Hallo Forum, Ich wollte mal etwas wichtiges fragen. Der TDA2030 lässt sich doch auch als normalen Power-OP-Amp benutzen oder? Des einzigste Manko ist dass keiner die Grenzfrequenz angibt aber bis 140khz soll ja nach Datenblatt her. "Power Bandwidth (-3 dB) Gv = 30 dB Po = 12W RL = 4ohm 10 to 140,000 Hz" Amerikanisch also , durch . ersetzen. Ich binn relativ günstig an 10 Exemplare gekommen und suche somit einen Verwerdungszweck. Damit kann man doch sicher einen niederomigen Mosfet Treiber konstruiren, für die dicken Geschosse, oder eben je nach dem wie hoch die Maximalfrequenz ist für schnelles switching. Also würe ich das ganze als Komparator schalten VCC+ an 12V VCC- an Gnd inverting Input über einen 1/1 Spannungsteiler an 5V hängen non-inverting Input direkt an µC-Pin Output über 1Ohm an irgendein Gate Würde des so gehn? Gruß Jens
radio eriwan sagt: im prinzip,,ja ! aber der 2030 schaltet nicht gerade schnell...siehe db für ein ein-aus des fet reichts sicher dicke, auch ne pwm mit zb 10hz geht, aber ne schnelle pwm kannste abhaken.. dazu nusste schon nen richtigen gate treiber nehmen
Hi, danke für deinen Beitrag, aber du hast ned wirklich gelesen was ich vorhab oder, oder mal in das zitierte geschaut,ich denke dass 100khz drinn sind. Gruß Jens
Wenn dir eine Schaltzeit von 10µs ausreicht, kannst du den (logic level) MOSFET auch gleich direkt an den Controller-Pin hängen. Ausserdem wirst du dem TDA wahrscheinlich eine negative Versorgung angedeihen müssen, weil der FET sonst u.U. nicht sauber abschaltet. Der TDA ist sicherlich weder vorne noch hinten rail2tail.
Tip zur Interpretation vom Handbuch: 140KHz Bandbreite heisst, dass ein 140KHz Sinus mit 3dB Abschwächung durchkommt, die Oberwellen entsprechend schlechter. Nur ist ein Sinus genau das, was du am Ausgang nicht haben willst. Wenn der Ausgang noch nach Rechteck aussehen soll, dürfte es diesem Wert zufolge eher in der Grössenordnung von 30KHz liegen.
Ok, der TDA stammt aus dem Autobereich und die Bspschaltung hat nur eine positive Spannung und VCC- ist an GND festgeklemmt, der LS ist direkt am Ausganng. Nein mir gehts grad ums Prinzip, NE555 annen Eingang, dicker Mos dahinter und ab an den DST oder Zeilentrafo, da ist schnelles schalten Pflicht. Ich mein ja nur ob das ganze so prinzipiell gehen würde, ich strebe minimale Schaltzeiten ohne Spezialteile an, also sozusagen quer durch die Bastelkiste. Das wär ja das Datenblatt http://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/25043/STMICROELECTRONICS/TDA2030.html Gruß Jens
Nein die 100Khz sind nicht drin . Der TDA2030 ist dafuer zu langsam. Laut Datenblatt hat er eine Slewrate von ca. 8V/us. (laut Datenblatt TDA2030A im Datenblatt vom TDA2030 fehlt diese Angabe) Um deinen Ausgangspegel von 12V zu erreichen brauch er ca. 1.5uS. 100Khz = 10us Davon beim einschalten 1.5uS und beim ausschalten 1.5us abziehen bleiben fuer den Schaltbetrieb 7uS. Die andere Zeit 3us ist er mehr oder weniger im Linearen Betrieb. Gruss Helmi
Jens wrote: > der TDA stammt aus dem Autobereich und die Bspschaltung hat nur eine > positive Spannung und VCC- ist an GND festgeklemmt, der LS ist direkt am > Ausganng. Ein Lautsprecher ist kein MOSFET und der Gleichspannungsanteil am Ausgang vom TDA wird per Elko abgetrennt. Wie gedachtest du dieses Problem bei MOSFET als Last zu lösen? Oder willst du den Elko drin lassen? > Nein mir gehts grad ums Prinzip, NE555 annen Eingang, dicker Mos > dahinter und ab an den DST oder Zeilentrafo, da ist schnelles schalten > Pflicht. Versteh ich jetzt nicht. Wenn schon ein NE555 das Schaltsignal liefert, warum dann noch einen TDA2030? Der Ausgang vom bipolaren NE555 ist doch selber schon nicht wirklich schwach auf der Brust. > minimale Schaltzeiten ohne Spezialteile an, also sozusagen quer durch > die Bastelkiste. Die übliche Schaltung aus BC547/557 oder BC337/327 funktioniert garantiert besser und sollte sich in dieser Kiste ebenfalls finden lassen.
Danke Helmut, ich denke ich habe die Rechnung verstanden, das ganze wäre nicht sehr Effizient in der Größenordnung, du hast mein Verständnis erweitert, solche Sachen lernt man nunmal nicht auf dem Gymnasium.(Bayern eben) Irgendwelche Tips wie man sowas ausrechnet wenn ich z.b diskret mit NPN und PNP einen Versuchstreiber aufbaue? Ich möchte gerne die DST-Ansteuerung bevor ich wieder bei Reichelt bestelle testen, mir gehts immer so: Vor einer Woche bestellt, und die Hälfte vergessen. Entweder mach ich das ganze nun diskret oder beiß mir innen Arsch und bestelle. Das ganze diskret aufbauen wäre kein Problem, die Umladezeit zu errechnen wäre aber schwerer, muss dann mit Kondensatorladungen rechnen oder, ich denke ich krieg das wohl irgendwie hin. Wielange darf denn so ein Fet maximal im linearen Bereich sein, also in % von der Schaltzeit her? GRuß Jens
>Wielange darf denn so ein Fet maximal im linearen Bereich sein, also in >% von der Schaltzeit her? Das kann man so nicht direkt sagen. Man kann den FET ja auch linear betreiben. Beim Schaltbetrieb gibt es 3 Stellen wo Verluste auftreten koennen. 1. Beim einschalten. 2. Beim ausschalten 3. In der Leitendphase Beim ein und ausschalten hast du gleichzeitig am Transistor eine hohe Spannung und einen hohen Strom anstehen die folglich eine Verlustleistung produzieren. Wenn man in erster Naehrung annimmt das die Spannung linear mit der Zeit faellt (steigt) und der Strom dementsprechend steigt (faellt)kann man die Verluste in etwa mach der Formel P = U*I/2 berechnen. in der Leitendphase ist die Verlustleistung im Transistor durch den Ron Widerstand gegeben. Pleit = Ron * Id^2 Diese beiden Verluste duerfen die Gesammtverlustleistung des Transistor nicht uebersteigen. Was muss der Treiber koennen ? Der Treiber muss die Gate-Source Kapazitaet umladen koennen. Zusaetzlich zur Gate-Source Kapazitatet kommt noch die durch den Miller-Effekt verstaerkte Gate-Drain kapazitaet dazu. Wobei diese Millerkapazitaet nicht ueber die ganze Zeit des umschaltens von Ein nach Aus und umgekehrt eine Rolle spielt. Ihren staerksten Einfluss hat sie in dem Moment wo der Transistor durch den Kennlinienknick geht weil in dem Moment die Spannungsaenderung am Drain am groessten ist. Man kann diese Kapazitaet berechnen wenn man die Spannungsverstaerkung der Schaltung kennt. Dann ist Cmil = Vu*Cd wobei Vu die Spannungsverstaerkung ist die man naehrungsweise aus der Steilheit (Forward Transconductance) des Transistors und dem Lastwiderstand berechnen kann. Vu = S * RL Der Treiber muss nun diese Kapazitatet umladen koennen. Dazu muss er nun einen Strom in das Gate fliessen lassen koennen. Dieser Strom berechnet sich folgendermassen: U*C/ton = I Dabei ist U die Schaltspannung am Gate. C die Kapazitaet am Gate und ton die Zeit um den Transistor einzuschalten. Wobei es bei ton wiederum um einen Kompromiss handelt. Einerseits soll der Transistor so schnell wie moeglich ein/aus geschaltet werden um Schaltverluste zu vermeiden andererseits steigt dabei der Gatestrom zum Umschalten an. Da aber die Treiberstufe nur einen begrenzten Strom zu liefern vermag sollte man diesen mit einem kleinen Gatevorwiderstand begrenzen. Auch hat eine zu schnelle Ein/Ausschaltzeit ein weiteres Problem die der EMV. Auch fuehren zu kleine Schaltzeiten zu hohen Spannungsspitzen in den Leiterbahnen zum Transistor. U = L * di/dt Wobei L die Induktivitaet der Leiterbahnen und Draehten zum Transistor ist. di/dt die Stromanstiegsgeschwindigkeit des Laststromes ist. Nur mal als Beispiel: Induktivitaet im Lastkreis ca. 1uH Schaltgeschwindigkeit 30A/us ergibt eine Induktionsspannung von 30V! Tritt diese jetzt im Sourcekreis auf koennte der Transistor sogar zerstoert werden weil die maximale Gate-Sourcespannung normalerweise in der Grossenordung von 20V liegt. Von daher als Schutzmassnahmen: Stromanstiegstgeschwindigkeit begrenzen durch kleineren Gateladestrom und Zenerdiode zwischen Gate u. Source schalten und die so nahe wie moeglich am Transistor. Gruss Helmi
>Wielange darf denn so ein Fet maximal im linearen Bereich sein, also in >% von der Schaltzeit her? 100% sind hier zulässig, denn (un)sinnigerweise ist der Sättigungsbereich des Bipolartransistors der lineare Bereich beim MOSFET und umgekehrt. Arno
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