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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Symmetrischer Eingang außerhalb Versorgungsspannung


Autor: Achim Finn (rkkmkn8a)
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Hallo allerseits,
kennt jemand eine Schaltung mit der man eine symmetrische Spannung 
messen kann, die gegenüber Masse auf relativ hohem Potential liegt (so 
20..100V)

Der eigentlich dafür gedachte Instrumentenverstärker mit OpAmps 
verkraftet die beiden Eingangsspannungen ja nur wenn sie gegenüber Masse 
innerhalb der Versorgungsspannung liegen (z.B. +-12V).
Bei mir liegen sie aber weit außerhalb (z.B. 40V und 42V). Wie könnte 
man die 2V dazwischen gegenüber Masse messen?

Vielen Dank
  Achim

Autor: Klaus Ra. (klara)
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Hallo Achim,
wie wäre es mit einem Spannungsteiler?
Ggf. müsstest Du eine Differenzstufe diskret aufbauen.
Gruss Klaus.

Autor: Philipp (Gast)
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hochohmiger spannungsteiler+ kondensator für levelshift.(bootstrap) bloß 
so genau wirds dann wohl nicht. der spannungsteiler wird auf einen wert 
innerhalb der versorgungsspannung der ops eingestellt und der cap kommt 
über den widerstand richtung der zu messenden spannung. du hast dan fast 
die ganzen 2 v spannungshub an deinem eingang nur vor überspannung beim 
einschalten musst du schützen (schutzdioden) wie man das nennt weiß ich 
aber nicht genau

Autor: Achim Finn (rkkmkn8a)
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So, nun habt ihr mich ein wenig beschäftigt ;-) aber das Ergebnis kann 
sich sehen lassen. Mal sehen ob ich eure (guten!) Vorschläge richtig 
verstanden habe. Ich habe nun:
- nicht einen, sondern zwei Spannungsteiler genutzt,
  also für den + Eingang die Rtp1&Rtp2, und für - den Rtm1&Rtm2
- Dann noch eine virtuelle Signalmasse mit einem weiteren
  Spannungsteiler Rvgnd1&Rvgnd2, dies erlaubt auch negative Voffset
- Der vereinfachte Instrumentenverstärker hat den Vorteil auch mit einer
  Versorgungsspannung zu funktionieren (Rail-2-Rail OpAms vorausgesetzt)
- Den Vorteil einer diskret aufgebauten Differenzstufe hab ich nicht
  verstanden. Ich denke die würde die selben Probleme mit der Vcc haben
  wie OpAmps
- Der Bootstrap Kondensator macht (denke ich) in meiner Anwendung
  keinen Sinn. Ich habe reinen DC, manchmal ändert sich die
  Eingangsspannung über Wochen nicht - da würde sich der C nur entladen
- Ich hab die Schaltung mit LTspice durch simuliert und mal extrem als
  Störspannung 230V AC drauf gegeben
 (ist eigentlich mehr als ich brauche!).
  Sie verhält sich optimal!!!
- Einziger Schönheitsfehler ist meines Erachtens nach das
  Widerstandsgrab. Da ich mehrere Kanäle aufbauen möchte sind 10
  Widerstände dann doch allerhand.
Hat noch jemand konstruktive Kritik an der Schaltung?

Danke
  Achim

Autor: MaWin (Gast)
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Warum nimmst du keinen INA117 wenn es sowieso ein Instrumentenverstärker 
sein soll ?

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Achim Finn schrieb:
> - Einziger Schönheitsfehler ist meines Erachtens nach das
>   Widerstandsgrab. Da ich mehrere Kanäle aufbauen möchte sind 10
>   Widerstände dann doch allerhand.

Die obige Schaltung tut das Gleiche wie deine, aber  mit 3 Widerständen
und 2 Opamps weniger. Die Widerstände sind alle in Abhängigkeit von R1
und k angegeben, wobei k der halbe Teilungsfaktor ist. Bei einer Teilung
um den Faktor 100 ist also k=50. Wie du siehst, pendeln die Eingangs-
spannungen am Opamp um die halbe Versorgungsspannung mit einer Amplitude
von 1/100 der Gleichtaktamplitude der Signalquelle, genau wie bei deiner
Schaltung auch.

Aber: Da die hohe Spannung erst um den Faktor 100 heruntergeteilt und
die Differenz anschließend wieder um den gleichen Faktor verstärkt wird,
machen sich schon kleinste Ungenauigkeiten bei den Widerständen sehr
stark im Offset und in der Gleichtaktunterdrückung bemerkbar. Das gilt
für deine Schaltung aber ebenso. Es wird auch nicht viel besser, wenn du
einen Inamp einsetzt, da du die hochgenauen 100:1-Spannungsteiler an den
Eingängen immer noch brauchst.

Dieses Problem hat man nicht, wenn man den Opamp, der die Differenzbil-
dung macht, schwimmend betreibt, so dass seine Versorgungsspannung immer
mit dem Gleichtaktsignal mitläuft. Das setzt aber eine symmetrische
Spannungsversorgung in Höhe der Gleichtaktamplitude voraus, im Beispiel
also ±324V oder mehr. Das Ausgangssignal des Opamps hat dann keinen
Massebezug mehr, dieser kann aber über eine Stromquelle am Opamp-Ausgang
und einen Strom-Spannungs-Wandler auf Masse-Niveau wiederhergestellt
werden. Die Schaltung wird dadurch natürlich wieder etwas aufwendiger.

Autor: Achim Finn (rkkmkn8a)
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Gute Idee der INA117, wenn er nicht so sau teuer wäre.... Ich möchte von 
den Eingängen über ein Dutzend bauen, da machen sich 5.-€ ganz schön 
bemerkbar. Aber durch die Recherche dazu bin ich auf den Begriff 
"Over-the-top" OpAmp gestoßen, auch interessant.

Zu Yalus Schaltung:
Hut ab, die schaut wirklich kompakt aus. Das hast du gut "eingedampft" 
nun ist es kein Widerstandsgrab mehr. So richtig verstanden hab ich die 
Funktion noch nicht, es scheint eine Kombination aus Subtrahierer und 
Spannungsteiler zu sein. Hab auch gerade im LTspice damit experimentiert 
- funktioniert tadellos - Danke!
Das von dir angesprochene Problem mit den Widerstandstoleranzen ist 
wirklich nicht zu vernachlässigen. Ein typischer Fall von: taucht erst 
beim Prototyp mit echten Widerständen auf, in der Simulation kaum zu 
finden.
Nun habe ich noch eine andere Schaltung, eine Verbesserung meiner ersten 
mit dem Subtrahierer von deiner, allerdings (wie gesagt, ich hab deine 
nicht wirklich verstanden :-) wieder mit 2 OpAmps und vielen Rs.
Vorteil nun ist, dass alle Rs symmetrische Werte haben. Am 
empfindlichsten sind ja die Eingangs Spannungsteiler und die haben nun 
in beiden Ästen die selben Werte. Wenn man mal davon aus geht, dass 
zeitnah verbaute identische Bauteile auch aus einer Serie stammen, 
sollten die Toleranzen ähnlich sein.

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Achim Finn schrieb:
> So richtig verstanden hab ich die Funktion noch nicht, es scheint eine
> Kombination aus Subtrahierer und Spannungsteiler zu sein.

So ist es. Die Schaltung ist nicht schwierig herzuleiten. Ich bin vom
klassischen Subtrahierer ausgegangen:

  http://www.mikrocontroller.net/articles/Operations...

Vor jeden Eingang kommt ein Spannungsteiler. Dann sind aber R4 und R5 im
Link überflüssig, da sie mit den Ausgangswiderständen der Spannungstei-
ler verrechnet werden können. Damit hat man eine funktionierende Schal-
tung mit 5 Widerständen, die allerdings GND als Eingangsbezugspotential
hat, so dass die Eingangsspannungen immer positiv sein müssen. Um auch
negative Spannungen zuzulassen, wird jeder der beiden Opamp-Eingänge
durch einen zusätzlichen Widerstand (R3 und R4 in meiner Schaltung) ein
Stück "hochgezogen".

Bei der Dimensionierung der Widerstände ist zu berücksichtigen, dass
jeder einzelne von ihnen fast alle Parameter der Gesamtschaltung
(Verstärkung, Offset, Gleichtaktunterdrückung und die Spannung an den
Opamp-Eingängen) beeinflusst.

Zu Berechnung habe ich zuerst die Knotenpunktgleichungen für die beiden
Opamp-Eingänge aufgestellt. Hinzu kommen noch die folgenden Forderungen:

  Ua = Ue+ - Ue-                    (Differenzbildung mit Verstärkung 1)

  Uop = Ub / 2  für Ue+ = Ue- = 0   (damit der Eingangsapnnungsbereich
                                    symmetrisch wird)

  R1 = R2                           (damit die Eingangswiderstände
                                    ungefähr gleich sind)

Damit hat man insgesamt 5 Gleichungen für 7 Widerstände. Man kann also
zwei davon (z.B. R1 und R3) frei wählen und bekommt die restlichen 5
Widerstände als Lösungen des Gleichungssystems ausgespuckt. Das
Verhältnis von R1 zu R3 (=k) muss groß genug gewählt werden, um ein
Überschreiten der zulässigen Eingangsspannungen am Opamp zu verhindern.
Drückt R2 bis R7 durch R1 und k aus, kommen die in der Schaltung
angegebenen Werte heraus.

> Nun habe ich noch eine andere Schaltung, ...
> Vorteil nun ist, dass alle Rs symmetrische Werte haben.

Ja, das ist ein großer Vorteil. Bei meiner Schaltung hättest du
wahrscheinlich Schwierigkeiten gehabt, die krummen Werte in einer
Normreihe zu finden. Selbst die E192 ist dafür fast noch zu grob ;-)

Deine neue Schaltung könnte allerdings wieder

> Ein typischer Fall von: taucht erst beim Prototyp mit echten
> Widerständen auf, in der Simulation kaum zu finden.

sein:

Vor dem invertierenden Eingang von U1 liegt kein richtiger Spannungstei-
ler, sondern nur ein einzelner Widerstand (Rs8). Im normalen Betrieb
wird die Opamp-Eingangsspannung dadurch begrenzt, dass der Ausgang über
Rs2 ein gegenläufiges Signal liefert. Was passiert aber, wenn der
Ausgang dieses Signal nicht liefert, bspw. weil der Opamp zu langsamer
als die Änderungsgeschwindigkeit des Eingangsignals ist oder weil Vcc1
noch nicht eingeschaltet ist, die Signalspannung mit den paarhundert
Volt aber schon anliegt? Wenn der Opamp keine geeignete Eingangsschutz-
schaltung hat, geht er dann u.U. kaputt.

Um auf der sicheren Seite zu sein, solltest du zumindest noch jeweils
eine Diode vom invertierenden Eingang an Vcc und GND schalten (so dass
sie im Normalbetrieb sperren).

Autor: Achim Finn (rkkmkn8a)
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Au weia, Gleichungssysteme mit 7 Variablen in 5 Gleichungen lösen - hab 
ich auch mal gelernt, aber ob ich das noch kann (nee, sagen wir es 
anders: ich kann es nicht mehr :-)
Die "krummen" Werte hatte ich erst gar nicht gesucht, sondern ihre 
nächsten realen Nachbarn. Und dabei ist mir schon aufgefallen wie 
empfindlich die Schaltung auf Abweichungen ist, was mich dann zur 
Entwicklung des neuen Ansatzes mit symmetrischen Werten brachte.
Irgendwie hab ich aber immernoch das Gefühl man könnte die beiden 
Subtrahierer vereinen und den Aufwand dadurch vereinfachen - und dabei 
symmetrisch bleiben. Die haben aber auch unterschiedliche Aufgaben, der 
erste ermittelt das Signal auf dem Eingang, der zweite entfernt den 
Offset. Naja, erstmal lebe ich mit der Komplexität.

Die Sache mit den Schutzdioden ist natürlich richtig. Da fehlen noch 
diverse Kapazitäten und kleine Induktivitäten und Dioden um das ganze 
EMV fester zu machen.
Wobei ich von dem Vorschlag eine Diode gegen Vcc zu schalten nichts 
halte. Falls die Spannung dort wirklich über Vcc steigen sollte, kommt 
ein Strom-Impuls auf Vcc und somit an alle Bauteile die da dran hängen. 
Das erscheint mir zu gefährlich, lieber eine Littlefuse SMBJ54 gegen 
Analog-GND.

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Ich habe meine Schaltung von oben etwas modifiziert, so dass man jetzt
nur noch zwei unterschiedliche Widerstandswerte braucht. Dabei müssen
die einander entsprechenden Widerstände möglichst exakt übereinstimmen,
ihre absoluten Werte sind aber unkritisch. Der Preis für diesen Vorteil
ist ein zusätzlicher Widerstand.

Die Änderung war möglich, nachdem ich von der Forderung abgerückt bin,
dass Uop bei Ue+ = Ue- = 0 die halbe Versorgungsspannung sein soll. Bei
den angegeben Widerstandswerten liegt Uop jetzt knapp darunter, nämlich
bei 0,49·Ub, was aber kein Problem darstellt

Achim Finn schrieb:
> Wobei ich von dem Vorschlag eine Diode gegen Vcc zu schalten nichts
> halte. Falls die Spannung dort wirklich über Vcc steigen sollte, kommt
> ein Strom-Impuls auf Vcc und somit an alle Bauteile die da dran hängen.

Man geht normalerweise davon aus, dass Vcc relativ niederohmig ist,
entweder durch die Spannungsquelle selbst oder durch die Verbraucher.
Wegen des hohen Spannungsteilerwiderstands von 1MΩ (oder 10mΩ) steigt
Vcc bei leitender Diode dann nur unwesentlich an.

Problematisch wird es dann, wenn die Spannungsquelle einen Gleichrichter
enthält, so dass kein Strom zurückfließen kann, und die Verbraucher so
sparsam sind, so dass auch sie fast keinen Strom ableiten.

> lieber eine Littlefuse SMBJ54 gegen Analog-GND.

Das kann dann die Lösung sein. Zu beachten ist aber: Wenn man die Diode
vor den 1MΩ-Widerstand schaltet, kann sie bei länger anhaltender Über-
spannug kaputt gehen. Schaltet man sie nach den Widerstand, kann ihr
Sperrstrom das Messergebnis verfälschen.

Der Hersteller der SMBJ54 heißt übrigens Littelfuse, nicht Littlefuse :)

Edit:

Bei obiger Schaltung müssen nicht alle 20kΩ-Widerstände exakt gleich
sein. Wichtig ist nur, dass R3=R4 und R5=R6b ist. Über das Verhältnis
von R3 zu R5 kann man bei Bedarf die Symmetrie der Opamp-Eingangsspan-
nung festlegen. Bei einem Single-Supply-Verstärker ist es sinnvoll, den
Arbeitspunkt etwa 1V unterhalb der halben Versorgungsspannung zu legen.
Das wäre bei etwa R3=R5=24kΩ und R5=R6b=18kΩ der Fall.

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