Differenzverstärker Filter

[Bert S. (kautschuck)]

Hi,

Ich wandle ein differentielles, analoges Signal mit einem 
Differenzverstärker auf Single-Ended für den ADC des uC (uC kann kein 
differential).

Das ganze ist für eine Phasenstrommessung mit einem AMC1200 von TI bei 
325VDC. Nun haben ich noch ein Filter für den Differenzverstärker 
vorgesehen, welches aber instabil ist und mit einem starken Sinus 
schwingt, ohne dass überhaupt die Motorphasen bestromt sind.

Simuliert hatte ich zuvor genau so mit LTSpice und ich konnte da keine 
Instabilität feststellen. Normalerweise schaltet man ja das Diff/Common 
Mode filter vor die Verstärker Widerstände R51 und R52, aber dies führt 
zu einem Fehler in der Verstärkung. Daher habe ich direkt die Caps nach 
R51 und R52 geschaltet, was wohl der Fehler war. Könnte das der Fehler 
sein, der zur Instabilität führt?

[Uwe B. (uwe_beis)]

Ich mag jetzt nicht die genaue Ursache diskutieren, aber bei mir neigt 
die Schaltung in der Simulation zumindest zu Resonanzen, die nicht weit 
von Eigenerregung entfernt sind.

Grundsätzlich: Wo hast du denn die Schaltung her? Falsch abgemalt? Bei 
einem differentiellen LPF geht der C an -In nicht an Masse, sondern an 
den Ausgang! Und der C zwischen +In und -In hat, zumindest theoretisch, 
keine Wirkung.

Eine Prinzips-Schaltung für einen differentiellen, 2- poligen LPF, habe 
ich angehängt. Die Dimensionierung hängt von deinen Wünschen, wie 
Charakteristik und Grenzfrequenz, ab.

[Robert M. (r0bm)]

Bert S. schrieb:
> Daher habe ich direkt die Caps nach
> R51 und R52 geschaltet, was wohl der Fehler war. Könnte das der Fehler
> sein, der zur Instabilität führt?

C137 sitzt direkt am nichtinvertierenden Eingang, weshalb der Verstärker 
(TLV9004) instabil wird wenn die Kapazität 90pF überschreitet. Entweder 
C137 verkleinern oder aber einen richtigen Instrumentenverstärker 
einsetzen falls das CM/DM-Filter beibehalten werden soll.

C137 < [SQR(2) x (R52 + R53)²] / [2 x PI x GBP x R53 x R52²]

Mit GBP = 1MHz für den TLV9004.

[Günter L. (Firma: Privat) (guenter_l)]

von Bert S. schrieb:
>Daher habe ich direkt die Caps nach
>R51 und R52 geschaltet, was wohl der Fehler war. Könnte das der Fehler
>sein, der zur Instabilität führt?

Ja, die Impedanz der beiden Eingänge ist nicht gleich.
Der +Eingang ist 10 kOhm und der -Eingang ist 0 Ohm,
also ein virtueller Kurzschluß. Der C147 darf nicht
direkt auf den -Eingang. Dadurch fängt das an zu
schwingen. Du mußt dafür sorgen, das beide Eingänge
gleiche Impedanz haben, also daß Ganze symetrisch ist.

[Günter L. (Firma: Privat) (guenter_l)]

Schau mal hier:

https://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0210153.htm

[Uwe B. (uwe_beis)]

Günter L. schrieb:
> Ja, die Impedanz der beiden Eingänge ist nicht gleich.
> Der +Eingang ist 10 kOhm und der -Eingang ist 0 Ohm,
Bei welcher Schaltung? Bei keiner! Aber tatsächlich ist bei allen 3 
Schaltungen die Eingangsimpedanz unterschiedlich, und bei allen 3 gibt 
es darüber hinaus eine Rückwirkung vom positiven Eingang auf den 
negativen Eingang: Ändert sich die Spannung am positiven Eingang, wird 
sich der Strom am negativen auch ändern müssen, um dessen Spannung zu 
halten.

Das ist bei solchen Differenzverstärkern so. Nur mit Quellen mit 
ausreichend niedriger Impedanz liefert so ein Differenzverstärker 
korrekte Ergebnisse.

Hier geht es aber eigentlich um die zusätzliche Filtereigenschaft.

[Günter L. (Firma: Privat) (guenter_l)]

von Uwe B. schrieb:
>Günter L. schrieb:
>> Ja, die Impedanz der beiden Eingänge ist nicht gleich.
>> Der +Eingang ist 10 kOhm und der -Eingang ist 0 Ohm,
>Bei welcher Schaltung? Bei keiner!

Ganz oben, daß allererste Bild "DiffAmp.png".

[Günter L. (Firma: Privat) (guenter_l)]

Der -Eingang von 0 Ohm, virtueller Kurzschluß, entsteht
durch die Gegenkopplung von R53.

[Christoph db1uq K. (christoph_kessler)]

Einen Kondensator am Ausgang mögen OPs auch nicht, vielleicht muss der 
56R größer sein?

[Bert S. (kautschuck)]

Danke für die Antworten, ist mir nun auch klar, dass das nicht 
funktionieren kann.

Nun aber dazu, wie man es richtig macht. Ich möchte dem 
Strommessverstärker AMC1200B ein anti-Aliasing/LPF nachschalten und bin 
mir nicht sicher, wo ich ansetzen soll. Das differentielle Signal muss 
durch einen Differenzenverstärker und ein Charge Bucket ist direkt vor 
dem SAR ADC. Folgendes könnte man ja machen:

- Filtern des single-ended Signals. Im Moment hat der Charge Bucket 
56Ohm seriell und 2.2nF parallel. Ich habe einmal irgendwo in einem TI 
Dokument gelesen, dass man den Charge Bucket nicht als LPF verwenden 
sollte, ich verstehe aber nicht genau wieso? Im Endeffekt könnte ich ja 
auch an den Ausgang des Differenzenverstärkers einen LPF 2ter Ordnung 
hängen, und dann noch einen Charge Bucket nachschalten. Wäre das eine 
sinnvolle Lösung?

- Ich könnte auch versuchen, vor dem Differenzenverstärker zu filtern, 
aber dies ist ja schon einmal gescheitert und aufgrund der ungenauen 
Caps scheint mir das nicht so sinnvoll?

Weiter kommt mir noch die Frage nach der Grenzfrequenz. Der ADC sampelt 
mit 100kHz, das PWM Signal ist 20kHz und das möchte man ja sicher 
rausfiltern sowie alle Harmonischen davon. Die Stomregelung hat eine 
Bandbreite von etwa 800Hz, somit scheint mir wohl eine Grenzfrequenz von 
so 5kHz für die Strommessung Sinnvoll, oder schneide ich da massiv zu 
viel ab?

[Uwe B. (uwe_beis)]

Günter L. schrieb:
> Der -Eingang von 0 Ohm, virtueller Kurzschluß, entsteht
> durch die Gegenkopplung von R53.

Ja, am neg. Eingang des Op-Amps, aber davor ist R52 und damit hat der 
negative Eingang eine Impedanz von 10k.

In allen Schaltungen mit Gegenkopplung hält der Op-Amp die Spannung an 
seinem -In immer (bis es zur Übersteuerung kommt) die Spannung auf der 
von +In, und wenn die konstant bleibt ist 0 die Impedanz an -In 0.

Günter L. schrieb:
> Der C147 darf nicht direkt auf den -Eingang.
(-> C137) Doch, das darf er. Bei einem Differnzierer ist das so, und 
hier ist er - allerdings fälschlicherweise - auf Gnd statt auf Out.

Symmetrisch, abgesehen von den Impedanzen der Eingänge der Schaltung, 
ist das Ganze so, wie ich es gezeigt habe.

[Uwe B. (uwe_beis)]

Bert S. schrieb:
> Folgendes könnte man ja machen:
>
> - Filtern des single-ended Signals.
Das Quell-Signal ist single-ended? Wieso kommt da eine symmetrische bzw. 
Differenz-Schaltung  ins Spiel?

[Bert S. (kautschuck)]

Uwe B. schrieb:
> Das Quell-Signal ist single-ended? Wieso kommt da eine symmetrische bzw.
> Differenz-Schaltung  ins Spiel?

Nein, ich meinte nur filtern nach dem Differenzenverstärker, wo das 
Signal bereits single-ended ist.

[Uwe B. (uwe_beis)]

Bert S. schrieb:
> Nein, ich meinte nur filtern nach dem Differenzenverstärker, wo das
> Signal bereits single-ended ist.
Ok, verstehe. Du hast die Optionen Differenzverstärker + unbalanced 
Filter oder balanced Filter. Die erste braucht 2 Op-Amps, die zweite 
mehr Kondensatoren. Your choice.

Bert S. schrieb:
> Im Moment hat der Charge Bucket 56Ohm seriell und 2.2nF parallel.
Ich gestehe, dass ich den Begriff "Charge Bucket" noch nie gelesen habe, 
aber ich denke, ich weiß, was gemeint ist.

> Ich habe einmal irgendwo in einem TI
> Dokument gelesen, dass man den Charge Bucket nicht als LPF verwenden
> sollte, ich verstehe aber nicht genau wieso?
Ich auch nicht. In den (vollsymmetrischen) Schaltungen, die ich auf 
Empfehlung der ADC-Hersteller verwende, wird das genau so gemacht: 
Kondensator direkt am ADC-Eingang.

> Weiter kommt mir noch die Frage nach der Grenzfrequenz. Der ADC sampelt
> mit 100kHz, das PWM Signal ist 20kHz und das möchte man ja sicher
> rausfiltern sowie alle Harmonischen davon.
Alles ist ein Kompromiss. Wie viel Rest von den 20 kHz darf bleiben? 
Viel weniger als die Auflösung des Wandlers wäre sinnlos, andererseits, 
wenn es eine Regelung ist, darf die Signalverzögerung nicht zu hoch 
sein. Wenn dem Signal ohnehin Störungen überlagert sind, spielt ein 
bisschen Aliasing auch kein so große Rolle. Das Ziel kann evtl. mit 
1-poligen Filtern erreicht werden, oder mit mehrpoligen, wobei man evtl. 
deren Einfluss je nach Charakteristik und natürlich der Grenzfrequenz 
auch berücksichtigen muss.

Das gilt insbesondere für das, was du die Stromregelung nennst. Wenn du 
es nicht simulieren kannst (z. B., wenn das Verhalten der Strecke 
unbekannt oder nichtlinear ist), musst du es experimentell optimieren.

Aber wenn es keine Regelung ist... Alles ist ein Kompromiss.

[Günter L. (Firma: Privat) (guenter_l)]

von Uwe B. schrieb:
>Ja, am neg. Eingang des Op-Amps, aber davor ist R52 und damit hat der
>negative Eingang eine Impedanz von 10k.

R52 gehört aber zum Tiefpassfilter. R52 und C137 sollen
ein Tiefpassfilter bilden. Der kann aber so nicht funktionieren,
weil ja C137 vom OP kurzgeschlossen wird. Es muß noch ein
Widerstand von C137 zum -Eingang eingefügt werden.
Siehe bei "elektronik-kompendium" den R1.

https://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0210153.htm

[Uwe B. (uwe_beis)]

Günter L. schrieb:
> R52 gehört aber zum Tiefpassfilter....
Ich sehe das anders:
> Es muß noch ein
> Widerstand von C137 zum -Eingang eingefügt werden.
> Siehe bei "elektronik-kompendium" den R1.
Nein, C137 muss nicht nach Masse, sondern über R53 gelegt werden, damit 
es ein invertierender Tiefpass wird, dessen Amplitudengang identisch zu 
dem nicht invertierender Tiefpass (Eingang +In bzw. SB P) ist.
https://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0210153.htm behandelt 
keinen differentiellen Tiefpass! Aber mit 2 zusätzlichen Kondensatoren 
wird es einer.

[Bert S. (kautschuck)]

@ Uwe B. danke für die Erläuterung.

Noch eine Frage zum AMC1200 Datenblatt. Dort steht 3.1mVrms Noise, 
bezieht sich das auf den Eingang, also die +-250mV? Das wären dann ja 
+-4.38mV noise auf +-250mV Signal, ergibt also 1.75% Noise bzw.35dB SNR?

Datenblatt AMC1200:
https://www.ti.com/lit/ds/symlink/amc1200.pdf?ts=1709110963822&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.mouser.it%252F

[Uwe B. (uwe_beis)]

Dort steht: Output noise: 3,1 mVrms
Dort steht auch: Nominal gain: 8

Das bedeutet, dass der input noise ~0,4 mVrms ist. Allerdings ist das 
eine Angabe ohne Bandbegrenzung und damit ziemlich wertlos. Die 
benötigte Information findest du in Figure 21. "Output Noise Density vs 
Frequency"

Für den niederfrequenten Bereich ist dort ein output noise von ca. 800 
nV/sqrt(Hz) angegeben. Wenn du eine Grenzfrequenz des LPF von ca. 8 kHz 
anstrebst, ergibt sich daraus ein output noise von ca. 32 * 0,8 µV = 25 
µV bzw. input noise = ca. 3,2 µV. (Habe ich mich verrechnet?)

Es wird ca. 10% mehr, weil der größere Teil des Frequenzbandes eher 900 
nV/sqrt(Hz) enthält. SNR für Sinussignale (500 mVpp) ca. 140 mV / 3,5 µV 
= ca. 92 dB (wenn ich mich nicht verrechnet habe).

[Bert S. (kautschuck)]

Uwe B. schrieb:
> Dort steht: Output noise: 3,1 mVrms
> Dort steht auch: Nominal gain: 8

Ok, habe ich übersehen. Dann macht auch meine Noise Messung sinn, ich 
komme auf 1.56mVrms. Die Messung ist direkt bei ISENB oben im ersten 
Beitrag mit einer Spring Probe. Die Kapazitäten wurden alle entfernt.

Uwe B. schrieb:
> Für den niederfrequenten Bereich ist dort ein output noise von ca. 800
> nV/sqrt(Hz) angegeben. Wenn du eine Grenzfrequenz des LPF von ca. 8 kHz
> anstrebst, ergibt sich daraus ein output noise von ca. 32 * 0,8 µV = 25
> µV bzw. input noise = ca. 3,2 µV. (Habe ich mich verrechnet?)

Gemäss diesem Grafen müsste die Noise bei 200kHz deutlich geringer sein.

[Uwe B. (uwe_beis)]

Bert S. schrieb:
> Gemäss diesem Grafen müsste die Noise bei 200kHz deutlich geringer sein.

Meintest du 200 Hz? Die Bandbreite des AMC1200 ist nur 100 kHz. Bei 200 
Hz sind es 800 nV/sqrt(Hz). 0,8 µV würdest du hinter einem 1 Hz breiten 
200 Hz-Bandfilter messen. (Da habe ich zuerst "800 Hz-Bandfilter" 
geschrieben...)

[Bert S. (kautschuck)]

Uwe B. schrieb:
> Meintest du 200 Hz?

Ich meinte schon 200kHz, das ist zumindest was ich oben gemessen habe. 
Als Vergleich habe ich auch den AMC1200B abgeschaltet, da war die Noise 
komplett weg.

Die 3.1mVrms Noise müssen ja auch irgendwoher kommen, zumindest sehe ich 
die Beziehung zur Frequenzabhängigen Noise nicht.

[Lothar M. (Firma: Titel) (lkmiller) (Moderator)]

Uwe B. schrieb:
> Und der C zwischen +In und -In hat, zumindest theoretisch, keine Wirkung.
Praktisch aber schon. Denn der OP regelt ja mit der Differenz zwischen 
den beiden Eingängen. Sonst könnte man ja einfach auch +In und -In 
miteinander verbinden, wenn da "theoretisch" sowieso der selbe Pegel 
ist...

[Uwe B. (uwe_beis)]

Bert S. schrieb:
> Die 3.1mVrms Noise müssen ja auch irgendwoher kommen, zumindest sehe ich
> die Beziehung zur Frequenzabhängigen Noise nicht.
Ein Delta-Sigma-DAC generiert sehr viel Out-of-Band Noise. Wenn du dir 
dein Oszillogramm ansiehst, wirst du feststellen, dass da ganz 
offensichtlich ein ganz erheblicher Rest einen Signals mit knapp 200 kHz 
drin steckt (ca. 9 Schwingungen in 50 µs). Der ADC/DAC ist aber nur für 
100 kHz Bandbreite vorgesehen. Wenn alles über 100 kHz heraus filterst, 
wird es schon ganz erheblich weniger. Und wenn du sogar, wie in deinem 
Ausgangspost angestrebt, alles über 8 kHz heraus filterst, bleibt noch 
einmal deutlich weniger.

Lothar M. schrieb:
> Praktisch aber schon. Denn der OP regelt ja mit der Differenz zwischen
> den beiden Eingängen.
Ja, und genau deswegen schrieb ich "theoretisch". Ob der Effekt in der 
Praxis vernachlässigbar ist oder nicht, hängt von vielen Faktoren ab. 
Ein kleiner Kondensator (1 nF) bei einer niedrigen Grenzfrequenz und 
wohl möglich einer niederohmigen Dimensionierung spielt sicherlich keine 
Rolle.

Würde ich die Dimensionierung der Originalschaltung behalten und nur den 
einen 100 pF nicht nach Masse, sondern an den Ausgang legen, ergäbe sich 
ein Tiefpass mit 160 kHz. In diesem Fall würde der Effekt des 1 nF, je 
nach Op-Amp, mehr oder weniger, aber deutlich sichtbar sein. (Hab' ich 
aus Interesse mal simuliert.)

@ Bert: Für die korrigierte Schaltung würdest du statt 2 x 100 pF z.B. 2 
x 2,2 nF bei 10 kOhm-Widerständen brauchen, um eine Grenzfrequenz von 8 
kHz zu erreichen.