Hallo, ich bin gerade dabei einen interleaved Flyback-Converter mit den folgenden Daten zu planen: Eingangsspannung: 24-50 V Nennspannung: 40 V Ausgangsspannung: 360-380 V Maximale Ausgangsleistung: 400-410 W Effizienz: >= 97% Die größte Herausforderung dürfte wohl die Effizienz sein, denn diverse Datenblätter von Controllern für Active-Clamp Flyback-Converter geben eine Effizienz von 93% im Bestfall an. Allerdings gibt es auch akademische Publikationen wo eine Effizienz von über 97% erreicht wurde, somit scheint es also grundsätzlich möglich zu sein. Einen großen Unterschied zwischen den Datenblättern und den Publikationen konnte ich bislang noch nicht finden sodass ich noch nicht verstehe wo die Effizienzsteigerung her kommt. Das aktuelle Problem vor dem ich stehe ist die Auswahl des Übertragers: Da ich nicht plane mit dem Teil in Serie zu gehen ist entweder etwas fertiges angesagt (schwierig zu finden) oder aber etwas selber wickeln (was dann wohl "unpräzise" und damit ineffizienter wird). Ein mögliches Bauteil was ich ins Auge gefasst habe ist der KA4823-CL von Coilcraft, der mal von Microchip für ein ganz ähnlichen Converter mit 200 W designed wurde (jedoch wohl nicht als interleaved-Converter wodurch das ganze mit halber Leistung wieder passen würde). Im dazugehörigen AppNote hat man eine maximale Leistung von 195 W festgeschrieben und dementsprechend wurde das minimale Produkt WaAc berechnet. Allerdings gibt es dazu den Hinweis "The selected core must have area product larger than calculated. Next, the RM14 shape and size of a core was selected. A size larger than needed was selected due to the primary and secondary windings that fit to the winding area of that core.", also scheint das errechnete Produkt WaAc überschritten worden zu sein sodass mehr Leistung möglich ist. Leider steht nicht da um wie viel es überschritten wurde, somit kann ich nicht überprüfen ob 5-10 W mehr noch drin sind oder eher nicht. Kann man das irgendwie Anhand des Datenblatts überprüfen? Das Wicklungsverhältnis von 1:12 scheint mir ganz grundsätzlich schonmal zu passen bzw. eher leicht zu hoch zu sein. Was passiert wenn man Isat kurzzeitig (also z.B. im Fehlerfall) überschreitet? Geht dann der Übertrager sofort kaputt weil er sich irgendwie magnetisiert oder ist das nicht so schlimm und er wird nur warm und überträgt weniger Leistung? Wie kann man eigentlich die (theoretische) Effizienz eines solchen Designs berechnen oder simulieren? Gibt es da spezielle Software für in der man zum Beispiel das Modell des KA4823-CL laden kann und dann probieren kann was bei unterschiedlichen Szenarien passiert?
Nach meiner Erfahrung ist beim Flyback der Übertrager der "elephant in the room". Er trägt die meisten Verluste bei, die sich zusammensetzen aus Streufeldverlusten, Kupferverlusten infolge Skin- und Proximity-Effekt sowie den Ummagnetisierungsverlusten im Kern. Sperrwandler sind sinnvoll im Kleinleistungsbereich, mit wachsender Leistung wachsen die Probleme über-proportional. Für all dies zusammen ein passendes Softwaretool ist mir noch nicht untergekommen. Warum glaubst Du, haben alle großen Hersteller heute Schaltnetzteile outgesourced aus ihrer Entwicklung und überlassen dieses Thema Spezialfirmen? Einen Wirkungsgrad um 97% bei 400W habe ich im Testaufbau realisieren können. Allerdings mit einem LLC-Wandler, mit Synchrongleichrichtung und ohne PFC. Dasselbe als Sperrwandler ? No way, imho
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Mark S. schrieb: > Einen Wirkungsgrad um 97% bei 400W habe ich im Testaufbau realisieren > können. Allerdings mit einem LLC-Wandler, mit Synchrongleichrichtung und > ohne PFC. Dasselbe als Sperrwandler ? No way, imho Wäre ich auch mit zufrieden, wie hast du die Synchrongleichrichtung umgesetzt? Ich vermute mal du hast in deinem Fall Spannung runtergewandelt und konntest deshalb einen fertigen IC dafür nehmen? Wenn ich dort auf fast 400 V hoch gehe gibt's keine wirklichen Optionen mehr was fertige ICs angeht, zumindest werden alle die ich bislang gefunden habe auch von der Ausgangsspannung versorgt, und 400 V halten sie dann bei weitem nicht aus. Um den LLC korrekt zu designen brauche ich vermutlich zum einen die Angaben aus dem Datenblatt des Übertragers und muss dann dazu passend L und C auswählen? Die Halbbrücke könnte ich zum Beispiel auf GaN-Basis mit dem TI LMG5200 realisieren, die 80 V sollten dort eigentlich nicht überschritten werden wenn ich das Prinzip richtig verstanden habe? In meinem Fall würde ich das Ding einfach 2 Mal aufbauen mit dem Übertrager von Coilcraft um den Input-Ripple zu minimieren?
Manfred schrieb: > Wenn ich dort auf fast 400 V hoch gehe gibt's keine wirklichen Optionen > mehr was fertige ICs angeht, zumindest werden alle die ich bislang > gefunden habe auch von der Ausgangsspannung versorgt, und 400 V halten > sie dann bei weitem nicht aus. Hilfsspannungsversorgung bauen + Sense Inputs mit Clamping circuit ausstatten. Schau Dir die HV appnote zum STM SRK2001A an, da ist das erklärt. Bei 400V ist der Nutzen aber sehr gering. Ob Du nun 0,7V bei 1A über eine Diode verlierst oder da eine 0,4R DS Strecke hast, ist auch schon egal. Übertrager, Filter, Snubber und das durchfahren der Schaltflanken am Halbleiter verursachen Verluste. Manfred schrieb: > Um den LLC korrekt zu designen brauche ich vermutlich zum einen die > Angaben aus dem Datenblatt des Übertragers und muss dann dazu passend L > und C auswählen? Die Halbbrücke könnte ich zum Beispiel auf GaN-Basis > mit dem TI LMG5200 realisieren, Am besten einen LLC Trafo verwenden der bereits das zweite L enthält. z.B. https://www.we-online.com/de/components/products/WE-LLCR (max. 250W) Robust abschätzen und den Rest am Objekt optimieren: https://www.monolithicpower.com/en/design-tools/design-tools/llc-design-tool.html
Michael schrieb: > Am besten einen LLC Trafo verwenden der bereits das zweite L enthält. > z.B. https://www.we-online.com/de/components/products/WE-LLCR (max. > 250W) Der ist leider für das runterwandeln gedacht, beim hochwandeln funktioniert das ganze wohl nicht mehr so gut, oder? Michael schrieb: > Robust abschätzen und den Rest am Objekt optimieren: > https://www.monolithicpower.com/en/design-tools/design-tools/llc-design-tool.html Das Tool kann leider auch nur runterwandeln, eine Eingangsspannung von < 85 V wird gar nicht akzeptiert.
Meine Antwort bezog sich in der Tat auf einen netzgespeisten Wandler mit 40V DC-Ausgang. Für 400DC machen Synchrongleichrichter dagegen wenig Sinn, wie schon erwähnt wurde. Verglichen mit Sperrwandlern sind LLC-Wandler eine völlig andere Baustelle mit eigener, steiler Lernkurve. Den WE-Trafo rückwärts zu betreiben halte ich übrigens durchaus für möglich.
Meine Antwort bezog sich in der Tat auf einen netzgespeisten Wandler mit 40V DC-Ausgang. Für 400DC machen Synchrongleichrichter dagegen wenig Sinn, wie schon erwähnt wurde. Verglichen mit Sperrwandlern sind LLC-Wandler eine völlig andere Baustelle mit eigener, steiler Lernkurve. Den WE-Trafo rückwärts zu betreiben halte ich übrigens durchaus für möglich. Ein aus 12V= gespeister LLC-Wandler (Halbbrücke) erreicht in dieser Leistungsklasse beträchtliche Effektiv-Stromstärken im Primärkreis, die nicht nur der Trafo, sondern auch die Batterien von Stützkondensatoren sowie Resonanzkondensatoren verkraften müssen.
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Manfred schrieb: > Der ist leider für das runterwandeln gedacht, beim hochwandeln > funktioniert das ganze wohl nicht mehr so gut, oder? Das sind zwei gekoppelte Wicklungen mit einer bewusst hohen Streuinduktivität aka Resonanzinduktivität. Was Prim und was Sek ist, weiß der Trafo nicht. Das Netz ist voll mit LLC appotes und Tools. Ist aber harter Stoff. Du solltest sehr gut verstanden haben wie ein LLC regelt und was da passiert wenn man den in Resonanz bringt oder darunter. Einfach genug Bauteile in Reserve kaufen und viel Zeit einplanen 😂 GaN und hohe Frequenzen würde ich lassen. Geh mal Richtung 50 - 80 Khz Resonanzfrequenz und 200Khz max. Das wird bereits schwer genug. Manfred schrieb: > In meinem Fall würde ich das Ding einfach 2 Mal aufbauen mit dem > Übertrager von Coilcraft um den Input-Ripple zu minimieren? Du musst selber was zum LLC lesen und verstehen was die verschiedenen Topologien tun und warum man sie verwendet. LLC ist NICHT festfrequenz. LLC minimiert Störungen und Schaltverluste und das zu einem hohen Preis den man in Entwicklungszeit und Lernkurve bezahlt. Ich habe schon einiges gebaut aber noch nie war etwas so nervig und kapriziös wie der LLC. Verzichte lieber auf ein paar Prozent Effizienz und bleib beim Multiphasen Flyback.
Michael schrieb: > Das sind zwei gekoppelte Wicklungen mit einer bewusst hohen > Streuinduktivität aka Resonanzinduktivität. Was Prim und was Sek ist, > weiß der Trafo nicht. Das ist mir schon klar, aber die festgelegte Induktivität wird doch nur auf der Primärseite garantiert, oder? Michael schrieb: > Das Netz ist voll mit LLC appotes und Tools. > Ist aber harter Stoff. Ich habe mich die letzten 3 Tage mit diversen Wandlern beschäftigt, und offenbar auch mit LLC Wandlern, auch wenn mir bis jetzt noch nicht klar war das diese so heißen ;) Das Prinzip habe ich auch verstanden, das ist ja denkbar einfach: Der Strom fließt immer durch bzw. in den Kondensator sodass der Strom durch den FET an einem Punkt (ungefähr) 0 wird, genau dann schaltet man diesen FET ab und hat (fast) keine Schaltverluste. Wenn das ganze nun in Resonanz ist wird die Impedanz der ganzen Schaltung annähernd 0 Ohm, sodass es annähernd verlustfrei arbeitet bzw. Verluste nur noch durch das Schalten und im Übertrager und dahinter entstehen. Ist das soweit im wesentlichen korrekt? Wenn man das ganze falsch ansteuert gibt's eine Spannungsspitze durch die Spulen und man kann einen neuen FET nehmen, sehe ich das richtig? Michael schrieb: > Manfred schrieb: >> In meinem Fall würde ich das Ding einfach 2 Mal aufbauen mit dem >> Übertrager von Coilcraft um den Input-Ripple zu minimieren? > Du musst selber was zum LLC lesen und verstehen was die verschiedenen > Topologien tun und warum man sie verwendet. > LLC ist NICHT festfrequenz. Das muss er ja auch nicht sein, aber wenn ich 2 identische LLC Converter habe um die doppelte Leistung zu erreichen so sollten diese mit identischer Frequenz arbeiten. Das ganze wird dann um 180° Phasenverschoben und schon ist der Input-Ripple minimiert. Wenn nur eine geringe Leistung benötigt wird kann man auch einen der Converter komplett abschalten und so die Effizienz noch etwas steigern (der erhöhte Ripple müsste dank eines geringeren Stroms durch die Eingangskondensatoren aufgefangen werden können).
Schaltnetzteil-Trafos lassen sich grundsätzlich alle rückwärts betreiben, allerdings passt dann das Wickelverhältnis oftmals nicht mehr. Wenn man z.B. 12V am Ausgang haben möchte, dann muss der Trafo diese auch noch bei minimaler Eingangsspannung bringen, plus Regelreserve und "Betriebsspannung" eventuell vorhandener Siebdrosseln. Sprich eine Wicklung für 12V am Ausgang erzeugt direkt am Trafo eher so 20V, wenn man sowas mit 12V rückwärts bespaßt, kommen keine 360..380V mehr raus. Für die 400W würde ich nichts mit Resonanzwandlern probieren. Das wäre nur was wenn man es sehr klein und daher mit hoher Schaltfrequenz hinkriegen muss. Was ich probieren würde: normaler Gegentaktwandler mit 40..50kHz, Trafo vielleicht geringfügig größer als der eines PC-Schaltnetzteils, 2x 2..4 gute FETs (z.B. IRFB3077 für 12V Eingangsspannung), gute FET-Treiber für möglichst schnelles Umsteuern, Diode über dem Gate-Widerstand für schnelleres Sperren. Die 12V-Wicklung des Trafos muss möglichst niederohmig sein, Skin-Effekt beachten. Sekundärseitig sind 400W bei 360..380V etwas mehr als ein Ampere, vermutlich rechnet sich da keine Synchrongleichrichtung. Also einfach gute schnelle Dioden nehmen, Siebdrossel nicht am Rande ihrer Leistungsfähigkeit betreiben, LOW-ESR-Elkos... und dann wirds auch was mit einem guten Wirkungsgrad. Einziges Problem könnte sein, daß der Aufbau je nach Layout Störungen verursacht, dann muss man ihn entweder in ein Gehäuse packen und die Zuleitungen entstören oder zu Lasten des Wirkungsgrades etwas weicher schalten.
Ben B. schrieb: > Schaltnetzteil-Trafos lassen sich grundsätzlich alle rückwärts > betreiben, allerdings passt dann das Wickelverhältnis oftmals nicht > mehr. Was ich viel "schlimmer" finde ist, dass die Hersteller dafür keine Angaben in die Datenblätter schreiben. Also die Induktivität der Sekundärwicklung (die dann zu meiner Primärwicklung wird) ist gänzlich unbekannt. Ben B. schrieb: > Für die 400W würde ich nichts mit Resonanzwandlern probieren. Das wäre > nur was wenn man es sehr klein und daher mit hoher Schaltfrequenz > hinkriegen muss. Platz ist bei mir kein Problem. Ich hatte jetzt die https://productfinder.pulseelectronics.com/api/open/part-attachments/datasheet/ph0916nl in Erwägung gezogen, eine Leistung von 250 W passt. Die 5T & 5T auf 1T & 1T Ausführung müsste passen, da würde ich die 5T in Reihe schalten, also 10T daraus machen, die 1T parallel und schon müsste ich das Verhältnis 1:10 haben (optimal wäre wohl 1:9, aber da gibt's nichts). Die Schaltfrequenz soll laut Datenblatt zwischen 200 kHz und 700 kHz liegen, das ist ja schon sehr hoch.... Alternativ den https://www.we-online.com/components/products/datasheet/760895741.pdf, ist im ähnlich, nur mit 27T und 2x 3T (sowie einer Hilfswicklung), also wären das 27T die jeweils von 3T beim Gegentaktwandler bestromt werden würden, und so würden es 40 V * 9 = 360 V am Ausgang werden. Beim LLC würde man die 2x 3T Parallel schalten und es würde auch passen, korrekt? Beim Gegentaktwandler würde ich also die beiden 1T Spulen immer abwechselnd schalten und mir so quasi den Center-Tap bauen? Beim LLC wären die parallel geschaltet?
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Gegentaktwandler sind hier wohl wirklich das Mittel der Wahl. Ist die Standardtopologie bei 12V-Car-Boostern mit XXXL Watt angegebener Ausgangsleistung.
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Manfred schrieb: > Ist das soweit im wesentlichen korrekt? Jein. Der LLC variiert seine Frequenz zur Leistungssteuerung. Je geringer die Last umso höher die Frequenz. Je näher man runter zur Resonanz kommt umso stärker ist die Spannungsüberhöhung. Das kann an den Res Caps / Trafo ganz deutlich größer als Vin werden. Fres ist nicht ohne weiteres zu berechnen, weil sich Lres mit der Last verändert. Manfred schrieb: > wenn ich 2 identische LLC Converter > habe um die doppelte Leistung zu erreichen so sollten diese mit > identischer Frequenz arbeiten. Das ganze wird dann um 180° > Phasenverschoben und schon ist der Input-Ripple minimiert. Was hast Du an 'LLC arbeitet nicht festfrequent' nicht verstanden? Jeder LLC variert seine Frequenz. Du kannst keine Frequenz vorgeben und auch nicht die Phasenlage. Jeder Resonanzkreis ist etwas anders und muss völlig autark gesteuert werden. Manfred schrieb: > Wenn man das ganze falsch ansteuert Passiert alles oder nichts. Im besten Fall schlechtere Effizienz, im schlechten geht was kaputt und du hast keine Ahnung warum, weil es in anderen Betriebsbereichen super läuft. Du musst ohnehin einen dedizierten LLC Controller verwenden. Wie wäre es damit sich mal einen rauszusuchen und die Appnotes + Designguides dazu zu lesen? Das Kunststück beim LLC besteht darin zu erkennen das man überhaupt etwas falsches tut. Da es keinen festen Betriebspunkt gibt und sich alles mit allem verändert sind die schwer zu messen. Du brauchst schlichtweg keinen Multiphasen Aufbau. Beim Flyback macht man das weil Ipeak = 4x I-Nenn, worauf man Halbleiter, Kondensatoren und Flyback Übertrager auslegen muss. Im Kleinleistungsbereich sind die super weil einfach und robust. bei steigender Leistung überwiegen irgendwann die Nachteile. Der Multiphasenaufbau ermöglicht es mit dem einfachen Flyback Prinzip zu arbeiten und die Nachteile zu umgehen. Das macht man weil es für Flyback bis 200W jede Menge fertige Teile gibt, die Topologie schön einfach ist und man bei dem bleiben kann was man schon kennt. Und genau das sollte Dir zu denken geben: Was sagt das aus, wenn gestandene Entwickler, unterstützt von einer ganzen Industrie zu einem Multipasen Flyback greifen, obwohl ein Forward / LLC angesagt wäre? LLC ist im Prinzip ein Vorwärtswandler aka Gegentaktwandler mit H-Brücke. Da gibt es keinen stark lückenden Betrieb, den man mit Multiphasendesign füllen müsste. Der Vorwärtswandler schaltet hart, hat am Primärschalter Probleme mit der unvermeidlichen Streuinduktivität und braucht eine Stromglättungsdrossel am Ausgang. Der LLC macht aus der Not eine Tugend, erhöht die Streuinduktivität massiv, ersetzt das zweite Mosfet Paar durch Caps und schaltet soft. Hat nur Vorteile, bis darauf das die wirklich anspruchsvoll zu entwickeln sind. Manfred schrieb: > https://productfinder.pulseelectronics.com/api/open/part-attachments/datasheet/ph0916nl > in Erwägung gezogen, eine Leistung von 250 W passt. > Alternativ den > https://www.we-online.com/components/products/datasheet/760895741.pdf, Zwei Trafos wie sie unterschiedlicher nicht sein könnten. Du hast auch noch nicht verstanden das die Windungsinduktivität garnicht Lres ist. Lres ist die Streuinduktivität, die Du messen kannst indem Du Sek kurzschliesst und dabei auf Prim die Induktivität misst. Die gilt aber auch nur für die Messung mit mA (bei 100Khz) und ändert sich noch kräftig beim Betrieb und über die Exemplarstreuungen. Betrieb bei 24 - 50V: Der einfache Vorwärtswandler kann seine Spannung nicht erhöhen. Gibt Eingangsspannung und Wicklungsverhältniss Uout nicht her, bleibt Uout zu klein. Der LLC kann Richtung Fres eine deutliche Verstärkung erreichen, wenn so dimensioniert. Beim Flyback spielt das Wicklungsverhältniss nur noch eine untergeordnete Rolle. Da steigt die Spannung so lange bis irgendwas die Energie abnimmt. Entweder der Sek Kreis, der durchpfeifende Prim Fet dessen Spannung im Verhältniss mit steigt oder Kernverluste + parasitäre kapazität. Deswegen ist der so einfach. Im Arbeitstakt gibt es keine ext. Last, nur den dreiecksförmigen Strom der den Kern auflädt. Im Freilauftakt gibt es nur die ext. Last und nur die gespeicherte Energie im Kern. Mein Rat: Nr 1: Die sichere Bank: Multiphasen Flyback Nr.2: Schaffbar aber anspruchsvoller: Gegentaktwandler Nr.3: LLC. Wenn Du auf Schmerzen stehst, sehr viel Zeit hast und eine unverwüstliche Selbstmotivation. Welche Erfahrungen im Schaltetzteilbau bringst Du mit? Es scheint mir nämlich das Du noch nie etwas in der Klasse gebaut hast und nun gleich nach den Sternen greifen willst ohne verstanden zu haben was eigentlich Phase ist.
Michael schrieb: > Was hast Du an 'LLC arbeitet nicht festfrequent' nicht verstanden? Ich hatte es so verstanden, dass die Frequenz nicht konstant ist sondern verändert wird, aber eben vorgegeben wird. Jetzt weiß ich es besser. Michael schrieb: > Welche Erfahrungen im Schaltetzteilbau bringst Du mit? > Es scheint mir nämlich das Du noch nie etwas in der Klasse gebaut hast... Das ist korrekt. Ich bin aber bislang immer noch weit davon entfernt was zu bauen, aktuell informiere ich mich über diverse Dinge im Bezug auf Schaltnetzteile. Ich habe nun mal geschaut wie ein Mikro-Wechselrichter das ganze macht, und das hat mich sehr überrascht: Es wird nicht mit einer konstanten Zwischenkreisspannung gearbeitet sondern der Wandler erzeugt Halbwellen, die dann durch die Vollbrücke richtig herum auf das Netz gelegt werden. Da ein solcher Wechselrichter als Stromquelle und nicht als Spannungsquelle betrieben/geregelt wird kann man das offenbar zu machen. Interessanterweise habe ich in einem 400 W Wechselrichter zwei Flyback-Converter mit (schätzungsweise) je 200 W gefunden. Und das sind nicht mal active-clamp Converter sondern die nutzen eine Diode und einen Kondensator nach GND (und zwischen Kondensator und Diode geht noch eine Induktivität auf einer dünnen Leiterbahn nach VCC über eine weitere Diode, das kann aber auch zum Messen für den MCU sein mit Clamping auf VCC um den nicht zu zerstören), erreichen bei den 400 W jedoch über 95% gemessene Gesamteffizienz. Die Verluste durch die H-Brücke mit welcher die Halbwellen richtig herum gepolt werden sollten zu vernachlässigen sein, das ganze schaltet ja nur einmal im Nulldurchgang. Das Design bzw. die Idee scheint aus einer AppNote übernommen worden zu sein. In der AppNote wurde zusätzlich durch einen P-Channel FET ein Active-Clamp realisiert, im kommerziellen Wechselrichter ist der aber nicht mehr vorhanden. Würde der nicht eine Effizienzsteigerung bedeuten? Gibt es irgendeinen sinnvollen Grund warum der weggelassen worden sein könnte? Da mit diesem Design das ganze im DCM betrieben wird fallen wohl jegliche "Spielereien" mit Resonanz etc. weg, korrekt? Eine Effizienzsteigerung zum fertigen Wechselrichter kann höchstens durch bessere FETs oder eventuell active clamping realisiert werden? Im AppNote (von 2012) wird von einer maximalen Effizienz von 94,8% bei einer maximalen Ausgangsleistung von 250 W gesprochen, wurden die "zusätzlichen" 1,2% also einfach durch bessere FETs reingeholt und durch die höhere Leistung für die es ausgelegt ist? Das passive clamping wird wohl nicht helfen.
Manfred schrieb: > Gibt es irgendeinen sinnvollen Grund warum der weggelassen worden sein > könnte? Gibt es denn irgendeinen sinnvollen Grund warum man das machen sollte? 1% bei 400W sind 4W. Bei zu 100% geschenkten 400W aus PV. Wenn denn der active clamp überhaupt 1% bringt. 1KW bringt 8Cent, damit kosten die 4W Verlust 0,032Cent pro Stunde. Investiere das Geld in einen Wischlappen und halte die PV Panele sauber. Das bringt Dir sehr viel mehr als Dein hipper active clamp. Du hast mal was von active Clamping aufgeschnappt und meinst jetzt das sei das große Ding. Ist es aber nicht und man findet das kaum in freier Wildbahn. Weißt Du denn warum man das macht? Wieder einer dieser Tricks den ollen Flyback noch ein wenig länger behalten zu können weil der so schön simpel ist. Das Clamping braucht man nämlich nur weil die Streuinduktivität verhindert das alle Energie an Sek übertragen wird und diese Energie schlägt zurück auf Prim, verursacht eine Spannungsspitze und muß weg um den Fet zu schützen. Statt das zu verheizen nutzt man das im active clamp zum Teil wieder. Manfred schrieb: > Eine > Effizienzsteigerung zum fertigen Wechselrichter kann höchstens durch > bessere FETs oder eventuell active clamping realisiert werden? Was ist beim Fet denn 'besser'? Wo wird denn Verlustleistung produziert? An den Flanken oder beim RDSon? Du kannst aber die Flanke nicht schneller machen ohne damit auch die Störungen größer zu machen und Entstörung verursacht auch Verluste. Die größten Verluste hast Du im Kern und an der Diode. Geh davon aus das der billigste China Schrunz Wandler aus dem untersten Regal aus dem Stand eine bessere Effizienz erreicht als Du nach langwierigen und zermürbenden Versuchen. Resonanzbetrieb ist keine Spielerei am Flyback. Das ist ein völlig andere Schaltnetzteiltopologie, mit anderer Schaltung, anderem Trafo, anderer Regelung. Bei putzigen 400W aus PV nach dem letzten % Effizienz zu suchen ist einfach sinnlos. Bei 4KW kommen wir langsam ins Geschäft, weil alleine die Kühlung ein sprichwörtlich großes Problem wird und da 1% bessere Effizienz gleich 40W sind. Bei 400W im Serverraum im 24/7 Betrieb mit 1000 anderen 400W SNTs, da bedeutet jedes Prozent echte Kohle in den Betriebskosten weil jedes Watt bezahlt und mit einem weiteren Watt gekühlt werden muss. Bei 200KW im BEV mit Akku Betrieb, ja da legt man sich richtig krumm wegen Wärme und Akku. Bei 400W Stationärbetrieb aus Balkon PV macht man sich ein Bier auf und findet 95% vollkommen ausreichend. Schnapp Dir eine Wärmebildkamera und schau Dir die wesentlichen Wärmequellen an. Aus Prosa wird auch keiner Schlau. Zeiche den aufgenommenen Schaltplan, dann kann man das diskutieren.
Michael schrieb: > Gibt es denn irgendeinen sinnvollen Grund warum man das machen sollte? > 1% bei 400W sind 4W. Bei zu 100% geschenkten 400W aus PV. > Wenn denn der active clamp überhaupt 1% bringt. Weil offenbar der Markt danach verlangt, warum sonst sollte man mittlerweile Microinverter mit 400W Leistung auf GaN-Basis bauen und das ganze dann zu überhöhten Preisen verkaufen weil es nun 96,5% statt "nur" 96% Effizienz sind ;) Michael schrieb: > Weißt Du denn warum man das macht? Zum einen Energierückgewinnung und zum anderen damit man sich durch das verheizen keine thermischen Probleme einfängt. So hat es zumindest TI in einem Video erklärt. Michael schrieb: > Was ist beim Fet denn 'besser'? > Wo wird denn Verlustleistung produziert? > An den Flanken oder beim RDSon? > Du kannst aber die Flanke nicht schneller machen ohne damit auch die > Störungen größer zu machen und Entstörung verursacht auch Verluste. Schauen wir uns die FETs doch mal an, im Referenzdesign ist der IRFS4321TRLPBF verwendet worden, typischer RDSon sind 12 mOhm, typische Gate-Ladung 71 nC. Im fertigen Wechselrichter sind 2 FETs parallel geschaltet, AON6250, typischer RDSon ist 13.5 mOhm (da parallel durch 2 dividieren, bleiben 6.75 mOhm), Gate-Ladung sind 30.5 nC, (da parallel mit 2 multiplizieren, 61 nC). Vorwiderstand beim Referenzdesign sind 11 Ohm, im fertigen Wechselrichter 10 Ohm pro FET. Rise und Fall-Zeiten sind beim AON6250 scheinbar auch nur ein zehntel des IRFs (auch wenn man es schwer vergleichen kann durch unterschiedliche Gate-Widerstände im Datenblatt). Die FETs scheinen also sowohl schneller zu schalten als auch (durch die Parallelschaltung) einen geringeren RDSon zu haben. Ob das ganze 0.5% mehr pro Flyback bringt kann ich nicht beurteilen. Der geringere RDSon muss aber schon "was wert sein", sonst hätte man sich den jeweils zweiten FET gespart, oder man löst so ein thermisches Problem, wobei ich sie dann nicht bis auf wenige Millimeter aneinander gesetzt hätte. Habe ich da also die bessere Effizienz gefunden? Gehe ich recht in der Annahme, dass die Flyback-Trafos/Übertrager eigentlich immer "Maßanfertigungen" sind und speziell für das Gerät/Netzteil entworfen/produziert werden?
Manfred schrieb: > Gehe ich recht in der Annahme, dass die Flyback-Trafos/Übertrager > eigentlich immer "Maßanfertigungen" sind und speziell für das > Gerät/Netzteil entworfen/produziert werden? Es gibt zahlreiche fertige Übertrager um die man herumdesignen kann. In der Großserie kostet beides das gleiche, also lässt man sich bauen was man braucht. In der Kleinserie nimmt man möglichst Regalware, weil wickeln lassen in kleinen Stückzahlen keine Freude ist. Die AON können nicht den gleichen Strom wie die IRF. Zudem ist das Gehäuse schwer zu kühlen und man hat die Last auf zwei Fets verteilt. Welcher nun schneller schaltet bestimmt im wesentlichen der Gate Treiber + Beschaltung. Schnell = geringere Schaltverluste am Fet und dafür hohere Verluste in mehr Snubber, mehr Filter. Irgendwo gibt es da ein Optimum. Man kann ein Design nicht nur über die Fets vergleichen. Du siehst das die Chinesen einen Billo Wandler besser hinbekommen haben als in dem active clamping Flyback mit Infineon Fets. Welche Schaltfrequenz, welches Kernmaterial und wie viel Zeit ist in die Optimierung gegangen? GaN ist längst zu einem 'must have' Hippsterschlagwort geworden. Kleiner, leichter, spart dem Hersteller Transportkosten und Bauteile. Ist ein komplexes Kostenkonstrukt was sich letztlich lohnt. Bei GaN ist das Ziel häufig nicht Effizienter zu sein, sondern kleiner zu werden. Manfred schrieb: > So hat es zumindest TI in > einem Video erklärt. Jede Appnote eines Bautelherstellers ist eine Werbebroschüre. TI hat Recht, aus TI Sicht und vergleicht natürlich ein sehr ineffizientes passive clamping Design mit einem sehr effizienten active clamping Design. Zudem muss man ja die passenden controller kaufen die das können, daher muss das ja der ganz heiße Scheiß sein, warum sollte man das sonst kaufen. Nur das andere es eben auch ohne sowas hinbekommen. Z.B. über spezielle Wickeltechniken um die Streuinduktivität zu verringern und kaum clamping zu brauchen. Oder eben über bessere Topologien. Kurz gesagt: Wenn BOM Kosten und Entwicklungszeit keine Rolle spielen, sind sehr hohe Effizienzgrade erreichbar. Vor allem wenn man ein Eval Bord designt das es niemals durch einen realen EMI Test schaffen würde ;-) Man braucht nur die besten Halbleiter, das verlustärmste Kernmaterial, Flachdrahtwicklung, Dickkupfer, 100% aktive Gleichrichtung, bridgeless Designs und einen DSP der permanente Effizienzsteigerung durch Timinganpassung durchführt. Da ist weit mehr als 96% drin. Wenn man jemanden findet der die ganze Show bezahlt.
Resonanzwandler machen quasi nichts weiter, als einen Schwingkreis zu betreiben, so daß man Nulldurchgänge in der Strom- oder Spannungskurve erhält. In diesen Nulldurchgängen sind die Schalttransistoren ohne Leistung und können nahezu verlustfrei umgeschaltet werden. Durch den sinusförmigen Stromverlauf verteilt sich der Strom zudem besser, die Stromspitzen sind (je nach Tastverhältnis) geringer als beim Nicht-Resonanzwandler. Die Topologie ist dabei nicht so wichtig, man kann die Resonanzkreise mit einem Eintaktwandler anregen (siehe Induktionskochfeld), mit einem Gegentaktwandler, oder mit einem Voll- oder Halbbrückenwandler. Wenn man sich z.B. den Royer Converter mal anschaut, das ist ein freischwingender Gegentakt-Resonanzwandler mit Stromspeisung. Beim normalen Gegentaktwandler (oder Voll-/Halbbrückenwandler) gibt es keine frequenzabhängige Leistungsübertragung, möglichst keine Streuinduktivität, es wird übertragen was die Kopplung der Trafowicklungen hergibt. Die Leistungsregelung bei geregelten Wandlern erledigt die Siebdrossel auf der Sekundärseite, die bildet zusammen mit dem Trafo und dem Gleichrichter nichts weiter als einen StepDown-Wandler, der durch den Trafo gespeist wird. Beim Gegentaktwandler (oder Voll-/Halbbrückenwandler) läuft dieser außerdem mit der doppelten Frequenz der speisenden Primärstufe, wodurch man die Spule kleiner bauen kann und einen schönen gleichmäßigen Stromverlauf ohne großen Ripple bekommt. Dadurch sinkt die Verlustleistung in den Siebkondensatoren oder man könnte sie auch kleiner bauen. Ansonsten muss man sich klar machen, wo die Verlustleistung eigentlich entsteht. Das kann ungeeignetes Material der Trafo- oder Spulenkerne sein (bzw. man ist zu nahe an den Grenzen dieser Teile) das sind ohmische Verluste in den Wicklungen und Transistoren sowie Umschaltverluste in den Transistoren. Bei FETs ist es bei hohen Strömen sehr sinnvoll, mindestens zwei parallel zu schalten, denn das halbiert den ohmischen Widerstand und halbiert die Verlustleistung an dieser Stelle, jeder der beiden FETs bekommt nur noch ein Viertel der Leistung im Vergleich zu einem einzelnen FET ab. Mit zunehmender Anzahl paralleler FETs wird dieser Gewinn leider immer geringer. Den sekundären Gleichrichter kann man als Brückengleichrichter auslegen (eine Wicklung) oder als Mittelpunkt-Gleichrichter mit zwei Teilwicklungen. Letzteres benötigt leider doppelten Wickelraum und braucht Dioden mit der doppelten Sperrspannung, aber da jeweils immer nur eine Diode leitet, halbiert sich in etwa die Spannung über dem Gleichrichter und damit sinkt die Verlustleistung an dieser Stelle. Beim normalen Gegentaktwandler gibt es eine Hybrid-Variante aus beidem, die aus nur einer Sekundärwicklung und einem Brückengleichrichter besteht, der Brückengleichrichter aber mit einer zusätzlichen Diode überbrückt wird. Diese übernimmt während der Zeit, in der keiner der Primärtransistoren leitet (keine Energieübertragung) den Strom der Siebdrossel, der dann nicht durch den Brückengleichrichter muss. Das kann bei hohen Strömen und geringen Tastverhältnis durchaus was bringen. Bei dem aktuellen Fall hier liegen die größten Quellen für Verlustleistung in den hohen Primärströmen. Da macht es also Sinn, die ohmischen Verluste gering zu halten. Sekundär fließt nur noch etwas über ein Ampere und das sollte kein großes Problem darstellen wenn das Material der Siebdrossel passt und man diese nicht zu klein wählt.
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Ich habe nun einmal den fertigen Wechselrichter aufgezeichnet, da R1 in Richtung DSP geht bin ich mir ziemlich sicher, dass dort irgendwas gemessen wird. In Reihe mit den Übertragern ist jeweils noch ein kleiner Trafo zur Strommessung geschaltet. Was für eine Aufgabe könnten die Kondensatoren parallel zum Flyback-Trafo jeweils haben? Die Kondensatoren parallel zu den FETs sind wohl dafür gedacht das schalten langsamer zu machen? Michael schrieb: > Du siehst das die Chinesen einen Billo Wandler besser hinbekommen haben > als in dem active clamping Flyback mit Infineon Fets. Die Chinesen haben das ganze auch über 5 Jahre später gemacht, da gibt's Fortschritte, das steht außer Frage, deswegen will ich ja auch nicht an dem "alten" AppNote festhalten sondern so viel wie möglich und sinnvoll von diesen Fortschritten mitnehmen. Ben B. schrieb: > Bei dem aktuellen Fall hier liegen die größten Quellen für > Verlustleistung in den hohen Primärströmen. Da macht es also Sinn, die > ohmischen Verluste gering zu halten. Sekundär fließt nur noch etwas über > ein Ampere und das sollte kein großes Problem darstellen wenn das > Material der Siebdrossel passt und man diese nicht zu klein wählt. Muss die Siebdrossel dort wirklich sein? Im fertigen Wechselrichter scheint darauf verzichtet worden zu sein, das ganze wird durch Dioden von allen Flybacks "gesammelt", dann durch Kondensatoren etwas gepuffert und dann durch die Brücke aufs Netz gelegt, dann kommt dort der Filter um einen Sinus daraus zu basteln usw.
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Manfred schrieb: > da R1 in > Richtung DSP geht Jetzt ist die MCU schon zum DSP mutiert. Und was ist es wirklich wo R1 hingeht? Manfred schrieb: > Was für eine Aufgabe könnten die > Kondensatoren parallel zum Flyback-Trafo jeweils haben? Das wir hier mit Dir vollkommen im Dunklen tappen und das entweder kein Flyback ist oder Du völlig irrst beim Erstellen des Planes. Fotos, Fotos, Fotos von allen Seiten mit scharfen Details, sonst glaub ich kein Wort mehr.
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Michael schrieb: > Jetzt ist die MCU schon zum DSP mutiert. > Und was ist es wirklich wo R1 hingeht? Es ist in Richtung "irgendeines" TMS320, also ein DSP. Die Grenzen zwischen MCU und DSP sind mittlerweile aber ja fast fließend. Nach R1 kommt eine Diode und ein Widerstand, aber da kann ich es nicht mehr weiter verfolgen. Ich habe ein weiteres Design desselben Herstellers gefunden, der Aufbau ist identisch aber doppelt vorhanden (also ein 2x 400W Wechselrichter ist das) und dort wurde ein dualer OpAmp dort angeschlossen, ich habe das mal eingezeichnet wie das aussieht, vielleicht kann man ja jetzt sehen was dort gemessen wird? Scheinbar irgendeine Spannung die einfach nur gebuffert wird? Ich hätte mir eventuell vorstellen können, dass die Spannung aus den Clamping-Kondensatoren eventuell genutzt werden kann um irgendwas anderes zu versorgen und so die Verluste durch das Clamping gar keine wirklichen Verluste mehr wären. Da ich den Wechselrichter selber nur aus einigen Videos kenne und keinen hier habe kann ich nicht wirklich mit Fotos dienen. Der Schaltplan ist mir großer Sicherheit so wie ich ihn aufgezeichnet habe (bis auf den Fehler mit R1), und bis auf die Kondensatoren ergibt das ganze für mich auch weitestgehend Sinn.
> Was für eine Aufgabe könnten die Kondensatoren parallel > zum Flyback-Trafo jeweils haben? Die ganzen Kondensatoren können eigentlich nur Entstörung sein bzw. Abfangen von Spannungsspitzen. Ansonsten hätten jene parallel zum Trafo eine erhöhte Verlustleistung zufolge wenn sie beim Einschalten der FETs schlagartig geladen werden und die parallel zu den FETs werden schlagartig entladen, was sich in den FETs ebenfalls als Wärme bemerkbar macht. > Muss die Siebdrossel dort wirklich sein? [..] Meine Aussage bezog sich auf einen Gegentaktwandler und nicht auf irgendwelchen Flyback-Kram, der in meinen Augen an dieser Stelle Quatsch ist und es sehr schwer haben wird, an die gewünschten/versprochenen Wirkungsgrade heranzukommen. Beim Gegentaktwandler kann man die sekundärseitige Siebdrossel auch weglassen wenn man einen ungeregelten Wandler baut. Heißt, die Transistoren auf der Primärseite arbeiten immer mit vollem 50/50 Tastverhältnis ohne Pausenzeiten. Dann bekommt man direkt am Gleichrichter eine Spannung, die (abzüglich der Spannungsabfälle) der Eingangsspannung multipliziert mit dem Wicklungsverhältnis des Trafos entspricht - aber man kann die Ausgangsspannung halt nicht gut via PWM regeln, wie das bei einem geregelten Gegentaktwandler funktioniert. Dafür ist sie recht starr und hoch belastbar, also wenn man viel Energie in einem nach der PFC 400..420Vdc Zwischenkreis speichert, steht diese auf der anderen Seite des Trafos praktisch ungebremst zur Verfügung. Mal eine Frage: Wieviele DC/DC-Wandler oder PWM-Wechselrichter hast Du bereits erfolgreich gebaut?
Ben B. schrieb: > Die ganzen Kondensatoren können eigentlich nur Entstörung sein bzw. > Abfangen von Spannungsspitzen. Also vorsehen aber nicht bestücken und erstmal schauen was passiert? So sieht es im kommerziellen Wechselrichter auch aus, da könnte man noch diverse Kondensatoren bestücken, wurde aber nicht gemacht. Ben B. schrieb: > und es sehr schwer haben wird, an die gewünschten/versprochenen > Wirkungsgrade heranzukommen. Offensichtlich geht es ja, das haben die Chinesen ja geschafft. Der Trick ist halt, dass der Zwischenkreis keine konstante Spannung hat sondern die Halbwellen durchfährt, so wird die Effizienz des Gesamtsystems gesteigert auch wenn der DC/DC Teil eventuell etwas ineffizienter ist. Der Gegentaktwandler kann das nicht so einfach per PWM wie beim flyback, dort müsste man immer das 50/50 Verhältnis beibehalten und dann zyklen weglassen etc., korrekt?
> Offensichtlich geht es ja, das haben die Chinesen ja geschafft. Die Chinesen behaupten viel wenn der Tag lang ist. Vor allem in Hochglanz-Werbebroschüren. > Der Trick ist halt, dass der Zwischenkreis keine konstante Spannung > hat sondern die Halbwellen durchfährt, so wird die Effizienz > des Gesamtsystems gesteigert auch wenn der DC/DC Teil eventuell > etwas ineffizienter ist. Der Gegentaktwandler kann das nicht so > einfach per PWM wie beim flyback, dort müsste man immer das > 50/50 Verhältnis beibehalten und dann zyklen weglassen etc., > korrekt? Leider nein. Ich habe bereits einen Wechselrichter gebaut, der genau nach diesem Prinzip funktioniert - mit einem Gegentaktwandler und ausgelegt auf etwa 1kW. Die Halbleiter würden deutlich mehr schaffen, aber ich glaube der Trafo würde das nicht so toll finden. Also der Wechselrichter erzeugt mit einem PWM-gesteuerten Gegentaktwandler Sinuswellen bzw. eine sinusförmige Stromkurve mit 100Hz, die negative Halbwelle wird vom Wandler genau wie eine positive Halbwelle erzeugt und von einer Vollbrücke am Ausgang umgeklappt. Beim PWM-geregelten Gegentaktwandler wird die übertragene Leistung dadurch geregelt, daß die Pulsbreite variiert wird. Die Wandlerfrequenz ist konstant. Vollgas wäre 50/50, bzw. minimal darunter damit nicht beide Transistorzweige gleichzeitig leiten, halb wäre 25/25 (dazwischen jeweils 25 Pause in der kein Transistor leitet), Leerlauf irgendwas um 1/1 (mit 49 Pause dazwischen). Die genauen Werte sind leider nicht linear und sie schwanken mit den Bauteilen, die Regelung muss das so anpassen, daß die gewünschte Stromkurve im Ausgangsstrom erzeugt wird. >> Wieviele DC/DC-Wandler oder PWM-Wechselrichter >> hast Du bereits erfolgreich gebaut? > [Schweigen im Walde] Alles klar, danke, dann weiß ich bescheid wie das endet!
Ben B. schrieb: >> Offensichtlich geht es ja, das haben die Chinesen ja geschafft. > Die Chinesen behaupten viel wenn der Tag lang ist. > Vor allem in Hochglanz-Werbebroschüren. Das sind keine behaupteten Werte sondern tatsächlich gemessene Werte von jemandem der so einen Wechselrichter hat. Was hast du denn für eine Effizienz erreicht? Und woher hast du den Trafo genommen? Bei mir scheitert es ja schon daran einen Trafo zu finden der 200W schafft mit einem Verhältnis von 1:7... Einen für 100W hätte ich gefunden, aber das ganze dann einfach 4 mal aufbauen erscheint mir auch etwas absurd und ist bestimmt alles andere als gut für die Effizienz, dafür würde es dann höchstwahrscheinlich funktionieren weil der DC-DC Converter von Profis entwickelt ist und bereits getestet wurde.
Ich habe leider keinen so guten Messgerätepark, Wirkungsgrad messen ist daher schwierig... vor allem was diese Leistungsklasse angeht. Weiß ich leider nicht. Ich habe an meine Leistungs-Schaltungen grundsätzlich die Forderung, daß möglichst nichts heißer werden sollte als unbedingt nötig. Daher ist das alles groß dimensioniert und nicht unbedingt auf Kosten oder Platzbedarf optimiert. Aber ich träume da nicht von 97% Wirkungsgrad wenn ich sowas zum ersten Mal baue. Klar freue ich mich wenn das Ding hinterher sehr gute Werte bringt, aber erstmal muss es funktionieren. Leider ist das in der Leistungselektronik oft so, daß die Bastelfreude gelegentlich von größeren Atompilzen über dem Basteltisch beeinträchtigt wird. Für den Wechselrichter habe ich damals viele Teile verwendet, die aus einer alten USV stammen wenn ich das korrekt in Erinnerung habe. Also den Trafo und die Siebdrossel, Kühlkörper, glaube einige der Leistungshalbleiter auch. Der Trafo ist allerdings selbst gewickelt, etwa 1:35 bis 1:40, vier Windungen primär, das Ding sollte bei 10V Eingangsspannung noch 350V Spitzenspannung erreichen können und MPP-Tracking bis 20V (liegt dann real bei 16,5..18,5V bei den Modulen, die ich damals hatte, heutige machen das Doppelte). Nachteil beim 12(10)V-Aufbau: bei 20V gibt's bis zu 800V am Brückengleichrichter, zum Glück haben Drosseln wie in PFC-Schaltungen damit kein so großes Problem, aber sollte man im Hinterkopf haben was die Isolation des Drahts angeht. Das Ding ist eigentlich aus einem Hauptgrund entstanden, ich fand es damals irre schwierig, eine netzsynchrone Vollbrücke zu bauen, um die man sich nicht weiter zu kümmern braucht bzw. die nicht durch ein µC-Oops zu dem oben angesprochenen Atompilz führt. Als ich die dann hatte, war der Rest eher langweilig. Leider hat man mir das Ding hier in der Community total zerrissen, ich würde damit nur EVU-Elektriker toasten wollen... obwohl ich dem Ding eine komplette automatische Freischaltung (ENS) spendiert habe. fun fact: heute knallt sich jeder 'ne 600/800W Balkon-PV mit Chinaböller-WR ans Netz... und die meisten davon haben keine konforme ENS-Schaltung. Egal, zugelassen bekommt man Eigenbauten sowieso nicht, war auch nicht beabsichtigt. Aber die Reaktion hier von damals hat einen sehr üblen Nachgeschmack hinterlassen.
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Ben B. schrieb: > Ich habe leider keinen so guten Messgerätepark, Wirkungsgrad messen ist > daher schwierig... vor allem was diese Leistungsklasse angeht. > Weiß ich leider nicht. Der Wirkungsgrad des China-Wechselrichters wird von diesem selbst gemessen, es gibt dafür einen Shunt am Eingang, die Eingangsspannung wird ebenfalls gemessen (braucht man auch fürs MPPT) und Ausgangsspannung und -strom muss sowieso gemessen werden (zum Regeln bzw. für's Anti-Islanding). Hättest du das nicht bei dir auch einbauen können, die Werte dafür müssten doch eigentlich da sein? Die Eingangsleistung sollte fürs MPPT doch eigentlich auch errechnet werden? Könnte es sein, dass der fertige Wechselrichter zumindest teilweise im BCM arbeitet und die oben aufgezeichnete Schaltung dafür gedacht ist zu erkennen wann der nächste Zyklus losgehen kann? Ich habe eine Forschungsarbeit gefunden die einen Kondensator mit einem FET dazuschaltet: Zu Beginn des Sinus wird im DCM gearbeitet, dann wenn es da "zu gefährlich" wird und man den FET grillen würde kommt der Kondensator dazu und es geht im BCM weiter, und am Ende der Halbwelle wieder zurück zum DCM. Dadurch wurde die Effizienz des kompletten Inverters in der Forschungsarbeit auf 95,8% maximum gesteigert, aber leider auch nur mit 250W sonst hätte ich das Ding sofort nachgebaut ;) Das war in 2016 und ich bin mir sicher, dass man heute und bei 400W das ganze noch etwas höher treiben könnte sodass man die 96% überschreitet. Die Verluste durch den DSP, Spannungsmessung, treiben der Vollbrücke etc. sind ja immer vorhanden und weitestgehend konstant, egal ob nun 200W oder 400W. Ben B. schrieb: > Der Trafo ist allerdings selbst gewickelt, > etwa 1:35 bis 1:40, vier Windungen primär, das Ding sollte bei 10V > Eingangsspannung noch 350V Spitzenspannung erreichen können und > MPP-Tracking bis 20V (liegt dann real bei 16,5..18,5V bei den Modulen, > die ich damals hatte, heutige machen das Doppelte). Uff, das ist mal ein stolzes Verhältnis. Bei mir wäre es wie erwähnt laut AppNote 1:7, mit 6 Primärwindungen laut AppNote. Ich vermute aber mal beim selber wickeln würde es nicht optimal werden und den sowieso schon ambitionierten Wirkungsgrad könnte ich überhaupt nicht mehr erreichen. Ben B. schrieb: > Leider hat man mir das Ding hier in der Community total zerrissen, ich > würde damit nur EVU-Elektriker toasten wollen... Wenn die EVU Elektriker sich an die 5 Sicherheitsregeln halten wird da schonmal wenig bis nichts passieren... Heißt natürlich nicht, dass man einfach munter einspeisen kann wie man lustig ist, aber im Falle eines Freischaltens müsstest du ja das komplette Netz bzw. die komplette Insel "mal eben" versorgen, auch das dürfte schwer bis unmöglich werden. Zusätzlich werden hier zumindest Arbeiten vorher angekündigt mit einem Hinweis, dass einspeisende Geräte während dieser Zeit nicht betrieben werden dürfen, wenn man seinem eigenen Aufbau nicht traut oder einfach auf Nummer sicher gehen will schaltet man es dann eben komplett aus. Ich habe gerade auch einen Vergleich eines Wechselrichters auf Flyback-Basis mit einem auf Push-Pull-Basis gefunden, und die Push-Pull-Version erreicht eine höhere Effizienz (ca. 0.5% bis 1% höher). Gleichzeitig ist der THD geringer und Oberwellen sind ebenfalls deutlich reduziert im Vergleich zum Flyback. Das scheint also tatsächlich das "bessere" Design zu sein.
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Hm, Du wirst lachen, das weiß ich bis ins letzte Detail gar nicht mehr so genau. Der Wechselrichter misst lediglich den Primärstrom und ich weiß noch, daß die Auflösung des ADC schon zu gering für wirklich gutes MPP-Tracking war bzw. man hätte zwei Versionen nutzen können - volle bzw. justierbare Leistung ohne MPP-Tracking oder besseres MPP-Tracking bis etwa 25A, nicht die angepeilten 100A. Wenn ich sowas nochmal bauen sollte, dann mache ich mir da Gedanken wie man die Leistung genauer messen kann, die 10 Bit eines AVR sind für hohe Leistungen zu wenig. Man kann entweder eine hohe Spannung oder noch schlimmer einen hohen Strom nicht genau genug messen. Entweder anderer Controller mit 16 Bit ADC oder extra Schaltkreis dafür. Was hinten an Strom rauskommt ist dem Ding einigermaßen egal, das habe ich als gegeben angesehen. Die ENS überwacht lediglich die Netzspannung und Frequenz. Das Ganze funktioniert so, daß die ENS ihre beiden Relais hat (zwei falls eines beim Abschalten kleben sollte, die werden auch vor dem Einspeisebetrieb geprüft) und den Wandler freigeben muss. Wenn etwas aus dem Rahmen fällt (Netzspannung oder Frequenz passt nicht, Zwischenkreisspannung zu hoch), werden beide Relais abgeschaltet und die Wandlerfreigabe zurückgenommen. Letzteres schaltet alle FET-Treiber ab, praktisch 4fache Sicherheit (die beiden Relais, die Vollbrücke am Netz kann nicht mehr durchgeschaltet werden und der Wandler kann keine Energie mehr an die Sekundärseite liefern). Was die ENS angeht gibt's zwei Probleme, die man abfangen muss. Erstens darf das Ding nicht aus Lust und Langeweile ohne Netz einschalten (die Leitungen könnten offen sein und es könnte jemand dranpacken) und das zweite ist die Inselnetzbildung während des Einspeisebetriebs. Das muss ausreichend schnell festgestellt und abgeschaltet werden. Ein schöner Test wenn Du das Gerät fertig hast ist, den Wechselrichter zusammen mit einer 15W-Glühlampe an eine Steckdosenleiste anzuschließen, mit voller Leistung in den Einspeisebetrieb zu gehen und dann den Stecker der Steckdosenleiste aus der Wand zu ziehen. Wenn die (weiterhin mit dem Wechselrichter verbundene) Glühlampe dabei zum Blitzlicht mutiert, dann passt etwas nicht und der Wechselrichter könnte etwa beim Auslösen/Defekt einer Sicherung wertvollere Gerät beschädigen, die am verbliebenen Teilnetz hängen.
Sowas wie Aktive Clamp hatte ich auch schon probiert, bin aber wieder von abgekommen. Dabei baue ich einfache Flybacks durchaus bis 1 kW mit ordentlichem Wirkungsgrad. Allerdings nicht Festfrequenz, sondern resonant, mit einem Controller wie UC38051, MC33262 oder ähnlich. Ein ausreichend groß dimensionertes Polypropylen-C parallel zum Transistor fängt die Abschaltspannungsspitzen durch Streuinduktivität ab. Da sowieso Nullspannungsschalten, juckt das C auch nicht. Man macht das gerade groß genug, das der Transistor nicht in Avalance geht. Empfehlungen hier: -Trafo 1:4, dann kann man primär gut einen 200V-Transistor nehmen, die gibt es auch recht niederohmig. Bei höherer Übersetzung wird nur die Kopplung wieder schlechter. -Die Verluste dominieren auf der Primärseite, da muss man den Spannungsabfall am Shunt kleinhalten und auch den Transistor möglichst niederohmig wählen. -Ummagnetisierungverluste gehen mehr als quadratisch mit dem Feld. Also nicht den Kern zu klein wählen, anstatt RM14 vielleicht besser PM62. Da hat man dann auch gleich mehr Platz für dickeren Draht und spart nochmal Verluste ein. -Primär HF-Litze nehmem. -Kern mit Spalt nehmen, aber den wieder nicht zu groß machen, bei zu kleinem AL-Wert wird die Kopplung wieder mieser. -Aktivgleichrichten ist was für ausgangsseitige Kleinspannungen mit viel Strom, bei 400V 1A aus kann man sich den Aufwand getrost sparen.
Ben B. schrieb: > Was hinten an Strom rauskommt ist dem Ding einigermaßen egal, das habe > ich als gegeben angesehen. Also regelst du nicht aktiv nach bzw. beobachtest den Strom sodass dieser möglichst sinusförmig aussiehst? Du fährst einfach eine vordefinierte Kurve durch und gehst davon aus, dass du einen sinusförmigen Strom einspeist? Ben B. schrieb: > Was die ENS angeht gibt's zwei Probleme, die man abfangen muss. Erstens > darf das Ding nicht aus Lust und Langeweile ohne Netz einschalten (die > Leitungen könnten offen sein und es könnte jemand dranpacken) und das > zweite ist die Inselnetzbildung während des Einspeisebetriebs. Das muss > ausreichend schnell festgestellt und abgeschaltet werden. Das ist im AppNote auch beschrieben, und was Software angeht bin ich auch erfahrener als was den Bau von Schaltnetzteilen angeht ;) Wenn die Hardware erstmal steht ist der Rest "einfach".
Mark S. schrieb: > Nach meiner Erfahrung ist beim Flyback der Übertrager der "elephant in > the room". Er trägt die meisten Verluste bei, die sich zusammensetzen > aus Streufeldverlusten, Kupferverlusten infolge Skin- und > Proximity-Effekt sowie den Ummagnetisierungsverlusten im Kern. > [...] Für all dies zusammen ein passendes Softwaretool ist mir > noch nicht untergekommen. Magtool kann Kern- und Kupferverluste (RMS, Skin, Proximity) berechnen. Leider wüsste ich nicht, wie man an diese Software von Prof. Albach kommt. Anwendung: https://d-nb.info/1031129944/34
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