Für ein LED-Projekt habe ich eine ziemlich simple Platine entworfen, welche an 12-24V betrieben werden soll. Am Eingang ist erstmal ein Schaltregler (TPS62933DRLR) welcher aus der Eingangsspannung 5V (eigentlich 5.3V) macht.
Funktioniert soweit auch super, nur wenn ich die Versorgungsspannung auf 24V einstelle und das Kabel ein paar mal ein und ausstecke ist der Regler hinüber.
Die Ursache habe ich gefunden: Überschwinger von ~2*VCC verursacht durch die Zuleitung und C19/C21.
C21 entfernen führt zu einer Erhöhung der Frequenz, ein längeres Kabel (ursprünglich waren's nur 50cm) gibt eine tiefere Frequenz.
Nur: wie bekomme ich das weg? TVS war mein erster Gedanke, aber ich habe da nix gefunden mit >= 24V Arbeitsspannung und <= 30V clamp. Geht das trotzdem? Damit das ganze zuverlässig ist muss ich ja sicherstellen dass keine Überschwinger >30V am TPS ankommen.
Ferritperlen vermute ich werden auch nicht genug Impedanz haben bei den Frequenzen die ich hier sehe.
Ich hätte erwartet dass das ein bekanntes Problem mit Lehrbuchlösung ist, habe aber trotz stundenlanger Recherche nicht wirklich viel gefunden. Hat jemand gute Literatur zu dem Thema, oder Erfahrungswerte?
Eckdaten:
VCC = 24V
TPS max Spannung = 30V
Strom am Eingang <= 1.5A
Stromlos einstecken ist leider keine Option. Muss DAU-Sicher sein.
Selbstverständlich soll das ganze auch noch kompakt und günstig sein, wie immer ;)
Die stammt wohl von einem lausigen Netzteil, und seinen Regler hat er zu
knapp ausgewählt, verträgt nur 30V.
Also muss ich wirklich den Regler > 2x überdimensionieren? Scheint mir irgendwie extrem. 30V sind immerhin 25% mehr.
Bzgl. Netzteil - wollte ich eigentlich noch erwähnen. Das Problem tritt effektiv auch mit einem Akku auf - habe ich getestet denn ich dachte zuerst auch es sei das Netzteil.
Wenn Du mit der Simulation etwas spielst, dann zeigt sich, dass eine Vergrößerung des Widerstandes die Dämpfung erhöht wird. Du muss dann noch ausrechnen, inwieweit sich ein Spannungsabfall im Betrieb mit dem Nenn- und Spitenstrom ergibt und ob das stört.
Fast das Dreifache hatte ich erreicht mit zwei weiteren Spulen um eine Verschaltung von LED-Lampen nachzuvollziehen. Das führt hier aber zu weit vom Thema weg.
Wenn es so schlimm sein sollte und so nicht mit einem Widerstand in den Griff zu bekommen ist, müßte eine Einschaltverzögerung in Betracht gezogen werden.
Oft reicht aber auch eine Zehnerdiode aus um den Peak ausreichend abzuschneiden. Aus dem Grund mit der Überspannung in 24V Bordnetzen gibt es dort oft Bauteile mit Spannungsfestigkeiten von 40 bis 60V.
Das Problem ist ein Klassiker:
Der Schwingkreis aus Zuleitungsinduktivität und keramischen Eingangskondensatoren erreicht eine zu hohe Güte wg. des kleinen ESR der KerKos.
Das verursacht die für den Schaltregler tödlichen Überschwinger.
Ich wollte es bei der ersten Konfrontation mit diesem Phänomen auch erst nicht wahrhaben. Aber der Effekt ist sehr real und kein Meßfehler.
Abhilfe geht entweder über Verringerung der Güte des unerwünschten Schwingkreises oder Spannungsbegrenzung mittels schneller TVS-Diode am Eingang.
Ein oder mehrere Standard-Elkos parallel zu den keramischen Eingangskondensatoren reichen manchmal schon aus, um den Überschwinger genügend zu dämpfen.
Ich kenne genau dieses Problem aus der beruflichen Praxis als Entwicckler und verbaue aus diesem Grund stets eine passend dimensionierte TVS-Diode am Eingang, falls ich dort nur MLCC-Kerkos verbaut habe. Die maximale Klemmspannung der TVS-Diode muß sicher under der maximal zulässigen Eingangsspannung des Schaltregler-ICs liegen.
keramischen Eingangskondensatoren erreicht eine zu hohe Güte wg. des
kleinen ESR der KerKos.
Das verursacht die für den Schaltregler tödlichen Überschwinger.
Der nichtlineare Verlauf der KerKos verursacht eine Erhoehung der Überspannung. Das laesst sich auch mit falstad simulieren. Zwei Kondensatoren parallel, wovon einer bei Erreichen des Scheitelstromwertes weggeschaltet wird um die Kapazitaetsabnahme abzubilden.
Dann hast du Mist gemessen. Zeig deinen Messaufbau.
Dachte ich auch. Kann ich aber halt echt ausschliessen weil 1. konnte ich mit längeren/kürzeren Kabeln und grösseren/kleineren Kerkos genau das bewirken was man erwarten würde, und 2. stirbt der Regler zuverlässig - wenn ich aber 220uF Elko parallelschalte zuverlässig nicht.
So ein grosser Elko ist aber eine eher unangenehme Lösung in dem Fall (wegen der Grösse)
Verringerung der Güte des unerwünschten
Schwingkreises
Also ein Widerstand. Aber das ist bei dem Anwendungsfall Schaltregler mit >1A eher nicht so toll denke ich.
Oder gibt's da noch nen Trick? Diode in Serie vielleicht?
Ein oder mehrere Standard-Elkos parallel zu den keramischen
Eingangskondensatoren reichen manchmal schon aus, um den Überschwinger
genügend zu dämpfen.
Das kann ich bestätigen. Braucht aber nen ziemlich grossen Elko.
Ich kenne genau dieses Problem aus der beruflichen Praxis als
Entwicckler und verbaue aus diesem Grund stets eine passend
dimensionierte TVS-Diode am Eingang, falls ich dort nur MLCC-Kerkos
verbaut habe. Die maximale Klemmspannung der TVS-Diode muß sicher under
der maximal zulässigen Eingangsspannung des Schaltregler-ICs liegen.
Wie dimensioniert man die richtig? Ich nehme an die effektive Klemmspannung ist ja tiefer als die im Datenblatt, weil die Ströme nicht so hoch sind (oder sind sie das?)
Weil wenn ich TVS Dioden mit max. Klemmspannung <=30V anschaue komme ich nie auf 24V Arbeitsspannung. Das würde dann heissen dass ich um den Tip von Lothar nicht verzichten darf. Wäre aber halt Platz und kostentechnisch besser wenn ich das vermeiden könnte.
Echt jetzt? 100µH? Frei nach dem englischen "Each mm has its nH" wären das etwa 2x 100 Meter Kabel. Und auch der Rechner hier kommt in etwa auf diese Länge:
Ich habe das mal auf LTSpice mit realistischeren Werten simuliert (pro Kurvenschar wurde mit 100nH...500nH simuliert) und komme mit den angehängten Ergebnisse zum Fazit:
Leitungswiderstand und Eingangskapazität erhöhen bringt was
Augen auf bei der Auswahl einer Z- bzw TVS-Diode
drei Zehnerdioden
Man muss der Rechtschreibkorrektur dann und wann sagen, dass sie Müll macht, sonst hört das nie auf.
Hallo Sean,
lass Dir hier nicht erzählen, dass Du keine Ahnung hast, phantasierst oder "dumm" bist.
Dieses Problem haben wir auch mal in einer Firma erkannt, in der ich gearbeitet habe.
Da sind am Geräteeingang öfter mal 25V Tantal-Elkos hochgegangen. Bei Speisespannung 15 Volt. Ursache war eindeutig Hot Plugging.
Also Stecker ziehen und stecken, während Spannung an war. Man konnte dann mit Single Trigger und einem Yokogawa Oszi schön die Transienten sehen, die sich dabei bilden. Die gingen bis 27 V in der Spitze.
Da existiert ein Schwingkreis mit der Kabelkapazität und Kabelinduktivität. Irgenwo im Internet gab es dazu auch mal einen Artikel, der das besser erklärt hat, als ich es jetzt hier kann. (Mal nach Hot Plugging googeln?)
Möglich, das der Dämpfungsansatz der hier vorgeschlagen wurde, hilft.
Aber das muss dann für alle Leitungslängen und Typen reichen, wenn das industriell verwertet wird.
Wir haben damals dann von 25V Elkos auf 35V umgestellt, seitdem war Ruhe mit Rückläufern. Also doppelte Spannungsfestigkeit - als Sicherheit einzuplanen - erscheint mir ein guter Ansatz :-)
Man hat früher auch hohe Sicherheitsfaktoren bei Strom und Spannung eingeplant und das waren ja auch keine Dummen und vieles hielt fast ewig.
Verringerung der Güte des unerwünschten Schwingkreises
Also ein Widerstand. Aber das ist bei dem Anwendungsfall Schaltregler
mit >1A eher nicht so toll denke ich.
Der Widerstand muß nicht im Nutzstrompfad liegen, sondern kann auch in Reihe mit einem hinreichend großen Kondensator gegen Eingangsmasse liegen.
Deshalb funktionierts mit dem parallelen Elko. Dessen höherer ESR dient dann als Dämpfungswiderstand.
Oder gibt's da noch nen Trick? Diode in Serie vielleicht?
Die verhindert zwar die das Zurückfließen aus dem Kondensator in die Zuleitungsinduktivität und damit die periodische Schwingung, aber nicht den ersten Überschwinger.
Außerdem will man deren Verlustleistung nicht haben.
Man könnte noch versuchen den Einschaltstromstoß mit einer verlustbehefteten Drossel (mit parallelem Widerstand) im Eingangspfad zu begrenzen. Die wird aber auch nicht winzig ausfallen und man muß aufpassen sich damit nicht weitere Probleme einzufangen.
Ganz sicher wäre, man setzt eine Strombegrenzungsschaltung davor, z.B. in Form eines Hotswap-Controllers oder eFuse-Chips mit MOSFET, der inrush current limiting bietet. Dann ist der ganze Spuk vorbei, weil die Eingangskondensatoren bei jedem Einstecken der Versorgung mit einer definierten Rampe geladen werden.
Ein oder mehrere Standard-Elkos parallel zu den keramischen
Eingangskondensatoren reichen manchmal schon aus, um den Überschwinger
genügend zu dämpfen.
Das kann ich bestätigen. Braucht aber nen ziemlich grossen Elko.
Ja, ungefähr das Zehnfache an Kapazität der MLCC-Kondensatoren im Eingang wird gebraucht je nach ESR-Verhältnis.
Man kann den ESR des Elkos aber auch noch mit einem Serienwiderstand erhöhen.
Ich kenne genau dieses Problem aus der beruflichen Praxis als
Entwicckler und verbaue aus diesem Grund stets eine passend
dimensionierte TVS-Diode am Eingang
Wie dimensioniert man die richtig? Ich nehme an die effektive
Klemmspannung ist ja tiefer als die im Datenblatt, weil die Ströme nicht
so hoch sind (oder sind sie das?)
Der Maximalstrom entspricht dem Einschaltstromstoß der Eingangsschaltung.
Also etwa: Versorgungsspannung ÷ (Kabelwiderstand + ESR der parallelen Kondensatoren)
Den muß die TVS-Diode maximal ableiten, so daß man diesen Wert zur Abschätzung deren Klemmspannung verwenden kann.
Dabei immer die Bauteiltoleranzen berücksichtigen.
Weil wenn ich TVS Dioden mit max. Klemmspannung <=30V anschaue komme ich
nie auf 24V Arbeitsspannung. Das würde dann heissen dass ich um den Tip
von Lothar nicht verzichten darf. Wäre aber halt Platz und
kostentechnisch besser wenn ich das vermeiden könnte.
Da hast du bei 24V Betriebsspannung und einem Schaltregler mit maximal 30V Eingangsspannung zu wenig Margin für TVS-Dioden.
Für 12V Betriebsspannung würde das gehen.
Beim TPS62933 liegen die maximale empfohlene Eingangsspannung (30V)
und das absolute maximum Rating (32V) auch noch extrem nah beieinander...
Um eine TVS-Diode für den Eingangsschutz dimensionieren zu können, müßtest du entweder mit der zulässigen Betriebsspannung runtergehen, oder einen Schaltregler mit mehr Margin verwenden, also einen der eingangsseitig z.B. 50V verträgt.
32V abs. max. wäre mir am Board-Eingang mit 24V Nennspannung (+ Toleranz!) zu knapp. Innerhalb eines Boards aus einer geregelten 24V Zwischenkreisspannung wäre das für mich O.K.
Wenn du an dem TPS62933 festhältst, bleibt also wohl nur eine der anderen Maßnahmen. Also entweder zur Dämpfung (Elkos mit hohem ESR) oder zur inrush Begrenzung.
Ich würde die Maßnahmen auf jeden Fall an einem Testaufbau (Eingangsschaltung ohne den Schaltregler) meßtechnisch auf Wirksamkeit und hinreichend Margin überprüfen.
Nur: wie bekomme ich das weg? TVS war mein erster Gedanke, aber ich habe
da nix gefunden mit >= 24V Arbeitsspannung und <= 30V clamp. Geht das
trotzdem? Damit das ganze zuverlässig ist muss ich ja sicherstellen dass
keine Überschwinger >30V am TPS ankommen.
Wie Du das weg bekommst? Am einfachsten wäre ein Snubber.
Also, ein Widerstand und ein Kerko im Reihe. Du hast ja wenigstens ein Oszi und siehst ja den Überschwinger. Wenn Du jetzt LTspice hast, dann kannst Du Dich an das Optimum herantasten.
Fang mal mit 10 µF und 16 Ohm an. Allerdings gibt es eine kleine Unsicherheit. Ist der erste Überschwinger entschärft, so ist der KerKo voll geladen. Sollte dann ein weiterer Überschwinger folgen, so wird er zwar bedämpft, aber nicht mehr so viel wie nötig. Nur ein spannungsloser KerKo dämpft den Überschwinger.
Aber es könnte ja sein das der Überschwinger nur einmalig beim Ein- oder Ausschalten auftritt. Dann sollte man nur noch zusätzlich parallel zum Kerko einen Entladewiderstand schalten.
mfg Klaus
Wie Du das weg bekommst? Am einfachsten wäre ein Snubber.
Also, ein Widerstand und ein Kerko im Reihe.
Wohin sollte man den dann setzen?
So wie man das naheliegenderweise machen würde, ändert sich im Grunde mit dem Snubber gar nichts. Ich hab da mal den Widerstand von 5..20 Ohm variiert.
Beim zweiten Gedanken ist das irgendwie auch klar, denn der 10µF Kerko C2 (der zur brauchbaren und störfreien Funktion des Schaltreglers zwingend gebraucht wird) ist ja trotzdem da und bewirkt Übles.
ja sorry dachte mir schon beim Oszibild mit den 40V. Das es etwas komsich ist.
Wie wäre es vor den ganzen Kondensatoren mit einem NTC oder einer Spule, damit der Strom etwas langsamer ansteigt und das Netzteil davor etwas mehr zeit hat.
Dazu gibt es auch eine AppNote von Linear Technology. Da ist das gut
erklärt und es werden auch Abhilfemaßnahmen gezeigt.
Danke, das ist sehr nützlich. Ich mach jetzt mal ein paar Experimente mit den Teilen die ich da habe, und bestelle noch TVS-Dioden & sinnvoller gewählte Elkos (eben nicht Low-ESR).
So wie man das naheliegenderweise machen würde, ändert sich im Grunde
mit dem Snubber gar nichts. Ich hab da mal den Widerstand von 5..20 Ohm
variiert.
5 Ohm ist vielleicht schon zu viel? In dieser AppNote ist von 0.5 Ohm die Rede... muss ich mal genauer anschauen.
TVS-Dioden & sinnvoller gewählte Elkos (eben nicht Low-ESR).
Aus der Simulation kannst Du entnehmen, dass Du den Low-ESR in Verbindung mit einem Vorwiderstand nehmen kannst. Es wird allerdings nicht ganz so gut, wie die Simulation zeigt. 32V zu 30V, aber besser als gar nichts.
Der TO kann das ja mal mit 100µF oder 47µF testen, dito mit 5 und 20Ω, ab wann es merklich schlechter wird.
Viel besser ist hier natürlich eine Anlaufstrombegrenzung. Ich habe hier mal als P-MOSFET den IRF7343 gewählt. Der verträgt 55 V und Reichelt hat ihn für 60 Cent. Dies ist allerdings ein Doppel-MOSFET N+P-CH. Er stand als 55 V Typ in LTspice zur Verfügung und passt ganz gut.
Ich bitte um Vorschläge für noch bessere P-MOSFET die auch gut zu beschaffen sind.
Die für Zeitkonstante ist C3 mit 10 nF und 47 K//1 M zuständig. Da die Stromversorgung anscheinend sehr wackelig sein kann, sollte diese Zeitkonstante klein sein. Denn solange C3 geladen ist, ist der MOSFET durchgeschaltet. Deshalb habe ich in Simulation Inrush_Strombegrenzung_6.asc noch einen Ableitwiderstand R7 mit 47 K vorgesehen. Gleichzeitig öffne ich den Schalter S2 nach 10,15 ms wieder weil Uc2 voll dann ist und wir jetzt das Entladen sehen wollen.
Die Zeitkonstante beträgt
t = 10 nF x ((1 M // 47 K) + 47 K) = 940 µs
Auf Bild Inrush_Strombegrenzung_6b.png sieht man das für das Abklingen von Uc2 nur noch C2 und R4 zuständig sind.
mfg klaus
Es wäre im Bereich von 30µs wäre der Peak bei rund 3A. Aber im Bereich des Überschwingers liegt dieser deutlich darunter. Nur der Simulator versagt mit einer ZD und macht wildes Stromschwingen mit über 5A ohne Ende.
ich muß noch Bild Inrush_Strombegrenzung_3.png nachreichen.
Würde zwar funktionieren, aber nach dem Vorgang ist der Mosfet leider kaputt.
Es muss noch der Spannungsteiler R5 und R6 angepaßt werden. Der ist noch für maximal 10V Versorgungsspannung ausgelegt.
Das kann auch aus den Simulationen mit falstad.com abgelesen werden, dass das nicht so der Hit wird. Vorteil von falstad.com ist, dass hier viele, die kein LTSpice haben damit auch etwas experimentieren können.
Funktioniert soweit auch super, nur wenn ich die Versorgungsspannung auf
24V einstelle und das Kabel ein paar mal ein und ausstecke ist der
Regler hinüber.
Ohne besondere Schutzmaßnahmen schwebt und droht so ein Szenario immer – und bei den Step-Down-Synchron-Schaltreglern mit einem N-MOSFET im High-Side, die eigentlich immer an dem Bootstrap-Kondensator gut erkennbar sind, ist das nur eine Frage der Zeit, bis etwas passiert und sich der Regler dann selbstkillt. Es gibt selbstverständlich noch andere Parameter, die wichtig sind, außer der Ausgangsspannung, die jemand sehr häufig einfach nur auf der Anzeige eines Standardmessgeräts als Mittelwert sieht und seine Freudesprüge macht, weil die Zahl stimmt, und somit auch meint, alles funktioniere bestens. Das zu erwähnen ist aber angesichts der Problematik hier nur eine Nebensache, auch der schöne Wirkungsgrad ist dann quasi bedeutungslos.
Der Maximalstrom entspricht dem Einschaltstromstoß der
Eingangsschaltung.
Also etwa: Versorgungsspannung ÷ (Kabelwiderstand + ESR der parallelen
Kondensatoren)
Den muß die TVS-Diode maximal ableiten, so daß man diesen Wert zur
Abschätzung deren Klemmspannung verwenden kann.
Daher wird das die Spannung leider nicht zuverlässig auf unter 30V begrenzen können.
Ich habe gestern die MOSFETs bekommen (PJA3463_R1_00001), und damit erste Tests gemacht.
Den Kondensator & den Widerstand gegen masse habe ich vergrössert um einen langsameren Anstieg zu bekommen - mit z.B. 30nF war die Flanke noch immer zu steil.
Den Entladewiderstand habe ich massiv verkleinert weil es sonst viel zu lange dauert bis der Kondensator leer ist - wiederholtes Ein- und Ausstecken führt dann trotzdem zu Überspannung, weil der MOSFET noch leitet.
Mit dem kurzen Kabel (50cm) geht es jetzt - mit ~10m (aufgerollt) nicht.
Optimal wäre eine sehr lange Ladezeit - und eine kurze Entladezeit. Ich konnte mir aber gerade keine einfache Schaltung dafür überlegen.
Irgendwie habe ich das Gefühl das wird nie 100% zufriedenstellend funktionieren - zumindest nicht wenn die Verbindung prellt.
Nach all dem ist mir dann aber plötzlich eine einfache Idee gekommen, die eigentlich in allen Fällen perfekt funktionieren müsste (begrenzer_neu.png).
Der Mikrocontroller (ist sowieso vorhanden) würde dann einige Millisekunden nach dem Anschliessen der Versorgungsspannung (und vor dem einschalten der LEDs) den Serienwiderstand mittels der 2 FETs überbrücken. Somit ist die Effizienz gut - und selbst ein stark prellender Stecker kann dem ganzen nichts anhaben. Probiere ich morgen mal aus!
Der Mikrocontroller (ist sowieso vorhanden) würde dann einige
Millisekunden nach dem Anschliessen der Versorgungsspannung (und vor dem
einschalten der LEDs) den Serienwiderstand mittels der 2 FETs
überbrücken. Somit ist die Effizienz gut - und selbst ein stark
prellender Stecker kann dem ganzen nichts anhaben. Probiere ich morgen
mal aus!
Du hast den 2. Fet nicht parallel sondern seriel in der Schaltung eingefügt. Die ist bestimmt ein Versehen. Beim Überbrücken des Widerstandes hättest Du das Gate des 1.Fet auf Masse. Das ist auch nicht gut.
mfg Klaus
Du hast den 2. Fet nicht parallel sondern seriel in der Schaltung
eingefügt. Die ist bestimmt ein Versehen. Beim Überbrücken des
Widerstandes hättest Du das Gate des 1.Fet auf Masse. Das ist auch nicht
gut.
mfg Klaus
Ich sehe keinen Fehler. Der N-MOS hat Bezug auf Masse & kann daher vom uC eingeschaltet werden. Das wiederum zieht das gate vom P-MOS gegen GND (aber maximal bis auf VCC - 10V runter), und schaltet den somit durch. So ist der 2 Ohm Widerstand überbrückt!
Eine einfache Methode ist eine Sicherung in der Zuleitung, oder ein kleiner Widerstand. USB Kabeln haben (auch) aus diesem Grund einiges an Widerstand.
Wenn der Regler dann mal wenigstens 40V aushält, findet sich ganz
einfach ein Bauteil, das ihn schützen kann.
Macht Sinn. Nur kostet das sofort das doppelte (hab jetzt nur bei TI geschaut, weil Power Designer ist komfortabel). Da wäre ein bisschen Hühnerfutter klar günstiger.
Du hast den 2. Fet nicht parallel sondern seriel in der Schaltung
eingefügt. Die ist bestimmt ein Versehen. Beim Überbrücken des
Widerstandes hättest Du das Gate des 1.Fet auf Masse. Das ist auch nicht
gut.
mfg Klaus
Ich sehe keinen Fehler. Der N-MOS hat Bezug auf Masse & kann daher vom
uC eingeschaltet werden. Das wiederum zieht das gate vom P-MOS gegen GND
(aber maximal bis auf VCC - 10V runter), und schaltet den somit durch.
So ist der 2 Ohm Widerstand überbrückt!
Aha, ich hatte den 2 Ohm Widerstand übersehen!
Reicht denn der 2 Ohm Widerstand aus um die ersten 40 V zu dämpfen. Ich glaube nicht. Das Hochfahren des Mikrocontroller dauert viel zu lange.
mfg Klaus
Hast Du schon mal ausgerechnet wieviele tausend Stück Du davon kaufen könntest von den Kosten was es Deine Arbeitszeit kostet, das nur halbwegs gelöst zu bekommen.
Hast Du schon mal ausgerechnet wieviele tausend Stück Du davon kaufen
könntest von den Kosten was es Deine Arbeitszeit kostet, das nur
halbwegs gelöst zu bekommen.
Ich denke so 1-2k Stück. Falls das Produkt je auf den Markt kommen sollte wären es aber durchaus Stückzahlen wo das Sinn macht.
Falls die MOSFET+grosser Widerstand Lösung nicht wie erhofft funktioniert werde ich wohl wirklich auf >=40V Regler + TVS ausweichen müssen, ich sehe aber bis jetzt keinen Grund warum das nicht gehen sollte (oder was daran unsauber wäre).
....
Nach all dem ist mir dann aber plötzlich eine einfache Idee gekommen,
die eigentlich in allen Fällen perfekt funktionieren müsste
(begrenzer_neu.png).
Der Mikrocontroller (ist sowieso vorhanden) würde dann einige
Millisekunden nach dem Anschliessen der Versorgungsspannung (und vor dem
einschalten der LEDs) den Serienwiderstand mittels der 2 FETs
überbrücken. Somit ist die Effizienz gut - und selbst ein stark
prellender Stecker kann dem ganzen nichts anhaben. Probiere ich morgen
mal aus!
Oder eine Kombination.
Wenn die Versorgungsspannung wegfällt, entlädt sich das Gate vom PMOS über die Z-Diode sowieso recht schnell. Ich sehe nicht, wo es da zu einem zu langsamen entladen kommen sollte. Das Problem ist, das der PMOS dennoch in sehr kurzer Zeit zwischen sperren und leiten umschaltet. Also nimm die erste Schaltung und den Überbrückungswiderstand von der zweiten Schaltung. Zeitkonstante so wählen, dass der PMOS erst dann einschaltet, wenn der Ausgangselko über den Widerstand voll geladen ist.
Wenn der Verbraucher natürlich sofort voll saugt, geht das nicht. Aber dann geht die µC-Lösung auch nicht.
