Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik DDS, Filteranpassung ohne Transformator


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von Jens (jens_ae)


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Hallo zusammen,

ich habe eine Frage bezüglich der Anpassung des Filters nach dem DDS 
(AD9951..AD9954).
Diese Bausteine arbeiten im Ausgang als Stromsenke, deshalb der 
Widerstand nach +1,8V. 50Ohm und die Eingangsanpassung des Filters 
sollte stimmen.

Auf der anderen Seite wird es schwieriger. Im Funkamateur  (so in den 
2006 Jahren) war mal ein Anpassung auf einen AD8000-OPV einschl. 
zugehöriger Berechnung.

Ich will den Weg über einen differential OPV gehen (hier LMH6552 oder 
ähnliches).
Eigentlich müssten doch R1 und R4 entfallen können, denn der OPV sorgt 
ja über die Rückkopplungs-R's dafür, dass der Strom am jeweiligen 
Eingang Null wird. Somit R2, R3 = 50Ohm.

Jetzt ergibt sich aber meine Frage: Wenn ich R2 und R3 auf 50 Ohm setze, 
was sieht dann der Ausgang des DDS, wenn ich es gleichstrommäßig denke.
Oder die Variante R1=R2=R3=R4=100Ohm, dann sollte das Filter 50 Ohm 
"sehen", aber auch hier bin ich mir nicht sicher.

Ich habe die Filter nur als Block gezeichnet, dort sollen dann 7, 9 oder 
11 polige Elliptic-Filter rein.

https://markimicrowave.com/technical-resources/tools/lc-filter-design-tool

Auf keinen Fall möchte ich über einen Trafo gehen und ich möchte die 
differentielle Ansteuerung des OPV, da ich damit z.B. die 100MHz Störung 
des DDS unterdrücke.

Ich bin für jeden Vorschlag offen, denn ich werde es modular aufbauen 
und testen.

Danke für Eure Mühe.

: Verschoben durch Moderator
von Robert M. (r0bm)


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Jens schrieb:
> Eigentlich müssten doch R1 und R4 entfallen können, denn der OPV sorgt
> ja über die Rückkopplungs-R's dafür, dass der Strom am jeweiligen
> Eingang Null wird. Somit R2, R3 = 50Ohm.

Ja, R1 und R4 sind nicht notwendig. R2 und R3 (beide 50 Ohm) sind als 50 
Ohm Abschluß für die TP-Filter ausreichend.

Der volldifferentielle Verstärker lässt sich entweder DC-gekoppelt mit 
Vocm = 1,8V und bipolarer Betriebsspannung (z.B. +7V und -3V) oder aber 
AC-gekoppelt mit Vocm = 5V und unipolarer Betriebsspannung von +10V 
betreiben.

von Jens (jens_ae)


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Vielen Dank für die schnelle Antwort.

Wenn ich dass weiter denke, dann kann ich auch einen THS4541 einsetzen 
und dann alles schön bei nur 5V Betriebsspannung betreiben.
Muss ich dann ebenfalls Vcom=1,8V wählen?

von Robert M. (r0bm)


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Mit Vocm=2,5V sehe ich noch kein Problem. Rechne mal nach was für 
Spannung sich an einem DAC-Ausgangspin einstellt wenn die zugehörige 
Stromsenke 0mA bzw. 10mA (max. 15mA) zieht. Der Konformitätsbereich 
liegt zwischen AVDD-0,5V bis max. AVDD+0,5V.

von Jens (jens_ae)


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Hallo Robert,

ich habe noch mal bei TI durch die Produkte geschaut und dann bei Mouser 
nach den Preisen.

Eigentlich müsste ich den Anlauf mit dem LMH6881 machen. Ein Fully-Diff 
mit 100Ohm Diff-Eingangswiderstand und min. 6dB Verstärkung, da kann ich 
den Filter gleich an den Eingang schalten und bei einer 
Spannungsverstärkung von 2 bekomme ich auch gleich noch 1V Amplitude + 
reichlich Reserve.
Damit kann ich die weniger werdende Amplitude bei hohen Frequenzen der 
DDS auch noch ausgleichen.


Ich hatte noch eine Idee bei den Filtern: Beim Elliptic-Filter sind doch 
die Parallelschwingkreise jeweils durch einen Kondensator gegen Masse 
gezogen (bildlich gesprochen).
Da ich meine Leiterplatten selber ätze, bleibt nur 1,5mm oder 0,7mm 
Dicke.
Bei ANALOG gibt es doch die CN0.. über den Filteraufbau und so wie ich 
es deute war der langgestreckte Aufbau das Optimum.

Wird der Filterverlauf besser, wenn ich die "nach Masse gezogenen" 
Kondensatoren durch ein Loch stecke. Die kalte Seite sieht dann die 
untere Massefläche und oben habe ich keine Ecken mehr, da ich keine 
seitlichen Abzweige mehr brauche.

Bin mal auf die Antworten gespannt. Der Testaufbau wird dauern, denn 
Mouser braucht ein wenig und demnächst sind Ferien.

von Dergute W. (derguteweka)


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Moin,

Jens schrieb:
> Wird der Filterverlauf besser, wenn ich die "nach Masse gezogenen"
> Kondensatoren durch ein Loch stecke.

Nicht dass ich mich gross auskennen wuerde, aber wenns schon um so 'ne 
Dinger geht, waers da nicht vorher schon g'scheider, statt 2 
asymmetrischen Filtern (die ja in der Praxis sicher nie ganz gleich 
sind) ein Symmetrisches herzunehmen?

Gruss
WK

von Purzel H. (hacky)


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Selber Aetzen ... wuerd ich mir eher nicht antun, sondern einen 4 Lagen 
Print bei eurocircuits machen lassen. Das letzte Mal als ich schaute war 
so einer um die 100 Euro. Egal. Der LHM6652 wuerde eigentlich erlauben 
die Stromsenke des AD995x zu spielen. Den Tiefpass sollte man fuer ein 
Stromquelle/Stromsenke Paar designen koennen, also ohne 50 Ohm 
Terminierungen

: Bearbeitet durch User
von Jens (jens_ae)



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Danke Euch beiden -

und ach oh weh, die Geister die ich rief ...

Es war eigentlich nur ein winziges Problem und schon fliegt einem die 
Schaltung um den Kopf.

Ich habe mal den Filter entworfen (50Ohm) und den in LTSpice nachgebaut. 
Ich gebe mal alle 3 Schritte an. Der letzte hängt in der AC-Simulation, 
da habe ich keinen Plan, wie ich die DAC Ausgangsstufen anders machen 
soll. Da fehlt mir irgendwie der Offset in den Einstellungen - da mache 
ich auf jeden Fall etwas falsch.

Die beiden OVs sind aus der Not geboren, machen aber was sie sollen, den 
es ging mir ja eigentlich um das Filter und dessen Anpassung.
Das Bildschirmfoto gehört zur differential_02.asc

@ Purzel: Wie mache ich einen Filter ohne Terminierung?

von Dergute W. (derguteweka)


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Moin,

Jens schrieb:
> Ich habe mal den Filter entworfen (50Ohm) und den in LTSpice nachgebaut.

Naja, Papier und LTSpice sind geduldig. Aber wie genau wirst du denn 
z.B. 1.5pF Kapazitaeten mit real existierenden Bauteilen und 
Leiterplatten hinkriegen koennen? Und was haben dann kleine Abweichungen 
fuer Folgen?

Gruss
WK

von Jens (jens_ae)


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Mal ganz schnell noch:

https://markimicrowave.com/technical-resources/tools/lc-filter-design-tool

ich nutze das Ding um mir einen Überblick zu hohlen. Allerdings muss ich 
zugeben, dass ich das erste Mal einen symmetrischen Filter entworfen 
habe.
Da gibt es eine Anleitung bei TI, wie man aus einem asymmetrischen einen 
symmetrischen Filter macht.

Bei bisherigen Aufbauten bin ich mit den Werten aus dem Tool und der 
Beschreibung von Analog ganz gut weggekommen, selbst wenn ich vor und 
nach dem Filter eine passive Anpassung von 50Ohm->100Ohm -> Filter -> 
100Ohm->50Ohm eingebaut habe.

Bei Fehlanpassung geht aber ganz schnell nix mehr -> deshalb meine 
Eingangsfrage.

Wenn ich mit 1,5mm Material und sehr kleinen Inseln arbeite, dann 
stimmen die Filter recht gut.

Ich gebe Dir natürlich recht, eine 3x3mm Insel bei FR4.7 und 1,5mm Dicke 
bringt ungefähr 0,25pF mit und vielleicht hatte ich auch immer Glück mit 
der Bauteilstreuung aber der erste Kreis bestimmt den letzten Pol.

Hier kommt ja meine zweite Idee von oben ins Spiel - Loch durch und oben 
und unten verlöten - macht die Insel deutlich kleiner und die 
Randeffekte werden weniger (0602 - schaut bei 1,5 mm dann kaum noch 
raus).

Bisher habe ich immer geschaut, dass einer der Pole auf die Taktfrequenz 
des DDS fällt, dass habe ich hier noch nicht gemacht.


Für einen Test hätte ich das Zeug für den Filter da, die DDS hat noch 
100Ohm am Ausgang aber dass lässt sich ja mit dem Lötkolben ändern.

Mein Problem ist hier noch die schnelle Zusammenführung der beiden 
Signale, so dass ich sie am Specki mit 50Ohm darstellen kann.

Da muss wohl noch ein Adapter her...

Für Vorschläge bin ich dankbar.

von Robert M. (r0bm)


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Jens schrieb:
> Eigentlich müsste ich den Anlauf mit dem LMH6881 machen.

Die Eingänge sind laut DB mit 2.5V vorgespannt und da die interne 
Schaltung nicht näher gezeigt wird, ist mir das Verhalten bei 
DC-Kopplung mit der DDS noch nicht ganz klar. Haben die 2.5V Einfluß auf 
die DAC-Ausgänge (was schlecht wäre) oder wird die Gleichtaktspannung 
der DAC-Ausgänge auf die Eingänge des Differenzverstärkers eingeprägt? 
Bei den zwei anderen Verstärkern lässt sich das eindeutig 
nachvollziehen.

Jens schrieb:
> Bei ANALOG gibt es doch die CN0.. über den Filteraufbau und so wie ich
> es deute war der langgestreckte Aufbau das Optimum.

Gestreckt, auf jeden Fall. Für gute Weitabselektion bei elliptischen 
TP-Filtern, anstatt der min-L vielleicht die min-C Variante, mit Längs-L 
und Shunt-Serienkreisen, in Erwägung ziehen. Da die Serienschwingkreise 
nach Masse gehen, lassen sich damit parasitäre Induktivitäten (z. B. von 
GND-Vias) absorbieren.

von Rolf S. (audiorolf)


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Macht es nicht mehr Sinn, den Filter in den OP einzubauen? Die 
Asymmetrie dürfte so kaum in den Griff zu bekommen sein.

von Jens (jens_ae)


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So,

ich habe mal die Idee von Robert umgesetzt und das Design in die 
Variante ->
Shunt-Serienkreisen <- umgestellt. Die Leiterplatte ist gemacht und 
bestückt und ich muss sagen, das mir dass Design und die Verteilung auf 
der LP viel besser gefällt als die Variante mit den 
Parallelschwingkreisen. Ich habe dies bisher noch nie ins Auge gefasst, 
da sich SMD-Induktivitäten nicht besonders gut löten lassen. Aber 
Platzbedarf und Kompaktheit sprechen definitiv dafür!

Ich habe extra in den Mittelzweigen zwei C's eingesetzt, da sonst die 
Werte völlig aus dem Ruder laufen. Bei einem Zweig habe ich schummel 
müssen, da ich den Wert nicht in der Kiste hatte.

Neues Problem, wie vermesse ich den Filter!

Ich habe ein Specki mit TG (Rigol), ein Oszi, einen AD9954 am Arduino 
und hier ergibt sich die Frage, einen LMH6552 - der aber auf einem 
Steckbrettadapter gelötet ist.

Letzteres ist kein Problem, da ich ja sowohl Leiterplatte als auch 
Lötkolben kann.

Ich kann für den LMH6552 eine LP machen (jetzt werden wieder alle 
Lachen, wenn ich mit FR4 und selber ätzen komme), aber mir fehlt irgend 
wie der Rückweg zum Specki (Asym. -> LMH6552 -> Filter -> ? -> Asym).

Der LMH auf dem Steckbrett ist wirklich schlimm, ab 270MHz hat der ein 
Eigenleben mit entsprechenden Harmonischen (war zu erwarten). Steckbrett 
ist keine denkbare Variante!

Ich hätte gern eine schnelle Möglichkeit, dass Signal zu splitten, dann 
durch den Filter zu schicken und alles wieder zu combinen und wenn es 
passiv ist. Trafos zu wickeln ist zwar möglich, aber mein Kernmaterial 
reicht nicht wirklich bis 200MHz.
Vielleicht hat jemand noch eine Idee, wie man so etwas wie IE500 oder 
TUF3 zweckentfremden könnte.

Ich bin gespannt ...

Ach ja, habe ich vergessen: Beim Sweep bis 180 MHz habe ich keine 
rückwärtslaufenden Mischprodukte am Specki gesehen. Die 100Mhz waren 
aber immer noch als Peak da, da ich mit 25MHz Takt gearbeitet habe.

: Bearbeitet durch User
von Jens (jens_ae)


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Ich habe noch einen Tod geglaubten LMH6552 auf einer Platine gefunden 
und diesem ein neues zu Hause gegeben, damit ist das 
Transformationsproblem von oben gelöst.

Beide Einheiten hintereinander ergeben am Specki eine leichte 
Wellenlinie von ca. 2dBm - für einen ersten Blick auf das Filter sollte 
dies reichen.

Ich hänge auch noch mal die LTSpice - Sim dazu, denn ich habe den 
simplen Fehler bei den Stromquellen gefunden. Bei der zweiten hatte ich 
die Phase nicht auf 180° gesetzt.

Bild 1 zeigt meinen Aufbau mit den zwei LMH6552 und dem Filter in der 
Mitte.
Bild 2 zeigt den Filter in der Nahaufnahme.

Bild 3 ist dann der Schrecken an sich - das Specki-Bild! Der obere Ecke 
liegt bei 180MHz wie gewollt. Warum aber bei weniger als 35dBm Schluss 
mit der Dämpfung ist entzieht sich mir - vom nachfolgenden Anstieg ganz 
zu schweigen.

Wenn ich ein wenig mit der Sim spiele bekomme ich so ein Bild nicht hin.

Erkennt vielleicht jemand den Designfehler der Platine?

Vielen Dank schon mal im Voraus.

von Robert M. (r0bm)


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Jens schrieb:
> Ich hätte gern eine schnelle Möglichkeit, dass Signal zu splitten, dann
> durch den Filter zu schicken und alles wieder zu combinen und wenn es
> passiv ist.

Ein 1:2 Balun mit 50 Ohm Eingang und 0°/180° 50 Ohm Ausgängen ist 
angehängt. Die Übertrager sind entweder zwei klassiche, bifilar 
gewickelte Strombaluns oder zwei kurze 50 Ohm Koaxialkabel die durch 
eine handvoll Doppellochkerne durchgesteckt werden.

Die Baluns lassen sich auch mit 2 Diodenringmischer ersetzen, die als 
Phasenmodulatoren beschaltet sind. Benötigt wird jedoch eine 
Eingangsleistung von min. 10dBm. Den mit 50 Ohm abgeschlossenen IF-Ports 
wird ein Gleichstrom über eine 5V Spannungsquelle + Vorwiderstand 
eingeprägt. Falls notwendig, lässt sich über den Strom die Amplitude der 
Ausgangsspannungen regeln.

Jens schrieb:
> Bild 3 ist dann der Schrecken an sich - das Specki-Bild! Der obere Ecke
> liegt bei 180MHz wie gewollt. Warum aber bei weniger als 35dBm Schluss
> mit der Dämpfung ist entzieht sich mir

Das passiert z.B. wenn das Filter single-ended angesteuert und die 
Spannung ebenso single-ended am Verstärkerausgang entnommen wird. Sobald 
die Ausgangsspannung differentiell abgenommen wird, stimmt die Dämpfung 
im Sperrbereich (s. Anhang).

von Robert M. (r0bm)


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Fehlendes Bild zum 1:2 Balun...

von Marcel V. (mavin)


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Robert M. schrieb:
> Fehlendes Bild zum 1:2 Balun...

Die untere Wicklung von T2 ist über GND kurzgeschlossen!

von Jens (jens_ae)


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Hallo Robert,

ich habe 4 3dB Dämpfungsglieder um den Filter angeschlossen - reine 
Zwangsanpassung und du hast recht, meine Anpassung stimmt nicht.
Der Filterverlauf wird deutlich tiefer, aber ich habe die Spitze bei 
300MHz und den breiten Buckel danach immer noch drin.

Der LMH6552 soll lt. DB 15Ohm Widerstand zwischen In+ und In-aufbringen, 
macht als 7,5 Ohm auf jeder Seite - statt 51 Ohm müssen als 42 Ohm in 
die Schaltung. Oder sehe ich da etwas falsch?

An dieser Stelle ist mir auch nicht ganz klar, dass knapp 10 Ohm so 
einen Unterschied ausmachen.

Kann es sein, dass die Spulen ineinander oder übereinander hinweg 
koppeln? Eine kurze Sim mit Koppelfaktoren von 0,1 zeigt schon schlimme 
Wirkungen.

Beim nächsten Aufbau werde ich Deinen Vorschlag verwenden.
Mit welchem Programm arbeitest Du (Tina)?

Mit der Balun-Sache sieht es schlecht bei mir aus, da muss ich erst beim 
FA wieder bestellen - dass dauert.

Vielen Dank
Jens

von Jens (jens_ae)


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Hallo Robert,

ich habe Deinen Vorschlag mal in Hardware gegossen.


Dabei zeigt sich, dass auf meinem Tisch und in meinem Hirn das Chaos 
(bezüglich der Filter) tobt.


Deshalb noch mal alles auf Reset und neu los.


Den Schaltungsaufbau hänge ich als Bild 1 ein - Ohne Stromversorgung 
+/-5 V, Vcom liegt auf Masse (roter Jumper im Bild). Die Bilder a und b 
zeigen den Frequenzgang bis 1.5Ghz. Das DUT sind zwei 
Schraubverbindungen. Der Frequenzgang ist nicht schön, zeigt aber, dass 
da nichts schwingt. A und b unterscheiden sich in der Terminierung a - 
0Ohm b - 50Ohm Schrauber.

Bild c zeigt den Frequenzgang in meinem eigentlichen Szenario - ohne das 
ich den TG normalisiert habe.


Jetzt kommt Dein Schaltungsvorschlag in Hardware (elliptic) und der 
Frequenzgang (Bild e).

Ein Chebychev von mir (cheby) und (bild d).

Der Rest ist wieder ein Elliptic mit Parallelschwingkreis + 
Frequenzgang.

Ich habe auch noch mal die Zwangsanpassung fotografiert. Sind jeweils 
3db Teile bis 18GHz - da sollt nix anbrennen. Durch die Zwangsanpasung 
werden die Filterverläufe nicht wirklich besser - also sollten die 51Ohm 
der Verstärker schon passen.

Was all den Filterfrequenzgängen eigen ist, ist eine Anhebung des Pegels 
ab ca. 300MHz - wo eigentlich keine Anhebung sein sollte. Selbst mit 
Zwangsanpassung und einem Blech als Schirmung wird es nicht wesentlich 
besser.

Ergo muss ich einen systematischen Fehler im Aufbau und damit in meiner 
Denke bezüglich der Filter haben. Spulen um 90° drehen geht nur bedingt, 
macht auch wegen des sym. Aufbaus keinen Sinn, oder steckt hier der 
Denkfehler.
Koppeln meine Spulen auf Grund des Aufbaues ineinander?

Ich würde mich über viele nützliche Hinweise freuen.

: Bearbeitet durch User
von Roland D. (roland_d284)


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Moin,

nur mal von Rand her, in der Simulation geht es, in Realität nicht? 
Welche parasitären Elemente hast du in der Simulation berücksichtigt?

SMD-Induktivitäten mit rund 50nH finde ich auf die Schnelle nur mit 
Eigenresonanzfrequenzen um 1GHz herum, sprich jenseits dieser Frequenz 
sind das Kapazitäten und schon weit davor verhalten sie sich anders als 
bei NF.

Dann haben die schnell mal 1Ohm Gleichstromwiderstand, was bezogen auf 
50Ohm schon einen 36dB-Spannungsteiler darstellt. Von den Induktivitäten 
der ganzen Kondensatoren und den Leiterbahnen kann man auch noch reden.

Gruß, Roland

von Jens (jens_ae)


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Hallo Roland,

ich habe den Spulen 4 Ohm als seriellen Widerstand mitgegeben. Bei einer 
Güte von Q = 65 ergibt sich bei 400Mhz ein R von 3,.. Ohm.

Wenn ich mit Q = X/R mit Q=65 und f=1,2GHz rechne bekomme ich ja R. 
Dieses R muss ja bei 1,2GHz viel größer sein als bei 400Mhz da durch den 
Skin-Effekt der wirksame Querschnitt kleiner wird.

Ich hänge mal das Sim-Zeug dran. Es ist für meinen obigen Cheby. Da geht 
nichts bei 300MHz nach oben. Sollte es ja bei dieser Art Tiefpass auch 
nicht.

Ich habe auch noch mal alles schön mit Aceton gereinigt - im laufenden 
Betrieb - noch dem Putzen und verdunsten des Acetons sah die Kurve wie 
vorher aus. Dazwischen allgemeines Rumgeeiere zu schlechteren Werten 
hin.

Auf den DUT-Leiterplatten benutze ich eine Leiterbreite von 0,5mm, als 
Material FR4 - 1,6mm (Rademacher oder Bungard). Der Wellenwiderstand 
dürfte bei den kurzen Leiterzügen und den Frequenzen noch nicht wirklich 
eine Rolle spielen.
Ein Testfilter mit der Leiterbreite 2,9mm brachte auch keine besseren 
Ergebnisse.
Die Anhebung ab 250Mhz ... 300Mhz und darüber bleibt - auch mit Deckel 
drauf.

Schraube ich statt des ersten LMH6552 den AD9954 rein und lasse ihn von 
1MHz bis 140MHz laufen, dann sehe ich die 100MHz als geringen Peak, die 
Mischprodukte die zu beiden Seiten symmetrisch laufen und "ganz 
wunderschön" die Überlagerung meiner Filter-Enveloppe und der des 
Images.

Es ist als ob meine Tiefpassfilter alle mal ab ca. 250Mhz wieder auf 
machen.
Hier liegt eben mein struktureller Fehler - so vermute ich.

Ich habe noch eine Idee (vielleicht eine dumme). Ein Filter reflektiert 
doch nur die Energie, die nicht im Durchlassbereich liegt. Kann es sein, 
dass hier einfach zwischen der Ausgangsstufe und dem Filter Ping-Pong 
gespielt wird?

Daraus ergeben sich zwei neue Fragen: wie messe ich symmetrisch S11 und 
wer baut, zeigt mir einen symmetrischen Diplexer (Stichwort: 
reflexionsfreie Filter)?

Oh, oh ... wäre ich mal beim Trafo geblieben ...

: Bearbeitet durch User
von Roland D. (roland_d284)


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Moin,

Jens schrieb:

> Hallo Roland,
>
> ich habe den Spulen 4 Ohm als seriellen Widerstand mitgegeben. Bei einer
> Güte von Q = 65 ergibt sich bei 400Mhz ein R von 3,.. Ohm.
>
> Wenn ich mit Q = X/R mit Q=65 und f=1,2GHz rechne bekomme ich ja R.
> Dieses R muss ja bei 1,2GHz viel größer sein als bei 400Mhz da durch den
> Skin-Effekt der wirksame Querschnitt kleiner wird.

Skin-Effekt dürfte eher noch keine Rolle spielen. Aber wenn so eine 
Spule eine Resonanzfrequenz von soundsoviel Hz hat, kann man daraus die 
parallele parasitäre Kapazität berechnen, die dürfte entscheidend sein. 
Und dann wäre da noch die Frage, ob man mit einem parasitären 
Parallelwiderstand rechnen muss, immerhin gibt's Ferrit und 
dementsprechend Ummagnetisierungsverluste die sich grob ähnlich einem 
Parallelwiderstand verhalten.

> Auf den DUT-Leiterplatten benutze ich eine Leiterbreite von 0,5mm, als
> Material FR4 - 1,6mm (Rademacher oder Bungard). Der Wellenwiderstand
> dürfte bei den kurzen Leiterzügen und den Frequenzen noch nicht wirklich
> eine Rolle spielen.

Auf den Bildern ist nicht zu erkennen, ob es eine Massefläche auf der 
Rückseite gibt. und Wenn, wie/wo ist sie an die Masse angeschlossen? 
Wenn keine Kupferfläche, dann ist die parasitäre Induktivität der 
Leiterbahnen erheblich (12nH/cm) und von einer Impedanz in dem Sinne 
kann man dann sowieso nicht mehr reden (weil keine Kapazität). Wenn 
Kupfer, aber nicht angeschlossen, dann ist die Induktivität der 
Leiterbahnen kleiner (6nH/cm), aber deine Massenschleife auf der 
Oberseite bildet mit der Unterseite einen super Resonator.

> Ich habe noch eine Idee (vielleicht eine dumme). Ein Filter reflektiert
> doch nur die Energie, die nicht im Durchlassbereich liegt. Kann es sein,
> dass hier einfach zwischen der Ausgangsstufe und dem Filter Ping-Pong
> gespielt wird?

Ja, das finde ich auch immer witzig, viele Leute denken, man kann z.B. 
mit einem Kondensator Störungen unterdrücken. Nein, man reflektiert sie 
nur. Verheizt werden müssen sie wo anders. Und wenn es keinen Widerstand 
zum Verheizen gibt, dann schaukeln sich die Störungen so sehr auf, das 
das bisschen, was der Filter durchlässt gleich dem ist, was ohne Filter 
auch da wäre. Wie bei einem Laser. Man lässt fast kein Licht aus der 
Röhre heraus und trotzdem kommt viel Licht heraus.

Aber in deinem Fall hast du eingangs- und ausgangsseitig 51Ohm. Die 
sollten Störungen absorbieren (verheizen).

Hab mal 'nen Screenshot angehängt wie das aussieht, wenn man ein paar 
willkürliche parasitäre Elemente dazu packt. Also 0,5..1,5pF parallel zu 
den Induktivitäten und ~10nH in Serie zu den Kapazitäten.

Gruß, Roland

von Jens (jens_ae)


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Hallo Roland,

die Rückseite meiner LP ist vollflächig Kupfer, als Buchse verwende ich 
die hier:
https://www.box73.de/product_info.php?products_id=3493

Die Massebeinchen sind auf der Rückseite verlötet. HF-Tecchnich sollte 
das in Ordnung sein.

Die Resonatorsache habe ich beim Aufbau des Filters ausprobiert. Ich 
habe nur die C's am ein und am Ausgang bestückt und dann die LP als DUT 
wie oben eingeschraubt. Da war bis zu -70dB und 1,5GHz nichts zu sehen 
außer das Rauschen.

Deine Sim geht schon in meine Richtung, wahrscheinlich sind die 
Kapazitäten bei mir noch größer, den die "Nichtmehrdämpfung" setzt ja 
schon bei 300 MHz ein.
Kannst Du mir Deine Sim mal anhängen, damit ich mir das noch mal genau 
anschauen kann?

Vielen Dank für Deine Mühe.
Jens

von Jens (jens_ae)


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Heute zum zweiten,

Ich habe über die Kopplungen von Ein- und Ausgang nachgedacht und die 
Anmerkung, dass diese eine wunderbare Koppelschleife bilden. Die 
Resonator-Sache von Roland stimmt: ich habe es nachgemessen - ER hat 
recht.

Da mir so langsam die 100nH Spulen ausgehen habe ich auf 7polig 
abgespeckt.
Die Sim und die LP sind im Anhang.

Bild aa zeigt die Bestückung nur mit dem Ein- (C15) und 
Ausgangskondensator (C2), damit sich da eine Schleife bilden kann. Wir 
sehen schon in welche Richtung dies geht.

Bild ab ist die Bestückung ohne L10 und L15 (beide mittlere Spulen) -> 
hier wird es klar.

Bild ac mit Vollbestückung und die Buckel aus aa und ab sind nur ein 
Stück gewandert.

Klare Aussage: Designfehler der LP!
-----------------------------------

Die 3db Grenze vom Lowpass ist weg - dies liegt aber daran, dass ich mit 
recht viel Energie die Kopplung gut sichtbar machen wollte.

Wie mache ich es jetzt richtig?
- Also ich möchte auf jeden Fall die 2cm zwischen den Buchsen behalten - 
kleiner Abstände sind mühsam beim Umbauen.

- Zu- und Ableitungen schneller (eher rechtwinklig) zusammenführen, aber 
mit einer 45° Strecke drin um den 90°-Knick zu vermeiden. Schön viel 
Masse drum - im Abstand von ca. 2-3 Leiterbreiten. (Hier wird es eng - 
im wahrsten Sinne.)

- Zu- und Ableitungen mit einer Leiterbreite Abstand zusammenführen.

- Den Filter ohne Massefläche - Abstand zu dieser ca. 3mm, wenn es geht 
mehr.

Der Entwurf (Bildschirmfoto) zeigt zwar die Massenflächen, aber wird die 
Kopplung dadurch wirklich weniger?

Sind hier Regeln falsch, habe ich etwas vergessen?
Wie lege ich die Bauelemente im Filter möglichst kopplungsfrei?

Ich freue mich auf Eure Antworten - und ich habe bisher ganz viel über 
symmetrischen Aufbau gelernt.
Jens

: Bearbeitet durch User
von Robert M. (r0bm)


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Hallo Marcel,

Marcel V. schrieb:
> Die untere Wicklung von T2 ist über GND kurzgeschlossen!

...und das ist ein Problem weil?

Hallo Jens,

Jens schrieb:
> Der LMH6552 soll lt. DB 15Ohm Widerstand zwischen In+ und In-aufbringen,
> macht als 7,5 Ohm auf jeder Seite - statt 51 Ohm müssen als 42 Ohm in
> die Schaltung. Oder sehe ich da etwas falsch?

Ich verstehe das so, dass die Gegenkopplung daraus einen Wert nahe Null 
macht, d.h. 50 (51) Ohm auf jeder Seite wären richtig.

Jens schrieb:
> Mit welchem Programm arbeitest Du (Tina)?

NI Multisim.

Jens schrieb:
> Was all den Filterfrequenzgängen eigen ist, ist eine Anhebung des Pegels
> ab ca. 300MHz - wo eigentlich keine Anhebung sein sollte. Selbst mit
> Zwangsanpassung und einem Blech als Schirmung wird es nicht wesentlich
> besser.

Ich tippe entweder auf Kopplung zwischen den Induktivitäten (eher 
unwahrscheinlich) oder aber Masseprobleme im Filterbereich. Zur Zeit 
bestehen dort, zwischen den vier SMA Buchsen, Masseverbindungen die eine 
gewisse, wenn auch sehr kleine, Induktivität aufweisen. Die 
Masseverbindung zwischen Ein- und Ausgang führt dann m.M.n. zu einem 
Dämpfungseinbruch bei hohen Frequenzen. Versuche mal die Masseflächen 
(mit kleiner Trennscheibe o.ä.) zwischen Ein- / Ausgang (Ober + 
Unterseite) aufzutrennen. Diese Maßnahme lässt sich bei Unwirksamkeit 
jederzeit wieder rückgängig machen.

Jeder Knoten im Filterbereich weist zur Zeit auch eine kleine Kapazität 
zur durchgehenden Masssefläche auf der Unterseite. Ich werde mal 
untersuchen wie sich der Amplitudengang ändert wenn diese Kapazitäten 
(~1...2pF) hinzugefügt werden.

von Roland D. (roland_d284)


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Moin,

Jens schrieb:

> Ich habe über die Kopplungen von Ein- und Ausgang nachgedacht und die
> Anmerkung, dass diese eine wunderbare Koppelschleife bilden. Die
> Resonator-Sache von Roland stimmt: ich habe es nachgemessen - ER hat
> recht.

Danke. Hmmm, Rückseite komplett Kupfer. Also mal angenommen ein 
induktives Übersprechen zwischen den beiden großen Schleifen an 
Ein/Ausgang. Geschätzt 0.05 Koppelfaktor macht -26dB. Dann muss das 
Magnetfeld noch durch's Kupfer. Bei 35um Dicke und 300MHz ist die 
Skinschicht 3,8um, also rund zehn mal weniger als Kupferdicke. Ergo eine 
Abschirmung um e^10 = -86.8dB. Macht in Summe -112dB - da kommt nichts 
mehr rüber. Kann nicht sein. Und wenn es ein Problem sein sollte, Kupfer 
dicker machen und das große Dreieck zwischen den Leiterbahnen auch mit 
Kupfer füllen (und natürlich gut kontaktieren).

> Bild aa zeigt die Bestückung nur mit dem Ein- (C15) und
> Ausgangskondensator (C2), damit sich da eine Schleife bilden kann. Wir
> sehen schon in welche Richtung dies geht.
>
> Bild ab ist die Bestückung ohne L10 und L15 (beide mittlere Spulen) ->
> hier wird es klar.

Die Idee hatte ich auch noch, einfach mal die galvanische Verbindung 
trennen und schauen, was dann durchkomme. Also wie man sieht, einiges. 
Die Resonatoren aufgrund parasitärer Elemente sind also nur noch ein 
AddOn zu dem Problem. Ach ja, meine Simulation: habe ich nicht 
gespeichert. Habe einfach willkürlich parasitäre Parallelkapazitäten zu 
den Spulen gebaut, LT-Spice kann sowas ja direkt im Simulationsmodell 
berücksichtigen (rechte Maustaste auf Spule->parallel capacitance).

> Wie mache ich es jetzt richtig?

Was ändern. Grundregel der HF-Technik: "Änderst du was, ändert sich 
was." :-)

Also magnetische Kopplung zwischen den großen Schleifen würde ich eher 
ausschließen, sollte das jedoch doch wichtig sein, dann Kupfer dicker 
machen (zum Testen einfach Kupferfolie draufkleben).

Aber du sagst, die Anschlussbuchsen sind beidseitig verlötet? Aber sonst 
hast du keine weitere Verbindung der Massenflächen oben und unten? Dann 
kann schon das einen super Schwingkreis erzeugen. Also noch viele 
weitere Vias auf den Massenflächen verteilen. Oder zumindest an den 
Rändern mal Kupferfolie drumlegen und verlöten (also Ober- und 
Unterseite auf der ganzen Länge verbinden) oder viele kleine 
Drahtbrücken um den Rand anlöten.

Bei den Leiterbahnen gibt es ja Rechentools oder Faustformeln, bei 
welcher Breite man welche Impedanz hat. Du kannst ja in der Simulation 
mal 0-Ohm-Widerstände an verschiedenen Stellen einbauen und Strom und 
Spannung dort messen. Dann weißt du, welche Impedanz die Leiterbahn dort 
haben müssen.

Was die parasitären Kapazitäten angeht, da kann man wohl leider wenig 
machen so lange man auf SMD-Bauteile angewiesen ist. Erst, wenn man 
Kapazitäten, Transformatoren und Induktivitäten ausschließlich mit 
Leiterbahnen basteln kann, wird es vielleicht wieder einfacher. Also wie 
hier in der Werbung :

https://www.ipcb.com/de/high-frequency-pcb.html

Knifflig.

Gruß, Roland

von Jens (jens_ae)


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Hallo Roland,

ich konnte wieder die Hände nicht von der Chemie und dem Lötkolben 
lassen.

Bild Platine - klar
Bild ba - Platine mit 4 Buchsen dem TG habe ich 0dB Ausgang verordnet
Bild bb - Platine mit Hohlnieten
Bild bc - Ein und Ausgangskondensator bestückt
Bild bd - alles bis auf die Mittelspulen
Bild be - vollständig
Bild bf - TG mit -10dB und nur noch bis 400MHz

Von ba nach bb, die paar Hohlnieten :)) - ich habe zwischen durch bei 
der Hälfte der Nieten schon mal geschaut, da sah es ähnlich aus.

Bei bd wird, glaube ich, deutlich, wieso Analog den langen Aufbau 
bevorzugt.
Da sind sie wieder meine Koppelschleifen.

Ich habe bis hier hin schon mal viel gelernt!

-------------------------------------------

Um die Eingangs gestellt Frage wieder aufzugreifen und das Design 
nochmal völlig auf den Kopf zu stellen.
Warum nicht den LMH6552 in der Beschaltung einfach direkt an den AD995X?
Vielleicht noch eine C zwischen (+) und (-) Eingang, so wie im 
Datenblatt mit nachgeschalteten ADCs.
Dann sofort einen Port mit 50Ohm "Erden" oder für etwas Anderes benutzen
und einfach Single-Endet weiter (mit Filter und so).

Ich messe die 100MHz-Eigenfrequenz des AD995X mit -50dB, ergo läuft da 
etwas nicht symmetrisch. In den Datenblättern taucht die Spektrallinie 
auch nicht auf - eben wegen der Symmetrie.

Mal schauen, ob noch jemand Gute Ideen für diese Problem hat.
Vielen Dank
Jens

: Bearbeitet durch User
von Stefan (entry)


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Hallo Jens,

du plazierst die passiven Bauteile immer als Quadraht/Rechteck. Es 
bietet sich doch an diese als Linie zu plazieren -> also so wenig 90° 
Grad Sprünge wie möglich und so wenig Kupferanteil innerhalb dieses 
passiven Netzwerkes. Der ganze Symmmetrieweg ist dann nicht breiter als 
die Kondensatoren.

Edit: ich habe gesehen, das du schon eine Version "lang" gebaut hast.
Kennst du dich mit dem Wellenwiderstand von symmetrischen Leitungen aus 
bzw. hast dich damit beschäftigt?

Grüße.

: Bearbeitet durch User
von Roland D. (roland_d284)


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Moin,

Jens schrieb:
> Bild Platine - klar
> Bild ba - Platine mit 4 Buchsen dem TG habe ich 0dB Ausgang verordnet
> Bild bb - Platine mit Hohlnieten

OK, dann ist die Problematik über 600MHz damit geklärt.

> Da sind sie wieder meine Koppelschleifen.

Ich habe geschätzte magnetische Kopplungen zwischen benachbarten 
Leiterbahnen mal in deine Simulation eingebaut. Und auf den letzten 
Stand gebracht und den Eingang auf Spannungsquelle geändert - damit dB 
mehr Sinn ergeben. Siehe Bild/Anhang. Das die Resonanz in der Simulation 
so heftig ausfällt, liegt wohl daran, dass da einige Schmutzeffekte 
nicht drin sind. Ummagnetisierungsverluste und dielektrische Verluste 
der Kondensatoren und sowas.

Stimmt: Wenn die Leiterbahnen wie bei dir so dicht oder dichter zusammen 
sind, als die Platine dick ist, dann spielt die magnetische Abschirmung 
durch die Kupferfläche auf der Rückseite kaum eine Rolle. Dann sind 
tatsächlich relevante Kopplungen möglich.

Gruß, Roland

von Jens (jens_ae)


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Hallo Stefan, hallo Roland,

ich habe, wie ich oben schon schrieb keinen Plan von Symmetrie - die 
Eingangsfrage war auch eine ganz andere. Im Verlauf hat mich ja Robert 
auf die Symmetrie-Bahn geschubst und dann bin ich da hängen geblieben.

Ich versuche eben etwas neues zu lernen und bin dankbar für jede Idee 
und jede Hilfe - allerdings brauche ich auch irgendwie eine Platine oder 
etwas händisches um es mir zu merken oder noch weiter zu untersuchen.
Bsp.: der letzte Filter und die Vias - bis 1Ghz als 30cm Wellenlänge im 
Vakuum * Verkürzungsfaktor hätte ich auf eine 5x5cm Platine nie so viele 
Vias verteilt - jetzt wird mir dass beim nächsten Entwurf einfach so von 
der Hand gehen. Es sind einfach Erfahrungswerte.

Wenn ich meinen "Baukasten" als "Kantengekoppelten Mikrostreifen" 
betrachte dann brauche ich bei 1,5mm Epoxyd und 0,3mm Abstand (damit es 
sicher ätzt) eine Leiterbreite von 3,4mm. Mit 1206 Bauteilen habe ich 
dann so etwas wie eine alte Streifenleiterplatte. Den ca.3 fachen 
Abstand zur Masse, also 1,2cm - dass wird nichts!
Ich habe einfach improvisiert. Bei 3cm Signalweg habe ich da meine 
Denkprobleme - Eingangsreflexion, Ausgangsreflexion beim Übergang von 
und zu 50Ohm. Denn dazwischen muss ich ja eigentlich die Leiterbreite 
anpassen.

Wenn ich mir "alte" Leiterplatten anschaue, dann haben die an jedem 
Lötpunkt einen Tropfen der sich dann zur breite der Tuschefeder verjüngt 
- analoge Impedanztransformation.


Wenn ich aus dem Ad995X rauskomme habe ich keinen Platz, den die 
Beinchen haben 0.2mm  Breite und sind 0.2mm voneinander entfernt. Da ist 
auch kein Platz für Impedanztransformation. Noch mehr "Lötspaß" bietet 
der ADF4351, da brauche ich ca. 1.5cm um auf die impedanzrichtigen Werte 
zu kommen.


Ich habe mal mit einem Trafo (T1-6T box73.de) gemessen:
Also vor weck - ich sehe immer die 100MHz bei -45dBm.
Manchmal sind die Mischprodukte in der gleichen Intensität, manchmal 
wird das 100MHz Signal kleiner, die Mischprodukte steigen geringfügig.

In der Kombination AD9954 -> 51Ohm gegen AVDD -> Filter -> LMH6552:
das 100 MHz Signal liegt bei ca. -56dBm und die Mischpegel auch! und 
werden nicht größer.
Der Weg scheint nicht schlecht - ich kann ihn aber nur über Module 
beschreiten.

Ich habe auch folgendes probiert:
AD995X ohne R's -> seriell zum Filter 50 Ohm (sehr wackliger Aufbau)  -> 
Filter -> LMH6552,
auf meiner LMH-Platine die Vcom-Spannung auf 2.3V gesetzt (bestes 
Specki-Bild)
(die 1:4 Verstärkung war deutlich zu groß, ich wollte aber für den 
Versuch nicht umlöten)
aber die Spannungen am LMH waren nicht wirklich gut einzustellen damit 
es passt. (keine wirkliche Alternative)

Jupi - ich mache jetzt 2 Wochen Urlaub und brauche dann noch mal 1Woche, 
bis mir mein Elektronikversender das neue Zeug geliefert hat, ich würde 
mich freuen, wenn Ihr an Bord bleibt.
Jens

: Bearbeitet durch User
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