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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik MOSFET langsamer schalten


Autor: Michael O. (mischu)
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Hallo zusammen,

während hier im Forum häufig die MOSFETs zu langsam sind, habe ich nun 
genau das gegenteilige Problem :) - der eingesetzte MOSFET ist wohl 
erheblich zu schnell.

http://www.infineon.com/dgdl/IPW60R099CP_rev2.1.pd...

Meine Anwendung ist eine klassische Halbbrücke mit zwei MOSFETs in Reihe 
und einem Halbbrücken-Gatetreiber bei 400V Zwischenkreisspannung.
Die parasitären Induktivitäten habe ich versuch niedrig zu halten - ganz 
optimal ist der Aufbau nicht. Für eine weichschaltende Anwendung ist mir 
die niedrige Coss des ausgewählten MOSFET sehr recht. Problem macht nur 
die Schaltgeschwindigkeit.

Wenn man in das DB schaut, dann sieht man bei 400V und 18A Id eine 
Fallzeit von 5ns  => d.h. sportliches dU/dt von 80V/ns oder 80kV/µs. Das 
hält der Gatetreiber leider nicht aus (rating < 50V/ns) und zerstört 
sich und seine Nachbarn regelmäßig.

Eine Erhöhung der Gatewiderstände habe ich versucht, halte ich nicht für 
so sinnvoll.
Kann man die Gate-Kapazität erhöhen um ein langsameres Schalten zu 
ermöglichen?
Oder habt ihr noch andere Vorschläge?

Autor: Sebastian (Gast)
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Wieso hält der Gatetreiber das nicht aus? Dem ist doch das dU/dt von 
V_DS egal.
Ich denke Du hast ein anderes Problem im Design bzw. Schutzbeschaltung.

Die Gatekapazität kannst Du mit einem C vergrößern, aber wer will das 
schon. Ein größerer Gatewiderstand hat den selben Effekt.

Autor: Michael O. (mischu)
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Sebastian schrieb:
> Wieso hält der Gatetreiber das nicht aus? Dem ist doch das dU/dt von
> V_DS egal.

Für den Low-Side Schalter im Gatetreiber stimmt das schon, der Highside 
Schalter jedoch sitzt auf dem springenden Potential um das obere Gate 
anzusteuern. Die üblichen Hersteller wie IRF oder Fairchild setzten 
einen Level-Shifter ein, um das Steuersignal vom low-side Potential auf 
die heisse Seite zu übersetzen. Dieser Levelshifter macht ab einem 
bestimmten dU/dt nur noch murks.

Ein sehr hohes dU/dt sorgt außerdem dafür, dass an den parasitären 
Induktivitäten auch ein schnelles dI/dt auftritt, was zu einer 
potentailmäßigen Verschiebung führt.

Und letztens, ein sehr hohes hU/dt macht auch Störungen wie Sau (EMV).

Besser ist es manchmal, die Geschwindigkeit kontrolliert zu reduzieren.

Autor: Klaus Ra. (klara)
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Hallo Michael,
ich muss Sebastian zustimmen. Der MOSFET muss so schnell wie möglich 
schalten um die Schaltverluste zu minimieren. Er wird in der Regel 
sowieso durch die Beschaltung gebremst. Der Trafo selber stellt ein 
Parallelschwingkreis dar. Seine Resonanzfrequenz bestimmt letztlich das 
maximal mögliche di/dt.
Bei Simulationen mit LTSpice habe ich aber ein anderes Problem erkannt 
das in der Realität nur gemindert auftritt aber eben doch eine Rolle 
spielen dürfte. Das sind Spikes die irre hohe Werte (>100A bis >1KA) 
annehmen können. Da helfen Dämpfungsperlen, Ferrit-Beads.
http://www.reichelt.de/?ACTION=3;ARTICLE=7110;PROVID=2402
Ein gutes Bespiel dazu findest Du hier.
http://focus.ti.com/lit/ml/slup083/slup083.pdf
Also, nicht den MOSFET langsamer machen, sondern mit Dämpfungsperlen die 
Peripherie des MOSFET etwas bremsen.
Gruss Klaus.

Autor: Michael O. (mischu)
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Klaus Ra. schrieb:
> lso, nicht den MOSFET langsamer machen, sondern mit Dämpfungsperlen die
> Peripherie des MOSFET etwas bremsen.

Was ist denn eine Dämpfungsperle auf der Gateleitung denn sonst, als 
eine Form die Ansteuerung langsamer zu machen? Zudem bilden das L mit 
der Gatekapazität einen Serienschwingkreis (zgegebenermaßen bei hohen 
Frequenzen) mit nicht ausufernder Güte. Jedenfalls kann dies doch zu 
einer Erhöhung der Spannungsspitzen am Gate selbst sorgen.
Verschlimmbessert man die Situation nicht?

Autor: Klaus Ra. (klara)
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Hallo Michael,
ich sagte doch, der MOSFET sollte so schnell schalten wie möglich. 
Deshalb muss die Ansteuerung des Gates optimal erfolgen. Ein 
Gate-Widerstand sollte dabei dafür sorgen das der zulässige Gate - 
Lade/Entladestrom eingehalten wird. Die Ferritperle wird  über dem Drain 
platziert. Siehe Schaltung in:
http://focus.ti.com/lit/ml/slup083/slup083.pdf
Ich habe mal als besseres Beispiel einen Auszug meiner Schaltung eines 
Halbrückenwandlers hochgeladen. L6 und L7 sind Ferritperlen mit 100 nH, 
10 mOhm und Z = 62,8 Ohm bei 100 MHz. Die Parallelwiderstände R14 und 
R10 optimieren dabei den Schaltvorgang. Ansonsten müsste die 
Induktivität verringert werden. Aber die Auswahl an Ferritperlen ist ja 
begrenzt. L8 ist Teil eines Übertragers der den Strom misst. Ansonsten 
würde man dort ggf. auch eine Ferritperle einsetzen.
Für die Beschaltung des Gates habe ich nur einen Widerstand eingesetzt. 
Widerstand/Diode - Kombinationen brachten in meiner Simulation keine 
sichtbaren Verbesserungen. An sich ist das aber schon eine Wissenschaft 
für sich.
Gruss Klaus.

Autor: GB (Gast)
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Hallo,

Michael O. schrieb:
> sportliches dU/dt von 80V/ns oder 80kV/µs.

80kV/µs - so du sie erhältst, sorgen mit Sicherheit dafür, dass das 
Gerät keine EMV-Prüfung besteht.

Klaus Ra. schrieb:
> ich sagte doch, der MOSFET sollte so schnell schalten wie möglich.

Um die Schaltverluste zu minimieren sicherlich.
Jedoch ist in vielen Fällen die Verlustleistung gar nicht das Problem, 
die kann man über einen ausreichend groß dimensionierten Kühlkörper 
abführen, sondern die Pegel im leitungsgebundenen und abgestrahlten 
Störspektrum.
Letztendlich wird man immer einen Kompromiss aus Schaltverlusten und 
EMV-Störungen finden müssen.
Wir schalten vor das Gate des MOSFETS eine zusätzliche Kapazität, um die 
Schaltflanken flacher zu machen. Wir stellen ein du/dt von <15kV/µs ein, 
bei den großen IGBTs zur Motorsteuerung sind es eher 5kV/µs.

Autor: Kai Klaas (Gast)
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>Letztendlich wird man immer einen Kompromiss aus Schaltverlusten und
>EMV-Störungen finden müssen.

Richtig! Immer nur so schnell wie nötig und so langsam wie möglich.

Kai Klaas

Autor: Klaus Ra. (klara)
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Hallo,
ein IRFP460 ist ja noch nicht so irre schnell wie der von Michael 
benutzte IPW60R099CP. Aber auch hier würde ich sagen das Dämpfungsperlen 
oder Ferrit-Beads in Verbindung mit einem Widerstand den Impulsverlauf 
des zu schaltenden Stromes wirksam verbessern können. Ich hatte 
zumindest Überschwinger zurückführen können und somit ein paar 
Oberwellen mehr gedämpft. Die DS-Spannung des MOSFET fällt zwar dabei 
schneller, das kommt dem MOSFET zu Gute, es ist doch aber der relativ 
starke Strom der die Störungen erzeugen würde und der ist zumindest 
etwas bedämpft.
Gut, das geht auch in dem man das Gate "langsamer" macht. Aber damit 
erhöht man die Verlustleitung des MOSFETs.
Zumindest in der Simulation mit LTSpice haben die Beads eine deutliche 
Wirkung. Die Kapazität des DS-Übergangs sorgt für Spikes im 
Kilo-Ampere-Bereich. Die haben zwar nur einige Pico-Sekunden Dauer aber 
immerhin. Klar, ich weiss das diese Stromspitze nur deshalb so extrem 
ausfällt weil das Modell idealisiert ist und nicht die realen 
Parasitären genügend berücksichtigt.
Ich denke für die hier beschrieben Zwecke sind Beads effektiv und eine 
gute Lösung.
Gruss Klaus.

Autor: avion23 (Gast)
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Ich verstehe nicht, was gegen einen größeren Gatewiderstand spricht.

Autor: Oktoberfestbesucher (Gast)
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Hallo,
ich hatte mit solchen Schaltungen auch schon zu tun...
Auch bei mir war es so, das es häßliche Stromspitzen beim Schalten gab.
Leider arbeite ich nicht mehr an diesem Projekt, nachträglich ist mir 
eventuel dazu eine Lösung eingefallen. Die Schaltfolge bei meiner 
Halbbrücke war:
1. Beide Mosfet sind gesperrt    5us
2. Oberere Mosfet leitet         5us
3. Beide Mosfet sind gesperrt    5us
4. Unterere Mosfet leitet        5us
usw.

Bei den Übergängen von 1-2 und 3-4 hatte ich eine häßliche Stromspitze.
Leider kann ich nicht mehr ausprobieren, ob es geholfen hätte, die 
Ansteuerung der Mosfet's so zu modifizieren, das die Mosfets eine 
negative Vorspannung zum Sperren bekommen hätten.

Bei den Übergängen von 2-3 und 4-2 hatte ich hübsches Hochfrequentes 
Schwingen. Workaround war die Parallelschaltung eines R-C-Gliedes an 
Source und Drain. (2,2nF und 100R 9W)

Autor: Klaus Ra. (klara)
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Hallo avion23,
ein zu grosser Gate-Vorwiderstand verlangsamt das Entladen der 
Gate-Kapazität in unnötiger Weise. Und langsame Schaltvorgänge erhöhen 
die Verluste. Der Entladestrom muss sich aber in den zulässigen Grenzen 
bewegen. Beim Gate-Vorwiderstand ist zu gross und zu klein eben nicht 
empfehlenswert.

Oktoberfestbesucher hat recht. RC-Glieder an passender Stelle vermeiden 
so manche Schwinger.

Gruss Klaus.

Autor: Marcus (Gast)
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Infineon CP sind von der äußeren Beschaltung/Layout zur Ansteuerung 
extrem kritisch und zwar an allen drei Anschlüssen. Die parasitics 
machen mit dem MOSFET, was sie wollen, falls nicht alles exakt stimmt. 
Und wenn es dann noch einer ist mit extrem niedrigen RDSon, wie hier, 
gilt das noch einmal mehr.

@Michael
Muss es wirklich ein so hochgezüchteter MOSFET sein? Es gibt bedeutend 
einfacher zu beschaltende Teile am Markt. Was sind Deine Anforderungen?

Autor: Michael O. (mischu)
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Alles klar,
bei Infineon gibt es ein Datenblatt zur grundsätzlichen Handhabung der 
CP-Serie.
http://www.infineon.com/dgdl/Aplication+Note+CoolM...

Das hat mir schon sehr geholfen.

Marcus schrieb:
> Muss es wirklich ein so hochgezüchteter MOSFET sein? Es gibt bedeutend
> einfacher zu beschaltende Teile am Markt. Was sind Deine Anforderungen?

Ich brauche einen hohen Wirkungsgrad ( >93%) im Punkt maximaler 
Leistung.
Daher habe ich mich für eine weichschaltende Topologie entschieden.
Ich benötige den niedrigen Rds,on der Infineon-Bausteine. Allerdings 
befürchte ich, dass die CP-Serie mit ihrer langsamen ReverseRecovery 
Zeit der Body-Diode einen guten Teil Verluste produziert. Das resonante 
Einschalten klappt schon recht gut, Ausschalten mit der im 
Application-Note gezeigten Gate-Ansteuerung ist auch schnell.
Bisher hatte ich wie beschrieben das Problem, dass der Gatetreiber murks 
machte. => Bevor ich eine Ferritperle am Gate eingefügt und den 
Gatewiderstand erhöht habe, sah ich gelegentlich am Gate der CPs eine 
Sinusspannung von 80Vpp mit 250MHz - schluck. Kein Wunder dass die 
geknallt sind.

Autor: Johannes (Gast)
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@Michael O.

> ...
> Daher habe ich mich für eine weichschaltende Topologie entschieden.
> Ich benötige den niedrigen Rds,on der Infineon-Bausteine. Allerdings
> befürchte ich, dass die CP-Serie mit ihrer langsamen ReverseRecovery
> Zeit der Body-Diode einen guten Teil Verluste produziert.

Soweit ich weis, darf man die CP-Serie gar nicht für weich schaltenede 
Applikationen verwenden.

Schau dir mal das hier an, Seite 7:
http://www.st.com/internet/com/TECHNICAL_RESOURCES...

Die CP-Typen sind hier anscheinend besonders empfindlich...

> Wenn man in das DB schaut, dann sieht man bei 400V und 18A Id eine
> Fallzeit von 5ns  => d.h. sportliches dU/dt von 80V/ns oder 80kV/µs. Das
> hält der Gatetreiber leider nicht aus (rating < 50V/ns) und zerstört
> sich und seine Nachbarn regelmäßig.

Die Fall-Time ist eine Angabe, wie schnell der Strom abgeschaltet wird. 
Wie schnell die Spannung dann ansteigt, hangt von der Mosfet-Kapazität 
ab. Die Fall-Time des Transistors spielt da keine große Rolle. Hast du 
das du/dt mal gemessen, ob es tatsächlich so groß ist?

> Das hält der Gatetreiber leider nicht aus (rating < 50V/ns) und zerstört
> sich und seine Nachbarn regelmäßig.

Wurden die Mosfets dabei auch zerstört? Im Normalfall geht der 
Gate-Treiber durch ein zu hohes du/dt nicht kaputt. Oft ist es aber so, 
dass der high side Mosfet durch das hohe du/dt ungewollt eingeschaltet 
wird, was dann zu einem Defekt im Mosfet führt.

Für so eine Anwendung würde ich eher einen Mosfet aus der C6-Familie 
oder der CFD-Familie empfehlen. Vor allem die C6 haben den Vorteil, dass 
sie vom Schaltverhalten recht "gutmütig" sind.

Autor: Marcus (Gast)
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Sobald die Body-Diode ernsthaft genutzt werden soll, muss es ein CFD 
sein. Die Body-Diode des CP ist genauso schlecht wie die des C6. Denn 
der C6 ist innendrin ein CP, ergänzt um einen integrierten 
Gatewiderstand.

Autor: ... (Gast)
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Marcus schrieb:
> Die Body-Diode des CP ist genauso schlecht wie die des C6. Denn
> der C6 ist innendrin ein CP, ergänzt um einen integrierten
> Gatewiderstand.

Gatewiderstand:
IPW60R045CP  1,3R
IPW60R041C6  0,7R

Passt irgendwie nicht zusammen- wie kommst du zu deiner Aussage?

Autor: Johannes (Gast)
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> Die Body-Diode des CP ist genauso schlecht wie die des C6.

Das würde ich so nicht sagen. Die haben beide eine relativ große 
Recovery-Zeit, aber Infineon screibt in der Produktbeschreibung für die 
C6-Baureihe "high body diode ruggedness"

http://www.infineon.com/dgdl/600V_CoolMOS_C6_E6-pb...

Beim CP steht dazu nicht, aber im Datenblatt ist folgender Satz:

CoolMOS CP is specially designed for:
• Hard switching SMPS topologies for Server and Telecom

Das verstehe ich so, dass die Body-Diode im C6 zwar nicht besser (also 
nicht schneller) ist, aber robuster. Deshalb sollte man beim CP die 
Diode am besten gar nicht verwenden, beim C6 geht es.

Der CFD ist natürlich noch besser, dafür hat man dort einen größeren 
Duchlasswiderstand.

Autor: Michael O. (mischu)
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Johannes schrieb:
> Schau dir mal das hier an, Seite 7:

Vielen Dank - das war in etwa auch was ich bisher zusammengetragen habe 
bzw. befürchtet habe.

Die CPs sind offensichtlich so ratten schnell (bis auf die Diode) dass 
eine kapazitives Übersprechen des Drain-Signals auf das Gate zu 
katastrophalen Ergebissen führt.
Die C6 Serie scheint im Hinblick auf die Kontrolle des Schaltverhaltens 
getrimmt worden zu sein, nachdem die CP Serie doch etwas unberechenbarer 
ist.

Für meine Anwendung werde ich es mit den CFD-Serie ausprobieren.
Was hilft ein ultra-niedriger Rds,on wenn ich massig ReverseRecovery 
Verluste in der Diode erhalte??
Eine passende Diode mit niedriger Uf zum MOSFET parallelschalten wird 
sicher auch nicht die Lösung sein (Kosten / Platz).

Autor: Marcus (Gast)
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... schrieb:
> Marcus schrieb:
>> Die Body-Diode des CP ist genauso schlecht wie die des C6. Denn
>> der C6 ist innendrin ein CP, ergänzt um einen integrierten
>> Gatewiderstand.
>
> Gatewiderstand:
> IPW60R045CP  1,3R
> IPW60R041C6  0,7R
>
> Passt irgendwie nicht zusammen- wie kommst du zu deiner Aussage?

Die Aussage ist von der TU Ilmenau auf der PCIM 2010. In den Extremen 
mögen noch andere Änderungen eingeflossen sein, aber im Bereich von 
"vernünftigen" RDSon stimmt das schon so:

IPW60R165CP 1.9R
IPW60R199CP 2.0R
IPW60R190C6 8.5R

Beim entsprechenden E6 ist hingegen wieder ein kleinerer RG drin, er ist 
also wiederum etwas schneller.

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Hi,


aus aktuellem Anlass:

1. kann ich nicht nur bestätigen, dass die CP-Typen quasi unberechenbar 
sind

2. ist der Unterschied zwischen CP und C6 deutlich mehr als nur ein
   integrierter Gatewiderstand.

Der C6 hat z.B. eine auf dem Chip selber integrierte, künstlich erhöhte 
Miller-Kapazität, weil der CP offenbar so schnell ist, dass jeglicher, 
extern zugeschalteter Miller-Kondensator zur dU/dt-Begrenzung 
wirkungslos ist (wegen der Bonddrahtinduktivität?).

Der C6 hat außerdem ein ganz anderes Verhalten der Ausgangskapazität 
Coss bezogen auf die Drain-Source-Spannung.

Der CP hat da bei ca. 60...80V richtiggehend einen "Knick" in der Kurve, 
während der C6 eine weiche Kurve hat.

Schaut Euch den Verlauf von Coss mal an.

Die CP sind Mordsinstrumente für alles, was ihnen in die Quere kommt, 
z.B. so Dinge wie High-Side-Gate-Teiber-ICs o.ä.


Bitte nehmt es mir nicht übel, dass ich diesen alten Thread nochmal 
aufwärme, aber ich habe da gerade selbst übelste Erfahrungen machen 
müssen.

(Btw. hat vielleicht doch noch jemand einen Tip?)

Hier:
Beitrag "MOSFET-Halbbrücke: Hilfe, es klingelt!"


Gruß,
Stefan

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