Hallo! Es ist ja sehr zu empfehlen jedem IC eine Kapazität für die Versorgungsspannung möglichst nahe am IC zu spendieren. Ich nehme an, dass dies nicht nur für Digitale ICs sondern auch für analoges, z.B. OpAmps, gilt. Da frage ich mich wie dies nun auszusehen hat für OpAmps die positive und negative Versorgungsspannung haben. Soll ich da einen an GND und + und einen an GND und - hängen? Oder nur an + und - einen? Wie gross sollten die in etwa sein? 100nF? Logisch dass jetzt 20 Leute sagen kommt drauf an. Aber gibt es da eine Faustformel? Ich treibe mit dem OpAmp keinen 2kW Motor mit PWM an. Will heissen, dass ich nicht besonders steile Flanken und hohe Ströme am Ausgang des OpAmps habe.
Hallo, Betriebsspannung gegen GND als Standard-Variante, also je 100n von +Ub und -Ub kann sozusagen nie schaden. Mache ich zumindest generell bei allen ICs so. Gruß aus Berlin Michael
Bei Digital ICs möchte man mit den Block Cs Störungen aus dem IC von der Stromversorung vernhalten. Bei OpAmps (abgesehen von HF OpAmps) geht es eher darum Störungen aus dem Stromnetz vom IC verzuhalten um so die PSRR zu erhöhen, bzw. ein einkoppeln ins Signal zu verhindern. Die doppelte Abblockung gegen GND hat den Vorteil, dass V+/V- bei ungünstiger Leitungsführung nicht so leicht um GND herum schwingt. Und wenns ganz kritisch wird blockt man (HF Störungen) mit einer LC Kombination.
Hi, bei digitalen IC's ist die Blockung deshalb so wichtig, da im Umschaltmoment eines Gatters i.d.R. Querströme fließen. Diese haben einen kurzen, aber steilen Peak auf dem Versorgungsstrom zur Folge. Und - die Steilheit macht's! Zum einen gehen so hochfrequente Störungen über die Versorgungsleitung "wandern", zum anderen bricht u.U. bei einer entsprechend gering bemessenen und damit aus der "Sicht" des IC's hochohmigen Versorgung, die Versorgungsspannung zusammen, was zu weiteren "Dreckeffekten" führen kann. Deshalb sollten die Blockkondensatoren so nahe als möglich an die IC's gesetzt sein, kürzeste Leitungslängen zu den Versorgungspin's. Und es solten niedrigimpedante Typen sein. D.h. im Frequenzbereich niederohmig! Elko's z.B. eignen sich deshalb nicht. Aus gleichem Grund (dem hohen Querstrom) mögen es normale Gatter(-Eingänge) auch nicht, wenn der Spannungsanstieg am Eingang zu flach ist! Mit etwas "Geschick" konnte man zumindest die ersten TTL's so "durchheizen"! Schönen Tag noch, Thomas
Du willst ja gegen ein Bezugspotenzial keine Störung. Und weil der Bezug GND ist, müssen auch alle Blockkondensatoren mit einem Pin gegen diesen Bezug geschaltet sein. Nur so erreichst du, dass der andere Pin des Kondensators wechselspannungsmäßig mit diesem Bezug kurzgeschlossen ist.
>Nur so erreichst du, dass der andere Pin des Kondensators wechselspannungsmäßig
mit diesem Bezug kurzgeschlossen ist.
Was aber nur dann zum erwünschetn Resultat führt wenn die GND
Leitung/Fläche sehr niederohmig bzw. niederinduktiv ist.
Sonst erzeugen die aus der Versorgungsspannung abgeleiteten HF Ströme
daran Spannungabfälle, die dann über die OpAmp Eingänge wieder
einkoppeln.
Hallo! Danke für die Antworten, so habe ich mir das im Wesentlich auch gedacht? Wie steht es mit der Grösse? Ich habe 100nF geplant, ist das i.O.?
100nF Keramik + 10uF Elko ist ein brauchbarer Standardansatz. MfG Falk
@Kapi: Wie gut du den OP abblocken mußt, hängt auch sehr vom Einsatzzweck ab: Für einen einfachen Komparator mit Hysterese in einer Digitalschaltung reicht unter Umständen sogar die Digitalspannungsversorgung, die etwas mit Rauschen der digitalen Schaltung beaufschlagt ist. Für einen hochempfindlichen Verstärker zusammen mit Digitaltechnik, sollte man schon eine separate gut gesiebte Stromversorgung wählen, eventuell reicht ein üblicher Linearspannungsregler hinter der Digitalversorgung, der die Ripple-Spannung um ca. 60 dB dämpft. Da ist es mit einfachen Entkopplungskondensatoren nicht getan. Der Begriff CMRR ist oben schon gefallen. Gruß Dietmar
Noch ne Anmerkung: CMRR ist nicht gleich PSRR,
(wenn auch in ihren Ursachen und Asuwirkungen sehr ähnlich).
CMRR = Common Mode Recjection Ratio
= Störungen am Ausgang verusacht durch gleichtakt Störungen am
Eingang
PSRR = Power Supply Rejection Ratio
= Störungen am Ausgang verursacht durch Störungen an V+/V-
Beide liegen so in etwa zwischen 70-110db (also recht ordentlich klein)
fallen jedoch sehr schnell schon bei 10-100Khz auf 0db ab!
Daher ist Schaltnetzteil + OpAmps keine gute Kombination. Die HF Spikes
schlagen ungebremst auf die Ausgänge durch.
Bei einem Kondensator zwischen V+ und V- verbessere ich zwar die PSRR
der Gesamtschaltung (V+ ist sauber gegenüber V-), aber GND kann damit
immer noch relativ zwischen V+/V- schwingen. Diese Common Mode
Verschiebung GND bezogener Eingänge macht sich über die CMRR bemerkbar.
Dies ist der Grund für die Doppelblockung gegen GND.
> einen bedrahtetet 1090nF kann man auch weglassen
Wenn man nicht grad Multilayer mit GND/VCC-Planes verwendet, wüsste ich
gern, worin der Unterschied zwischen 5mm Leiterbahn und 5mm
Anschlussdraht besteht. Denn so viel dichter dran sind SMDs oft auch
nicht.
Stimmt ja alles - aber von welchen Geräten und Frequenzen ist die Rede? Willst du allen Ernstes erklären, dass man unbedingt immer SMD-Cs neuester kleinster Bauart verwenden, oder die Cs weil sonst sinnlos gleich ganz weglassen sollte? Nun bin ich kein E-Techniker - bei welchen Frequenzen sind die 5mm so kritisch, dass sie einen bedrahteten C sinnlos machen? Und sind 100nF bei diesen Frequenzen überhaupt noch zu gebrauchen?
@Steven Wetzel >induktive Größe ist da eine Störgröße und je kleiner die Pads und >Anschlüsse sind, desto kleiner ist die Induktivität. So ein Quark. Induktivität wird durch LeitungsLÄNGE erzeugt, ob die Leitung dick oder dünn ist spielt KEINE Rolle (Skineffekt ist ein ohmscher Widerstand!). Man schaue sich mal die Formel zu Berechnung der Induktivität einner Leitung an. >verteilen sollte, weil man es schon immer so machte. Bei einem AVR, >betrieben mit 16MHz hat dieser C wenig Auswirkung auf die störenden >Oberwellen. Haha! Der war gut! >5mm würde ich bei alles unter 1 MHz als unkritisch empfinden, d.h. >Oberwellen schließt das demzufolge aus. Ohhh Mann, Mr. HF-Spezi itself. Wenn das nur zur Hälfte stimmen würde, könnte man keine Schaltung mit 300 MHz bauen, von GHz Geschichten mal ganz zu schweigen. Naja, aber solche Profis wie du kennen sich ja überall blendend aus, sei es HF oder CAD Systeme. Ohje Falk P.S. Dieter Nuhr hat mal wieder soooo Recht.
"fundiert erklären" - vielleicht reichen erstmal ein paar Impedanz-Messkurven eines Kondensator-Herstellers ? Ein 100nF 0805, 1,2mm dick: http://www.epcos.de/inf/mlcc/HF-Messkurven/X7R0805/PDF/X7R0805_100n_50V_1mm2.pdf Übersicht: http://www.epcos.de/web/generator/Web/Sections/DesignTools/CeramicCapacitors/Impedance/X7R/Page,locale=nn.html
Angehängte Dateien:
-
Self_Resonance_Ceramic.gif
230 KB
Hier noch ein paar Impedanz Messkurven für verschiedene Keramic Werte und Layouts...
Angehängte Dateien:
... und der Vergleich zu ELKOs
Angehängte Dateien:
>und je kleiner die Pads und Anschlüsse sind, desto kleiner ist die Induktivität.
Das mit den kleinen Pads verstehe ich nicht ganz.
Also ich ging immer davon aus dass Fläche die Induktivität veringert.
Wesswegen macht man den sonst die Versorgungsleitung als Fläche???
Die Formel für die Induktivität einer PCB Leitung deutet ja auch an dass
Fläche (Leitungsbreite) die Ind. erniedrigt.
Die kann man sich ja auch dadurch veranschaulichen, dass sich in der
Flache mehr Magnetfeldkreise teilweise gegensinnig überlagern und so das
Gesammtmagnetfeld schwächen, sprich L gesammt sinkt, oder?
@Kupfer Michi >>und je kleiner die Pads und Anschlüsse sind, desto kleiner ist die >Induktivität. >Das mit den kleinen Pads verstehe ich nicht ganz. Damit ist du nicht allein. >Also ich ging immer davon aus dass Fläche die Induktivität veringert. >Wesswegen macht man den sonst die Versorgungsleitung als Fläche??? Um die KAPAZITÄT zu erhöhen. Denn zwei Flächen aus VCC unf GND wirken wie ein Plattenkondensator. Mehr Fläche, mehr Kapazität. GND/CC Flächen haben auch einen geringeren Ohmschen Widerstand sowie geringen Widerstan bezüglich Skineffekt. >Die Formel für die Induktivität einer PCB Leitung deutet ja auch an dass >Fläche (Leitungsbreite) die Ind. erniedrigt. Welche Formel? Wo? >Die kann man sich ja auch dadurch veranschaulichen, dass sich in der >Flache mehr Magnetfeldkreise teilweise gegensinnig überlagern und so das >Gesammtmagnetfeld schwächen, sprich L gesammt sinkt, oder? So einfach isses nun auch wieder nicht. MFG Falk
Die verteilte Kapazität zweier Platinenflächen kann man auch nicht einfach mit konzentrierten Kondensatoren vergleichen. Einfaches Gegenbeispiel ist das Ersatzschaltbild eines Koaxkabels aus hintereinanderliegenden LC-Tiefpässen( Längsinduktivität gefolgt von Querkapazität). Je kürzer man so ein LC-Element annimmt, desto höher wird seine 3dB-Grenzfrequenz.
@Christoph Db1uq >Die verteilte Kapazität zweier Platinenflächen kann man auch nicht >einfach mit konzentrierten Kondensatoren vergleichen. Alles eine Frage der Frequenz. Bei 100 MHz gehts sicher noch, bei 500 MHz wirds wahrscheinlich schon eng. MFG Falk
>>Wesswegen macht man den sonst die Versorgungsleitung als Fläche??? >Um die KAPAZITÄT zu erhöhen. Denn zwei Flächen aus VCC unf GND wirken >wie ein Plattenkondensator Schon klar. Dieser Effekt kommt doch aber erst bei höheren Freq. zum Tragen und auch nur dann wenn V+ und GND Plane in einem mehrlagen Design direkt aufeinander liegen, oder? In meinem Ersten Anhang ist dies bei einem V+/GND Plane Abstand von 0.15mm!! mit 23pf/cm^2 angegeben, d.h. für eine typ. Platine kommt man dann auf eine verteiltes C von vielleicht 1nF. Wie aus dem Diagramm ersichtlich ist, macht sich so eine Anordnung erst im Freq. Bereich von 100+ MHz bemerkbar. Wenn jedoch die Power Planes auf verschieden PCB Seiten liegen sollte der kapazitive Effekt kaum noch ins Gewicht fallen. Aber man macht ja auch dann eine GND Plane wenn V+ nur als normale Leitungen ausgelegt ist ... doch um die Induktivität zu erniedrigen. Siehe auch hierzu p.7 im Anhang. Das mit dem niedrigeren Ohmschen Wid. versteht sich von selbst. >Welche Formel? Wo? ...na die in meinem 3.ten Anhang. >So einfach isses nun auch wieder nicht. ich lerne gern hinzu...
@Kupfer Michi >Schon klar. Dieser Effekt kommt doch aber erst bei höheren Freq. zum >Tragen und auch nur dann wenn V+ und GND Plane in einem mehrlagen Design >direkt aufeinander liegen, oder? Jain. >In meinem Ersten Anhang ist dies bei einem V+/GND Plane Abstand von >0.15mm!! mit 23pf/cm^2 angegeben, d.h. für eine typ. Platine kommt man >dann auf eine verteiltes C von vielleicht 1nF. Wie aus dem Diagramm Das ist ne ganze Menge! Dieser Kondensator soll ja nur die gaaaaanz kurzen Schaltflanken digitaler ICs puffern (oder auch anloger im GHz Bereich) für eine handvoll Nanosekunden. Das aber sehr induktionsarm. Bei längeren Zeiten (= niedrigeren Freqeunzen) funktionieren dann die normalen Cs auf der Platine. >ersichtlich ist, macht sich so eine Anordnung erst im Freq. Bereich von >100+ MHz bemerkbar. Das ist der Witz an der Stelle! >Wenn jedoch die Power Planes auf verschieden PCB Seiten liegen sollte >der kapazitive Effekt kaum noch ins Gewicht fallen. Sie wird natürlich geringer, ist aber immer noch da. Zumal man sinvollerweise VCC/GND auf nebeneinanderliegende Layer packt. >Aber man macht ja auch dann eine GND Plane wenn V+ nur als normale >Leitungen ausgelegt ist ... doch um die Induktivität zu erniedrigen. Nein, nicht wirklich. Die GND Plane hat zwar einen geringeren ohmschen Widerstand und auch geringere Verluste bei hohen Freqenzen (Skineffekt), aber die Induktivität ist nahezu gleich. >>Welche Formel? Wo? >...na die in meinem 3.ten Anhang. Die scheint mir recht merkwürdig. Kann ich im Moment nicht wirklich erklären was da als Modell angenommen wird. >>So einfach isses nun auch wieder nicht. >ich lerne gern hinzu... Ich bin sicher nicht DIE Kapazität auf dem Gebiet. Schau mal hier http://www.signalintegrity.com/pubsIndex.htm MFG Falk P.S. Die Geschichte der Entkoppelkondensatoren ist über die Jahrzehte hin und her diskutiert worden, mit diversen weitverbreiteten Irrtümern. Was auch bedeutet, dass ich bei der ein oder anderen Sache falsch liegen kann.
>Ich bin sicher nicht DIE Kapazität auf dem Gebiet
... und ich bin über Steckbrett, Lochraster und Fädeldraht noch nicht
hinausgekommen. Sozusagen Schwarmstudien am Einzelfisch.
Also wenn ich dem Autor in obigen Link folge Parasitic Inductance of Bypass Capacitor II http://www.signalintegrity.com/Pubs/news/6_09.htm und mir die verschiedenen Pad Formen vs. Induktivität anschaue (603 Skinny vs. 603 Fat), so sehe ich auch wieder, dass wenn schon Leitung, dann möglichst breit um L zu senken (wie auch in obiger Formel)
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