ich habe aktuell beruflich ein Projekt wo ich mich in HF einarbeiten muss.
Es geht um einen Transmitter-Chip von Silicon Labs (EZR32HG220) welcher in Version1 bei 430MHz und in einer zweiten Version bei 860MHz ein CW Signal ausgeben soll (kein RX). Silicon Labs stellt eine ApplicationNote (AN648) zur verfügung, wo ein Class-E PA Empfohlen wird. Habe mich jetzt soweit in Class-E PA eingelesen, sodass ich denn Sinn dahinter verstehe. Da der MOSFET im Transmitter eine Shunt Kapazität hat und auch Induktivitäten durch Boundingdrähte entstehen habe ich am Ausgang des Chips eine andere Impedanz (Im Beispiel 24,87Ω+j28,66Ω bei 470MHz) als ich für die Antenne benötige (50Ω+j0).
Deshalb muss ich durch ein L-Match über das konjungiert komplexe (24,87Ω-j28,66Ω) der Ausgangsimpedanz meine Impedanz anpassen.
Ich habe das Netzwerk in RfSIM nachgebaut (siehe Bilder) und sehe, das sich im Smith Diagramm bei S11 und 470MHz die Impedanz des Chips einstellt. Was für mich auch Logisch erscheint, da Zges die Chip Impedanz ergibt.
Jetzt zu meinen eigentlichen Denkproblem. Ich habe nun vor, auf der erzeugten Leiterplatte für das System einen Feinabgleich über einen VNA zu realisieren. Dazu möchte ich statt dem EZR32 zu bestücken einen UFL-Connector am Transmitter Ausgang löten, sodass sich am VNA Port1 der Eingang des Netzwerke befindet und am Port2 die UFL für den Antennenausgang. Da mir aber die Impedanz vom Transmitter fehlt kann ich ja nicht auf 50Ω abgleichen sodass die S-Parameter mir noch nicht richtig angezeigt werden. Ist das korrekt? Wie kann ich so einen Abgleich jetzt richtig durchführen? Würde es helfen die Transmitter Impedanz nachzubauen und an den Eingang zu hängen sodass ich auf 50Ω abgleichen kann? Oder justiert man das Netzwerk nicht nach und nutzt nur die errechneten Werte und schaut sich das Trägersignal und die Hamonischen nur über den Spectrumanalyser an?
Silicon Labs stellt eine ApplicationNote
(AN648) zur verfügung, wo ein Class-E PA Empfohlen wird.
Na ja, das ist etwas missverständlich ausgedrückt. Der EZR32 TX-Ausgang ist ein Open Drain, der so ausgelegt ist, dass er Klasse-E-Betrieb verträgt.
Da der MOSFET im Transmitter eine Shunt Kapazität hat und auch
Induktivitäten durch Boundingdrähte entstehen habe ich am Ausgang des
Chips eine andere Impedanz (Im Beispiel 24,87Ω+j28,66Ω bei 470MHz) als
ich für die Antenne benötige (50Ω+j0).
Für Klasse-E-Betrieb hat man es ja nicht nur mit dem nackten TX-Ausgang zu tun. Dieser braucht eine Drossel in Reihe mit einem Widerstand nach VDD, wobei letzterer die gewünschte Trägerleistung einstellt, und ferner den für einen Klasse-E-Verstärker zentralen Resonanzkreis. Dieses Netzwerk will nun (in dem Beispiel aus der Appnote AN648) eine Impedanz von (24,87 + j28,66)Ω bei der Betriebsfrequenz sehen.
Deshalb muss ich durch ein L-Match über das konjungiert komplexe
(24,87Ω-j28,66Ω) der Ausgangsimpedanz meine Impedanz anpassen.
Nein. Du musst die Impedanz Deiner Last (50 Ω) auf die Impedanz transformieren, die der TX-Ausgang plus Resonanzkreis sehen wollen, also die (24,87 + j28,66)Ω in dem Beispiel aus der Appnote. Man beachte das Plus -- keine Konjugation.
Ich habe nun vor, auf der
erzeugten Leiterplatte für das System einen Feinabgleich über einen VNA
zu realisieren. Dazu möchte ich statt dem EZR32 zu bestücken einen
UFL-Connector am Transmitter Ausgang löten, sodass sich am VNA Port1 der
Eingang des Netzwerke befindet und am Port2 die UFL für den
Antennenausgang.
Kann man machen, wenn man das Anpassnetzwerk vermessen will. Ich glaube aber nicht, dass es nötig ist, hier groß zu optimieren oder gar jedes Exemplar einzeln abzugleichen. Außerdem hast Du ja auch noch den Resonanzkreis. Hast Du vor, den auch zu vermessen? Da könnte man ja mit der Resonanzfrequenz auch daneben liegen.
Da mir aber die Impedanz vom Transmitter fehlt kann ich
ja nicht auf 50Ω abgleichen sodass die S-Parameter mir noch nicht
richtig angezeigt werden. Ist das korrekt?
Verstehe ich nicht. Wenn das Anpassnetzwerk mit seinen zwei Ports an den VNA geklemmt ist, kann man doch seine S-Parameter messen? Außerdem: Was Du erreichen willst, ist ja, dass der TX-Ausgang plus Resonanzkreis die (24,87 + j28,66)Ω sehen. Wenn die S-Parameter auf 50 Ω bezogen sind, und das ebenfalls die gewünschte Last- bzw. Antennenimpedanz sind, braucht man nur das gemessene S11 auf die komplexe Impedanz umrechnen und kann sehen, ob sich bei der Betriebsfrequenz diese Impedanz ergibt. Annahme: die Last/Antenne ist der Port 2 des Anpassnetzwerks, und der Eingang (Richtung TX-Ausgang plus Resonanzkreis) ist der Port 1.
Oder justiert man das Netzwerk nicht nach und nutzt nur
die errechneten Werte und schaut sich das Trägersignal und die
Hamonischen nur über den Spectrumanalyser an?
Ich würde zuerst letzteres versuchen. À propos Harmonische: Es könnte sein, dass Du je nach Anwendung noch einen Tiefpass benötigst. Den könnte man auch so gestalten, dass er die Impedanz passend transformiert.
Da der MOSFET im Transmitter eine Shunt Kapazität hat und auch
Induktivitäten durch Boundingdrähte entstehen habe ich am Ausgang des
Chips eine andere Impedanz (Im Beispiel 24,87Ω+j28,66Ω bei 470MHz) als
ich für die Antenne benötige (50Ω+j0).
Das ist nicht die Ausgangsimpedanz des Chips bzw. des Senders sondern die Impedanz die am Ausgang des Serienkreises L0/C0 verlangt wird. Die L-Anpassschaltung Lm/Cm transformiert von der 50 Ohm Last rückwärts auf Z = 24,87Ω+j28,66Ω. Der Serienkreis L0/C0 reicht diese Impedanz unverändert an den Ausgang des Senders weiter.
Ich habe das Netzwerk in RfSIM nachgebaut (siehe Bilder) und sehe, das
sich im Smith Diagramm bei S11 und 470MHz die Impedanz des Chips
einstellt. Was für mich auch Logisch erscheint, da Zges die Chip
Impedanz ergibt.
Die Ausgangsimpedanz des Senders ist unbestimmt. Es handelt sich ja, idealisiert dargestellt, nur um einen Schalter und eine Kapazität parallel dazu. Das Anpassnetzwerk stellt, wie schon gesagt, nur die richtige Last (24,87Ω+j28,66Ω @ 470MHz) für den Sender bereit.
Dazu möchte ich statt dem EZR32 zu bestücken einen
UFL-Connector am Transmitter Ausgang löten, sodass sich am VNA Port1 der
Eingang des Netzwerke befindet und am Port2 die UFL für den
Antennenausgang.
Kannst du machen wenn du magst, dann gleich inklusive dem zusätzlichen Tiefpassfilter. Es reicht schon wenn du den Ausgang (Antenne) mit 50 Ohm abschließt und S11 bestimmst, um zu überprüfen ob der Sender die geforderte Impedanz sieht.
Für Klasse-E-Betrieb hat man es ja nicht nur mit dem nackten TX-Ausgang
zu tun. Dieser braucht eine Drossel in Reihe mit einem Widerstand nach
VDD, wobei letzterer die gewünschte Trägerleistung einstellt, und ferner
den für einen Klasse-E-Verstärker zentralen Resonanzkreis.
Das ist mir bewusst, ich wollte den Rahmen im Beitrag nicht sprengen da es mir hauptsächlich um den Abgleich geht.
Habe aber auch gelesen das man den Choke für höhere Leistung nicht ändern soll und lieber die Kapazität (Cshunt) am Transmitter Ausgang erhöht.
Ein konjugiert komplexer Wert ist in diesem Fall nicht notwendig.
Das verstehe ich jetzt nicht ganz. In der ApplicationNote AN1275 vom Silicon Labs ist im Punkt 2.3 Impedance Matching das so erklärt, dass das L-Match das konjugiert komplexe der Source Impedanz sein muss. Was verstehe ich falsch?
Kannst du machen wenn du magst, dann gleich inklusive dem zusätzlichen
Tiefpassfilter
Wollte den tschebyscheff tiefpass erstmal noch nicht bestücken, da ich das ganze erstmal bis zum L-match richtig verstehen möchte.
Habe heute eine Bestückung für die Frequenz von F0=868MHz nach der Schaltung im Anhang (Schaltung.jpg) gemacht.
Anstatt des tschebyscheff habe ich 0Ohm Widerstände bestückt.
Laut Datenblatt benötige ich eine Ausgangsimpedanz bei 868MHz von Zsource= 13,53Ohm+j15,59Ohm.
Bestückt habe ich folgende Bauteile:
Lchoke= 220nH
C0= 3,3pF
L0= 10,19nF
LM= 6,932nH
L0+LM= 17,12nH
CM= 6,0pF
Mit RfSIM Simuliert ergab sich bei S11 im Smith Diagramm die Impedanz des Netzwerkes (13,53Ohm+j15,59Ohm).
Wie Anfang erwähnt habe ich eine Leiterplatte welche am TX_PIN einen UFL Anschluss besitzt (EFR32 nicht bestückt).
Im Anhang findet ihr die S-Parameter Messung. Dort befindet sich die S11 Messung mit 38,303Ohm+j47,833Ohm aber noch nicht an meiner Zielimpedanz.
Gehe ich jetzt richtig in die Vermutung, das ich jetzt L0 und CM so beeinflussen muss, bis ich die Impedanz von 13,53Ohm+j15,59Ohm erreicht habe?
Das verstehe ich jetzt nicht ganz. In der ApplicationNote AN1275 vom
Silicon Labs ist im Punkt 2.3 Impedance Matching das so erklärt, dass
das L-Match das konjugiert komplexe der Source Impedanz sein muss.
Das ist richtig, wenn Leistungsanpassung gefordert wird. Siehe dazu S.12 der AN648.
Im Anhang findet ihr die S-Parameter Messung. Dort befindet sich die S11
Messung mit 38,303Ohm+j47,833Ohm aber noch nicht an meiner Zielimpedanz.
Das ist doch relativ weit weg von der Sollimpedanz. VNA kalibriert? Referenzebene befindet sich am Eingang der Anpassschaltung?
Konzentriere dich ausschließlich auf das eigentliche Netzwerk bestehend aus C0/L0+Lm/Cm. Das Netzwerk schließt du unmittelbar mit einem 50 Ohm Widerstand ab. Die Daten (Güte, Eigenresonanz) der 17nH Induktivität aus dem Datenblatt ermitteln und die Auswirkungen auf das Netzwerk und dessen Eingangsimpedanz in RFSim untersuchen. Wenn das Datenblatt fehlt, lassen sich die S-Parameter der Induktivität messen und als 2-Port in RFSim einfügen. Über Änderungen an C0/Cm die Eingangsimpedanz auf den korrekten Wert trimmen. Die so ermittelten Werte übernehmen und neu messen.
Ein Bsp. dazu, anhand einer drahtgewickelten Induktivität der Größe 1005 (0402), ist angehängt. Im zweiten Bsp. übernimmt eine gedruckte 120 Ohm Leitung die Aufgabe der Induktivität L0+Lm.
Der Serienkreis L0/C0 reicht diese Impedanz
unverändert an den Ausgang des Senders weiter.
Kann ich das dadurch begründen das der Reihenschwingkreis die Impedanz
nicht beeinflusst da dieser bei meiner Trägerfrequenz in Resonanz ist?
Na ja, das ist nicht ganz die richtige Sichtweise dieser Schaltung. Der Transistor hinter dem TX-Ausgang arbeitet nicht im linearen Bereich, sondern lässt sich in erster Näherung als idealer Schalter modellieren. Ebenso "nichtlinear" (sprich: nicht-harmonisch) sind daher die Spannungen und Ströme im Transistor und in der Parallekapazität. Im Frequenzbereich reicht es also nicht, die Schaltung nur bei der Trägerfrequenz zu betrachten.
Anschaulich gesprochen hat der Reihenschwingkreis die Aufgabe, dafür zu sorgen, dass Harmonische der Trägerfrequenz keine Leistung in der Last umsetzen. Daher kann diese Topologie theoretisch (ideale Bauteile vorausgesetzt) einen Wirkungsgrad von 100% erzielen.
Die (etwas verwickelte) Analyse und Dimensionierung eines Klasse-E-Verstärkers erfordert es, dass er mit einer bestimmten Impedanz belastet wird, um so wie berechnet zu funktionieren. Ziel des Anpassnetzwerks ist, diese Verhältnisse herzustellen, trotz der reellen 50Ω, die die externe Last darstellen.
Anstatt des tschebyscheff habe ich 0Ohm Widerstände bestückt
ist das womöglich nicht der Fall. Wenn die Kalibrierebene in Deinen U.FL-Buchsen liegt, solltest Du eine Port Extension (bei R&S im Menü Channel -> Offset -> Electrical Length) einstellen. Man kann einfach an der Stelle, an der man die Bezugsebene der Messung haben will, einen Kurzschluss einlöten, und dann die elektrische Länge so einstellen, bis das S11 bzw. S22 einen idealen Kurzschluss anzeigt. Dann den Kurzschluss wieder entfernen und messen.
Das ist doch relativ weit weg von der Sollimpedanz. VNA kalibriert?
Ja am VNA habe ich beide Ports kalibriert.
Am VNA habe ich über Adapter 10cm UF.L-Kabel angebracht und am Endpunkt (short, open, load, Thru) kalibriert.
Anschaulich gesprochen hat der Reihenschwingkreis die Aufgabe, dafür zu
sorgen, dass Harmonische der Trägerfrequenz keine Leistung in der Last
umsetzen. Daher kann diese Topologie theoretisch (ideale Bauteile
vorausgesetzt) einen Wirkungsgrad von 100% erzielen.
Wenn die Kalibrierebene in Deinen
U.FL-Buchsen liegt, solltest Du eine Port Extension (bei R&S im Menü
Channel -> Offset -> Electrical Length) einstellen. Man kann einfach an
der Stelle, an der man die Bezugsebene der Messung haben will, einen
Kurzschluss einlöten, und dann die elektrische Länge so einstellen, bis
das S11 bzw. S22 einen idealen Kurzschluss anzeigt. Dann den Kurzschluss
wieder entfernen und messen.
Die Methode kenne ich noch nicht, werde ich bei meinen Messungen mit beachten.
Werde die Woche nochmal Messen und von meinen Erfolgen berichten!
Habe zuerst die Schaltung direkt mit einen 50Ohm Widerstand abgeschlossen und den Eingang (beginnend am Reihenschwingkreis) direkt mit einer Kurzschlussbrücke über die Kabellänge auf Kurzschluss kalibriert. Jetzt habe ich über die S11 Messung soweit meine Komponenten angepasst, bis ich meine Wunschimpedanz von 13,53Ohm+j15,59Ohm bei 868MHz so nah wie möglich erreicht habe.
Und ich finde das ich da gut hingekommen bin (siehe Grafik Match_868MHz.jpg). Im Anhang findet ihr auch ein Bild (BeschaltungLP.jpg) welche Werte sich ergeben haben.
Sehr optimistisch habe ich diese Beschaltung auf meiner Leiterplatte mit dem Transmitterchip übernommen und das Spectrum angeschaut. Leider erreichte ich nur eine Sendeleistung von 16dBm, was mir zu wenig ist.
Aus Verzweiflung habe ich nun die Bestückungsvariante bei 868MHz aus der Application Note AN648 probiert (siehe SchaltungBeispiel.jpg). Diese Schaltung brachte mir eine Sendeleistung von 18dBm. Wenn ich mir die Impedanz am Eingang in der Simulation bei 868MHz mit der Beispielbeschaltung anschaue, stellt sich dort eine Impedanz von 28,73Ohm+j6,27Ohm ein (smithBeispiel.jpg).
Ist nun die Nährungsformel für die Impedanz von SiliconLabs nicht gut oder ist die Art wie ich meinen Abgleich realisieren möchte einfach zu fehleranfällig?
Klar könnte ich jetzt auch über das Spectrum so lange die Teile tauschen bis ich meine Ausgangsleistung von ca. 20dBm bei niedriger Stromaufnahme erreicht habe, aber ich finde die Justierung über smith echt angenehmer da man dort mit ein wenig Übung genau erkennen kann was man zu ändern hat.
Jetzt habe ich über die S11 Messung soweit meine Komponenten
angepasst, bis ich meine Wunschimpedanz von 13,53Ohm+j15,59Ohm bei
868MHz so nah wie möglich erreicht habe.
Und ich finde das ich da gut hingekommen bin (siehe Grafik
Match_868MHz.jpg). Im Anhang findet ihr auch ein Bild
(BeschaltungLP.jpg) welche Werte sich ergeben haben.
Wenn für die Induktivität eine Güte Q=33@250MHz (Q-Mode 2) und eine Eigenresonanz SRF=2GHz angenommen wird, liegt man auch in der Simulation mit der Eingangsimpedanz (Ze=13,8+j15,2) in der Nähe des theoretischen Wertes.
Leider
erreichte ich nur eine Sendeleistung von 16dBm, was mir zu wenig ist.
Wie hoch ist dabei der Wirkungsgrad der Endstufe? Mit 22 Ohm in Reihe zur Drosssel geht ein ziemlicher Batzen von der Betriebsspannung (3,3V) verloren, was sich in der erzielbaren Ausgangsleistung wiederspiegelt.
Aus Verzweiflung habe ich nun die Bestückungsvariante bei 868MHz aus der
Application Note AN648 probiert (siehe SchaltungBeispiel.jpg). Diese
Schaltung brachte mir eine Sendeleistung von 18dBm. Wenn ich mir die
Impedanz am Eingang in der Simulation bei 868MHz mit der
Beispielbeschaltung anschaue, stellt sich dort eine Impedanz von
28,73Ohm+j6,27Ohm ein (smithBeispiel.jpg).
In der App-Note werden nur die Werte der einzelnen Bauteile angegeben, auf den realen Eigenschaften der Bauteile wird nicht näher eingegangen. Welche Eingangimpedanz sich wirklich einstellt lässt sich daher schwer sagen.
Die 18dBm sind schon mal eine Verbesserung. Wurde dieser Wert am Ausgang des Anpassnetzwerkes oder des TP-Filters gemessen? Alleine schon der Widerstand in Reihe mit der Drossel ist mit nun 12 Ohm deutlich kleiner als zuvor, wodurch für die Endstufe eine höhere Betriebsspannung zur Verfügung steht.
Wie hoch ist dabei der Wirkungsgrad der Endstufe? Mit 22 Ohm in Reihe
zur Drosssel geht ein ziemlicher Batzen von der Betriebsspannung (3,3V)
verloren, was sich in der erzielbaren Ausgangsleistung wiederspiegelt.
Sorry das war mein Fehler. Ich habe in der Simulation ein wenig mit den Werten rumgespielt und dabei vergessen den Reihenwiderstand zu entfernen. In der echten Schaltung ist dort kein Reihenwiderstand, nur ein 100n Blockkondensator.
Ist nun die Nährungsformel für die Impedanz von SiliconLabs nicht gut
Soweit ich das sehe, ist das die bekannte Lehrbuchtheorie, die den Transistor als idealen Schalter modelliert, die Drain-Source-Kapazität als spannungsunabhängig annimmt, und die Drossel (lässt nur DC durch) und den Schwingkreis als ideal annimmt. Die Optimalitätbedingung, die man dabei für die Auslegung investiert, ist, dass die Drainspannung und ihre erste Zeitableitung im Schaltzeitpunkt Null sind.
Leider
erreichte ich nur eine Sendeleistung von 16dBm, was mir zu wenig ist.
Wie schon angemerkt wurde, haben die realen Bauteile Verluste, die sich hier niederschlagen könnten. Wie realistisch oder einfach erreichbar die 20 dBm sind, weiß ich leider nicht, da ich den Chip bisher nicht in den Fingern hatte.
Außerdem: Wenn ich das Datenblatt richtig interpretiere, gibt es vom EZR32HG220 mehrere Varianten, die sich in der erreichbaren Sendeleistung unterscheiden. Aus dem Datenblatt:
"+13 dBm for EZR32HG220FXXR55, R60, R67 and R69, +16 dBm for EZR32HG220FXXR61, and +20 dBm for EZR32HG220FXXR63 and R68 variants"
Wahrscheinlich ist die MOSFET-Kaskode am Ausgang bei den Varianten mit kleinerer Sendeleistung einfacher und damit nicht-idealer aufgebaut.
Vielleicht probiere ich erstmal eine andere Frequenz (434MHz brauche ich
noch) um zu schauen ob es sich dort gleich verhält.
Die Frage ist, inwieweit die Datenblattangabe von 20 dBm auf Kante genäht ist.
Du kannst auch versuchen, ob es was bringt, die errechnete Lastimpedanz am realen Objekt zu variieren. Wenn Du einen Stub- oder Screw-Tuner für den Frequenzbereich griffbereit hast (so etwas wie Maury Microwave MST981BN), kannst Du damit eine Art Load-Pull-Messung versuchen: Einen Leistungsmesskopf an das eine Ende vom Tuner, und das andere Ende mit einem Stück Koax-Kabel an der Stelle anschließen, wo jetzt das Anpassnetzwerk sitzt. Dann den Tuner auf maximale Leistungsabgabe einstellen, und anschließend mit dem VNA die Impedanz von Kabel, Tuner und Leistungsmesskopf ausmessen (wichtig ist dann natürlich, dass die Bezugsebene der VNA-Messung auch wirklich am Kabelende liegt, also das Kabelende z.B. per Port Extension oder De-Embedding eliminieren). Dann ein Anpassnetzwerk auf die gemessene Impedanz berechnen.
Du kannst auch versuchen, ob es was bringt, die errechnete Lastimpedanz
am realen Objekt zu variieren. Wenn Du einen Stub- oder Screw-Tuner für
den Frequenzbereich griffbereit hast (so etwas wie Maury Microwave
MST981BN), kannst Du damit eine Art Load-Pull-Messung versuchen: Einen
Leistungsmesskopf an das eine Ende vom Tuner, und das andere Ende mit
einem Stück Koax-Kabel an der Stelle anschließen, wo jetzt das
Anpassnetzwerk sitzt. Dann den Tuner auf maximale Leistungsabgabe
einstellen, und anschließend mit dem VNA die Impedanz von Kabel, Tuner
und Leistungsmesskopf ausmessen (wichtig ist dann natürlich, dass die
Bezugsebene der VNA-Messung auch wirklich am Kabelende liegt, also das
Kabelende z.B. per Port Extension oder De-Embedding eliminieren). Dann
ein Anpassnetzwerk auf die gemessene Impedanz berechnen.
Genau die gleiche Idee hatte ich auch schon nur ist der Slide Screw Tuner mit 7000Euro nicht gerade ein Schnäppchen und zur Zeit auch nicht lieferbar! Der gute Herr von Microwave wollte mir dann die digitale Variante für 45.000Euro schmackhaft machen ;) Weiss jemand ob man ein Slide Screw tuner irgendwo online zum ausleihen bzw. günstiger bekommt?
Weiss jemand ob man ein
Slide Screw tuner irgendwo online zum ausleihen bzw. günstiger bekommt?
Ich versuche schon seit längerem immer mal wieder, für die Bastelwerkstatt irgendwo einen billig abzugreifen. Bisher ohne Erfolg. Für diesen Frequenzbereich tauchen die selten auf dem Gebrauchtmarkt auf. Da sind die Motortuner fast häufiger anzutreffen. Die sind mir aber zu teuer und zu groß, und sie brauchen ein ebenso großes Steuergerät.
Class_E_470MHz.JPG
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Smith_470MHz.JPG
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