Hallo Leute,
ich arbeite mich gerade in die Funktionsweise eines Doppel Lock-in
Verstärkers ein. Ich habe jedoch folgendes Problem:
Wenn ich am Ende den X-Kanal und den Y-Kanal (90° phasenverschoben) habe
und für den Endbetrag SQRT(X^2+Y^2) gilt, wie kann ich diese Berechnung
möglichst billig in analoger Hardware aufbauen?
Oder gibt es eine gute Approximation?
Den Umweg über den digitalen Weg mit zum Beispiel einem Mikrocontroller
möchte ich ungern gehen, wäre aber wahrscheinlich das einfachste.
Eventuell gibt es ja eine einfache Möglichkeit das quadratische Mittel
ausgeben zu lassen, aber mir ist leider keine bekannt :).
Grüße
Hannes
Analog kenne ich es nur so das man den Inphase Kanal = 90Grad, benutzt
um eine PLL Regelschleife aufzubauen. Man synchronisiert also den
Dekodiertakt im Empfänger über die Inphase, man regelt den Phasenfehler
der Dekodierung auf möglichst 0 Grad aus. Defakto regelt man sogar die
Frequenz und Phasenlage nach.
Ist man dann Phasen-/Frequenzsynchron dann hast du im anderen Kanal
direkt ablesbar deinen gesuchten Wert, da du nun einen synchronen
Gleichrichter/LockIn Detektor hast.
Es gilt dann R = Sqrt(X^2 + 0^2) = X.
Nur in der digitalen Welt kenne ich den Weg den du beschreiten willst,
da man so, wenn man annährnd Freqeunzstabil ist, ohne Regelschleifen,
PLLs usw. auskommt.
Wobei das auch analog geht. Dazu gibt es
Radizierer/Logarithmierer/Expotenzierer Schaltungen. Man arbeitet dann
mit Logarithmusfunktionen. Problem dabei ist der hohe Dynamikumfang der
nötig wird.
Alternativ wird oft auch R = Abs(X) + Abs(Y) benutzt.
Gruß Hagen
Die Methode von Hagen Re scheint sehr gut zu sein.
Wenn du das nicht so machen willst geht es auch analog.
Benutze jeweils einen Multiplizierer AD633 um X und Y zu quadrieren.
Ein weiterer AD633 kann am Ausgang dann wieder die Wurzel ziehen.
Ich denke, das kann man so verstehen, oder sollte ich ein
Blockschaltbild zeichnen?
Ja, aber mit der Quadrierung benötigst du Bauteile mit einem enormen
Dynamikbereich. Es ist besser die Quadierung/Wurzel über den Logarithmus
zu berechnen. In den Zwischenergebnissen muß der Dynamikumfang
quadratisch größer sein als das was man am Ende eigentlich haben möchte.
Mit Logarithmusfunktionen entsteht dieses Problem nicht.
Bsp: am Eingang 10Vpp Signal -> ^2 = 100Vpp. Dh. nach der Quadrierung
entsteht ein 100Vpp Signal. Am Ende nach der Potenzierung folgt die
Radizierung und es ergibt sich wieder 10Vpp. Das Problem ist also der
Dynamikumfang von 100Vpp den wir benötigten um ein 10Vpp zu verarbeiten.
Deshalb logarithmisiert man die 10Vpp, rechnet dann mit diesen Signalen
weiter und am Ende rechnet man das wieder zurück. Im gesammten Pfad
benötigen wir 10Vpp Dynamikbereich.
Gruß Hagen
Aber einen temperaturstabilen, langszeitstabilen Logarithmierer bauen,
da würd ich dann doch lieber die Variante mit Phasenlage auf 0 regeln
wählen... Dafür gibt es dann einfache Synchrongleichrichter.
Was du brauchst, nennt sich "vector sum". Analog am einfachsten wohl mit
zwei AD637 (siehe Anhang).
Wenn du aber auch an der Phase interessiert bist, dann würde ich das
Ganze mit einem Mikrocontroller machen.
Sven schrieb:> Aber einen temperaturstabilen, langszeitstabilen Logarithmierer bauen,> da würd ich dann doch lieber die Variante mit Phasenlage auf 0 regeln> wählen... Dafür gibt es dann einfache Synchrongleichrichter.
dem kann ich nur zustimmen und das wird auch der Grund sein warum im
Analogbereich die vielen anderen Entwickler dies ebenso für sich
entschieden haben.
Andererseits besteht die Temperaturkompensation bei Sqrt(x^2 + y^2) wenn
man Logarithmierer benutzt darin die Schaltungsbestandteile zueinander
gleich temperaturabhängig zu machen. Die Temperaturkompensation kann
also so gemacht werden das der Temperatureinfluß der gesamten log.
Schaltungselemente sich theoretisch zu Null ergibt. Das Umrechnen in den
Logarithums und wieder zurück kompensiert sich gegenseitig.
Es verbliebe nur noch die Temparaturabhängigkeit die man auch so hätte
bei anderen analogen Schaltungskonzpten.
Gruß Hagen
Hannes schrieb:> wie kann ich diese Berechnung> möglichst billig in analoger Hardware aufbauen?
Hi, Hannes,
möglichst billig?
Eine simple Schaltung ist das sogenannte N-Pfad-Filter.
Beim Lock In-Verstärker hast Du sowieso eine Referenzfrequenz. Hier
brauchen wir die Vierfache.
Nimm einen MC4052 - oder wie immer der heißt, der zweimal 1 auf vier
verteilt.
Die vierfache Referenzfrequenz wird von einem 2-Bit-Zähler gezählt.
Dessen Ausgänge an die Steuereingänge beide Multiplexer.
Auch die 4 Multiplexpunkte des Eingangsverteilers werden mit den 4
Punkten des Ausgangsmultiplexers verbunden.
Nun stehen Möglichkeiten offen:
1. Komplexer Tiefpass. Schalte vor den Eingang des Eingangsmultiplexers
einen Widerstand.
2. Komplexer Integrator - verwende Eingang und Ausgang als
Gegenkopplungspfad eines Integrators.
Bei irgendeiner Taktfrequenz ist das Gebilde schneller als ein
Mikrocontroller - aber wieviel Aufwand muss man treiben gegen die
Störungen durch Kopplungen?
Ciao
Wolfgang Horn
Hm. Wenn ich das nicht komplett falsch verstehe, hast du gerade den
gerade sehr in Mode kommenden Taylor-Mixer/Sampler beschrieben.
Offensichtlich aus vorsintflutlicher Quelle. Das Ding wurde durch Taylor
in USA patentiert.
Das gibt ja ganz neuen Diskussionsstoff!!!
Nöö, er hat zwei synchrone Gleichrichter beschrieben, 2x2 analoge
Schalter ergibt = 4 Abtastzeitpunkte mit 4 facher Frequenz zur gesuchten
Frequenz. Im Idealfall ersetzt man nun die 4 Schalter durch 2 analoge
Multiplizierer und füttert diese mit dem 0 Grad und 90 Grad
phasenversetztem Sinus. Statt mit Sinus zu arbeiten kannst du mit einem
Rechtecksignal arbeiten und somit die analogen Multiplizierer durch 2
analoge Umschalter oder 4 analoge Schalter ersetzen. Mit entsprechndem
Antialiasfi9lter vor dem Sampling ist das gleichwertig zur rein analogen
Sinus-Multiplikations-Methode.
Die vorher beschriebene Methode hat aber ihre Nachteile, die
Abtastzeitpunkte sind zwar korrekt bei 0,90,180,270 Grad aber die
Abtastdauer ist um 1/2 verkürzt da immer nur ein 90 Grad statt einem 180
Grad Segement geschaltet wird.
Wir möchten: bei 0 und 180 Grad für den X Kanal schalten und bei 90 und
270 Grad für den Inphase Kanal schalten.
Ergo wäre es so besser: 2 facher Takt, einmal invertiert einmal nicht
invertiert, landen in einem 2 zu 1 Teiler = FlipFlop und erzeugen zwei
Takte mit der Frequenz zur gesuchten die 90 Grad zueinander
phasenversetzt sind. Durch den höheren Referenztakt der oft auch mit
weit höheren Faktor arbeitet kannst du den PLL Regelkreislauf zum
Nachführen der Phase und Frequenz des Referenztaktes wesentlich
verbesseren, da nun der PLL Regelkreis schneller oder eben feiner
aufgelösst arbeiten kann (andere Zeitkonstanten der Filter sind
möglich).
Du kannst das ding: Lockin, synchron, rectifier, synchronen
Gleichrichter und sonst wie bezeichnen, sogar Fouriertransformation oder
Goertzel oder Korrelation wäre möglich es ist immer das selbe Prinzip
dahinter. Multipliziere das Eingangssignal mit einem Referenzsignal der
gesuchten Frequenz und integriere dessen Ergebnis. Während die
Fouriertrafsformation das für einen ganzen Frequenzbereich tut, also für
viele Frequenzen in paralell, wird zb. beim Goertzelalgortihmus quasi
nur ein Frequenzslot der DFT berechnet. Auch dort wird math. ein
Referenzsignal erzeugt, multipliziert mit dem Eingangssignal und
anschlieschend integriert oder teifpassgefiltert.
Du solltest also auch mal den Goertzel Algo. anschauen da dieser bei
wenigen gesuchten Frequenzen effizienter ist als eine
Fouriertransformation.
Gruß Hagen
>Du kannst das ding: Lockin, synchron, rectifier, synchronen>Gleichrichter und sonst wie bezeichnen, sogar Fouriertransformation oder>Goertzel oder Korrelation wäre möglich es ist immer das selbe Prinzip>dahinter.
Ja und packe noch Jesus mit dazu und du hast die Weltformel...
Jungs, warum immer so kompliziert??
>Multipliziere das Eingangssignal mit einem Referenzsignal der>gesuchten Frequenz und integriere dessen Ergebnis.
Wieder zu kompliziert. Multipliziere das Eingangssignal mit einem
Referenzsignal der gesuchten Frequenz und überlege dir, welche Terme
nach einer Tiefpaßfilterung verschwinden. Ganz einfach! Dazu brauchst du
keine Fourier-Transformation und keinen Goertzel Algorithmus, höchstens
eine gute Formelsammlung, die dir zeigt, was herauskommt, wenn man
Sinuse miteinander multipliziert.
>Du solltest also auch mal den Goertzel Algo. anschauen da dieser bei>wenigen gesuchten Frequenzen effizienter ist als eine>Fouriertransformation.
Hannes schreibt ja gerade, daß er es analog machen will. Warum
empfiehlst du ihm dann den Goertzel Algorithmus??
Hagen hat sich zwar sehr viel Mühe mit seiner Beschreibung gemacht,
allerdings denke ich viel mehr grafisch. Da gibts wohl fundamentale
Denkunterschiede!
Daher kann ich ihm kaum folgen.
Ich stelle mir das als Vierfach-Demultiplexer, Tiefpaßfilter in jedem
der vier Kanäle, dann einen Vierfach-Multiplexer zurück zu einem
Ausgangssignal gehend, vor.
Die zwei Bits der Multiplexer steuert man sinnvollerweise per
Johnson-Zähler an, damit es keine Spikes gibt.
Die zweimal Multiplexer kann man nun auch mit unterschiedlichen
Rotationsfrequenzen füttern...
Vor Jahren sah ich sowas schonmal irgendwo.
Hagen hat schon mit seinem Zusammenfassungsgedanken Recht. Hat man erst
einmal Gemeinsamkeiten der Funktionen geistig verarbeitet, dann
entstehen Synergien und damit Vereinfachungen. Leider ist es dann
individuell sehr unterschiedlich, inwieweit man durch die notwendige
Abstraktion zur 'Weltformel' fortscheiten kann.
>Hagen hat schon mit seinem Zusammenfassungsgedanken Recht.
Ja, natürlich gibt es da gewisse Zusammenhänge. Ich will den Hagen ja
garnicht beleidigen. Ich versuche mir nur gerade den armen Hannes
vorzustellen, der jetzt schon überfordert sein dürfte und sich gerade
überlegt, wo er wohl den Strick festmacht. Jetzt braucht er etwas
Handfestes und nicht eine Einführung in den Görtzel Algorithmus. Ich
denke der Tipp mit den zwei AD637 ist genau das Richtige für ihn.
Vielleicht kommt er ja nochmal zurück...
Ich stand auch schon mal vor der Entscheidung, den Lock-in mit einem
Mikrocontroller nachzubilden. Aber mit einer guten Analogschaltung ist
die Störsignalunterdrückung unschlagbar besser. Nach dem Post-Filter
einen Mikrocontroller zu haben, ist ok, aber den Lock-in softwaremäßig
nachzubilden, wäre nicht vorteilhaft.
Abdul K. schrieb:> hast du gerade den> gerade sehr in Mode kommenden Taylor-Mixer/Sampler beschrieben.
Mag sein,
wiord alter Wein in neuen Schläuchen verkauft, dann halt auch mit neuen
Namen...
Ich habe einen Teil einer selbstgebaute Schaltung beschrieben, ein
DCF77-disziplinierter Quarzoszillator.
Nach dem Teil hatte ich dann wieder einen Bandpass und danach einen
schönen Sinus mit klarer Phasenlage. Ich wollte halt erst mitteln und
erst mit dem gemittelten Signal regeln.
Die Anregung stammte vom Doppler-Peiler NP41 von R&S aus den 70ern und
später PA055, Patent Dr. Höhring. Die Doppler-Peiler hatten und haben
eine herausragende Empfindlichkeit.
Ich habe mal grad gegoogelt und staune über Patentanmeldungen für
N-Pfad-Filter in Mikrowllen-ICs.
Ciao
Wolfgang Horn
Man kann auch µC tunen: Z.B. durch proggen in Assembler, sodaß alles
zeitgenau ist. Dann noch den Oszillator des µC per Injection Locking ans
Analogsignal, damit dieser nicht mehr zeitquantisiert limitiert ist.
Wolfgang Horn schrieb:> Abdul K. schrieb:>> hast du gerade den>> gerade sehr in Mode kommenden Taylor-Mixer/Sampler beschrieben.>> Mag sein,>> wiord alter Wein in neuen Schläuchen verkauft, dann halt auch mit neuen> Namen...
Vielleicht gibt es einen Unterschied. Möglicherweise allein durch die
Betrachtungsweise.
>> Ich habe einen Teil einer selbstgebaute Schaltung beschrieben, ein> DCF77-disziplinierter Quarzoszillator.> Nach dem Teil hatte ich dann wieder einen Bandpass und danach einen> schönen Sinus mit klarer Phasenlage. Ich wollte halt erst mitteln und> erst mit dem gemittelten Signal regeln.
Die Schaltung würde ich gerne sehen.
>> Die Anregung stammte vom Doppler-Peiler NP41 von R&S aus den 70ern und> später PA055, Patent Dr. Höhring. Die Doppler-Peiler hatten und haben> eine herausragende Empfindlichkeit.>> Ich habe mal grad gegoogelt und staune über Patentanmeldungen für> N-Pfad-Filter in Mikrowllen-ICs.>
Tja.
Ich habe für meine BA-Thesis einen einfachen Dual-LockIn realisiert. Die
Bildung des Betrages lässt sich unterschiedlich realisieren.
Die einfachste! und billigste Möglichkeit ist die, einen einfachen µC zu
verwenden. Dieser benötigt lediglich 2AD-Eingänge. Haben selbst die
kleinsten Derivate. Was die Abtastung angeht musst du überlegen was du
messen willst:
Lediglich Referenz-Komponenten: Auf Grund des Tiefpasses kannst du dann
sehr langssam abtasten. Siehe Grenzfrequenz Tiefpass
Modulierte Komponenten auf der Referenzfrequenz:
Bandbreite/Mittenfrequenz des Bandpasses bestimmt Abtastfrequenz.
Soll der Betrag analog / digital ausgegeben werden? Hier können sich die
Anforderungen an den µC ändern. Ich habs per PWM gemacht. Das kann auch
so gut wie jeder µC.
Die Lösung mit dem µC war das unproblematischte an der ganzen Arbeit.
Hat von Beginn an funktioniert... ganz abgesehen von der analogen
Vorverstärker- und Filtertechnik ;)
Hier zu AD633 oder gar AD673 zu raten halte ich etwas übertrieben. Vom
AD633 brauch er min 3. Pro Stück ca 6€. Schließlich bezahlt man an dem
Ding auch die Bandbreite. Vom Platzbedarf ganz zu schweigen.
Beim AD673 bin ich fast aus den Latschen gekippt. Ich weiß nich aus
welchen geheimen Lägern ihr das Ding zu angemessenem Preis beziehen
wollt.
Hi, Abdul,
>> Ich habe einen Teil einer selbstgebaute Schaltung beschrieben, ein>> DCF77-disziplinierter Quarzoszillator.>> Nach dem Teil hatte ich dann wieder einen Bandpass und danach einen>> schönen Sinus mit klarer Phasenlage. Ich wollte halt erst mitteln und>> erst mit dem gemittelten Signal regeln.>> Die Schaltung würde ich gerne sehen.
Deine Antwort ist mir damals entgangen. Aber hier ist meine in Worten:
1. Benutzt habe ich einen 8fach-Multiplexer MC4051.
2. Eine niederfrequente ZF von 2,5 kHz habe ich über einen gemeinsamen
Vorwiderstand in den gemeinsamen Anschluss eingespeist, der könnte "X"
geheißen haben. An diesem Punkt habe ich auch das Ausgangssignal
entnommen.
3. Der Multiplexer verteilte auf acht Ausgänge X0, X1 ... X7, an denen
ich acht Speicherkondensatoren der etwa selben Größe angeschlossen
hatte.
4. Der Takt tastete alle acht Stellungen des Multiplexers einmal pro
Periode des ZF-Signals der Reiche nach durch.
Zur Überwachung habe ich die Spannungen an zwei der acht Kondensatoren
mit FET-OpAmps abgenomen, da hatte ich also Real- und Imaginäranteil des
Eingangssignals.
Der Widerstand an X war hoch, auch die Kapazität aller
Speicherkondensator.
Das Ding funktionierte auf Anhieb, Optimierung war nicht notwendig.
Die Unterschiede in den Kapazitäten der Speicherkondensatoren bringen
eine Asymmetrie in das Ausgangssignal, wenn die Abtastperiode von de
ZF-Periode abweicht.
2. Die HC-CMOS gab es damals noch nicht, der Bahnwiderstand des
Multiplexers hätte ein Problem werden können, aber es ging auch so.
Zur Empfängerschaltung: Ich hatte die 77,5 kHz mit 80 kHz auf 2,5 kHz
heruntergemischt und dort gefiltert. Die Zeitkonstante ergab sich aus 10
kOhm an X und 8mal 10nF.
Alle Takte stammten von demselben nachgestimmten 10MHz-Quarzoszillator.
Als kapazitive Antenne reichte ein zeigerfingerlanger Draht.
Übrigens, kennst Du das betagte Vektorvoltmeter ZPV von R&S? Dessen
entscheidendes ZF-Filter war ebenfalls ein sogenanntes N-Pfad-Filter.
Ach, ja: Ein Vorteil des N-Pfad-Filters mit Multiplexer ist die
Keichtigkeit, mit der mit einem Poti an der Einspeisung die Bandbreite
verändert werden kann.
Ciao
Wolfgang Horn
Vielen Dank für deine ausführliche Beschreibung. Es macht auch nichts
wenn du später schreibst, dafür gibts ja die automatisierte
Benachrichtigung. (Obwohl, man hat manchmal Angst die interessanten
Beteiligten versterben ganz still und schwub hört man nichts mehr von
ihnen bzw. deren Homepage geht auch ins Nirvana. Das ist ein zunehmendes
und ernstzunehmendes Problem. Ich hoffe ich ärgere dich damit nicht. Bin
halt für klare Worte)
Dann hat das Filterding also sogar einen Namen. Wir hatten mal einen
Thread hierzu. Kannst dir ja mal anschauen:
Vielfache Verwendung fand ich allerdings nicht. Hatte einige Zeit
gegoogelt.
Deine komkrete Anwendung werde ich mir mal nächtens durch den Kopf gehen
lassen. Bestimmt kommt da ein LTspice-File raus.
Wie weit weg wohnst du denn mit deinem Empfänger von DCF77-Sender
entfernt? Diese wichtige Angabe zur Feldstärke fehlt ja meistens bei den
Schaltungsbeschreibungen und macht sie damit mehr oder weniger sinnleer.
Also z.B. keine automatische Amplitudenregelung.
Wobei ein Normalfrequenzempfänger natürlich keine Amplitude auswerten
muß, solange alles im konkreten linaren Bereich bleibt.
ciao - Abdul kurz vorm Wasserfall
Hi, Abdul,
> Dann hat das Filterding also sogar einen Namen. Wir hatten mal einen> Thread hierzu.
Ja.
> Vielfache Verwendung fand ich allerdings nicht.
Diese Abwendungen sind mir bekannt:
a) Die Dopplerpeiler von R&S, bis der massive Einsatz DSP und FFT
mittels FPGA das "korrelative Interferometer" ermöglichte.
Die Dopplerpeiler mischen das Signal einer stationären Referenzantenne
mit dem Signal der quasi umlaufenden Peilantenne. Bei der
Differenzbildung wurden die identischen Modulationsnteile auf die
Umlauffrequenz (so um die 170 Hz) gefaltet. Beispielsweise wurde die
Bandbreite des Sprachbandes auf ein paar Herz gefaltet, das ergab eine
phantastische Empfindlichkeit. Das benötigt aber zwei Empfangszweige.
Das n-Pfsd-Filter hatte mindestens einen Speicherkondensator pro
Peilantenne, so um die 30 Speicherkondensatoren.
b) ZPV, ein Vektorvoltmeter bis über 1 GHZ hinaus bei trotdem sehr
schmaler Bandbreite des ausgewerteten Signals. Wenn ich das ZPV richtig
verstanden habe, dann war das auch ein Homodyn-Empfänger. Da wurde die
Präzision bei der Messung noch analog gemacht.
Wollte ich den Dopplerpeiler das nachbauen, würde ich an Stelle eines
n-Pfad-Filters eine Bucket Brigade Delayline verwenden, die etwa
dasselbe macht wie ein n-Pfad-Filter, wenn sie das Mischprodukt um eine
volle Umlaufperiode verzögert. Statt der BBD könnte auch ein ARM die
komplexe ZF verzögern.
Meine Absicht an DCF77 war der Empfang der Normalfrequenz mit einer
schmaleren Bandbreite, als mit einem Quarzfilter erreichbar wäre.
Das n-Pfad-Filter hat den großartigen Vorteil der Abstimmbarkeit.
Du hast nach dem Ort der Antenne gefragt: München, 3. Etage, Basteltisch
am Fenster.
Zum Vergleich hatte ich damsls einen Pegelmeßempfänger von Siemens mit
Röhren, der hohohmige Tastkopf mit einem kleinen Draht in der Klemme
brachte DCF77 klar und deutlich.
Zu Deiner Frage nach AGC: Ja, mit FET in der Vorstufe.
Du fragtest nach weiteren Anwendungen. Auf Anhieb fällt mir ein:
1. Ultraschall-SONAR höher Empfindlichkeit mit BBD zur Mittelung des
Echos aus mehreren Impulsen.
2. Lock-In-Verstärker mit sehr hoher Empfindlichkeit durch Mittelung.
3. Empfindlicher und billiger Längstwellenempfänger mit geringer
Leistungsaufnahme.
4. Ultraschall-Ortungsempfänger für mobile Roboter. Ich denke da an die
Baken, die sowohl Infrarot-Impulse abstrahlen, als auch
Ultraschallimpule. Die Mischung beider Signale ermöglich höhere
Empfindlichkeiten, als wenn zwei Komparatoren die Signale einzeln
detektiere.
> ... und macht sie damit mehr oder weniger sinnleer.
Ja. Zum Eichen meiner Quarzoszillatoren war es gut funktioniert, hätte
ich es präziser gewollt, wäre ich in die Firma gegangen.
Ciao
Wolfgang Horn
Interessant. Dann bist du von der Entfernung doch schon ordentlich aus
dem Nahbereich wo DCF77 "immer geht" raus.
Also vor dem N-Way Filter hattest du nur die FET-Vorstufe? Was passiert
denn, wenn man das Poti immer hochohmiger dreht. Das verringert ja die
Bandbreite beliebig. Irgendwann muß Schluß sein. Vermutlich wenn die
Charge Injection der Analogschalter überbordet im Verhältnis zum
Eingangssignal.
Ich kann im Moment nicht recht glauben, daß man damit teure Quarzfilter
einfach überflüssig machen kann. Hoffentlich liest das Ralph Berres
nicht :-)
Hi, Abdul,
> Also vor dem N-Way Filter hattest du nur die FET-Vorstufe?
Erstens die, und, jetzt ist mir eingefallen, dahinter ein Bandfilter aus
zwei OpAmps mit LC-Filtern auf etwa Resonanz auf 77,5 kHz, gegeneinander
verstimmt für einen flachen Amplitudengang bei 77,5kHz.
Sowie cin CA3080 für AGC und Mischung mit 80kHz, ergab 2,5 kHz ZF erst
dann das n-Pf-Filter.
Die Spannungen an den zwei Speicherkondensatoren für Real- und
Imaginrteil habe ich dann ausgewertet.
Ausgewertet mit einer Drehrichtungserkennung zur Regelung des
Mutterosziallators von 10MHz.
Die Lösung funktionierte, in einem Neubau aber würde ich Real-und
Imaginärteil mit einem A/D-Wandler digitalisieren und die Auswertung
drstisch beschleunigen.
Denn zum Einschwingen des gezogenen Quarzes hat es eine Nacht gebraucht.
> Was passiert denn, wenn man das Poti immer hochohmiger dreht.
Genau:
1. Die Bandbreite nimmt ab. Das Signal wird phasenrichtig über immer
mehr Perioden gemittelt.
2. Die Verstärkung nimmt nicht ab, da die Zunahme des Widerstands zwar
dämpft, aber die Erhöhung des Q des n-Pfad-Filters erhöht sie wieder.
Der Einfluss der Fehler in der Schaltung wird auch erhöht.
3. Die Modulation führt zu einer AM/PM-Wandlung. Die Phasenschwankungen
sind schlecht zum Nachziehen eines Quarzoszillators.
> Das verringert ja die Bandbreite beliebig. Irgendwann muß Schluß sein.
Richtig. Ich habe nur soweit probiert, wie die Modulation noch erkennbar
war.
Es reizt mich schon der Bau einer DCF-Uhr, die auch im Pazifik noch
funktioniert, weil sie a) sehr schmalbandig ist und b) mit Hilfe der
Abstimmng sucht.
> Charge Injection der Analogschalter überbordet im Verhältnis zum> Eingangssignal.
Ja. Ferner: Die Toleranzen der Speicherkondensatoren sowie der
Bahnwiderstände im Multiplexer. Damals war das noch das einfche CMOS.
> Ich kann im Moment nicht recht glauben, daß man damit teure Quarzfilter> einfach überflüssig machen kann.
Für einige Anwendungen wird schon gehen.
Ich denke dabei weniger an eine DCF-Uhr als an Anwendungen mit gepulstem
Infrarot wie Lichtschranken oder zur Navigation eines kleinen Roboters,
wo es auf die geringe Baugröße und den geringen Leistungsverbrauch des
Filters ankommmt.
> Hoffentlich liest das Ralph Berres nicht :-)
Ach was, wenn er auch ein paar Ideen dazu hat?
Ich lese beispielsweise von n-Pfad-Filtern weit oberhalb von UHF.
Ciao
Wolfgang Horn
