Hallo zusammen, ich habe kürzlich ein Projekt übernommen, bei dem zwei Hochspannungen (bis +/-3kV) mit sehr steilen Flanken geschaltet werden soll. Mein Kollege hat hierzu mehrere Hochspannungsmosfets in Reihe geschaltet. Prinzipiell funktioniert das ganze ganz gut, aber je schneller ich schalte, desto größer werden die Überspannungsspitzen beim Schalten. Je nach Geschwindigkeit machen diese ein Vielfaches der Nennspannung aus und zerstören mir dann die Mosfets. Wie kann ich bei dieser Konstellation das maximale an Flankensteilheit und Nennspannungswert herausholen? Gibt es eine Möglichkeit, diese Schaltspitzen irgendwie zu kappen? Eine Suppressordiode ist wahrscheinlich zu langsam, oder? Bin für alle Ideen und Anregungen dankbar! Gruß Wiwil
@Andreas Wiese (wiwil) >(bis +/-3kV) mit sehr steilen Flanken geschaltet werden soll. Mein Was ist bei dir steil? >schalte, desto größer werden die Überspannungsspitzen beim Schalten. Überspannungsspitzen werden durch schnelle Stromänderungen an Induktivitäten erzeugt. >Wie kann ich bei dieser Konstellation das maximale an Flankensteilheit >und Nennspannungswert herausholen? Nimm einen mechanischen Schalter, aka, Hochspannungsrelais. Damit kann man Nanosekundenschnell schalten. > Gibt es eine Möglichkeit, diese >Schaltspitzen irgendwie zu kappen? Eine Suppressordiode ist >wahrscheinlich zu langsam, oder? Nöö, die meisten unidirektionalen sprechen theoretisch in 1ps (Picosekunde) an, die bidirektionalen immerhin ncoh in 5ns (Nanosekunden). MFG Falk
>Nimm einen mechanischen Schalter, aka, Hochspannungsrelais. Damit kann
man Nanosekundenschnell schalten.
Falk, diesmal ist der Rat moeglicherweise unpassend. Denn ein Relais
kann man nicht auf Nanosekunden synchronisieren.
Aeh. Hatt ich auch mal. Es gibt da eine Diss von Baker, Russel Jacob,
PhD.
Uni Nevada in Reno, 1993, ordernumber 9411484, der hat das alles schon
mal gemacht. Kaskadierte FETs. Die machen 3kV, natuerlich nur unipolar
(was soll bipolar ?), in 10ns.
Eine Standardanwendung ist eine Pockelszelle, womit mal aus einem
modengelockten Laser (1 puls alle 10ns) einen einzelnen Puls
ausschneidet. Da ist nichts mit Relais...
Danke erstmal, Bipolar brauche ich schon, aber das ist ja kein Problem. Ich habe zwei Spannungsquellen (-3kV und +3kV) und soll nun im kHz-Bereich -3000V, 0V +3000V, 0V periodisch durchschalten. Das geht leider nicht mit einem Relais. Mein Kollege benutzt dafür 4 gleiche Leiterplatten mit kaskadierten Mosfets. Wichtig ist halt die Flankensteilheit. Also 100ns erreiche ich auch, aber mit sehr hohen Spannungsspitzen. Daher hört sich die Diss schon sehr interessant an. Hast du eine Idee, wie ich da am einfachsten rankomme? Hast du die vielleicht vorliegen? Gruß Andreas
Ah, die Diss habe ich schonmal gefunden, mal sehen, was da gutes drinsteht...
Ansonsten kannst du auch mal nach "Active Clamping" schauen. Da führst du ein Zenerelement vom Drain zum Gate Anschluss. Wird eine gewisse Drainspannung überschritten (Überspannung) wird das Gate nochmal (kurzzeitig) angesteuert und begrenzt dir die Überspannung. Ansonsten fallen mir noch Averlance (schreibt man das so? Och zu faul nachzugucken) feste MOSFETs ein. Grüße!
@Manchmal (Gast) >Falk, diesmal ist der Rat moeglicherweise unpassend. Denn ein Relais >kann man nicht auf Nanosekunden synchronisieren. Hat das jemand behauptet? Aber die elektrische Schaltflanke ist sauschnell, wenn man das Prellen in den Griff bekommt. >Eine Standardanwendung ist eine Pockelszelle, womit mal aus einem >modengelockten Laser (1 puls alle 10ns) einen einzelnen Puls >ausschneidet. Ohje, wir wollen doch mal auf dem Teppich bleiben. Man kann es mit Thyristoren machen, die kann man leicht in Reihe schalten. Zündung per Ringkern mit einem Dutzend Windungen drauf, durch das Loch kommt dann die Zündleitung. Saftiger Stromstross drauf, Peng. MFG Falk
> mit sehr hohen Spannungsspitzen
Also diese Spannungsspitzen setzen sich auf die geschalteten +-3000V
drauf?
Und zu welchem Zeitpunkt? (steigende/fallende Flanke, oder
zwischendurch)
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Hallo Wolf, es handelt sich schon um ein klassisches Überschwingen, keine mysteriösen Spitzen oder sowas. Auftreten tun sie bei jedem Schalvorgang, sowohl positiv als auch negativ. Ich denke schon, dass die Ursache im Aufbau liegt, denn auf induktivitätsarme Bauweise hat hier scheinbar niemand geachtet. Für mich stellt sich halt die Frage, ob es Möglichkeiten gibt, die Spitzen zu begrenzen, den Anstieg so steil wie möglich zu machen und gleichzeitig möglichst wenig Aufwand zu treiben, neue Platinen wären zu teuer. Ich habe mal ein Bild vom Oszilloskop angehangen. Gruß Andreas
>denn auf >induktivitätsarme Bauweise hat hier scheinbar niemand geachtet. und dann solche Anforderungen? Beim Bild: Schalten von 0 auf 1000V mit Spitze 4400V? Hilft Dir sowas? http://www.behlke.de/pdf/61-40.pdf
Ja, ja, der Herr Behlke sucht dauernd Inschinöre, zwischendurch auch mal Bestückerinnen... Auf Beantwortung meiner Bewerbung vor Urzeiten, als diese Firma schon längst nach Kronberg übergesiedelt war, hat jedenfalls niemand reagiert, ich mußte selbst mehrfach nachfragen und dann läßt man es von sich aus bleiben... Nun, etwas ganz Wichtiges mußte man im Eignungstest wissen: bei so kurzen Schaltzeiten ist ein optimaler Leitungsabschluß unabdingbar. @ faraday, das .pdf ließ sich bei mir nicht laden.
Um welchen Strom geht es hier eigentlich? Würde ein Kondensator nicht helfen?
@ faraday ja, stimmt habe ich noch nicht geschrieben. Angeschlossen werden Kristalle, die ein kapazitives Verhalten haben. Die phyiskalischen Messungen (zu denen ich mangels Anhnung leider nichts sagen kann) deuten aber darauf hin, dass die Spannungsspitzen hier nicht wirksam sind. Allerdings kann ich mir nur diese als Ursache für das Sterben der Mosfets denken. Es stimmt schon 4400V bei 1000V gewollter Spannung. Aber 100% klar bin ich mir über die Ursache noch nicht. Habe mal mit Spice versucht das zu simulieren, aber so hohe Spitzen bekomme ich auch mit parasitären Effekten irgendwie nicht hin.
also wo sind nun die Spitzen? mach doch mal einen kleinen Schaltplan, wenn möglich mit Längenangaben.
Hallo zusammen, muss mein Problem relativieren. Nach dem letzten Post von faraday habe ich mal versucht, an verschiedenen Stellen in der Schaltung zu messen. Mittlerweile glaube ich nicht mehr, dass es diese Spitzen wirklich gibt, sondern dass es sich um ein Messproblem handelt. Ich habe immer mit einem hochohmigen Spannungsteiler gemessen, (30M:3k), so dass die Spannung am Oszilloskop sehr klein war. Habe ich den Tastkopf abgeklemmt und in die Nähe gehalten gab es nur noch ähnliche Spitzen ohne den gewollten Sockelwert. Wenn ich jetzt die Spannung verringert habe (100V) so gab es mit dem Spannungsteiler das gleiche Bild wie vorher. Mit dem Tastkopf (10:1)einfach so gemessen, sind die Spitzen vernachlässigbar (<10%). Daher glaube ich, dass die Spitzen nicht wirklich da sind, das Verhalten des Kristalls (an dem ich direkt mit dem urpsrünglichen Spannungsteiler die Spitzen gemessen habe) deutet auch darauf hin. Trotzdem danke für eure Hilfe
@Wolf ja, das stimmt schon, eine Ursache muss das noch haben! Aber ich muss das ganze wohl nochmal insgesamt betrachten und mich nicht auf diese Spitzen versteifen. Aber wenn jemand eine Idee hat, gerne! Es scheint auch eine Kettenreaktion zu sein. Ich habe mal eine Karte gehabt, bei der ein einzelner Mosfet kaputt war. Ich vermute es fängt mit einem an, dann kommt irgendwann der zweite, und dann geht es immer schneller, weil die Spannung für jeden einzelnen ja dann immer höher wird. Nur wann und warum der erste kaputt geht, das wüsste ich schon noch gerne.
>Aber wenn jemand eine Idee hat, gerne!
Die Größenordnung der Kristallkapazität müßte man auch mal wissen, aber
ohne Schaltplan habe ich überhaupt keine Ideen mehr.
Schon mal zum Beispiel an Zeilentrafo in einem alten Röhrenmonitor gemessen ? 22kV mit Hochspannungsmesspitze kein Problem, ABER spätestens an der Boosterdiode steht eine ganz böse Impulsspannung (800V?+x)die schon manche Leiterbahn in 1000V-Vielfachmessern gekillt hat. Die zugehörigen Spannungspitzen sind nicht so leicht sichtbar zu machen, aber die Folgewirkungen im Vielfachmesser deutlich riechbar. 1.So ähnlich könnte es Deinen MOSFETS ergehen (da Messung schwierig). 2.Wahrscheinlich ist die Spannungsaufteilung über mehrere MOSFETS nicht ganz so einfach. 3.Hast Du die benutzten MOSFETS vorher auf Spannungsfestigkeit geprüft + aussortiert? 4. Das Massensterben war sicher ein Dominoeffekt, nachdem der erste MOSFET zur "Z-Diode" verwandelt war?
Andreas Wiese wrote: > @Wolf > > ja, das stimmt schon, eine Ursache muss das noch haben! Aber ich muss > das ganze wohl nochmal insgesamt betrachten und mich nicht auf diese > Spitzen versteifen. > Aber wenn jemand eine Idee hat, gerne! > Es scheint auch eine Kettenreaktion zu sein. Ich habe mal eine Karte > gehabt, bei der ein einzelner Mosfet kaputt war. Ich vermute es fängt > mit einem an, dann kommt irgendwann der zweite, und dann geht es immer > schneller, weil die Spannung für jeden einzelnen ja dann immer höher > wird. > Nur wann und warum der erste kaputt geht, das wüsste ich schon noch > gerne. Sind in der Schaltung nur die FETs oder auch Ausgleichswiderstände und Ausgleichskondensatoren enthalten? Peter
Genauer gefragt ausreichend spannungsfeste Ausgleichswiderstände /Cs ?
Ausgleichswiderstände und Kondensatoren sind drin. Wenn ich das richtig verstehe, dienen die zur Aufteilung der Belastung für die Mosfets oder? Begrenzen die Kondensatoren auch die Flanken, oder wofür sind die da? Meinen Kollegen kann ich leider nicht fragen, der ist nicht mehr da. Der Aufbau ist recht aufwändig mit einem DCDC-Wandler und Optokoppler für jeden Mosfet. Habe den Schaltplan mal angehangen.
Optokoppler haben große Streuungen in den Parametern und sind auch noch langsam. Einer der MOSFETs schaltet dann wohl als erster und dann passiert erstmal ne Weile bei den anderen nix. Das war wohl nix. Das Mittel der Wahl ist der Ferritkern-Impulsübertrager. Eventuell kombiniert mit Klein-Thyristor am Gate. Bin mir aber nicht sicher, ob die schnell genug wären. Kann man aber auch aus zwei Transis bauen. Gruß - Abdul
Die erreichbare Schaltflankensteilheit ist durch die toleriertbare Schaltüberspnnung begrenzt. Hat man zu grosse Überspannung und verringert sie durch "Snubber", wird natürlich auch die Schaltflanke verschliffen. Also: Man kann letztlich NUR durch Verminderung der Schaltinduktivitäten Verbesserungen erreichen, d.h.: 1) so "eng wie möglich" aufbauen, 2) stützende ( z.B. MKP- ) Kondensatoren "ganz nah" am zu schaltenden Stromkreis vorsehen
Hallo, vielleicht hilft dieser IGBT deine Propleme zu verringern: http://ixdev.ixys.com/DataSheet/99385.pdf
Auch der schönste 4000V-Transistor muß noch mit dem Rest der Schaltung die gewünschte Flankensteilheit erreichen. Das ist nicht immer einfach. Wahrscheinlich ist Deine Reihenschaltung der Mosfets wegen geringerer Gesamt-Kapazität die schnellere Variante. Bloß die GLEICHzeitige Zündung über Optokoppler würde ich mir (ohne Hochspannung) erst mal genauer am Oszi ansehen wollen. Unterschiedliche Signallaufzeiten, langsame Optokoppler und verschliffene Flanken ? Dann wäre noch der oben schon beschriebene Teufelkreis mit der Snubberoptimierung um sündhaft hohe Spannungen zu vermeiden. Deine Forschung wird wohl noch "ein paar" MOSFET-Opfer fordern. Man könnte aber für erste Tests die Hochspannung etwas verringern um die Opferquote in Grenzen zu halten ?
Andreas Wiese wrote: > Ausgleichswiderstände und Kondensatoren sind drin. > > Wenn ich das richtig verstehe, dienen die zur Aufteilung der Belastung > für die Mosfets oder? Begrenzen die Kondensatoren auch die Flanken, oder > wofür sind die da? Ja, sie sollen für gleichmäßige dynamische Belastungen sorgen, dabei aber möglichst wenig begrenzen. Bei Deiner Ansteuerung wurde sicherlich darüber nachgedacht, aber anscheinend noch nicht gut genug ausgeführt. Abgesehen von dem Problem mit der synchronen Ansteuerung fallen mir noch die ungeschützten Gates, und die impulsförmige Entladung der Kondensatoren auf. In den beiden unteren Links wird das Problem der "synchronen" Ansteuerung durch Kaskodenschaltungen gelöst. Im ersten Link für eine relativ langsame strombegrenzte Version, und im zweiten für Schaltzeiten im 10ns-Bereich. ftp://ftp.rowland.org/pub/hill/RIS-583_spice_4kV-1A/4kV-1A_FQD2N100.pdf http://cmosedu.com/jbaker/papers/eleclett_sept_94.pdf Vielleicht hilft Dir das erstmal weiter. Peter
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Vielen Dank für eure Anregungen. Ich werde da wohl, wenn die Anforderungen so nicht erfüllbar sind, doch nicht um neue Platinen rumkommen. Aber mal eine Frage zu den Vorschlägen zu den kaskadierten Mosfets, die kommen in Peters Links und auch in der oben erwähnten Diss vor. (Hab die Schaltung angehangen) Dort werden ja die Mosfets über vorgeladene Kondensatoren eingeschaltet. Soweit, so gut, nur eins verstehe ich dabei nicht. Beim Ausschalten, kann sich der Spannungsteiler über die 10M Widerstände doch erst aufbauen, wenn die Kondensatoren geladen sind, die gesamte Spannung fällt also zunächst an dem obersten Mosfet ab und erst dann baut sich eine gleichmäßige Spannungsverteilung auf. So ergibt das zumindest auch die Simulation. Warum ist das für den Mosfet unproblematisch? Oder wo liegt mein Denk/Simulationsfehler. Das mit der Induktivitätsarmut ist mir klar, und bei realen Verhältnissen, wird es wohl immer auf einen Kompromiss zwischen Steilhait und Überspannung hinauslaufen, aber hier habe ich ein generelles Verständnisproblem. Hier sind ja einige Leute, die doch mehr Ahnung von soetwas haben, als ich, vielleicht kann es mir einer kurz erklären. Vielen Dank und Gruß Andreas
Andreas Wiese wrote: > Beim Ausschalten, > kann sich der Spannungsteiler über die 10M Widerstände doch erst > aufbauen, wenn die Kondensatoren geladen sind, die gesamte Spannung > fällt also zunächst an dem obersten Mosfet ab und erst dann baut sich > eine gleichmäßige Spannungsverteilung auf. So ergibt das zumindest auch > die Simulation. Ich sehe bei der Schaltung noch mehr Probleme (oder sehe ich das falsch?): Angenommen Vdd sei 300V und die Schaltung ist aus, dann teilt sich die Spannung gleichmäßig über den Mosfets zu je 100V auf. C2 läd sich auf 100V, C3 auf 200V. Schaltet nun M1 ein, dann geht Source von M2 auf GND und das Gate liegt aufgrund von C2 weiterhin auf 100V, was dazu führt, dass auch M2 sehr schnell ein und nie wieder ausschaltet. Das wird auch M3 zünden. Das Einschalten wird daher blitzartig geschehen...
Das sollte schon funktionieren: Die Kapazitäten bilden mit der Gate-Kapazität einen Spannungsteiler. Außerdem gibt es auch eine Version mit Zenerdioden am Gate, um vor Überspannung zu schützen. Das ist in der Dissertation von Baker erklärt: http://cmosedu.com/jbaker/papers.htm Aber beim Abschaltvorgang hab ich so meine Probleme
Andreas Wiese wrote: > Die Kapazitäten bilden mit der Gate-Kapazität einen Spannungsteiler. OK, wenn man das wirklich exakt hinbekommt sollte es funktionieren. Mir wäre sowas allerdings zu riskant. > Aber beim Abschaltvorgang hab ich so meine Probleme Der sollte im Prinzip genauso ablaufen wie das Einschalten, nur umgekehrt: Schaltet der unterste ab, geht Source von M2 hoch, weshalb C2 das Gate negativer macht und so M2 abschaltet usw. Die Dimensionierung der Kondensatoren dürfte bei der Schaltung sehr kritisch sein. Ebenso die Toleranzen der Mosfets und deren Kapazitäten.
-Wenn die Kaskade http://www.mikrocontroller.net/attachment/47306/Kaskade.png wirklich funktionieren sollte, dann bestimmt nur mit gut ausgemessenen Kapazitäten, WENN das Verhältnis zur jeweiligen Gatekapazität stimmt? Ob das später im Dauerbetrieb bei Wärme noch stabil funktioniert ? -Schaltgeschwindigkeit im ns-Bereich ?? -Irgendwann werden wir hier wohl über den gewollten Mißbrauch von Senderöhren diskutieren, da diese wenigstens die hohe Spannung aushalten. Schönes WE !
Um noch mal auf die ursprüngliche Schaltung zurückzukommen: 1. Die Optokoppler sind recht schnelle Typen. Maximale Schaltzeitdifferenzen sind angegeben mit 100ns. Die relativ hohen Gatewiderstände (470) könnten weitere Differenzen verursachen. Nehmen wir mal insgesamt 200ns an. 2. Die Transistoren sind "Avalanche Rugged" mit 860V, 90mJ Single Puls, vertragen also einige Grobheiten. Dazu müßte allerdings die Avalancheenergie bekannt sein, oder aber der Strom auf ein Maximum begrenzt sein. Nehmen wir mal max. 1A. Im schlimmsten Fall schaltet nun 1 Transistor 200ns früher als alle anderen. Dann wäre die Avalancheenergie 860V*1A*200ns = 175uJ. Das sollten die Transistoren bei nicht zu hoher Schaltfrequenz aushalten. Gibt es also im Versuchsaufbau Strombegrenzungen? Wie hoch sind die Schaltfrequenzen? 3. Der Kennwert "max. Drain Source Voltage Slope = 50V/ns" ist wichtig bei Brückenschaltungen u.ä., wenn dem Transistor eine Spannung aufgeschaltet wird. Wird die Anstiegsgeschwindigkeit zu hoch, beginnt er auch bei kurzgeschlossenem Gate zu leiten. Durch die hohen Gatewiderstände wird dieses parasitäre Durchschalten aber bereits bei niedrigeren Anstiegsgeschwindigkeiten erfolgen. Hier wären jetzt Infos zum Versuchsaufbau und zu Strombegrenzungen nötig. 4. Einige sinnvolle Maßnamen wurden schon genannt: Z-Dioden (15V) vor den Gates zum Schutz vor Überspannung. Zenerclamps (Z-Dioden 400V..500V in Serie mit jeweils einer Diode) zwischen Gates und Drains für eine bessere Spannungsverteilungen.
Hallo zusammen, nochmal vielen Dank für die vielen nützlichen Tipps. Hier sind ja doch einige, die etwas von der Materie verstehen. Zur Versorgung meiner Schaltung ist zu sagen, dass es sich um fertige Hochspannungwandler mit maximalem Nenn-Strom von 1mA handelt. Diese sind dauerkurzschlussfest. Ich habe den Kurzschlussstrom nicht gemessen, denke aber dass dieser auch kurzzeitig nicht in die Nähe von den 1A im Beispiel kommt. Das mit der maximalen Anstiegsgeschwindigkeit habe ich bisher überlesen. Den Wert überschreite ich zwar so nicht, allerdings wenn das vom Gate-Widerstand auch abhängt, mag es ein Problem sein. Ein ungewolltes Durchschalten von einem Mosfet in der Kette würde ja zu einer erhöhten Spannungsbelastung für die anderen Mosfets führen. Ich werde wohl jetzt zunächst einige Versuche mit kleinerer Spannung machen, um mal eigene Erfahrungen zu sammeln und entsprechende Dioden als Schutz habe ich bereits bestellt. Werde auf jeden Fall berichten, wenn ich neue Erkenntnisse habe. Gruß Andreas
Andreas Wiese wrote: > Zur Versorgung meiner Schaltung ist zu sagen, dass es sich um fertige > Hochspannungwandler mit maximalem Nenn-Strom von 1mA handelt. Diese sind > dauerkurzschlussfest. Naja, das allein reicht noch nicht. An den Wandlerausgängen könnten ja Speicherkondensatoren verbaut sein. Ein 100nf enthält bereits eine Energie von 1/2 * 3kV^2 * 100nf = 450mJ. Außerdem ist die Avalanche-Festigkeit bei kapazitiven Quellen/Lasten sicherlich nicht gewährleistet. Die "Stoßzeit" wird dann ev. so kurz, dass die Wärme sich nicht mehr im Chip verteilen kann -> lokale Überhitzung. Eine ähnliche Situation ergibt sich durch die parallel geschalteten Ausgleichskondensatoren. Deren Energieinhalt ist aber ziemlich klein.
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