lieber würde 
ich aber an einen Zweiten arbeiten um nicht in einer Katastrophe zu 
enden.

Was Dynamik betrifft, dürfte der erste Mischer hier mächtig mitspielen. 
Wenn ich z.B. ein Testsignal vom HP8640 SG anschließe, der ein sehr 
sauberes Signal liefert, sehe ich auch schon bei -20dBm Kompression. Das 
merkt man wenn man, den HF-Abschwächer schaltet und die Harmonischen 
sich dann um mehr als in 10dB Schritten ändern. Ich bin mir auch nicht 
sicher ob der Mischer nicht doch irgendwie beschädigt ist. Pegelmäßig 
stimmt alles und es funktioniert über den gesamten FB. Aber irgendwie 
bin ich mir trotzdem nicht sicher. Muß mal die Specs. durchgehen und 
versuchen den SFDR zu verifizieren.

Ein DBM mit höherer Dynamik könnte man als Baugruppe einbauen und dann 
in das 2.05GHz ZF Filter mit einem Kopplungsstift oder Induktiv 
einkoppeln. Den Originalmischer kann man ja leicht ausbauen und mit 
einer 2.05Ghz Einkoppel SMA Buchse versehen.

Der zweite Mischer macht mir auch Kopfzerbrechen. Aber da sollte es 
Probleme nur innerhalb der 2.05GHz Filterbandbreite geben.

Auf jeden Fall wird es notwendig sein die vorherrschende Operation mit 
Messwerten zu dokumentieren um Verbesserungen bzw. Verschlimmbesserungen 
beurteilen und vergleichen zu können.

Naja, vielleicht was für die kommenden Wintermonate...

Gruß,
Gerhard

Gerhard O. schrieb:
> Auf die Umbauinformationen des 8555 kann ich leider nicht zugreifen. Da
> stimmt der Link nicht. Auch ein "www." Vorne dran half nicht.

geht denn df6wu.de?

http://df6wu.de/

http://df6wu.de/Bauanleitungen%20Messtechnik/UKW-Berichte%20Bauanleitungen/




Von da aus kannst du dich weiter durchklicken.

Ralph Berres

Gerhard O. schrieb:
> Ich bin mir auch nicht sicher ob der Mischer nicht doch irgendwie
> beschädigt ist.

Wenn die Nullinie ohne Eingangssignal den Pegel nach Serviceanleitung 
hat, sollte die Symmetrie passen, d.h. alle vier Dioden sind noch ok.

Die alten breitbandigen SA von HP hatten Oberton-Mischer. Bei einem
Breitband-Sweep konnte man schön sehen, wie mit jedem neuen Oberton
das Grundrauschen eine neue Treppenstufe erklomm.
Das war auch der Grund, warum ich den SNA-33 gekauft hatte. Der hat
einen Grundwellen-Mischer und einen Synthesizer der so hoch kann
wie es gebraucht wird, und keine Snap-off-Diode, die beliebige
Obertöne einer Grundwelle erzeugt.

Gerhard H.

Gerhard O. schrieb:
> Was Dynamik betrifft, dürfte der erste Mischer hier mächtig mitspielen.

Der HP8554 hat immerhin einen Gegentaktmischer mit vermutlich +10dbm LO 
Pegel am Eingang. Das ist schon wesentlich besser als bei dem HP8555 
welches einen Eintaktmischer mit 0dbm LO am Eingang besitzt.

Der zweite LO ist garnicht mal mehr so kritisch weil davor das Signal 
schon auf etwa 30MHz Bandbreite gefiltert ist.

Ich habe meinen HP8555 einen zusätzlichen Weg für den Bereich bis 1,8GHZ 
spendiert. Der hat einen tripple-Balange-Mischer.

Das hat sich ganz enorm bemerkbar gemacht. Vielleicht kann man damit bei 
dir auch noch ein paar db im-freien Dynamibereich rausholen.

Ralph Berres

Gerhard H. schrieb:
> Der hat
> einen Grundwellen-Mischer und einen Synthesizer der so hoch kann
> wie es gebraucht wird, und keine Snap-off-Diode, die beliebige
> Obertöne einer Grundwelle erzeugt.

Der HP8555 erzeugt die Oberwellen mit dem er mischt, in der 
Eingangsmischerdiode.
Das heist, die Eingangsmischerdiode erzeugt auch die Oberwellen aus dem 
Yigoszillator.
Synthesizer die bis 20GHz gingen , gab es damals noch nicht.

Eine Snap-off-Diode wird nur in der Synchronisierungseinheit benötigt, 
welche den Yig-Oszilltor an den Oberwellen eines  Quarzoszillators 
anbindet. Die Snap-off-Diode erzeugt dann einen Frequenzkamm, dessen 
Linienabstand der Frequenz des Quarzoszillators entspricht.
Mit einer Sample&Hold-Schaltung wird dann eine Regelspannung für die 
FM-Spule erzeugt.

Ralph Berres

Moin,

Danke für das Flöhe ins Ohr setzen und Hinweis bezüglich der Triple 
balanced Mixers. Ich hatte mich schon lange nicht mehr an HF Produkten 
interessiert. Der MCA-35LH könnte für den 8554 von Interesse sein, weil 
RF/LO 2-3.5GHz tauglich sind und der ZF-Ausgang, den man natürlich hier 
als Eingangsport verwenden würde, immerhin bis nach 10Mhz runtergeht und 
auf 1500MHz raufgeht. Da könnte man zwei Mischer umschaltbar verwenden. 
Im Prinzip würde der Frequenzbereich brauchbar sein. Der IP3 ist auch 
ziemlich brauchbar. Im Bereich bis 1GHz, sind die IP3 Werte besonders 
gut. Sogar eine 10dB Dynamikbereich-Verbesserung wäre nett.

Im Prinzip könnte man das Ganze realisieren, daß keine permanenten 
Veränderungen am 8554 gemacht werden müssen.

Vielleicht besorge ich mir einen repräsentativen Mischer, konvektioniert 
mit SMA Buchsen, wenn erhältlich und mache einen Test. Nan könnte den 
gesamten Gegentaktmischer und Resonator-Einkopplung durch eine passende 
Platte ersetzen und das ZF Signal in den Resonator einkoppeln. 
Allerdings müsste man sich Gedanken mit der Breitband-Anpassung an den 
Resonator machen. LO-Power sollte gerade noch reichen,  ansonsten man 
noch einen passenden MMIC Verstärker dazwischenlegen müsste.

Ich muß mal mit den Daten arbeiten um abschätzen zu können welcher 
Dynamikbereich damit möglich wäre. Vielleicht probiere ich diesen Winter 
tatsächlich aus. Allerdings würde ich mir noch gerne einen zweiten 8554 
zum Testen finden wollen um den Vorhandenen 8854 nicht zu großen Risiken 
aussetzen.

Übrigens habe ich mir Gedanken gemacht ob es nicht vorteilhaft wäre den 
freischwingenden Cavity 1500MHz zweiten L.O. mit einer PLL zu versehen 
und Quarz stabilisieren. Vielleicht könnte man nur ein ADF4351 Signal 
einspeisen und den Cavity Oszillator damit synchronieren zu versuchen. 
Möglicherweise würde das bei schmalen Wobbelbreiten das Seitenband 
Rauschverhalten verbessern.

Man könnte Vieles...:-)

Gruß,
Gerhard

Hallo Gerhard

hattest du meine Webseite aufrufen können?


Der Mischer den ich verwende ist ein dreifach balangierter Ringmischer 
aus dem Hause Municom. Es trägt die Bezeichnung ZX05-42MH und sitzt in 
einen Gehäuse mit 3 SMA Buchsen. Der geht auch tiefer als 10MHz.

Dahinter folgt zur Anpassung des Ausganges ein Verstärker mit einen 
ERA5, welches über einen 270Ohm Arbeitswiderstand an 20V betrieben wird.

Dadurch bekommt man etwa 10db Verstärkungsüberschuss.

Ich würde in der zweiten Mischstufe den freischwingenden Cavity 
Oszillator nicht durch einen AD4351 ersetzen. Der hat garantiert mehr 
Seitenbandrauschen.

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> Hallo Gerhard
>
> hattest du meine Webseite aufrufen können?
>
> Der Mischer den ich verwende ist ein dreifach balangierter Ringmischer
> aus dem Hause Municom. Es trägt die Bezeichnung ZX05-42MH und sitzt in
> einen Gehäuse mit 3 SMA Buchsen. Der geht auch tiefer als 10MHz.
>
> Dahinter folgt zur Anpassung des Ausganges ein Verstärker mit einen
> ERA5, welches über einen 270Ohm Arbeitswiderstand an 20V betrieben wird.
>
> Dadurch bekommt man etwa 10db Verstärkungsüberschuss.
>
> Ich würde in der zweiten Mischstufe den freischwingenden Cavity
> Oszillator nicht durch einen AD4351 ersetzen. Der hat garantiert mehr
> Seitenbandrauschen.
>
> Ralph Berres

Hallo Ralph,

Ja. Ich konnte auf Deine Webseite zugreifen.hatte allerdings noch keine 
Muße zum studieren.

Ich bin jetzt schon fast versucht später in diesem Jahr Deinem Beispiel 
nachzugehen. Das alles lässt sich relativ sauber durchführen. Ein SMA 
Mischer Modul wäre mir am liebsten. Gibts da Kühlungsprobleme mit dem 
ERA-5?

Den Verstärkungsüberschuss könnte man auch mit einer Inline-Pad zwischen 
Mischer und ERA-5 "vernichten" auch wenn es die Rauschzahl 
verschlechtert. Ob der ERA-5 durch L.O. feedthrough leakage übersteuert 
werden würde?

Wie sind den eigentlich die neuen Low-cost Siglent und Rigol, Hameg S.A. 
Im Vergleich was den Dynamikbereich betrifft? Um wieviel besser wie der 
8554 sind die eigentlich? Ich habe leider keinen Zugang mehr zu wirklich 
High-End Geräten von RS/Anritsu und KS. Ich vermute, die sind auch in 
dieser Beziehung um 20-40dB besser. Aber da ich nur noch Hobbyist bin...

Naja, mit etwas Erfahrung kann man auch mit dem 8554 realistische 
Harmonische Messungen machen. Man kann z.B. die Sender 
Fundamentalfrequenz mit einem Notchfilter reduzieren und dann geht es 
meistens. Man muß halt immer mit dem HF-Abschwächer verifizieren ob die 
Harmonischen beim Schalten exakt 10dB verändern oder um mehr. Das ist 
dann ein klares Zeichen von Mischerübersteuerung. Bis zu 60dB 
Unterschied lassen sich bei sorgfältiger Bedienung noch leicht 
rausholen.

Ich werde mal mit zwei HP8640 und Wiltron RL Brücke als Power Divider 
einen Zwei-Ton Test machen um den tatsächlichen IP3 Wert meines 8554 zu 
ermitteln.

OK wegen ADF4351. Man könnte auch ein sehr sauberes 100MHz Quarzsignal 
erzeugen und dann mit rauscharmen Verstärker und Selektion die 15. 
Harmonische isolieren und als Injection-Lock Signal verwenden. Aber so 
schlecht ist er ja auch im Originalzustand nicht. Der Mischerumbau ist 
da zielführender.

Gerhard

Gerhard O. schrieb:
> Ein SMA
> Mischer Modul wäre mir am liebsten.

Das ist ein Mischermodul mit SMA Buchsen.

Ich meine ich habe den mit der ZF Seite als Eingang benutzt. Dadurch 
geht der Eingang bis fast DC runter.

Den gleichen Mischer gibt es auch als Baustein zum auflöten auf einer 
Platine.

Gerhard O. schrieb:
> Gibts da Kühlungsprobleme mit dem
> ERA-5?

Nöö ich habe den in ein kleines Kästchen aus Platinenmaterial 
untergebracht.

Gerhard O. schrieb:
> Den Verstärkungsüberschuss könnte man auch mit einer Inline-Pad zwischen
> Mischer und ERA-5 "vernichten" auch wenn es die Rauschzahl
> verschlechtert. Ob der ERA-5 durch L.O. feedthrough leakage übersteuert
> werden würde?

Ich würde eher am Ausgang des Era5 den Pegel vernichten. Der Era5 kann 
+19dbm Pegel am Ausgang. Wenn der norminale Pegel am Mischereingang 
-30dbm beträgt, sind es am Ausgang des Mischers -37dbm. Der ERA5 
verstärkt etwa um 20db, sind also am Ausgang des ERA5 -17dbm. Das packt 
er locker, ohne das IM Verhalten zusehr zu verschlechtern.

Gerhard O. schrieb:
> Wie sind den eigentlich die neuen Low-cost Siglent und Rigol, Hameg S.A.
> Im Vergleich was den Dynamikbereich betrifft? Um wieviel besser wie der
> 8554 sind die eigentlich?

Also ich kann dir zu dem Rohde&Schwarz FTP1500 was sagen. Finger weg.

Das Teil ist ein Rauschgenerator.

Den Rigol kenne ich nicht. Aber der Siglent der zweitbilligsten Linie 
ist wirklich brauchbar.

Von der Messqualität sind die heutigen Geräte auch nicht soviel besser, 
als die alten analogen Kisten. OK sie haben heute mehr Software 
implementiert, was die Bedienung erleichtern kann.

Aber der intermodulationsfreie Dynamikbereich ist nach wie vor etwa 
80db.

Für größeren Dynamikbereich must du in die Premiumklasse gehen, da gehen 
dann auch mal 100db. Aber zu fast 6stelligen Kosten.

Gerhard O. schrieb:
> aja, mit etwas Erfahrung kann man auch mit dem 8554 realistische
> Harmonische Messungen machen. Man kann z.B. die Sender
> Fundamentalfrequenz mit einem Notchfilter reduzieren und dann geht es
> meistens.

Das muss ich bei meinen Spektrumanalyzer nicht mehr.

Da sehe ich keine Oberwellen, wenn ich den Mischer mit -30dbm 
aussteuere.


Den HP8555 habe ich schon lange nicht mehr. Sattdessen einen Tek492 den 
ich am meisten verwende, einen Taketa Riken TR4111 den ich selten 
benutze und einen Anritsu MS8604A der auch nicht so gut ist wie der 
Tek492

Gerhard O. schrieb:
> Ich werde mal mit zwei HP8640 und Wiltron RL Brücke als Power Divider
> einen Zwei-Ton Test machen um den tatsächlichen IP3 Wert meines 8554 zu
> ermitteln.

Die IP3 Werte sind bei den HP8554 8555 nicht so sehr das Problem, 
sondern die IP2 Werte, besser gesagt der Eigenklirrfaktor des ersten 
Mischers im Analyzers.

Gerhard O. schrieb:
> Man könnte auch ein sehr sauberes 100MHz Quarzsignal
> erzeugen und dann mit rauscharmen Verstärker und Selektion die 15.
> Harmonische isolieren und als Injection-Lock Signal verwenden. Aber so
> schlecht ist er ja auch im Originalzustand nicht. Der Mischerumbau ist
> da zielführender.

Eben. Ich würde keine Baustellen aufmachen, welche wenn überhaupt nur 
maginale Verbesserungen bringen. Dann kann man auch gleich einen neuen 
Spektrumanalyzer bauen. Stabil genug ist er ja eigentlich auch, denn 
sonst würden  100HZ oder weniger ZF Bandbreite keinen Sinn machen.

Ralph Berres

Ich muss noch eine Info zu meinem 
Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" loswerden:

Die PM des Trägers findet in absolut jeder Sekunde statt, egal, ob 
eine Trägerabsenkung vorliegt oder nicht.
Das bedeutet also, dass auch in der allerletzten Sekunde vor dem 
Min.-Wechsel PM vorliegt wie in allen anderen Sekunden auch. Das hat mir 
der Arbeitsgruppenleiter der PTB heute bestätigt.

Daraus folgt, dass nur die zweiten 100 ms langen Zeitfenster (0,1 bis 
0,2 Sekunden nach Tr.-Absenkung) frei von PM sind und der Träger 100% 
beträgt. Ausnahme ist die letzte Sekunde: Dort ergeben sich dann 0,2 s 
ohne PM, da ja keine logische 0 in AM übertragen wird.

Das zur Richtigstellung, denn ich war lt. Definition der PTB zu einem 
anderen Schluss gekommen. :-(
__

Noch ein Zitat von J. Jirmann aus seinem Artikel in der cq-DL 10/2000:
..."Die Ausnutzung dieser Genauigkeiten gelingt nur, wenn man die 
AM-Zeitmodulation und den schnellen Phasencode vollständig aus dem 
DCF-Signal entfernt und auch die unvermeidlichen Umwandlungen von 
Amplituden- in Phasenmodulation so gering wie möglich hält. Gerade die 
einfachen Schaltungen besitzen hier erhebliche Defizite: Die 
Regelspannung und damit die Frequenz des Quarzoszillators "wackelt" bei 
jedem Sekundenimpuls. ....
.... Das phasensprungfreie Entfernen der Zeitmodulation ist der 
Knackpunkt in allen DCF-Empfängern. Meist wird dies durch 
Begrenzerstufen versucht, aber bei den meisten einfachen DCF-Normalen 
sieht man die Sekundenimpulse noch auf der Regelspannung des 
Quarzoszillators." ...

Falls jemand von euch in der Folgezeit (nach Okt. 2000) weitere Beiträge 
zum Thema von J. Jirmann kennt oder besitzt, wäre ich daran sehr 
interessiert. :-)

Michael

Und wenn mal ne Schaltsekunde kommt? Und es gibt noch glaub alle 20min 
die Kennungssendung...

Die Ankündigung und das Einfügen ist in der PTB-Mitteilung 4/2004 
beschrieben.
M.W wird die Kennung nicht mehr gesendet (Irrtum vorbehalten). Steht im 
selben PDF.

Michael

Gerhard O. schrieb:
> Ich verwende hier schon seit über 30 Jahren eine professionelle
> Spectracom Anlage auf 8164 und 8161 bezogen. Beide verwenden eine aktive
> Ferritantenne auf 60kHz für WWVB.
......
>
> WWVB ist von mir über 1500km entfernt. Trotzdem ist der Empfang 100%
> stabil und stark.

Gibt das bei dir keine Phasenfehler durch Überlagerung mit dem MSF60 in 
England, der ja exakt die gleiche Frequenz benutzt?

Ich könnte mir schon vorstellen, dass sich dessen 
Ausbreitungsbedingungen gewaltig ändern, wenn über dem Nordpol das 
Polarlicht flackert.

Hp M. schrieb:
> Gerhard O. schrieb:
>> Ich verwende hier schon seit über 30 Jahren eine professionelle
>> Spectracom Anlage auf 8164 und 8161 bezogen. Beide verwenden eine aktive
>> Ferritantenne auf 60kHz für WWVB.
> ......
>>
>> WWVB ist von mir über 1500km entfernt. Trotzdem ist der Empfang 100%
>> stabil und stark.
Moin,
>
> Gibt das bei dir keine Phasenfehler durch Überlagerung mit dem MSF60 in
> England, der ja exakt die gleiche Frequenz benutzt?
Wegen der großen Entfernung zwischen MSF60 und uns und wegen der relativ 
hohen Sendeleistung von WWVB habe ich noch nie irgendwelche Störungen 
bemerkt. Aber das will wenig heißen, weil ich normalerweise nur auf das 
LOCK-LED schaue. Wenn es grün ist, dann funktioniert es;-)
>
> Ich könnte mir schon vorstellen, dass sich dessen
> Ausbreitungsbedingungen gewaltig ändern, wenn über dem Nordpol das
> Polarlicht flackert.
Da kann ich nichts darüber bemerken weil ich meine Anlage nur dann 
einschalte wenn ich sie brauche. Ich kann mir vorstellen, dass es großen 
Wirbel gibt. In der Morgendämmerung und Nachtübergang sind große Phasen- 
und Feldstärkeunstetigkeiten zu beobachten. Wenn man das mit dem 
Streifenschreiber aufzeichnet ist das Phänomen gut dargestellt.

Es besteht für mich keine wirkliche Notwendigkeit sie durchlaufen zu 
lassen und ist auch uncool wegen unnötigen Stromverbrauch. Ich verwende 
sie nur für kurzfristige Sachen und Überwachung des LPRO (Der sowieso 
kaum irgendeiner Nachstellung bedarf). Als Frequenzzähler Zeitbasis ist 
die direkte 10MHz Anbindung an 60kHz ausreichend um normale Messungen zu 
machen. Die stört der Phasenjitter relativ wenig.

Ich habe eigentlich, was Justierung betrifft, nur Interesse an 
Langzeitvergleiche der Frequenz um genaue Frequenzstandards zu 
justieren. Um eine Auflösung im 10E-11 Bereich zu erreichen muss man 
über viele Stunden arbeiten. Die direkte Phasenanbindung lokaler 10MHz 
Frequenzstandards scheitert wegen dem multiplizierten Phasenjitter, der 
auf 10MHz bezogen, rund 177 mal stärker ausgeprägt ist. Deshalb 
verwendet auch der 8164 eine digital FLL (Frequenz Lock Loop ) mit einer 
Integrationszeit von typisch 16 Minuten. Aber erst nach einigen Stunden 
ist der lokale Standard ordnungsgemäß eingeregelt. Wenn es nur auf die 
Frequenzgenauigkeit ankommt ist phasenstarre Anbindung an WWVB oder 
DCF77 nicht wirklich notwendig.


Gruß,
Gerhard

Frank H. schrieb:
> Dein Plott zeigt schön, warum die analogen PLLs mit ihren kurzen
> Zeitkonstanten nicht wesentlich stabiler sein können.

Frank H. schrieb:
> Laie schrieb:
>> sondern alterniert die meiste Zeit (grob etwa alle 1 bis 4
>> Sekunden) zwischen zwei Phasenwerten
>
> Auch das spricht dafür, daß eine analoge PLL in einem Frequenznormal mit
> 10 s Zeitkonstante noch eine sehr knappe Zeitkonstante hat.

Mit einer analogen PLL ist eine ausreichend große Zeitkonstante 
eigentlich nicht realisierbar.

Denn sie sollte mindestens 1000 Sekunden betragen um eine Stabilität von 
10exp-9 zu erreichen. Das wird man nur mit einer digitalen Lösung 
erreichen können.

Wenn man gar einen Rubidiumfrequenznormal mit dem DCF77 Signal 
disziplinieren will, dann sind Zeitkonstanten im 24-Stundenbereich und 
länger erforderlich.

Bei diesen langenZeitkonstanten wird die Phasenmodulation einfach 
wegintegriert, und spielen keine Rolle mehr.

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> ...wird die Phasenmodulation einfach wegintegriert, und spielen keine Rolle 
mehr.

Ralph,

was schätzt du, um wieviel würde sich die nötige Zeitkonstante 
verkürzen, wenn es die Phasenmodulation im DCF nicht gäbe?

Zu deiner Schaltung: Ist sie genauso Typen-bestückt wie angegeben, also 
tatsächlich ein 78L05 als Ref verbaut? Damals gab es doch sicher schon 
Schöneres... ;-)

Michael

Michael M. schrieb:
> as schätzt du, um wieviel würde sich die nötige Zeitkonstante
> verkürzen, wenn es die Phasenmodulation im DCF nicht gäbe?

Keine Ahnung. Wie ich das Gerät gebaut habe, gab es die Phasenmodulation 
noch nicht.

Michael M. schrieb:
> also
> tatsächlich ein 78L05 als Ref verbaut? Damals gab es doch sicher schon
> Schöneres... ;-)

Ich weis. Aber damals war die Auswahl noch nicht so groß

Heute würde ich eine echte Referenz nehmen.

Ralph Berres

Ralph B. schrieb:
> Wie ich das Gerät gebaut habe, gab es die Phasenmodulation
> noch nicht.

Bist du da ganz sicher? Ich habe etwas von "ab 1983" gelesen... 
(PTB-Mitt. in 2004)

Michael

Michael M. schrieb:
> Bist du da ganz sicher? Ich habe etwas von "ab 1983" gelesen...
> (PTB-Mitt. in 2004)

Zumindest war es mir nicht aufgefallen.

Allerdings hatte ich damals noch keinen Spektrumanalyzer

Ralph Berres

Laie schrieb:
> Wenn synchron zum Sekundenbeginn über eine Sekunde gemessen wird (wie
> bei meiner Messung), dann hat die Phasenmodulation überhaupt keine
> Auswirkung auf die mittlere Phase.

Synchron zum S.-Beginn dürfte m.E. extrem schwierig zu erreichen sein.
Wo genau beginnt/endet deine Messung?
a)Während der ersten ms?
b)Bei unter 100 ms nach S.-Beginn?
c)Zwischen 100 und 200 ms?

Wenn die Zeit mit PM komplett im Messfenster liegt, darf sich die PM 
natürlich nicht auswirken.

> ...dann beträgt der Fehler bei ungünstigster Verschiebung 20.4 ns...
Rechne mal bitte die dazugehörige sprungartige f-Abweichung aus. ;-)

> Die Phasenmodulation ist also demnach praktisch grundsätzlich
> bedeutungslos.
Je nach gewähltem Messfenster bzw. -Verfahren eben nicht (meine 
Meinung). Was an Unsicherheit garnicht erst vorhanden ist, braucht 
auch niemals ausgemittelt oder wegintegriert werden.

Michael

EDIT:
> ....vom freilaufendem lokalen Oszillator.....
Welcher Art? XO, TCXO oder OCXO?

Vor der BPSK Umstellung in 2013 war WWVB schon seit Jahrzehnten 
stündlich 15m lang mit 15 Grad Phasenverschiebungsablage ausgestattet um 
für die damals fast auschließlich verwendeten Streifenschreiber 
Phasenvergleichsmethoden automatisch eine Zeitmarke mitgeliefert zu 
bekommen. Seit der Umstellung auf BPSK gibt es sie nicht mehr.

Die stündlichen 100n Ablagen bei DCF77 sollten eigentlich nicht sehr 
störend sein, oder sehe ich es falsch?

Laie schrieb:
> Um das 100 ms
> Sendesignal beim AM-Datenbit nicht zu verschenken messe ist über 900 ms
> und um nicht "hart" bei vollem Sendesignal "einzusteigen" erweitere ich
> das Intervall auf beiden Seiten um 20 ms.
Also Start bei < 100 ms nach S.-Beginn und Ende kurz nach dem S.-Beginn. 
Richtig verstanden?
Du willst ja das AM-0-Bit noch mitnehmen. Also hast du dort (oder bei 
exakt 200 ms) auch den Sprung in der Trägeramplitude auf 15 -> 100%.
Geregelter Empfänger oder mit einem "harten" Begrenzer?

Am Ende der PM (7 ms vor Ende der Sekunde) erweiterst du deine Messzeit 
um 20 ms? Dann bist du ganz locker schon in der nächsten Sekunde (und 
nächsten Trägerabsenkung). :-/
Darüber würde ich mir Gedanken machen...

> (Eigentlich grenzt das schon an Homöopathie.)
Das muss man auch, wenn man exakte Ergebnisse erwartet. :-)
___________

Wie sieht dein Phasenvergleicher aus? XOR oder etwas aufwändigeres 
(Synchron-Demod.)? Bei welcher Frequenz wird dein Vergleich gemacht?

Michael

Laie schrieb:
> Alternieren kann man damit zwar nicht erklären, dass Wandern aber schon.
> Das für eine Atomuhr eigentlich nicht zu erklärende viel zu häufige
> Auftreten einer Phasenschiebung "habe ich mir so zurechtgelegt", dass
> Änderungen (z.B. Bodenfeuchte?) in der nahen Umgebung der Antennenanlage
> einen Einfluss auf die Phase haben könnten und ein häufiges Schieben
> nötig machen. Wunschdenken? :-\

Schick doch deine interessante Messung mal der PTB, vllt antworten die 
ja...
Arbeitsgruppenleiter
Dr. Andreas Bauch
Telefon: (0531) 592-4420
E-Mail:
andreas.bauch(at)ptb.de

Gruß, Frank

Ich kann nur von eigenen Erfahrungen mit WWVB über 1500km Entfernung 
sprechen.

Mit dem LPRO als Phasenreferenz auf 10MHz bezogen sehe ich am Oszi vom 
angebundenen Spectracom 8161 10MHz PLL Ausgang ein andauerndes 
Jitterverhalten von einigen 10Mhz Perioden (+/- 200-500ns) mit einer 
Aktivität im <10Hz Bereich. Da die 10MHz ein 177faches der 60kHz ist, 
sind die andauernden Phasenschwankungen auf 60kHz bezogen, im 1.69E-9 
Bereich oder ca. 1.7ns. Man sieht es eigentlich nur wenn die 
Trägerfrequenz vervielfacht wird. Inwieweit der Jitter vom Spectracom 
PLL Filterverhalten beeinflußt wird, habe ich nicht näher untersucht.

Es hat sich in der Praxis herausgestellt, daß dieser Jitter beim 
Frequenzzähler eine gewisse milde (viele Sekunden) Unstetigkeit in der 
Zähleranzeige im +/- 1Hz Bereich verursacht. Wenn man den LPRO auf den 
Zähler Eingang gibt und den Spectracom als externe Zeitbasis am Zähler 
verwendet, gibt es ab und zu solche +/- 1Hz Unstetigkeiten die bei 
reinen Betrieb überhaupt nicht vorkommen.

Hoffe es hilft einen praktischen Eindruck von der LW Praxis zu erhalten.

Laie schrieb:
> Ich möchte das nicht unnötig groß (bzw. mich zum Volldeppen) machen.

Wir sind hier im Thread jetzt bei 184 Antworten. In Antwort 19 habe ich 
meine Eingangsfrage für gelöst erklärt. Seitdem sind hier nur noch die 
Vollprofis dabei. Die Volldeppen sind woanders unterwegs. :-)

Gruß, Frank

Frank H. schrieb:
> Schick doch deine interessante Messung mal der PTB....
Dem kann ich nur zustimmen; Hr. Dr. Bauch ist wirklich hilfsbereit 
(macht sich auch schlau, falls er es nicht selbst weiß). :-)

> Seitdem sind hier nur noch die Vollprofis dabei....
Danke für das Kompliment Frank, jedoch bezeichne ich mich nur als 
interessierter Laie, der sich von Ast zu Ast mühsam hinaufhangelt. Zum 
(Voll-)Profi in Sachen DCF reicht's noch lange nicht. ;-)

@ Laie (leider ohne Namen):
Es wäre nett, wenn du die Fragen im Beitrag 
Beitrag "Re: DCF77 Frequenznormal" doch noch 
beantworten könntest.
Für diesen Phasensprung (egal, ob regelmäßig oder nicht) hätte ich auch 
gerne eine plausible Erklärung (wenn es sie geben sollte). Immerhin 
entspricht der Sprung um 100 ns in der Phase einer plötzlichen 
f-Änderung von knapp 600 Hz. Was die Phasenvergleichsstufe davon hält, 
kann man sich lebhaft ausmalen....
Das Steuersignal aus Braunschweig ist ja wohl sicher nicht davon 
betroffen, denke/hoffe ich.

Michael

Laie schrieb:
> Beim durchstöbern der WWVB-Infos bin ich in in "Special Topic 50
> years
> of time dissemination with DCF77" auf einen Hinweis gestoßen. In der
> deutschen Variante "PTB-Mitteilungen_2009_Heft_3" heißt es dann:
>
> "Demgegenüber langsam
> sind die durch Temperaturschwankungen und
> geringfügige Verstimmungen der Antennenan-
> passung hervorgerufenen Phasenzeitschwan-
> kungen des abgestrahlten Trägers und der
> phasenkohärent aufmodulierten Zeitsignale
> am Sendeort. Diese können bis zu etwa ± 0.1 µs
> betragen, bezogen auf die Atomuhr-Ausgangs-
> signale, von denen sie abgeleitet werden."

Also, bei mir konnte ich nie mehr wie 2ns +/- Abweichungen gegenüber dem 
LPRO während stabiler Tagesausbreitung feststellen. Während der Nacht 
ist es schlechter und noch variabler während der Morgendämmerung oder 
Abenddämmerung.

Der LPRO hält seine Phase normalerweise tagelang innerhalb einer 10Mhz 
Periode solange die C-Feld Einstellung sorgfältig mit Hilfe von WWVB 
einjustiert wurde.

Wenn ich mal Zeit habe, werde ich vll. Versuchen diese Szenario 
aufzuzeichnen.
>
> Klarheit bringt mir das irgendwie nicht. Zumindest gibt es eindeutig
> eine nennenswerte Phasenzeitschwankung die sich durchaus im
> Stundenbereich bewegen kann. Ein häufiges Schieben ist keine unsinnige
> Vorstellung. Zwecks Klarheit könnte man (Freiwillige?) vielleicht doch
> mal bei der PTB nachfragen. Die müssen ja nicht erfahren, dass es um
> nichts wichtiges (der Wirtschaft!) geht.