Announcement: there is an English version of this forum on Hallo Leute, ich hab hier eine Platine eines 8GHz Sampling Oscilloscopes. Direkt am Analogeingang hängt ein IC im LFCSP 16 Package. Ich kann aber nicht herausfinden was das für ein IC ist. Auf dem Package steht leider nur: Zeile1: G10 Zeile2: #829 Vom IC selber geht es auf dem PCB mit einem differentiellen Leitungspaar weiter unter einen Kühlkörper, da verliert sich die Spur... Weiß zufällig jemand was das für ein IC am Eingang sein könnte. Bzw. wie ist denn so eine Eingangsstufe eines Sampling Oscis aufgebaut. Ich meine mich zu erinnern, dass da als erstes der Wandler (bzw. Sampling Einheit) kommt und dann erst weiter Verstärker usw. Stimmt das? Danke, Dominik
:
Verschoben durch Moderator
Dominik Dörich schrieb: > Ich meine mich zu erinnern, dass da als erstes der Wandler > (bzw. Sampling Einheit) kommt und dann erst weiter Verstärker usw. Das ist eher unwahrscheinlich, nicht?
vielleicht auch nicht (Seite 3): http://www.google.de/url?sa=t&source=web&cd=1&ved=0CDIQFjAA&url=http%3A%2F%2Fwww.cbtricks.com%2Fmiscellaneous%2Ftech_publications%2Fscope%2Fsampling.pdf&ei=s5CMTZynLMnLsgaQ8JD-CQ&usg=AFQjCNF7cOAE7QLndVyChXPxz0wFk_b2CQ Sample&Hold? Stufe, dann erst Verstärker...
Ich tippe mal auf einen ASIC, oder hat schonmal jemand Ghz-Sampler in der freien Wildbahn kaufbar gesehen? OT: Kann jemand, der das Samplingskop von http://www.fastsampling.com/ so nett sein, und Bilder vom Innenleben posten? Mich würde interessieren, was die für Sampler verwenden.
Angehängte Dateien:
-
DS800.jpg
340 KB
Luk4s K. schrieb: > Ich tippe mal auf einen ASIC, oder hat schonmal jemand Ghz-Sampler in > der freien Wildbahn kaufbar gesehen? > OT: Kann jemand, der das Samplingskop von http://www.fastsampling.com/ > so nett sein, und Bilder vom Innenleben posten? Mich würde > interessieren, was die für Sampler verwenden. Tja genau dieses hab ich aufgeschraubt. Bild im Anhang. Es ist wohl irgendein 12-Bit Wandler, der vermutlich mit wenigen MSPS arbeitet. Das Teil kann daher halt nur periodische Signale aufnehmen. Die eigentliche Elektronik sitzt dann unter einem Kühlkörper der schön festgeklebt ist. Da kommt man also nicht so einfach dran und kaputt machen will ich es ja auch nicht. Die Triggereingänge (oben) gehen auf einen Komparator ADCMP567 und dann über einen Micrel 4:1 MUX weiter. Mir gehts um die beiden ICs direkt an den SMA-Eingangsbuchsen für CH1 und CH2. Was könnte das sein. Ich kann mir nicht vorstellen, das das ein asic ist, dann könnte man das Teil denk ich nicht mehr für 300€ anbieten... Dominik
Hmm, poste mal ein Makrofoto der fraglichen ICs. Das mit dem Kühlkörper ist natürlich sehr unbefriedigend :(
Die ICs direkt an den Eingangsbuchsen werden irgendwelche schnellen Signalverstärker mit differentiellem Ausgang und möglicherweise programmierbarer Verstärkung sein. Ich denke da an so etwas wie einen AD8224 (genau der ist es nicht, da das Pinout nicht passt). Die Eingangsstufe eines "richtigen" Oszilloskops ist das ja nicht, da das Ding über keine aufwendige Eingangsstufe zur verfügen scheint (Maximale Eingangsspannung 2 Vpp!).
Rufus Τ. Firefly schrieb: > keine aufwendige Eingangsstufe zur verfügen scheint > (Maximale Eingangsspannung 2 Vpp!). Wozu auch eine aufwendige Eingangsstufe? Mehr als ein paar mW kann man den mikroskopischen 50 Ohm Abschlüssen eh nicht zumuten. Und das Skop ist ja auch nicht so zum "schnell ma messen" an gänzlich unbekannten Signalen vorgesehen. Dennoch stelle ich mir nachwievor die Frage, was die für Sampler verwenden, die haben wohl kaum aus 4 Dioden bzw. einem Diodenquadrupel einen Sampler gezaubert? Wenn du mutig bist, könntest du versuchen den KK mit Kältespray zu behandeln, sodass der Kleber nachgibt.
Dom inik schrieb: > Es ist wohl > irgendein 12-Bit Wandler, der vermutlich mit wenigen MSPS arbeitet. Dieses teil hat nur wenige anschlüsse, wenn es ein wandler ist wirst du auch irgendwo takt messen können, gibts kein takt ist ein signalversärker.
Rufus Τ. Firefly schrieb: > Ich denke da an so etwas wie einen AD8224 (genau der ist es nicht, da > das Pinout nicht passt). Hmm, wie kann das sein? Zahlendreher ??...der ist doch viel zu langsam Das Teil muss 8Ghz können, das kann doch nur ein ECL-Gatter auf linear oder ähnlich beschaltet sein ?! Bei dem gr. IC vermute ich ein Xilinx o.ä. mit höchster Verarbeitungsgeschwindigkeit intern macht der dann die 10ps/step Verzögerung und dort vermute ich auch den sampler ?? Wie der das finetuning auf 1ps hinbekommt ist mir nicht klar EMU
Was ich an dieser Stelle erwarten wuerde waere ein programmierbarer Abschwaecher oder ein programmierbarer Verstaerker.
Guckt euch mal z.B. den S2 Sampling Head von Tek an. Da kommt gar kein Abschschwächer o.ä. am Eingang, das Signal geht stattdessen direkt an die Sampling-Bridge. Deshalb können die Teile auch nur max 5V ab, höhere Eingangssopannungen killen vermutlich die die Dioden der Sampling-Bridge. Das differentielle Leiterbahnpaar überträgt vermutlich den Sampling Impuls vom Bauteil in der Mitte an die Sampling Bridge. Daher vermute ich, das das Bauteil in der Mitte mit Kühlkörper irgendein schneller ASIC ist, da FPGAs etc. keine so schnelle Signale verarbeiten können. Kühlkörper entfernt man meiner Erfahrung nach am Besten mit einem kleinen Gasbrenner. Damit parallel zur Platine durch den Kühlkörper feuern, während man mit einer Zange moderat am Kühlkörper zieht. Sobald der Kleber wich ist, zieht man den KK vom Chip ohne das man den Chip brät.
P.S. Mach mal eib Bild von der Unterseite der Platine, das man alles sieht. Der ADCMP 567 passt auch, der macht aus dem einzelnen Triggerimpuls ein differentielles Signal, welches dann im KK-Bauteil stufenweise verzögert an die Sampling-Bridges weitergegeben wird. Wenn man das Manual zu dem Teil liesst, http://www.fastsampling.com/Products/DS800/DS800Manual.pdf dann sieht man sogar, dass ich nicht schlecht geraten habe. Misst, schon 3 Uhr. Ich will die Stunde jetzt wieder haben, nicht erst im Herbst, scheiss Zeitumstellung
Der Bauteil gleich am Eingang des fastsampling-Oszis ist ein einfaches, schnelles PECL-Flip-Flop. Richtig beschaltet wird daraus ein billiger 1-bit-Sampler fuer GHz-Signale... (selber schon mehr als einmal gemacht - Stichwort - binary search). Also keine spezielle Sampling-Bridge und kein superschneller ADC. Der enge Spannungsbereich ist uebrigens typisch fuer GHz-Equivalent-Time-Samplingscopes, sieh Dir z.B. mal die Daten fuer das Tektronix TDS8200/CSA8200 an (z.B. Sampling-Head 80E03, 80E04 und so weiter - da ist es sogar nur 1V +/- 1V Offset). Bei den Frequenzen hat man ohnehin nur selten grosse Signale, und selbst wenn, die kann man immer noch mit einem Abschwaecher zurechtstutzen. Fuer die Bandbreite will man auch keine weiteren Komponenten im Pfad (schon gar nicht irgendwelche Op-Amps - denk mal an das thermische Rauschen bei solchen Bandbreiten!), das Signal geht direkt vom Front-Konnektor auf den Sampler. Nachdem der pro Trigger ohnehin nur ein einziges Sample digitalisieren muss (also viel Zeit und Aufwand reinstecken kann), macht man lieber den ADC fein aufloesend (z.B. Tek und Agilent haben 14 bit), was das Fehlen eines Eingangverstaerkers mehr als ausgleicht. Dein Oszi hat allerdings eher 4 GHz Bandbreite, nicht 8 GHz (woher ich das weiss? Selber an meinem eigenen Exemplar durchgemessen!). Fuer den Preis aber immer noch ein Schnaeppchen.
Wolfgang M. schrieb: > ist ein einfaches, > schnelles PECL-Flip-Flop. hast Du einen Typ oder ein Datenblatt dazu gefunden ? Wolfgang M. schrieb: > Richtig beschaltet wird daraus ein billiger > 1-bit-Sampler fuer GHz-Signale... (selber schon mehr als einmal gemacht > - Stichwort - binary search) kennst Du einen Literaturstelle, die das Prinzip dazu beschreibt ? Wolfgang M. schrieb: > und so weiter - da ist es sogar nur 1V +/- 1V Offset) der DS800 kann auch nur 1V ! Deine Vermutungen sind daher wohl richtig! EMU
Wolfgang M. schrieb: > Der Bauteil gleich am Eingang des fastsampling-Oszis ist ein einfaches, > schnelles PECL-Flip-Flop. Richtig beschaltet wird daraus ein billiger > 1-bit-Sampler fuer GHz-Signale... Das verstehe ich nicht ganz, dann doch nur 1/0 festestellen, aber keine analogen Signale? Troll schrieb: > das das Bauteil in der Mitte mit Kühlkörper irgendein schneller > ASIC ist Wie kann der dann das Skop für nen paar 100€ anbieten. ASICs sind doch, insb. in nicht allzugroßen Stückzahlen, (sehr) teuer.
Thomas R. schrieb: > ahja, da war was > > Beitrag "Re: Rechtecksignal mit Signalflanken < 1 ns erzeugen." Aha, man könnte sich also den ADC sparen, wenn man neben dem Delay die Spannung am Inv. Dateneingang durchkurbelt?
Ja, genau, Signal geht auf eine Seite des differentiellen Dateneingang, Schwellwert an den anderen. Dann sagt Dir das DFF, ob die anliegende Spannung zum Samplezeitpunkt hoeher oder niedriger als der Schwellwert war. Also ein 1-bit ADC. Dann Messung mehrmals wiederholen - sinnvollerweise scannt man den Schwellwert dabei nicht linear durch, sondern macht einen "binary search". Dann brauchen 12 bit Aufloesung gerade mal 12 Wiederholungen. Anschliessend dasselbe, aber mit um einen Schritt groeesseren Delay von Triggereingang zu DFF-Clock-Eingang. Usw usf. Das fastsampling-Oszi verwendet keine ASICs. Sowas koennen sich nur Firmen wie Tektronix oder Agilent leisten, die dann tausende Geraete um (viele) tausende Dollars verkaufen. Und auch die machen es nur unwillig (weil's so teuer ist und lange braucht) und setzen im low-end-Bereich fuer den Digitalteil verstaerkt FPGAs ein. Wolfgang
Wolfgang M. schrieb: > "binary search". Dann brauchen 12 bit Aufloesung > gerade mal 12 Wiederholungen. Ah, das Verfahren war mir im Kontext der Analog-Digital-Wandlung unter sukzessive Approximation geläufiger.
Ja, das ist ein anderer Ausdruck fuer dasselbe Verfahren. Ich lebe wohl schon zu lang in den USA :-) (den Fachausdruck "successive approximation" gibt's aber auch auf Englisch, also ist das vielleicht eine schwache Entschuldigung.)
Luk4s K. schrieb: > Ah, das Verfahren war mir im Kontext der Analog-Digital-Wandlung unter > sukzessive Approximation geläufiger. kann mir mit dieser Info jemand verraten, warum es in der Beschreibung des DS800 einen 12Bit-AD-Wandler gibt ? Mit der Beschreibung hier müsste es ja eher ein 121-Bit DA-Wandler geben ? Oder wird in Fenstern gesampled ? ..geht das ?? EMU
Wolfgang M. schrieb: > Ja, genau, Signal geht auf eine Seite des differentiellen Dateneingang, > Schwellwert an den anderen. Dann sagt Dir das DFF, ob die anliegende > Spannung zum Samplezeitpunkt hoeher oder niedriger als der Schwellwert > war. Also ein 1-bit ADC. Dann Messung mehrmals wiederholen - > sinnvollerweise scannt man den Schwellwert dabei nicht linear durch, > sondern macht einen "binary search". Dann brauchen 12 bit Aufloesung > gerade mal 12 Wiederholungen. Anschliessend dasselbe, aber mit um einen > Schritt groeesseren Delay von Triggereingang zu DFF-Clock-Eingang. Usw > usf. Ohne S&H Stufe kommt da nur Bullshit bei raus...
EMU schrieb: > kann mir mit dieser Info jemand verraten, warum es in der Beschreibung > des DS800 einen 12Bit-AD-Wandler gibt ? > Mit der Beschreibung hier müsste es ja eher ein 121-Bit DA-Wandler geben > ? Es muss ja nicht sein, dass das DS800 so funktioniert. > Oder wird in Fenstern gesampled ? ..geht das ?? Was meinst du damit? Daniel schrieb: > Ohne S&H Stufe kommt da nur Bullshit bei raus... Nein, denn bei jedem Takt liegt bei unverändertem Delay bei periodischem Signal dieselbe Spannung am Komparator an. Das Dflop ist das Sample/Hold
Luk4s K. schrieb: > Nein, denn bei jedem Takt liegt bei unverändertem Delay bei periodischem > Signal dieselbe Spannung am Komparator an. Das Dflop ist das Sample/Hold ???
Daniel schrieb: > Luk4s K. schrieb: >> Nein, denn bei jedem Takt liegt bei unverändertem Delay bei periodischem >> Signal dieselbe Spannung am Komparator an. Das Dflop ist das Sample/Hold > > ??? Wo ist das Problem? Ich kann nur wiederholen, dass das Dflop das S&H macht. Dabei macht es als Komparator noch gleich die AD-Wandlung nach dem SAR-Verfahren. Man Samplet jeden Zeitpunkt für 12 Bit halt 12 mal, anstatt nur 1x. Dabei halt immer mit unterschiedlichen Schwellspannugen und misst so die Spannung am Eingang des Dflops
Ohne S&H Stufe bekommst du bei Unterabtastung nur Mist raus, dazu muss ich nichtmal matlab anschmeisen um das zu sehen...
Das D-FF mit seinem differenziellen Eingang ist das S/H Glied. Es kann halt nur 0 oder 1 speichern. Dafür sind die ECL-Flipflops sehr gut geeignet, da deren metastabiler Bereich (D zu CLK) nur wenige ps beträgt. Darauf und auf möglichst gute Differenzverstärkung kommt es dabei an. Helmut
Wahnsinn, und jetzt ist dein ZF Signal runtergemischt mit 1 Bit Auflösung... Bei einem bandbegrenzten ZF Signal kannst du da noch durch den entsprechenden Algo was draus machen, ansonsten hast du KEINE CHANCE !
Nein, Matlab braucht man da tatsaechlich nicht. Aber ein bisschen nachdenken, bevor man starke Sprueche klopft: Das D-Flip-Flop (DF) uebernimmt beide Aufgaben: - wenn die (verzoegerte) Triggerflanke am Takteingang de DFFs einlangt, geht der Ausgang des DFFs auf den (digitalen) Wert des differentiellen Eingangs (D und /D): 1 wenn das das Signal auf D hoeher ist als an /D, 0 wenn's niedriger ist. (D ist das zu messende Signal, /D der momentan eingestellte Schwellwert). Damit ist die Umwandlung abgeschlossen --> SAMPLE. Wenn sich der Wert an D nun aendert, hat das auf den Ausgangswert keinen Einfluss - das ist ja gerade das Prinzip eines DFFs - Aenderungen werden nur im Augenblick der Taktflanke weitergegeben --> HOLD. Wenn das Signal stabil ist relativ zum Triggersignal (muss nicht mal periodisch sein), dann kann man beliebig oft samplen und das Ausgangsignal bleibt einfach stabil (entweder 1 oder 0). Das kann man also beliebig langsam mit z.B. einem Mikrocontrollereingang auslesen. Nun den Schwellwert veraendern und wieder das Ergebnis einlesen. Usw. Jedesmal erfahert man, ob das Signal zum Triggerzeitpunkt hoeher oder niedriger ist als der Schwellwert. Mit sukzessiver Approximation hat man in wenigen Schritten ein praezises Resultat fuer das Signal zum Triggerzeitpunkt. Jetzt das Triggerdelay um ein kleines Stueck (z.B. 10ps) weiterstellen und den Vorgang wiederholen. Ich kann garantieren, das funktioniert bestens in der Praxis - ich habe schon mehr als eine Schaltung gebaut, die das Prinzip sehr erfolgreich ausnutzt. Habe gerade in den letzten Wochen einem anderen Forumteilnehmer hier damit eine Pulshoehenmessung fuer ps-Laserpulse entworfen, und bekam vergangene Woche die Meldung, dass die prima laeuft.
Daniel schrieb: > Wahnsinn, und jetzt ist dein ZF Signal runtergemischt mit 1 Bit > Auflösung... > Bei einem bandbegrenzten ZF Signal kannst du da noch durch den > entsprechenden Algo was draus machen, ansonsten hast du KEINE CHANCE ! Ich lege dir mal die "Sampling notes" von Tek vor ca. 50 Jahre nahe http://www2.tek.com/cmswpt/tidetails.lotr?ct=TI&cs=afs&ci=14824&lc=EN Da ist das alles ganz gut drin erklärt, wenn auch bei den Diodenbrücken viel schwarze Magie dabei ist. Substituiere jede durch Das Dflop und sample jeden Punkt z.B. 12 Fach um die Spannung herauszubekommen. Dann stören auch die 1 bit nichtmehr
Daniel schrieb: > Wahnsinn, und jetzt ist dein ZF Signal runtergemischt mit 1 Bit > Auflösung... > Bei einem bandbegrenzten ZF Signal kannst du da noch durch den > entsprechenden Algo was draus machen, ansonsten hast du KEINE CHANCE ! Ich wuerde an Deine Stelle die Arroganz ein bisschen runterschrauben. Interessanterweise haben naemlich die anderen Diskussionsteilnehmer das Prinzip begriffen. Wenn Du es schon als Mischung im Frequenzbereich sehen willst - wenn ich jede N-t Periode sample (genau das tut man naemlich, wenn das Delay zwischen Trigger und Signal konstant gehalten wird), dann schiebt mir das Aliasing an der Nyquist-Frequenz das Signal genau auf DC. Dessen Wert ich dann gemuetlich messen kann. Und wir reden von einem Signal, dass im Zeitbereich STABIL gegenueber dem Trigger ist. Damit hat deine "ZF" Bandbreite NULL. Also wirklich schoen bandbreitenbegrenzt.
Daniel schrieb: > Wahnsinn, und jetzt ist dein ZF Signal runtergemischt mit 1 Bit > Auflösung... > Bei einem bandbegrenzten ZF Signal kannst du da noch durch den > entsprechenden Algo was draus machen, ansonsten hast du KEINE CHANCE ! Angenommen der Messbereich ist 0 bis 1V. 1. Vergleich bei 0,5V If(Q=1, dann Vergleich mit 0,75V, Vergleich mit 0,25V) Annahme Q war 0 2. Vergleich bei = 0,25V If(Q=1, dann Vergleich mit 0,375V, Vergleich mit 0,125V) Annahme Q war 0 3. Vergleich bei = 0,125V If(Q=1, dann Vergleich mit 0,375V, Vergleich mit 0,0,0625V) u .s. w. Jetzt wird der Trigger intern immer um z. B. 10ps weiter verschoben und die Wandlung wiederholt. Das funktioniert natürlich nur, wenn das Signal periodisch zum Triggersignal ist.
Wolfgang M. schrieb: > Wenn das Signal stabil ist relativ zum Triggersignal (muss nicht mal > periodisch sein), dann kann man beliebig oft samplen und das > Ausgangsignal bleibt einfach stabil (entweder 1 oder 0). Das kann man > also beliebig langsam mit z.B. einem Mikrocontrollereingang auslesen. > Nun den Schwellwert veraendern und wieder das Ergebnis einlesen. Usw. > Jedesmal erfahert man, ob das Signal zum Triggerzeitpunkt hoeher oder > niedriger ist als der Schwellwert. Mit sukzessiver Approximation hat man > in wenigen Schritten ein praezises Resultat fuer das Signal zum > Triggerzeitpunkt. Jetzt das Triggerdelay um ein kleines Stueck (z.B. > 10ps) weiterstellen und den Vorgang wiederholen. einfach nur lachhaft, mittlerweile schreibst du selber (wahrscheinlich ist dir das selbst gar nicht wirklich bewusst), dass dein Signal für die Approximation quasistationär sein muss...
Wolfgang M. schrieb: > Ich wuerde an Deine Stelle die Arroganz ein bisschen runterschrauben. > Interessanterweise haben naemlich die anderen Diskussionsteilnehmer das > Prinzip begriffen. Wenn Du es schon als Mischung im Frequenzbereich > sehen willst - wenn ich jede N-t Periode sample (genau das tut man > naemlich, wenn das Delay zwischen Trigger und Signal konstant gehalten > wird), dann schiebt mir das Aliasing an der Nyquist-Frequenz das Signal > genau auf DC. Dessen Wert ich dann gemuetlich messen kann. Und wir reden > von einem Signal, dass im Zeitbereich STABIL gegenueber dem Trigger ist. > Damit hat deine "ZF" Bandbreite NULL. Also wirklich schoen > bandbreitenbegrenzt. Danke, jetzt hab ichs auch begriffen.
Daniel schrieb: > einfach nur lachhaft, mittlerweile schreibst du selber (wahrscheinlich > ist dir das selbst gar nicht wirklich bewusst), dass dein Signal > für die Approximation quasistationär sein muss... Und was ist daran lachhaft? Bestenfalls Dein Unwissen in bezug auf Equivalent Time Sampling Scopes gepaart mit einer guten Portion Arroganz. Solche Oszis sind nicht fuer die allgemeine Analyse schnellveraenderlicher Signale gedacht. Das einzige, was Du mit einem "echten" (Multibit-Aufloesung) ADC gewinnst ist die Faehigkeit z.B. Datenaugen von Digitalsignal zu erzeugen. Aber da ist immer noch die Bitrate des Signal konstant ueber die Messzeit.
Daniel schrieb: > dass dein Signal > für die Approximation quasistationär sein muss... Das muss es bei Samplern prinzipiell.
Uebrigens kann man sogar mit der DFF-als-Sampler-methode Datenaugen erzeugen - das braucht dann aber zwei DFFs, die man mit leicht unetrschiedlichen Schwellwerten als Fensterkomparator einsetzt. Fuer ein Besipiel dazu siehe die BERTScopes von Synthesys Research (inzwischen Tektronix). Die verkaufen das erfolgreich fuer ueber 100 kEuro pro Geraet, scheint also ganz gut pratisch zu funktionieren :-) (habe selber sowas im Labor).
Super interessant die Sache. Habe es zwar noch nicht 100% verinnerlicht, aber es scheint wieder eine einfache Realisierung von Mikrowellenmessgeräten zu sein. Wolfgang M. schrieb: > Habe gerade in den letzten Wochen einem anderen > Forumteilnehmer hier damit eine Pulshoehenmessung fuer ps-Laserpulse > entworfen, und bekam vergangene Woche die Meldung, dass die prima > laeuft. Meine Kollegen bauen auch ps-Laser. Vielleicht sollten wir die Leute zusammenbringen... Gruß Silvio
Dom inik schrieb: > Zeile1: G10 > Zeile2: #829 > was du gesucht hast ist ADCMP582BCPZ, passt von der funktion, pinout und markierung. Übrigens, wenn dir nix ausmacht mach bitte noch ein bild von der unterseite der PCB.
Thomas R. schrieb: > Dom inik schrieb: >> Zeile1: G10 >> Zeile2: #829 >> > > was du gesucht hast ist ADCMP582BCPZ, passt von der funktion, > pinout und markierung. > > > Übrigens, wenn dir nix ausmacht mach bitte noch ein bild von > der unterseite der PCB. Dann sollte wohl feststehen, dass das fastsampling Skop so arbeitet, wie von Wolfgang beschrieben.
Thomas R. schrieb: > was du gesucht hast ist ADCMP582BCPZ, passt von der funktion, > pinout und markierung. Was mich noch interessieren würde, wie macht man die stabile veränderliche Vergleichsspannung mit 12Bit auf der einen Seite des PECL_FF , DA-mäßig aus dem FPGA ? EMU
EMU schrieb: > Thomas R. schrieb: >> was du gesucht hast ist ADCMP582BCPZ, passt von der funktion, >> pinout und markierung. > > Was mich noch interessieren würde, wie macht man die stabile > veränderliche Vergleichsspannung mit 12Bit auf der einen Seite des > PECL_FF , DA-mäßig aus dem FPGA ? > > EMU - wer sagt das es ein FPGA ist? - und auch wenn, dann gibt auch FPGAs mit eingebauten 12bit DAC (A2F200) - ausserdem gibt genug bauteile auf der PCB, eins von dem kann DAC sein
Thomas R. schrieb: > - wer sagt das es ein FPGA ist? > - und auch wenn, dann gibt auch FPGAs mit eingebauten 12bit DAC (A2F200) Weil ASIC für eine "one-man-show" zu teuer ist, oder was sollte/könnte es sonst sein ? Thomas R. schrieb: > - ausserdem gibt genug bauteile auf der PCB, eins von dem kann DAC sein Bei der Leitungsführung könnte ich keinen der Chips lokalisieren ? EMU
EMU schrieb: > Thomas R. schrieb: >> - wer sagt das es ein FPGA ist? >> - und auch wenn, dann gibt auch FPGAs mit eingebauten 12bit DAC (A2F200) > > Weil ASIC für eine "one-man-show" zu teuer ist, oder was sollte/könnte > es sonst sein ? > gibts bei dir nur noch ASIC oder FPGA ? Man kann ein µC benutzen, oder ein DSP oder ein App SoC usw. Was aktuell bei dem gerät verbaut ist kann man so nicht sehen, unterseite bild könnte evt. helfen. > Thomas R. schrieb: >> - ausserdem gibt genug bauteile auf der PCB, eins von dem kann DAC sein > > Bei der Leitungsführung könnte ich keinen der Chips lokalisieren ? > > EMU Bist du Natasha Demkina oder wie hast du es erkannt?
Wenn man die Funktionen aller Chips auf der Platine hat, sollt sich doch auch die des ICs unterm Kühlkörper erschließen. µC wäre komisch, denn ein PIC ist ja schon drauf. Fangen wir doch mal an: Was ist der H2227 7M17 ?
Luk4s K. schrieb: > Wenn man die Funktionen aller Chips auf der Platine hat, sollt sich doch > auch die des ICs unterm Kühlkörper erschließen. µC wäre komisch, denn > ein PIC ist ja schon drauf. ja hier speziel ist der PIC nur für die kommunikation, und möglicherweise FPGA für die sonstigen aufgaben. > Fangen wir doch mal an: Was ist der H2227 7M17 ? BH2227FV (VSS, VFS, DI, DCLK, CSB, AO1, AO2, AO3 ergeben sinn)
Thomas R. schrieb: > >> Fangen wir doch mal an: Was ist der H2227 7M17 ? > > BH2227FV (VSS, VFS, DI, DCLK, CSB, AO1, AO2, AO3 ergeben sinn) Hmm, ein 8 bit DAC. Das Skop ist aber mit 12Bit Auflösung angegeben. Wie der Wohl die 1ps Sampleschritte hinbekommt? Fast alles was ich an Delaylines gefunden hab hatte 10ps Inkrement. Nur den SY89296U von Micrel kann man mit einer Spannung mit 25mV/ps feinabstimmen, was mir ein wenig wackelig scheint. Ob sich der TO dazu durchringen kann die Platine so abzulichten, dass man alle Beschriftungen lesen kann?
Wolfgang M. schrieb: > Uebrigens kann man sogar mit der DFF-als-Sampler-methode Datenaugen > erzeugen - das braucht dann aber zwei DFFs, die man mit leicht > unetrschiedlichen Schwellwerten als Fensterkomparator einsetzt. Fuer ein > Besipiel dazu siehe die BERTScopes von Synthesys Research (inzwischen > Tektronix). Die verkaufen das erfolgreich fuer ueber 100 kEuro pro > Geraet, scheint also ganz gut pratisch zu funktionieren :-) (habe selber > sowas im Labor). @Wolfgang M: Könntest Du bitte näher beschreiben wie das funktioniert? Vielen Dank! John
Das Prinzip ist einfach: Die Schwellwertspannung fuer die zwei DFFs wird leicht unterschiedlich gewaehlt. Z.B. 500mV und 501mV. Das ist dann ein sogenannter Fensterkomparator. Jedes mal wenn gesamplet wird, sagt Dir das digitale Ergebnis, ob das Signal zum Samplezeitpunkt hoeher (1) oder niedriger (0) war als der Schwellwert. Im vorliegenden Fall - wenn man zwei Nullen oder zwei Einsen bekommt, hat man Pech gehabt. Aber wenn das DFF mit 500mV Schwellwert eine 1 liefert, und das DFF mit 501mV eine Null, dann weiss man, dass das Signal zwischen 500mV und 501mV lag. Somit hat man mit einem "Schuss" das Signal mit ~9 bits digitalisiert, obwohl man nur zwei "1-bit ADCs" verwendet. Man kann es auch so sehen, dass man einen ADC hat, bei dem nur zwei Codes funktionieren. Das wiederholt man jetzt mit unterschiedlichen Schwellwerten (wobei die Differenz zwischen den beiden Werten konstant gehalten wird) und unterchiedlichen Samplezeitpunkten, und zaehlt z.B. jeweils, wieviele solche "hits" man bei einer bestimmten Anzahl an Triggerevents bekommt. Das ganze (Hits dividiert durch Triggerevents beim jewiligen Zeit/Spannungs-Punkt) farb- oder graustufencodiert dargestellt und schon hat man ein Eye Diagram. Ein praktisches Limit ist natuerlich dabei, dass man die Differenz nicht zu klein waehlen kann, weil man sonst zu selten einen Hit bekommt. Im wesentlichen tauscht man also eine einfachere, billigere Schaltung (2 DFFs statt eines superschnellen ADCs) gegen eine geringere effektive Samplerate ein.
Moin, da bin ich wieder, morgen werd ich wenn ich Zeit finde mal ein paar Bilder machen, ich war gestern und heute auch nicht auf der Arbeit um das zu tun. Aber soweit erst mal vielen Dank an alle für die aufschlussreiche Diskussion, und besonders an Wolfgang für die Erklärungen. Das hat mich schon mal ein ganzes Stück weitergebracht. Es ist immer wieder erstaunlich zu sehen mit wieviel verhältnismäßig wenig aufwand man soetwas realisieren kann. Unter dem KK sind übrigens mehrere ICs verbaut, also nicht nur 1 FPGA oder so. Aber abmachen werd ich den KK trotzdem nicht, außer wenn es irgendwann mal defekt ist. Das Skope ist ja eigentlich nicht mir. Ich versuch mal bilder zu machen wo man das sieht. Und ich werd mich mal ransetzten und schauen was alles noch so drauf ist an Bausteinen auf dem Ding, vielleicht kommt man dann noch ein bisschen weiter... Dominik
Der Thread ist sehr interessant. Für mich reduziert sich das auf drei Fragen: 1. Wollt ihr das Ding nachbauen? Lohnt das überhaupt? Ist das Gerät die optimale Antwort für Bastler? 2. Wie bekommt man stabil das Timing im ps Bereich hin? Dsa verlangt doch extrem niedriges Rauschen der Taktquelle. Gleichzeitig muß sie superfein in der Frequenz einstellbar sein! 3. Damit zusammenhängend: Gibts ne Abschätzung zur Messung bei einer bestimmten Bandbreite? Das bedingt doch z.B. einen Eingangstiefpaß, um das Aliasing zu unterdrücken. Also muß am Eingang das Signal eine bestimmte Zeit periodisch sein, damit es sauber umgewandelt wird.
Abdul K. schrieb: > Der Thread ist sehr interessant. Für mich reduziert sich das auf drei > Fragen: > 1. Wollt ihr das Ding nachbauen? Lohnt das überhaupt? Ist das Gerät die > optimale Antwort für Bastler? nachbauen eher nicht, 1- lohnt nicht zum dem preis, 2- man sollte die entwickler auch ruhig unterstüzen, die hätten auch das 2-3fache verlangen können. Aus dem aufbau lernen für eigene projekte, das auf jeden fall.
Abdul K. schrieb: > Das bedingt doch z.B. einen Eingangstiefpaß, um > das Aliasing zu unterdrücken. Brauchst du nicht, denn du wünscht ja gerade Aliasing, um das Eingangssignal zu samplen / mischen. Bei Signalen mit f>1/
muss wohl was verloren gegangen sein. Brauchst du nicht, denn du wünscht ja gerade Aliasing, um das Eingangssignal zu samplen / mischen. Bei Signalen mit f>2/
muss wohl was verloren gegangen sein. Brauchst du nicht, denn du wünscht ja gerade Aliasing, um das Eingangssignal zu samplen / mischen. Bei Signalen mit f>2/ΔtSample zeigt ein Sampler in der der Tat Schwachsinn an. Allerdings tritt dies bei einer Delayline mit 10ps Auflösung erst bei 50GHz ein. Also kein wirkliches Problem.
Danke für deine längere Ausführung. Trotzdem sehe ich ein Problem das zu verstehen. Vielleicht erklärt das Wolfgang in seiner für mich anschaulichen Art. Mal ganz konkret: So ein Si570 ist recht rauscharm und hochauflösend in der Frequenz einstellbar. Würde der reichen oder bekommt man damit nur ne Menge Rauschen? Dazu fällt mir dann noch diese Geschichte ein, womit man wohl den Sampling-Prozeß zeitlich verkürzen kann: http://www.electronicspoint.com/final-report-binary-sampler-t18908p2.html Der Thread ist insgesamt interessant, von daher mal reingestellt. Eigentlich suchte ich nur den binary sampler von Monett
Dom inik schrieb: > Und ich werd mich mal ransetzten und schauen was alles noch so drauf ist > an Bausteinen auf dem Ding, vielleicht kommt man dann noch ein bisschen > weiter... Bist du hier schon etwas weitergekommen ? EMU
Hallo, leider ist der Thread ja irgendwie im Sande verlaufen und die angekündigten Bilder leider nicht eingestellt worden. Könnte man das eventuell nachholen? Interessant ist das Thema insgesamt allemal. Besonders im Hinblick auf eine eigene Software wären ein paar weitere Informationen recht hilfreich. Mir ist zu Ohren gekommen, dass es doch noch den ein oder anderen Bug gibt und die Frequenz mit der neue Updates geliefert werden ist auch eher gering. Handelt es sich um eine echte USB-Kommunikation oder läuft hier nur eine VCOM? Im zweiten Fall ließe sich die Kommunikation ja mit vertretbarem Aufwand zurückentwickeln und etwas eigenes aufsetzen. Ich liebäugle nämlich ebenfalls mit dem Kauf. Mehr als schade finde ich jedoch, dass noch nicht einmal eine Datenexport-Funktion zur Verfügung stellt. Angesichts fehlender Signalverarbeitung wie FFT und dergleichen wäre das zumindest für mich eine wichtige Grundlage. Wäre schön, wenn dieser Thread wiederbelebt würde. branadic
Die Verbindung laeuft ueber einen Silabs-Konverter-Chip und ist soweit ich weiss VCP, verwendet die Standard-Treiber von Silabs. Also in jedem Fall eher einfach anzusprechen.
>Habe gerade in den letzten Wochen einem anderen
Forumteilnehmer hier damit eine Pulshoehenmessung fuer ps-Laserpulse
entworfen, und bekam vergangene Woche die Meldung, dass die prima
laeuft.
Wenn man das misst was man messen will ... kann man gewaltigen Mist
messen. Mit dieser untergesampelten Methode sieht man zum Beispiel
Doppelpulse nicht.
Oktav Oschi schrieb: >>Habe gerade in den letzten Wochen einem anderen > Forumteilnehmer hier damit eine Pulshoehenmessung fuer ps-Laserpulse > entworfen, und bekam vergangene Woche die Meldung, dass die prima > laeuft. > > Wenn man das misst was man messen will ... kann man gewaltigen Mist > messen. Mit dieser untergesampelten Methode sieht man zum Beispiel > Doppelpulse nicht. Und wenn man gescheit redet ohne die Details zu kennen, oder sich ueberhaupt auszukennen... Doppelpulse kaann man mit der erwaehnten Schaltung/Methode erstens sehr wohl erkennen (schon mal ein TDS8200 oder aehnliches verwendet? Das funktioniert auch nicht so viel anders). Bloss wiederholbar muss das Signal sein, und das war es in dem Fall auch. Abgesehen davon ging es bei der Anwendung nicht um die Erforschung unbekannter Signale sondern um einen Regelkreis fuer einen sehr gut definierten und relativ stabilen Laserpuls. Aber wenn man will kann man natuerlich statt eines einfachen Schaltkreises um <100 Euro auch eine superschnelles Real-Time-Oszi um 50000 Euro verwenden. Bloss verkaufen wirst Du damit nicht viel...
Oktav Oschi schrieb: > Wenn man das misst was man messen will ... kann man gewaltigen Mist > messen. Mit dieser untergesampelten Methode sieht man zum Beispiel > Doppelpulse nicht. Habe ich nicht kapiert was Du hier ausdrücken möchtest, könntest Du das bitte etwas ausführlicher erklären EMU
Hallo Wolfgang, danke für die Info, aber. Ich fände es dennoch großartig, wenn die angesprochenen Bilder noch nachgeliefert würde. Es wurde von einem PIC berichtet, den habe ich auf dem gezeigten Bild bspw. noch gar nicht entdecken können. Ich habe mir sagen lassen, dass die Software in den Grundfunktionen läuft, jedoch viele Bugs enthält und die Frequenz mit der neue Updates geliefert werden eher klein ist. Das ist natürlich schade, denn für den Preis wird man nichts vergleichbares finden. Um so größer ist der Ärger, wenn man mit Softwarebugs dann einfach leben muss, weil es das doch eigentlich gute Produkt in einem schlechten Licht erscheinen lässt. Auf Anfragen scheint der Verkäufer auch nicht zu reagieren, zumindest warte ich schon ein paar Tage auf Rückmeldung. branadic
Der Entwickler hat mich wissen lassen, dass er an Softwareupdates mit weiteren Features und Win7-Kompatibilität arbeitet. branadic
Wirklich schade, dass die Diskussion hier so ruht, dass Thema ist eigentlich überaus spannend. branadic
branadic schrieb: > Der Entwickler hat mich wissen lassen, dass er an Softwareupdates mit > weiteren Features und Win7-Kompatibilität arbeitet. hat der Entwickler verraten wann etwa die weiteren Features zur Verfügung stehen ?
Hallo Eric, nein, das hat er nicht und ich denke er wird sich dafür auch keinen fixen Termin gesetzt haben, auf den er sich festnageln lässt. Sollte es sich tatsächlich um eine virtuelle serielle Schnittstelle handeln, könnte man eine GUI in Matlab bauen, die alle Stärken von Matlab ausnutzen kann, also Funktionen wie FFT und dergleichen. Wäre nur noch mehr über die Hardware und deren Ansteuerung zu erfahren. branadic
branadic schrieb: > Sollte es sich tatsächlich um eine virtuelle serielle Schnittstelle > handeln, Wenn man das Foto genau anschaut, dann ist an der USB-Schnittstelle ein CP2102 von Silicon Labs drauf, das ist ein USB to UART Bridge http://www.silabs.com/products/interface/usbtouart/Pages/usb-to-uart-bridge.aspx Daneben ist noch ein PIC auf der Platine USBView zeigt auch, dass es sich um einen Silicon labs Chip handelt Ich habe kaum Ahnung von seriellen Schnittstellen, aber wie kommt man mit dem Wissen, was wir jetzt haben, an das ran was da übertragen wird ? Hättest Du da einen Ansatz ? Eric
Hallo Eric, man könnte an der UART mit Programmen wie HTerm anderen Terminalprogrammen schauen, was auf welche Eingabe hin gesendet/empfangen wird und daraus ableiten wie die gesamte Kommunikation abläuft. Das ist natürlich mit etwas Arbeit und Zeitaufwand verbunden. branadic
branadic schrieb: > man könnte an der UART mit Programmen wie HTerm anderen > Terminalprogrammen schauen, was auf welche Eingabe hin > gesendet/empfangen wird Hat noch jemand einen Vorschlag wie man "quasi halb automatisch" so ein Protokoll auseinander-nehmen kann ? Eric
Hallo, der Thread ist traurigerweise wieder einmal in der Versenkung gelandet, aber ein paar Fragen habe ich, nach Sichtung der Datenblätter, doch noch. Wolfgang M. schrieb: > Dein Oszi hat allerdings eher 4 GHz Bandbreite, nicht 8 GHz (woher ich > das weiss? Selber an meinem eigenen Exemplar durchgemessen!). Fuer den > Preis aber immer noch ein Schnaeppchen. Du hast es zwar gemessen, aber das Datenblatt des ADCMP582 gibt an: 8 GHz equivalent input rise time bandwidth DC INPUT CHARACTERISTICS Input Voltage Range: VP, VN −2.0 bis +3.0V Input Differential Range: −2.0 - +2.0V Hinter der SMA-Buchse sitzt nur ein Kondensator zur AC-Kopplung (eine DC-Variante soll es ja laut Manual auch geben). Was beschränkt hier dermaßen die Bandbreite? Nebenbei bemerkt ist der Preis mittlerweile auf stolze $999 angestiegen, das ist schon arg viel. branadic
equivalent input rise time bandwidth - das heisst die haben die Bandbreite nicht direkt gemessen, sondern aus der Anstiegszeit berechnet, wohl mit 0.33/Tr. Je nach genauem Frequenzgang kann das aber arg danebenliegen. Habe das schon oft in der Praxis erlebt. Und der Ftequenzgang diesea Oszis ist tatsaechlich nicht Gauss-Filter-artig.
Angehängte Dateien:
-
C0603C104K5RAC.png
42 KB
Danke Wolfgang für diese Ausführung. Du hast nicht zufällig eine Messung zum Frequenzgang des Gerätes, die du hier zeigen magst? Ist der Kondensator zur DC-Entkopplung über den kompletten Frequenzbereich auch wirklich kapazitiv? Erst kürzlich musste ich mit Erschrecken feststellen, dass 100nF, 0402 bereits zwischen 10 und 20MHz resonant sind. Nehme ich mal einen Keramikkondensator in 0603 von Kemet daher, einer der wenigen Anbieter mit Spicemodellen zu fast all seinen Produkten, dann sieht das auch nicht viel besser aus (siehe Anhang). Und soweit ich das auf dem Photo oben identifizieren kann sind das keine ATC Breitbandkondensatoren? branadic
Messkurven habe ich, muss ich aber erst mal finden - bin gerade von den USA nach Deutschland umgezogen und das meiste Zeug ist noch im Container auf dem Atlantik. Wegen Simulation zur Kondensator-Resonanz - da musst Du aufpassen. So ein Entkoppelkondensator liegt ja zwischen zwei 50-Ohm-Leitungen - also musst Du in Dein Modell einen 100-Ohm-Widerstand in Serie zum Kondensatormodell schalten. Was Du simulierst wäre eher der Fall bei Entkopplung einer Spannungsversorgung (wo die Quelle sehr niederohmig ist). Ich verwende stinknormale 0402-SMD-Keramikcos (0.1uF) als DC-Blocks in meinem Reflektometer und das funktioniert prima bis über 2 GHz Bandbreite. Wolfgang
> Wegen Simulation zur Kondensator-Resonanz - da musst Du aufpassen. So > ein Entkoppelkondensator liegt ja zwischen zwei 50-Ohm-Leitungen - also > musst Du in Dein Modell einen 100-Ohm-Widerstand in Serie zum > Kondensatormodell schalten. Was Du simulierst wäre eher der Fall bei > Entkopplung einer Spannungsversorgung (wo die Quelle sehr niederohmig > ist). Ich verwende stinknormale 0402-SMD-Keramikcos (0.1uF) als > DC-Blocks in meinem Reflektometer und das funktioniert prima bis über 2 > GHz Bandbreite. > > Wolfgang Moment, moment, das stimmt so nicht ganz, ich wollte erst einmal nur das Frequenzverhalten des Kondensators selbst anschauen. Meine Simulation entspricht quasi der Messung des Kondensators an einem Impedanzmessplatz, daher auch die Stromquelle. Genau genommen musst du die Spannungsangabe [dB] noch in V zurückrechnen und durch den Strom teilen. Der ist hier mit 1A des einfachen Rechnens halber angenommen. Macht also einen Betrag der Impedanz von ca. 140m - 43 Ohm im Bereich von ca. 10MHz - 1.8GHz. Warum ich hier so drüber nachdenke ist Folgendes: Ein Bekannter hat auch das Samplingsscope und damit den Avalanche Pulser aus der AN47 von LT aufgebaut. Es ist ein deutliches Klingeln an der fallenden Flanke zu sehen, dessen Ursache ich mit Hilfe der Simulation auf die Schliche gekommen bin und auf genau diesen Kondensator zurückführe. Der Einsatz einen Ultrabreitbandkondensators dürfte das Ergebnis sicherlich drastisch verbessern, davon bin ich mittlerweile überzeugt. Es wäre sehr nett, wenn du mal nach den Messungen schauen würdest, ich denke ich bin nicht der Einzige der daran interessiert wäre. Meine Signalquellen hören bei 1GHz auf, sodass ich eine solche Messung nicht liefern könnte, Gesetz dem Fall ich würde das Sampling Scope besitzen. Eigentlich würde ich den Frequenzgang im Handbuch erwarten/vorraussetzen. branadic
Ja, suche ich noch. Ist ziemlich sicher auf dem Gesamtbackup auf meiner externen HDD. Muss morgen mal einen 110V-Konverter mitnehmen, damit iche die anschließen kann.
Habe mir die AN47 jetzt selber durchgelesen (den Teil über den Pulser). Da steht aber bereits "there is a slight hint of ring on the falling edge". Also könnte das, was Dein Freund sieht, wirklich der Pulser sein und nicht der Kondensator. Vor allem, wenn man berücksichtigt, dass das dort verwendete Oszi eine deutlich geringere Bandbreit hat (1 GHy) als das von im verwendete (mind. 4 GHz), also das Schwingen vielleicht gar nicht gut auflösen kann. Wenn's der Kondensator wäre - ein lineares Element! - müsste man das Schwingen sowohl auf steigender wie fallender Flanke sehen, nicht nur auf einer davon (Annahme: vergleichbare Anstiegszeiten der beiden Flanken). Wenn's nur auf einer ist, dann ist es ein nichtlinearer Effekt und kommt wahrscheinlich vom Transistor.
branadic schrieb: > Danke Wolfgang für diese Ausführung. Du hast nicht zufällig eine Messung > zum Frequenzgang des Gerätes, die du hier zeigen magst? > Ist der Kondensator zur DC-Entkopplung über den kompletten > Frequenzbereich auch wirklich kapazitiv? > Erst kürzlich musste ich mit Erschrecken feststellen, dass 100nF, 0402 > bereits zwischen 10 und 20MHz resonant sind. > Nehme ich mal einen Keramikkondensator in 0603 von Kemet daher, einer > der wenigen Anbieter mit Spicemodellen zu fast all seinen Produkten, > dann sieht das auch nicht viel besser aus (siehe Anhang). > Auch eine Induktivität ist ein Energiespeicher! Damit blockt sie auch ab!! Wichtiger ist eigentlich irgendwo ein Widerstand, damit die Störenergie terminiert werden kann. Meine Diplexer-Idee eben. Günstige Varianten abzublocken, wurden an diversen Stellen im I-Net bereits beschrieben. > Und soweit ich das auf dem Photo oben identifizieren kann sind das keine > ATC Breitbandkondensatoren? > Bisserl teuer.
> dass 100nF, 0402 bereits zwischen 10 und 20MHz resonant sind.
Nachdem die nicht in C0G sind, ist das nicht besonders überraschend.
Würde mich nicht wundern, wenn das Ding da noch durch den Piezoeffekt
Keramikfilter spielt ;)
Andererseits wird ja tw. auch abgeraten, verschieden grosse Cs parallel
zu verwenden, weil da die Resonanzen sogar noch schlimmer werden können.
Angehängte Dateien:
-
PulsResponseSampler.png
79 KB
Wolfgang M. schrieb: > Habe mir die AN47 jetzt selber durchgelesen (den Teil über den Pulser). > Da steht aber bereits "there is a slight hint of ring on the falling > edge". Also könnte das, was Dein Freund sieht, wirklich der Pulser sein > und nicht der Kondensator. Vor allem, wenn man berücksichtigt, dass das > dort verwendete Oszi eine deutlich geringere Bandbreit hat (1 GHy) als > das von im verwendete (mind. 4 GHz), also das Schwingen vielleicht gar > nicht gut auflösen kann. Wenn's der Kondensator wäre - ein lineares > Element! - müsste man das Schwingen sowohl auf steigender wie fallender > Flanke sehen, nicht nur auf einer davon (Annahme: vergleichbare > Anstiegszeiten der beiden Flanken). Wenn's nur auf einer ist, dann ist > es ein nichtlinearer Effekt und kommt wahrscheinlich vom Transistor. Darauf will ich dann doch mal mit folgender Simulation reagieren ;) Der Generator liefert einen Puls mit Anstiegszeiten von 230ps, über den 0603 Keramikkondensator an den fiktiven ADCMP582 mit seiner 50 Ohm Terminierung. Es wird geschaut was an der Terminierung ankommt. Alles stark vereinfachte Annahmen, BNC-Buchse nicht berücksichtigt und viele andere parasitäre Elemente auch nicht, zugegeben, aber bereits jetzt ist eine klare Tendenz erkennbar. branandic
Na die Simulation gefällt mir schon besser :-) Jetzt sind auch die vermissten Leitungswiderstände drinnen (50 Ohm in der Quelle, 50 Ohm in der Scope-Terminierung). Ein möglicher Versuch im realen Pulser-Aufbau - vielleicht einen Kondensator mit geringerer Kapazität (aber gleicher Bauform) ausprobieren. Wenn z.B. C um Faktor 10 kleiner wird, sollte die Resonanzfrequenz um Faktor sqrt(10) ansteigen.
Georg A. schrieb: > Nachdem die nicht in C0G sind, ist das nicht besonders überraschend. Mir sind, zumindest bisher, noch keine 100nF mit C0G in 0603 unter gekommen. Das Beste was es zu geben scheint ist nun mal X7R in der Baugröße, daher wurde dieser auch bei mir in der Simulation verwendet. Wolfgang M. schrieb: > Na die Simulation gefällt mir schon besser :-) Jetzt sind auch die > vermissten Leitungswiderstände drinnen (50 Ohm in der Quelle, 50 Ohm in > der Scope-Terminierung). Das erste war wie schon erwähnt nur eine Simulation zum Frequenzverhalten des Kondensator selbst. Also Stromquelle als Versorgung und die Spannung über dem Kondensator wird gemessen und davon der Frequenzgang aufgezeichnet. In meiner letzten Simulation wurden die Gegebenheiten eines Pulsers am Sampling Scope nachgestellt. Ich unterstelle einfach mal, dass etwas ähnliches wie 100nF, 0603 in X7R dort verbaut worden sind. Eine Angabe über die untere 3dB-Frequenz findet sich im Manual zum Gerät leider nicht. Sicherlich zeigen das aber deine Messungen zum Frequenzgang? Dann könnte man auf den tatsächlichen Wert für das Koppel-C zurückschließen. Was die Simulation aber zeigt ist, dass es kein Schwingen an der steigenden Flanke gibt und darauf wollte ich eigentlich hinaus. Wolfgang M. schrieb: > Ein möglicher Versuch im realen Pulser-Aufbau - vielleicht einen > Kondensator mit geringerer Kapazität (aber gleicher Bauform) > ausprobieren. Wenn z.B. C um Faktor 10 kleiner wird, sollte die > Resonanzfrequenz um Faktor sqrt(10) ansteigen. Das verstehe ich nicht ganz. Den Kondensator im Sampler kann man natürlich gegen einen anderen austauschen, ich glaube aber nicht das das vom Besitzer erwünscht ist. Also nicht falsch verstehen, der in der Simulation verwendete Kondensator sitzt im Gerät und nicht im Pulseraufbau. branadic
Kleines Problem meinerseits, mein Gerät ist DC-gekoppelt, also der Kondensator vom Oszi-Hersteller gegen einen Null-Ohm-Widerstand (0402) getauscht. (Habe ich so verlangt weil ich an Absolutwerten für die Spannungen interessiert bin). Daran habe ich die Messung gemacht. Das wird also nicht etwaige Probleme mit dem Koppelkondensator zeigen. Den Tausch kann man mit etwas Lötgeschick aber auch selber machen. Wenn dann das Schwingen danach weg ist, wäre das ein klarer Hinweis.
branadic schrieb: > Was die Simulation aber zeigt ist, dass es kein Schwingen an der > steigenden Flanke gibt und darauf wollte ich eigentlich hinaus. Ob sich Schwingen sichtbar aufbauen kann, hängt aber sehr stark vom realen Innenwiderstand der umgebenden Bauelemente ab! Vermutlich wird der Transistor je nach 'momentanen Schaltzustand' eine sehr unterschiedliche Impedanz haben!! Dahingehend könnte die Kurve für den Stromfluß durchaus anders aussehen.
Wolfgang M. schrieb: > Kleines Problem meinerseits, mein Gerät ist DC-gekoppelt, also der > Kondensator vom Oszi-Hersteller gegen einen Null-Ohm-Widerstand (0402) > getauscht. Okay, der Unterschied dürfte sich aber nicht allein auf den Null-Ohm-Widerstand beschränken, fürchte ich. Nichts desto trotz ist der Frequenzgang sicherlich interessant. Schade das wir kein Vergleichgerät mit AC-Kopplung haben. Dennoch halte ich an meiner Vermutung fest, denn ich habe mehrere Pulser nach AN47 aufgebaut (Leiterplattenaufbau mit 2N2369A in TO19, 2pF Keramik-Kondensator und 2pF Mica-Kondensator direkt auf BNC-Kupplung vollständig in SMD mit MMBT2369A und Aufbau direkt auf SMA-Buchse). Alle Aufbauten zeigen ein Klingeln, ungeachtet ob ich am Tek 2465A mit internem oder externem Abschluss messe oder am TDS5104B mit internem oder externem Abschluss. Bilde ich den Oszi-Eingang nach, also interner Abschluss mit etwas Leitungsinduktivität um die Eingangsspannungsteiler zu überbrücken und dann die 1M || Eingangskapazität zeigt sich tendenziell auch das was ich zu messen scheine ("Wer misst misst Mist..."). Abdul K. schrieb: > Vermutlich wird > der Transistor je nach 'momentanen Schaltzustand' eine sehr > unterschiedliche Impedanz haben!! Das Argument will ich nicht abstreiten und hatte ich selbst auch schon gedanklich verfolgt, deswegen habe ich auch bewusst mal den Emitterwiderstand reduziert (ECL-Gatter von On Semi sollen ja ca. 8 Ohm aufweisen und diese habe ich einfach auch mal unterstellt), ändert aber am Ergebnis des Klingelns wenig, was meine Vermutung unterstützt, dass die Eingangsparameter des Messgerätes deutlich überwiegen müssen. Ich tu mich offen gestanden schwer in den laufenden Pulser mit dem VNWA hinein zu messen, um der Sache einmal näher auf die Schliche zu kommen. In Spice lässt sich das leider alles nicht wirklich nachvollziehen, da der Avalanche Effekt in den GummelPoon-Modellen keine Berücksichtigung findet. VBIC-Modelle gerade zum 2369A habe ich allerdings bisher noch nicht finden können, dort ist der Parameter AVC1 und AVC2 vorgesehen. branadic
Hm. Die SPICE-Modelle von den Zetex Avalanche-Transis haben eventuell die passenden Parameter drinnen und da du LTspice benutzt (Was nach meiner Erinnnerung seit einiger Zeit die Avalanche-Geschichte in der Modellierung unterstützt), wäre eine reale Möglichkeit da das es modellierbar ist. Left as an excercise to the reader... Viel Glück!
Angehängte Dateien:
-
IBZ_Scope_Bandwidth.png
48 KB -
IBZ_Scope_VNA_data.png
35 KB
Hab die Daten jetzt gefunden. Anbei ein Plot für die Bandbreite, beide Kanäle, einmal für großes Signal und einmal für kleines Signal. Quelle war ein RF-Generator E8247 von Agilent, 40 GHz, mit sehr konstanter Ausgangsmplitude (Variation < 0.5dB pk-pk, habe ich separat mit Tektronix TDS8200 & 80E10 verifiziert, leider kein Plot dafür). Zweitens die VNA-Messungen, die zeigen die Eingangsterminierung (sollte nominell -6dB sein; keine Resonanzen sichtbar hier) sowie die Kanalisolation. Wie gesagt, das Gerät ist DC-gekoppelt, also 0 Ohm statt Kondensator im Eingangspfad. Wolfgang
Angehängte Dateien:
Hier zum Vergleich auch die Messungen an der 10-GHz-Version des Oszis - ich habe einen der wenigen Prototypen, zu kaufen gibt es diese Version anscheinend nicht mehr... verwendet einen ganz anderen (teureren und besseren) Sampler am Eingang, der Rest ist aber praktisch gleich. Die Verbesserung ist schon beeindruckend. Wohl das beste Gerät in meinem Privatlabor :-) Wolfgang
Wolfgang M. schrieb: > Hier zum Vergleich auch die Messungen an der 10-GHz-Version des Oszis - > ich habe einen der wenigen Prototypen, zu kaufen gibt es diese Version > anscheinend nicht mehr... Hallo Wolfgang, herzlichen Dank für dieses Bildmaterial, überaus aufschlussreich. Du kannst nicht zufällig preisgeben welcher Sampler bei der 10GHz-Version verwendet wurde oder uns gar mit Photos versorgen? Schade, dass diese Version nicht verfügbar ist, denn die Werte der Bandbreite beeindrucken schon. Noch trauriger ist, dass der Preis für die 8GHz (resp. 4GHz)-Variante so drastisch nach oben korrigiert worden ist. Wenn die PC-Software noch etwas Verbesserung erfahren würde täte das auch das Gerät weiter aufwerten. Bleibt abzuwarten, was der Entwickler in Zukunft noch anbieten wird. branadic
Sagt mal, Engagierte, bin ich blind und habe den Ausdruck "Step Recovery Diode" überlesen? Denn die war das Herz der Smapling-Oszis von TI in der Zeit meines Studiums, und das liegt viele Jahrzehnte zurück. Ciao Wolfgang Horn
Nein, ich weiss leider nicht welcher Sampler. Habe für den Entwickler
bloß die Messungen gemacht (als Dank gab's den Prototypen umsonst, bin
also nicht gerade unglücklich über den Tausch). Fotos gehen noch nicht -
die Oszis sind ebenfalls im Container.
An Wolfgang #2, nein, da sind keine Step-Recovery-Dioden drinnen -
dieses Oszi verwendet einfach sehr schnelle differentielle Flip-Flops
kombiniert mit einer Servoschaltung/Rückkopplung (ähnlich wie ein
Sigma-Delta-Wandler funktioniert). Das macht aus den digitalen DFFs
("1-Bit-ADC") einen analogen Sampler. Macht daher keine
Single-Shot-Aufzeichnungen, das Signal muß sich wiederholen.
Inphi stellt solche Teile her - jetzt so aus dem Kopf geschossen. Alles andere wird nicht in einem solchen Gerät bezahlbar verwendbar sein. Inphi ist schon teuer genug. Aber wozu brauch jemand sowas privat? Vor allem, ein Sampler! Der kleinste Jitter und das Signal ist vermatscht! Für mich klingt das erstmal nach Testbericht des Ferrari in der Autobild. Die Leute die diese Zeitschrift kaufen, werden den eh nie fahren.
Inphi ist teuer und schwer zu bekommen; gratis-Samples für Bastler gibt's schon gar nicht. ON Semi, Micrel und eventuell Hittite sind da viel bessere Alternativen.
Ich dachte die wären zu langsam?? Hm. Also das mit dem Samples, da habe ich andere Erfahrungen. Es kommt sehr drauf an, was man schreibt. OK, bei Inphi hatte ich schlicht bislang kein Interesse bzw. keine Verwendung für deren Zeugs, aber oftmals bekam ich von anderen Herstellern durchaus Sachen bei denen andere abgelehnt wurden. Natürlich nicht immer. Eigentlich kenne ich Inphi nur wegen einer ganz bestimmten AppNote, die man auch bei anderen Frequenzen verwenden kann ;-)
Wolfgang M. schrieb: > ON Semi, Micrel und eventuell Hittite sind da > viel bessere Alternativen. Stimmt, Hittite hat da tatsächlich etwas im Programm, dass hier verwendet worden sein könnte: HMC874LC3C, HMC875LC3C oder HMC876LC3C. Alle drei Bausteine sollen eine Eingangsbandbreite von 10GHz aufweisen. Bei Micrel und On Semi habe ich jetzt nichts vergleichbares gefunden. branadic
Die NBSG-PECL-Serie von On Semi ist bis ca. 10 Gbps spezifiziert. 10 GHz Bandbreite also nicht ganz, aber auf >4 GHz kommt man schon. Vorteil - Samples sind sehr leicht und sehr schnell zu bekommen (wenn man bedenkt, dass ein NBSG-Gatter oft so um die $30 bis $50 beim Distributor kostet, muss man ihnen das hoch anrechnen). Micrel hat als OnSemi second source angefangen, das sieht man im Angebot, haben aber inzwischen auch viele eigene Produkte. Hittite hat in den letzten zwei Jahren stark im 10+ GHz-Bereich aufgebaut. Die wären mein Tip, was da im 10-GHz-Oszi verbaut ist. Dass Inphi nicht an Bastlern interessiert ist, weiss ich aber aus sehr direkter Quelle. (Habe jahrelang in Radfahrentfernung zu denen gearbeitet, da trifft man schon genügend Leute von dort). Die wollen bloß Industriekontakte.
Das inzwischen verteuerte Samplingskop verwendet ja einen 'echten' Komparator, manche schlagen aber auch einfach normale differentielle Gattereingänge vor. Sind deren Eigenschaften nennenswert schlechter, als die eines echten Komparators, wie z.B. dem ADCMP582?
Lukas K. schrieb: > Sind deren Eigenschaften nennenswert schlechter, als > die eines echten Komparators, wie z.B. dem ADCMP582? Also wenn ich mal einfach nur an die von mir bisher verwendeten ECL-Gatter von On Semi denke, da ist man mit Anstiegszeiten (20 - 80%) von round about 230ps dabei. Das ist aber nicht das Maß aller Dinge. Ein Blick auf die Webseite von Hittite - High Speed Digital Logic - liefert zumindest einige deutlich schnellere Gatter mit Anstiegszeiten <20ps. Um nur mal ein Beispiel zu nennen: AND/NAND - HMC843LC4B mit 10ps Rise/Fall Time. Was sich damit in einem Sampling Scope letztlich erreichen lässt entzieht sich meiner Kenntnis. branadic
Angehängte Dateien:
-
DS800_S11_CH2_input.png
14 KB -
DS800_S11_trigger_1_input.png
16 KB
In Ergänzung zu Wolfgangs (wonai) Messungen: Beitrag "Re: Sampling Osci Input Stage" und branadics Simulationen wollte ich hier einmal meine Messungen zum DS800 mit Cs im Eingang zeigen. Mein DS800 ist ein 8GHz-Typ mit Cs im Eingang. Da ich mit dem VNWA derzeit nur bis 1300MHz messen kann, hier die Ergebnisse in diesem Bereich. Ich hatte vermutet dass man etwas von branadics Simulationsergebnissen evtl. schon im S11 (respektive dargestellt als |Z|) sehen könnte? Aber schaut selbst da kann man nicht wirklich was fest machen. Ich bin leider nicht gut genug in LTSpice-Simulationen um branadics Simulation als S11 oder |Z| zu wiederholen nun besteht die Frage ob man mit seiner Simulation nur des Eingangsverhaltens etwas sehen könnte ? Es sind 2 Messungen angegeben einmal als direkte Messung eines Eingangs hier als CH2 (CH1 ist identisch!) und einmal über den Triggereingang mit ca. 2m KoaxKabel zwischen Trig_1 und CH1-Eingang. Die Verhältnisse sind ein wenig schlechter als bei Wolfgang S11=-40dB vs S11=-37dB bei mir. Aber "grob" sind die Ergebnisse vergleichbar (aber leider kann ich nur 1/10 des Frequenzgangs von Wolfgang derzeit messen) Wie sind bei bei Dir Wolfgang eigentlich die Amplitudenverläufe entstanden ? Mittels manueller Messung & Ablesung der Pegel im Scope ? Eric PS_sorry Bild_1 2x angehängt
Hallo Eric, danke für deine Messung. Vielleicht kannst du noch eine weitere Messung anfügen um Klarheit zu schaffen. Die Frage ist, wo liegt die untere Grenzfrequenz (-3dB). Das wiederum lässt Rückschlüsse auf den verbauten Kondensatorwert zu. Ich hatte in meiner Simulation einfach mal 100nF angenommen, dass muss aber nicht unbedingt der Fall sein. Darüber hinaus hatte ich ein Model von Kemet für den Kondensator genommen, auch das muss nicht der Realität entsprechen. Jedoch wird der Unterschied zu anderen Herstellern nicht so groß sein, vermute ich. branadic
branadic schrieb: > Vielleicht kannst du noch eine weitere Messung > anfügen um Klarheit zu schaffen. Die Frage ist, wo liegt die untere > Grenzfrequenz (-3dB). Das wiederum lässt Rückschlüsse auf den verbauten > Kondensatorwert zu. Ich gerade mal gemessen die untere Grenzfrequenz liegt so bei 1.2MHz bei S11 +3dB branadic schrieb: > Jedoch wird der Unterschied zu anderen Herstellern nicht so > groß sein, vermute ich. Jepp das sehe ich auch so! Eric
Eric schrieb: > Ich gerade mal gemessen die untere Grenzfrequenz liegt so bei 1.2MHz bei > S11 +3dB Das würde bedeuten, dass sowas wie 1nF oder 1.2nF verbaut worden sind. branadic
Angehängte Dateien:
-
1nF_0603_Kemet.png
140 KB
Eric schrieb: >> Jedoch wird der Unterschied zu anderen Herstellern nicht so >> groß sein, vermute ich. > > Jepp das sehe ich auch so! So leicht kann man sich täuschen. Allein der Unterschied zwischen den verschiedenen Typen eines Herstellers fallen schon extrem unterschiedlich aus. Anbei mal der Vergleich von 1nF in 0603 als Simulation. Die Modelle stammen wie gehabt von Kemet. branadic
Noch mal ein kleiner Nachtrag meinerseits. Zunächst wundert es mich das noch niemand Veto eingelegt hat, aber die Kondensatoren sind doch eher 0402 und nicht 0603. Ändert aber, unter Verwendung der Modelle von Kemet, nicht sehr viel am Simulationsergebnis. Von der Optik her würde ich auf MLCC schließen, die Blockkondensatoren sehen exakt genauso aus, was die Vermutung unterstreicht. Den Wert von 1nF oder 1.2nF konnte man anhand der 3dB-Messung bei etwa 1.2MHz von Eric zurückrechnen. Allerdings lassen sich Messung und Simulation, zumindest mit den Modellen für die Kondensatoren von Kemet, nicht in Einklang bringen. Meine Simulation habe ich anbei mal angehängt. Sie berücksichtigt auch die parasitären Elemente durch das Package. Diese Werte kann man dem IBIS-File des ADCMP582 auf der Analog Devices Homepage entnehmen. Der Terminierungswiderstand kann Werte zwischen 47 und 53 Ohm besitzen, dass steht auch noch mal im Datenblatt. Vielleicht ist der Kondensator doch besser als angenommen, berechtigte Zweifel meinerseits bleiben jedoch. Es bleibt abschließend jedoch zu sagen, dass der Einsatz eines ATC 545L oder 550L die untere Grenzfrequenz deutlich nach unten hin korrigieren kann (16kHz). branadic
Bezugnehmend auf die von Eric gezeigten Messungen wundere ich mich doch mittlerweile sehr über den Verlauf von |Z|. Irgendwie entspricht der Verlauf nicht dem was ich erwarteten würde. Hat jemand dafür eine Erklärung parat? branadic
Ich habe mir die Beiträge allesamt durchgelesen und an dieser Stelle stocke ich doch erheblich: Eric schrieb: > Ich gerade mal gemessen die untere Grenzfrequenz liegt so bei 1.2MHz bei > S11 +3dB Ich hoffe das "+" ist nur ein Versehen!? Wenn nicht, dann taugt die Messung nichts oder der Oszi-Eingang ist ein potentieller Oszillator, weil S11>1 bzw. >0 dB gleichbedeutend für negativen Widerstand steht. Glaube ich aber nicht. Dann stand irgendwo weiter oben, dass ein Wald- und Wiesenkondensator 0603 mit 100nF eine Eigenresonanz von 20 MHz hat. Das glaube ich nicht. Ich kann es ja mal nachmessen. ATC-Kondensatoren sind klar besser, aber die "normalen" sind trotzdem nicht so schlecht. Gruß Silvio
Silvio K. schrieb: > Das glaube ich nicht. Dann glaub es halt nicht. Die Angaben stammen aus Datenblättern verfügbarer Kondensatoren von Farnell. Die Resonanzfrequenz, ATC-Kondensatoren jetzt mal außen vor gelassen, von üblichen 100nF in 0402 oder 0603 liegt typischerweise so zwischen 10 und 20MHz. Denen gegenüber stehen die 100nF 0402 von ATC mit Angaben von >40GHz. Die meisten Informationen zu Keramikkondensatoren wirst du bei KEMET finden, inkl. Simulationsmodelle. Eine Messorgie lohnt daher nur, wenn du auch den Hersteller der Kondensatoren samt Produktbezeichnung nennen kannst. Zur Resonanzfrequenz von Keramikkondensatoren findet man leider nur in seltenen Fällen Angaben in Datenblättern. branadic
Angehängte Dateien:
-
IMG_9011-2.jpg
31 KB -
0603.png
6,6 KB -
0603-2.png
5,6 KB
branadic schrieb: > Dann glaub es halt nicht. Oh, da ist jemand mit dem falschen Fuß aufgestanden. Dann wirst du dich um so mehr freuen, dass ich daneben lag. Die Resonanz liegt tatsächlich bei 20 MHz. branadic schrieb: > Eine Messorgie lohnt daher nur Wenn das mit Arbeit verbunden wäre, hätte ich es nicht vorgeschlagen. Ich hoffe du freust dich trotzdem über die Bestätigung.
Damit die Messung aber für den Oszi-Eingang aussagekräftig ist, solltest Du den Kondensator mit einem 50-Ohm-Widerstand in Serie schalten. Der Oszi-Eingang hat nämlich 50 Ohm Impdedanz, bei Deiner Messung ist der Kondensator alleine aber bei höheren Frequenzen ein Kurzschluss (0 Ohm). Wäre interessant zu sehen, wie der Frequenzverlauf dann aussieht - kannst Du das vielleicht mal schnell machen? Wolfgang
Silvio K. schrieb: > Oh, da ist jemand mit dem falschen Fuß aufgestanden. Nein, keine Sorge, dass bin ich nicht. Offen gestanden war ich nach meiner Recherche auch sehr überrascht über den Wert und konnte es anfangs nicht glauben. Aber die Datenblätter einiger weniger Hersteller und nicht zuletzt die bei Kemet erhältlich Spicemodelle zeigen was Sache ist. branadic
> Nein, keine Sorge
Gut, ich dachte schon (mimosig wie ich bin), ich wurde angefahren. Auf
jeden Fall habe ich dazu gelernt. Ich wollte dir übrigens noch für dein
"Paper" über den skalaren NWA danken. Fand ich sehr nett von dir.
Grüße
Silvio
Nun steht der Thread wieder. Bis Ende Januar kann ich solche Mess-Spielereien anbieten. Also, falls noch weiterer Bedarf besteht, können wir drüber sprechen. Silvio
Der Thread ist zwar schon etwas älter, das heißt aber nicht das es nicht doch hier rein passt. Auf www.fastsampling.com war eine Zeit lang ja eine 11GHz Version verfügbar, die dann wieder spurlos verschwunden ist. Mittlerweile ist mir auch klar wieso, denn sie hat sich hier wiedergefunden: http://www.ichaus.de/product/iC227 Ob man für IC Haus einen besseren Software Support liefert als für die Endverbraucher der 8GHz Version?
es gibt wohl eine neuere und günstigere version http://www.kickstarter.com/projects/1855991221/10-ghz-usb-oscilloscope
Thomas R. schrieb: > es gibt wohl eine neuere und günstigere version > > http://www.kickstarter.com/projects/1855991221/10-ghz-usb-oscilloscope Sieht ganz danach aus das die Zielvorgabe weit verfehlt wird, eigentlich schade.
branadic schrieb: > Thomas R. schrieb: >> es gibt wohl eine neuere und günstigere version >> >> http://www.kickstarter.com/projects/1855991221/10-ghz-usb-oscilloscope > > Sieht ganz danach aus das die Zielvorgabe weit verfehlt wird, eigentlich > schade. sehr sogar, für das geld ein schnäppchen eigentlich. Ich habe mit dem entwickler gesprochen und versucht ihm drauf hinzuweisen dass er auf der "marketing seite" etwas machen muss. Klar, er hat updates gepostet, trotzdem sieht sein projekt für nichteingeweihte nicht direkt ansprechbar/verständlich.
Du hast den Entwickler erreicht? Nicht schlecht, der ist schwer zu greifen. Sein Marketing ist nicht gerade first class, das fängt allein schon beim Motiv an und hört bei der Bildqualität seiner Photos wieder auf. Vor allem sollte er sich Unterstützung bei der PC-Software holen, dieser VB-Kram macht nicht sonderlich viel her. Das Video ist leider auch nicht wirklich werbewirksam. Jedoch scheint Darwin Sabanovic diesbezüglich beratungsresistent zu sein, denn soweit mir bekannt haben einige Leute den Versuch unternommen zumindest die PC-Software durch ihn OpenSource zu stellen, um etwas besseres aufsetzen zu können, ohne Erfolg.
branadic schrieb: > denn soweit mir bekannt haben einige Leute > den Versuch unternommen zumindest die PC-Software durch ihn OpenSource > zu stellen, um etwas besseres aufsetzen zu können, ohne Erfolg. Offensichtlich sind wenigstens die IChaus-Leute ein Stück weitergekommen. Deren SW funktioniert mit der HW einigermaßen "geräuscharm" und ist um vieles besser als die vom Entwickler, aber natürlich VB http://www.ichaus.de/product/iC227 Wie häufig anzutreffen ist Darwin Sabanovic evtl. ein guter Entwickler, aber ein lausiger Supporter & Vermarkter (sorry to say that, but it is true) Und damit macht er seine schöne Innovation durch Langsamkeit in der SW und in der Unterstützung leider kaputt. HE-technisch ist die Kiste OK EMU
Frage: Hat jemand noch das IC227_GUI_16.zip Paket ? Ich wäre sehr an einer Kopie interessiert Eric
was ist anders an der GUI 16, warum nicht die GUI 19?
Thomas R. schrieb: > was ist anders an der GUI 16, warum nicht die GUI 19? Die neue Version läuft mit alter Fastsampling HW nicht mehr reibungslos
Der passende Treiber ist doch im ZIP-Paket drin!? Ist von Silicon Labs, ich glaube bei Softwareversion 1.9 ist es Treiberversion 6.7.2...
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.