Hallo! Ich weiß, daß das Thema MC34063 hier im Forum schon x-mal durchgekaut wurde. Auch gibt es einen tollen Artikel über diesen Schaltwandler hier im Forum. http://www.mikrocontroller.net/articles/MC34063 Doch wenn man mit diesem IC (lt. Artikel) eine Ausgangspg. erzeugen will, die größer als etwa der 6 fachen Eingagsspannung ist, wirds heikel. Da ich mir aus 12V ca 50-80V @ 10mA (sehr geringer Anfangsstrom bei Verbraucher ca. 0,1mA!) erzeugen will, habe ich genau diesen Fall. Lt. Artikel hier im Forum, kann man den IC ab oben genannten Fall, nur mehr mit lückenden Spulenstrom betreiben. Komischerweise arbeitet der IC anscheinend auch nur dann stabil. Nun ist es so, daß alle Berechnugsprogramme und auch die Formeln im Datenblatt für so einen Fall schlichtweg falsch sind. Einzige Ausnahme ist die Software MC34063boost, welche den Fehler: "Required duty cycle of output switch exeeds maximum of 0,857. Reduce Vout/Vin or use tapped inductor design" ausgibt. Der IC arbeitet mit einer fixen ON-Time von 85,7%. Da ich die Induktivität lt. Artikel verringern muß, tritt ein lückender Spulenstrom ein, welche in den Berechnungen (Formeln) nicht berücksichtigt werden. Wobei ich auch schon bei meinen ersten beiden Fragen bin. Was hat es mit diesem "tapped inductor" design auf sich? Ich habe dieses Design bisher im Datenblatt zum AN920 und im Datenblatt zum LM3524 (PWM-Switch) gefunden. Was passiert, wenn mein Spulenstrom lückt? Habe zwar diese Hilfen gefunden: http://www.sprut.de/electronic/switch/schalt.html#gap http://www.sprut.de/electronic/switch/schalt.html#gap aber mir sind die Konsequenzen eines lückenden Stroms noch immer nicht komplett klar. Der Spulenstrom erhöht sich, dadurch höhere Verluste an der spule....... Was weiters im Artikel steht: "Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, und eine stark wechselnde Stromaufnahme haben (es also vorkommen kann, dass die Stromaufnahme recht gering ist, wie hier gezeigt), dann sollte man auf den etwas teureren LM257x (oder andere PWM Regler) zurückgreifen" Der LM257x ist ne step down Regler, also für mich nix. Bleiben noch die PWM-Regler. Habe mir bisher folgende PWM-IC´s angeschaut: LM3524, LT1017 / 1072. Nun sind diese ICs nicht gerade preiswert, auch die äußere Beschaltung ist wesentlich aufwändiger. Da ich keine Ätzausrüstung habe, bin ich gezwungen diese auf einer Lochrasterplatine auf zu bauen. Gibt hier preiswerte Alternativen mit geringen schaltungtechnischem Aufwand? Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Vout/Vin or use tapped inductor design Was spricht gegen das "tapped inductor design" ? Die Spule musst du halt selber wickeln, und zum Berechnen evtl. auf LTSpice ö.Ä. ausweichen.
Rick M. schrieb: > Was passiert, wenn mein Spulenstrom lückt? Der MC34063A ist im Unterschied zu den LM257x für lückenden Betrieb konzipiert, viel ändert sich also nicht. Im Gegenteil: Im lückenden Betrieb funktioniert die Regelung besser als im kontinuierlichen Betrieb. Nur werden jenseits Faktor 6-7 mit steigendem Spannungsverhältnis die Lücken immer grösser und Wirkungsgrad wie mechanische Grösse der Spule leiden etwas gegenüber einer optimalen Lösung. Beim hier betrachteten Strom ist das ohne Batteriebetrieb aber wohl kein Thema. Im hier betrachteten Fall ist eigentlich nur relevant, dass die Formeln und Erklärungen in der Appnote dann Unfug sind. Das sind sie sonst zwar streng genommen auch, weil sich das Teil nicht so verhält wie in der Appnote stark idealisiert dargestellt, aber weil im Normalfall trotzdem das richtige rauskommt stört es nicht. Der Schlüssel zum Betrieb mit hohem Spannungsverhältnis ist, dass die Induktivität der Spule gegenüber der üblichen Dimensionierung unterdimensioniert werden muss, da sonst die Ausgangsleistung nicht erbracht werden kann. Was auch bedeutet, dass der maximale Spulenstrom höher wird als sich aus der Berechnung ergibt und Rsc und Strombelastbarkeit der Spule entsprechend anders dimensioniert werden sollten.
Hallo Ernst! Εrnst B✶ schrieb: > Rick M. schrieb: >> Vout/Vin or use tapped inductor design > > Was spricht gegen das "tapped inductor design" ? > Die Spule musst du halt selber wickeln, und zum Berechnen evtl. auf > LTSpice ö.Ä. ausweichen. Im Prinzip nur der Umstand, daß ich die Spule selber wickeln muß. Meine Frage bezog sich aber auf das dahinterliegende Denkschema / Funktionsprinzip des "tapped Inductors". Ich finde leider nichts zu diesem Thema. @A. K. Bleibt noch immer das schlechte Verhalten bei geringer Stomaufnahme am Ausgang. Hast Du da Erfahrungen sammeln können? Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Bleibt noch immer das schlechte Verhalten bei geringer Stomaufnahme am > Ausgang. Wie äussert sich das?
Hallo A. K.! A. K. schrieb: > Rick M. schrieb: > >> Bleibt noch immer das schlechte Verhalten bei geringer Stomaufnahme am >> Ausgang. > > Wie äussert sich das? L.t. Artikel: Beim ersten Blick sieht man schon: Das Verhalten des 34063 bei geringen Lasten ist chaotisch und nur schwer vorherzusagen, da der Zufall eine große Rolle spielt. Dieses chaotische Schaltverhalten macht sich oft auch akustisch in der Spule bemerkbar: Man hört ein Rauschen. Ursache für dieses Verhalten ist das Funktionsprinzip des 34063: Ist während seiner Einschaltdauer die Eingangsspannung oberhalb des Schwellwertes des internen Komparators, bleibt der Ausgang aus. Ist die Eingangsspannung zu Beginn des Zyklus schon niedriger, ist der interne Transistor für eine ganze Einschaltdauer (0,85*Periodendauer) an. Unterschreitet die Spannung dagegen während der Einschaltdauer den Schwellwert, schaltet der 34063 für den Rest der Zeit ein. Dadurch entstehen diese unterschiedlich langen Einschalt- und Ausschaltzeiten. Da der Zeitpunkt an dem der interne Komparator schaltet von sehr vielen Faktoren abhängig ist (Ausgangsspannung, Spulenstrom (also vorhergehende Zyklen), Störungen usw. lässt sich das genaue Verhalten nicht vorhersagen, der 34063 schaltet mehr oder weniger zufällig. Die Arbeitsfrequenz lässt sich hier daher nicht wirklich bestimmen, da nahezu jeder Impuls eine andere Länge hat. Der Ripple liegt bei etwa 180mVss, fast dem doppelten Wert den der LM257x bei diesem Strom aufweist. Das Hauptproblem an dem Ripple ist aber nicht der hohe Ripple selbst, sondern die unberechenbare Frequenz die eine Dimensionierung eines Filters am Ausgang erschwert. Fazit ------- Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, und eine stark wechselnde Stromaufnahme haben (es also vorkommen kann, dass die Stromaufnahme recht gering ist, wie hier gezeigt), dann sollte man auf den etwas teureren LM257x(=nur step down) (oder andere PWM Regler) zurückgreifen, da sich dessen Spannung gut filtern lässt Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Beim ersten Blick sieht man schon: Das Verhalten des 34063 bei geringen > Lasten ist chaotisch und nur schwer vorherzusagen, da der Zufall eine > große Rolle spielt. Ja, ich kenne den MC und den Artikel, ich dachte du meinst den Ausgang und schräges Verhalten dortselbst. Das Chaos im Schaltverhalten ist aber oft egal, denn es zählt was hinten rauskommt, nicht ob der Spulenstrom schön aussieht. Chaos gibts nicht selten auch bei normalem Spannungsverhältnis und überdimensionierter Spule. > Dieses chaotische Schaltverhalten macht sich oft auch akustisch in der > Spule bemerkbar: Man hört ein Rauschen. Kann passieren. Wobei auch andere Regler wie die LM257x bei sinkender Last irgendwann die Segel streichen und Löcher lassen. Die Besonderheit vom MC ist eher das pumpende Verhalten mit Makrozyklen über viele Takte bei quasi-kontinuierlichem Betrieb mit fürs Spannungsverhältniss zu grosser Induktivität. Und die z.T. sehr spannungsabhängige Schaltfrequenz im Weitbereichsbetrieb. > Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, Yep. Wenn man gut filtern will ist der MC nicht ideal. Für LCD-Inverter oder Nixie-Stepups tut ers aber.
Also wenn man den WE Inductor Selector bemüht, spuckt der folgendes aus: L etwa 2-4mH Ipeak :110mA deltaI: 73mA Dass da ein erhöhter ripple bzw. Rauschen am Ausgang auftritt ist bei der Verwendung von Standard-Schaltreglerapplikationen wahrscheinlich. Eine Mögichkeit wäre z.B einen 555 herzunehmen und dem einen entsprechenden Mosfet anzuhängen. Da wäre dann das Schaltsignal immer in der gleichen Frequenz, allerdings ungeregelt. Wäre gut, wenn du den Verbraucher (Last) näher spezifizierst. Grüße gebhard
A. K. schrieb: > Ja, ich kenne den MC und den Artikel, ich dachte du meinst den Ausgang > und schräges Verhalten dortselbst. Das Chaos im Schaltverhalten ist aber > oft egal, denn es zählt was hinten rauskommt, nicht ob der Spulenstrom > schön aussieht. Chaos gibts nicht selten auch bei normalem > Spannungsverhältnis und überdimensionierter Spule. Ja aber das macht sich doch am Ausgang bemerkbar. Stark vergrößerte Ripple z.B. Sieht man beim Artikel(Vergleich MC / LM), letztes Diagramm seht gut. >> Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, > > Yep. Wenn man gut filtern will ist der MC nicht ideal. Für LCD-Inverter > oder Nixie-Stepups tut ers aber. Ja aber das macht sich doch am Ausgang bemerkbar. Stark vergrößerte Ripple z.B. Sieht man beim Artikel(Vergleich MC / LM), letztes Diagramm seht gut. Kennst du nen PWM-IC der nicht viel drumherum benötigt? Gruß Rick
geb schrieb: > Also wenn man den WE Inductor Selector bemüht, spuckt der folgendes aus: > > L etwa 2-4mH > Ipeak :110mA > deltaI: 73mA > > Dass da ein erhöhter ripple bzw. Rauschen am Ausgang auftritt ist bei > der Verwendung von Standard-Schaltreglerapplikationen wahrscheinlich. > Eine Mögichkeit wäre z.B einen 555 herzunehmen und dem einen > entsprechenden Mosfet anzuhängen. Da wäre dann das Schaltsignal immer in > der gleichen Frequenz, allerdings ungeregelt. > Wäre gut, wenn du den Verbraucher (Last) näher spezifizierst. > > Grüße gebhard Hallo! Alleine das deltaI < ist als Ipk zeigt, daß der Spulenstrom NICHT lückt. Bei lückendem Spulenstrom: deltaI = Ipk Daher ist L mit 2-4mH viel zu groß. L.t.meiner Berechnung ist Lmax= 818uH für meinen Fall. Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Ja aber das macht sich doch am Ausgang bemerkbar. Stark vergrößerte > Ripple z.B. > Sieht man beim Artikel(Vergleich MC / LM), letztes Diagramm seht gut. Dass ein Vergleich MC/LM zugunsten des LM ausfällt ist nicht weiter verwunderlich. Grosses Delta-I führt zu mehr Ripple und das ist nun einmal die Arbeitsweise vom MC. Mit dem Spannungsverhältnis hat das weniger zu tun. Hängt eben auch von den Absprüchen und Preisvorstellungen ab. Was will man haben, wozu braucht man es.
Rick M. schrieb: > Da ich mir aus 12V ca 50-80V @ 10mA Bis 80 V kann der gar nicht direkt, nicht mal bis 50 V. Woraus man schließen muss, dass du bis jetzt den A... nicht hoch bekommen hast um das Datenblatt zu lesen. Da steht sowas drin. Statt dessen über die üblichen hirnrissigen Spielzeugprogramme jammern ... Um das Problem kann man herum arbeiten (primär getakteter Transformator oder Diodenkaskade). Doch dazu hilft es, wenn man weiß, was man tut.
Hannes Jaeger schrieb: > Bis 80 V kann der gar nicht direkt, nicht mal bis 50 V. Klar, man braucht einen externen Transistor. Na und?
Hannes Jaeger schrieb: > Rick M. schrieb: >> Da ich mir aus 12V ca 50-80V @ 10mA > > Bis 80 V kann der gar nicht direkt, nicht mal bis 50 V. Woraus man > schließen muss, dass du bis jetzt den A... nicht hoch bekommen hast um > das Datenblatt zu lesen. Da steht sowas drin. Statt dessen über die > üblichen hirnrissigen Spielzeugprogramme jammern ... > > Um das Problem kann man herum arbeiten (primär getakteter Transformator > oder Diodenkaskade). Doch dazu hilft es, wenn man weiß, was man tut. Wie wärs denn, wenn Du mal Dein Hirn einschalten würdest und einen externen Transistor benutzt, Du Komiker. Stepup 12V -> 200V mit MC34063 http://www.stefankneller.de/elektronik/nixieuhr/nixiebauanleitung.html
Rick M. schrieb: > Wie wärs denn, wenn Du mal Dein Hirn einschalten würdest und einen > externen Transistor benutzt, Du Komiker. Ach je, schon wieder so einer, der zwar nix drauf hat, das Datenblatt nicht lesen will, irgendwelche Schaltungen die er nicht versteht kopiert und noch auf dicke Eier macht.
Hannes Jaeger schrieb: > Ach je, schon wieder so einer, der zwar nix drauf hat, das Datenblatt > nicht lesen will, irgendwelche Schaltungen die er nicht versteht kopiert > und noch auf dicke Eier macht. Dann erklär doch mal worauf du raus willst. Ich verstehe nämlich auch nicht was du meinst.
Rick M. schrieb: > Im Prinzip nur der Umstand, daß ich die Spule selber wickeln muß. > Meine Frage bezog sich aber auf das dahinterliegende Denkschema / > Funktionsprinzip des "tapped Inductors". > > Ich finde leider nichts zu diesem Thema. Hi, Rick, nimm die uralte Schaltung mit der Zündspule. Wenn Du Primärspule und Selundärspule als Spartrafo in Reihe schaltest und die Verbindung gegen Masse ziehst, bekommst Du auch bei niedrigem Tastverhältnis eine hohe Spannung. Nimm einfach eine Spule auf einem Ringkern als Sekundärwicklung. Fädele noch ein paar Windungen als Primärwicklung drauf. Deren Induktivität muß groß genug sein, damit sie nicht in die Sättigung fährt. Ciao Wolfgang Horn
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Morgen! @Hannes Jaeger: Ich zwinge dich doch nicht hier zu lesen. Die Meinung, daß ich dumm und faul bin, kannst Du natürlich vertreten, wir leben ja in einem freien Land. Es kann ja nicht jeder in Deiner Liga mitspielen.... ;-) @Wolfgang Horn Danke für den Tip. Ich habe Die Frage zu dem "tapped Inductor" gestellt, weil ich das Funktionsprinzip: Spule mit Anzapfung + Anzapfung an der Treiberstufe des Schalttransistors nicht so ganz verstehe. Gruß Rick
Rick M. schrieb: > weil ich das > Funktionsprinzip: > Spule mit Anzapfung + Anzapfung an der Treiberstufe des > Schalttransistors nicht so ganz verstehe. Durch die Anzapfung ist die Spannung am C des internen Transistors etwas höher -> niedrigere Ucesat des externen -> besserer Wirkungsgrad als wenn der C des internen mit dem C des externen bzw. wenn Treibstrom über einen Widerstand von der Eingangsspannung an den C des internen fließen würde.
Hallo! @mhh Verstehe....ThanX Im Bsp. des LT1072 wird auch eine Spule mit Anzapfung verwendet. Ist das, weil der LT lt. Datenblatt am "Switch Output" nur 40V aushält, die Ausgangsspanung aber bei 100V liegt? Bei Verwendung eines ext. Schalt-Transistors nicht benötigt, oder? Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Ist das, weil der LT lt. Datenblatt am "Switch Output" nur 40V aushält, > die Ausgangsspanung aber bei 100V liegt? Nicht deshalb, auch wenn es so aussieht und so wirkt. Betrachte die Induktivität als Trafo, also mit Primär- und Sekundärwicklung, welche in Reihe geschaltet sind um die Ausgangsspannung auf den Wert zu bekommen.
Obacht: Die beiden Beispiele, für MC und LT, wirken zwar auf den ersten Blick ähnlich, sind aber doch sehr verschieden in der Rolle der Anzapfung. Die Anzapfung beim LT-Beispiel dient dazu, die begrenzte Spannungsfestigkeit des Reglers überschreiten zu können, ohne einen externen Transistor bemühen zu müssen. Hier wird durch die Anzapfung in der Einschaltphase nur ein Teil der Spule verwendet, in der Ausschaltphase die ganze Spule, wodurch daraus ein Flyback-Switcher mit separater Sekundärspule wird. Beim MC-Beispiel sorgt bereits der externe Transistor für die erweiterte Spannungsfestigkeit, in beiden Phasen wird aber die gesamte Spule verwendet und es bleibt ein gewöhnlicher Step-Up-Switcher. Die Anzapfung verbessert hier nur den Wirkungsgrad. Wenn es darauf nicht ankommt, dann kann man Pin 1 über R auch mit Pin 6 verbinden und eine gewöhnliche Speicherdrossel ohne Anzapfung verwenden.
Hallo A. K. ! Da hast Du völlig recht. Beim LT-Beispiel fungiert der "Tapped Inductor" sozusagen als umgekehrt genutzter Spartrafo. Wollte die Schaltung gestern noch bis mitten in der Nacht simulieren...was für n Chaos. Sobald ich den Koppelfaktor der beiden Spulen von 1 auf 0.9 gesenkt habe, hatte ich eine Spg. im kV-Bereich am IC. Die Ausgangsspg. habe ich prinzipiell nicht über 90V gebracht. Versuche gerade das Bsp. mit dem MC (12V -> 200V)zu simulieren. Nur ist der Simulator plötzlich dermaßen langsam, daß praktisch gar nichts mehr geht?? Gruß Rick
Hallo! Hab jetzt endlich das Hauptproblem gefunden. Der Innenwiderstand der Betriebsspg. Durch den hohen Einschaltstrom kommt die Betriebsspannung nicht in die Höhe und dann beginnt alles zu schwingen. Wenn mann den Innen-R auf 0 Ohm setzt und das Häckchen bei "Start ext. DC supp. Voltage at 0" wegmacht, funktioniert die Simulation. Allerdings muß man über 100msec laufen lassen. Gruß Rick
Hallo! Nach längern Suchen und lesen bin ich über folgendes Buch: http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap6/Kapitel6.html zu folgendem IC gekommen http://www.national.com/mpf/LM/LM2577.html#Overview Folgende Überlegungen brachten mich dazu: 1.) Ich bin absoluter Anfänger in Sachen Schaltwandler. Um so weniger externe Bauteile, um so weniger Fehlerquellen. 2.) Ein PWM-Schaltwandler arbeitet mit einer konst. Frequenz, die man am Ausgang besser filtern kann. 3.) Ich dachte mir, daß ich bei PWM-Schaltwandler das Problem mit der maximalen Induktivität, welches sich bei meiner geschilderten Anwendung entsteht, umgehen kann. Das dies aber ein Denkfehler ist, dämmert mir erst jetzt.... Folgende Aufgabenstellung mit dem LM2577: Uin min :11V Uin max :13V Uout: 60V Iout: 10mA Schaltfrequenz: 52kHz Gibt man diese Werte hier ein: http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/aww_smps.html So erhält man für die Spule folgendn Wert: 7,85mH Ich dachte mir anfangs, daß mir eine 10mH Spule von Reichelt: http://reichelt-elektronik.at/Fest-Induktivitaeten-radial/0/16/index.html?;ACTION=2;LA=2;GROUPID=3180;SID=10TeDnZ38AAAIAAFwkDOUad96ca927f89ffd112a33bf442545f42 genau passen würde. Der IC hat eine maximale Impulsbreite von 90%. Wie kann ich mir ausrechnen, ob ich die kritische Grenze Uout/Uin überschritten habe und der Wert für die Induktivität kritisch wird? Also, ich die Induktivität verringern muß, damit die Spule die erforderte Leistung übertragen kann. Komischerweise schaffe ich es nicht dieses Verhalten mit LTSpice zu simulieren. Für mein Bsp. mit dem MC34063 dürfte ich nur eine Induktivität von max.800uH verwenden. Doch die Leistung wird auch übertragen, wenn ich die Induktivität auf 3mH erhöhe? MfG Rick
Simulatoren simulieren. Mal gut, man weniger. Für den MC gibt es diverse verschiedene Simulationsmodelle, oft auch im gleichen Beschreibungfile. Die sich z.T. deutlich verschieden verhalten. Je nach Drumrum kommt bei manchen Sinn raus, bei anderen Unsinn. Und bei keinem davon würde ich blind drauf wetten, dass bei realer Hardware das gleiche Ergebnis rauskommt.
A. K. schrieb: > Simulatoren simulieren. Mal gut, man weniger. Für den MC gibt es diverse > verschiedene Simulationsmodelle, oft auch im gleichen Beschreibungfile. > Die sich z.T. deutlich verschieden verhalten. Je nach Drumrum kommt bei > manchen Sinn raus, bei anderen Unsinn. Und bei keinem davon würde ich > blind drauf wetten, dass bei realer Hardware das gleiche Ergebnis > rauskommt. Hallo A.K. Scheint so. Für einen Anfänger wie mich, wirds dadurch gerade nicht einfacher. Hast Du einen Tipp für mich, was den Wert der Induktivität betrifft? Rick M. schrieb: > Wie kann ich mir ausrechnen, ob ich die kritische Grenze Uout/Uin > überschritten habe und der Wert für die Induktivität kritisch wird? > Also, ich die Induktivität verringern muß, damit die Spule die > erforderte Leistung übertragen kann. MfG Rick
Hallo! Hab jetzt weiter getüftelt und mir ist jetzt endlich klar geworden, daß die Berechnung der maximalen Indiktivität Allgemeingültigkeit hat. Dachte bisher immer, diese Berechnung gilt nur für den Fall, daß Ua >= 6*Ue ist.....und hatte daher die Verständnisschwierigkeiten. Die Induktivität begrenzt die Stromanstiegs-Geschwindigkeit. i= u*t / L Mann kann sich also einfach ausrechnen, welcher Spitzenstrom am Ende des Einschaltzykluses auftritt (Ton) Die gespeicherte Energie in der Spule ist wie folgt: E = 1/2 L i^2 Die Energie wird pro Zyklus, also pro Periodendauer übertagen: E = P * t konkret E = P * T Wobei P = Paus ist, also die Ausgangsleistung des Wandlers. Eine zu große Induktivität begrenzt also über den maximalen möglichen Strom am Ende des Ladezykluses maßgeblich die zu mögliche speicherbare Energie in der Spule und somit die Ausgangsleistung. Womit ich bei meinem nächsten Verständnisproblem bin: ----------------------------------------------------- Diese maximale Induktivität, zwingt mich dazu, einen Step-Up-Wandler prinzipiell für einen lückenden (diskontionierlichen) Betrieb auszulegen. Somit sind Eisenpulverkerne eigentlich völlig ungeeignet, da sie ja nur für Anwendungen mit hohen DC-Anteilen bestimmt sind. (geringes delta IL, der Spule) Da ich aber einen lückenen Betrieb habe, ist der DC-Anteil gleich null, und somit treten in Eisenpulverrinkernen sehr hohe Ummagnetisierungsverluste auf. Geeignet sind, nach meinen Überlegungen, also nur Ferritkerne mit Luftspalt, da Ferrit geringe Ummagnetisierungs-Verluste hat (für hohen AC-Anteil), aber sehr schnell in Sättigung geht. Die Energie wird in dem magnetischen Feld im Luftspalt gespeichert. Jetzt hab ich Datenblätter gewälzt, um heraus zu finden, welche maximale Flußdichte ich den Kernen bei höheren Frequenzen zumuten darf. In den Artikeln "Spule" und "Transformatoren und Spulen" werden ja die Standardwerte 0,3T für Ferrite und 0,5T für Eisenpulver genannt. Diese Werte gelten aber nur für 50/60Hz, oder? Denn weiters wird in dem Artikel "Transformatoren und Spulen" darauf hingewiesen, daß man bei Leistungs-Ferrite bei 50kHz unterhalb 0,15T und über 100kHz unter 0,05T bleiben muß. Hab mir die Datenblätter für die AMIDON-Eisenpulver-Rinkerne von Reichelt heruntergeladen. http://reichelt-elektronik.at/Amidon-Eisenpulver-Ringkerne/T-106-18/index.html?;ACTION=28;LA=3;ARTICLE=32304;GROUPID=3186;SID=11Teon9X8AAAIAABSlKBw97f2438fa81f570b00d930b44bb11022 Dort steht für das Material 18 bei der Cole Loss Comparison: 50kHz @225G 225Gauß entspricht 22,5mT?? Weiters habe ich versucht auf die max. Flußdichte zurück zu rechnen: Kern:106-18 Lt. Tabelle kann der Kern maximal ca. 10mJ Speichern (obige Grafik auf Seite 3) Mit der Formel kann man Bsat ausrechnen: Emax = 1/2 AL ( Bsat * le / my ) ^2 Bmax = ( Wurzel(2*E/AL))*my_r*my_0 ) / le AL= 70nH/N^2 my_0 = 4*PI*10^-7 my = 55* my_0 le = (da-di)*PI = (26,9-14,5mm)*PI = 38,96*10^-3 m^2 Bmax = 0,95T ....wenn ich richtig gerechnet habe. Woliegt mein Denkfehler? Gruß Rick
Nachtrag: Für mein oben genanntes Bsp, kommt bei genannter Website Müll heraus: Aufgabenstellung mit dem LM2577: Uin min :11V Uin max :13V Uout: 60V Iout: 10mA Schaltfrequenz: 52kHz Gibt man diese Werte hier ein: http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/aww_smps.html So erhält man für die Spule folgendn Wert: 7,85mH Die maximale Induktivität liegt aber bei ca. 1mH!, um die geforderte Leistung übertragen zu können.
Rick M. schrieb: > Dachte bisher immer, diese Berechnung gilt nur für den Fall, daß Ua >= > 6*Ue ist..... Ist auch so, beim MC34063A. Bei normalem Spannungsverhältnis und zu grosser Induktivität kommt es zu Zyklen, in denen die Ausschaltphase zu kurz ist und der Strom nicht auf 0 absinkt. Die folgende Einschaltphase beginnt dann nicht bei 0. So pumpt sich der Strom langsam hoch bis die Spannung am Ausgang passt und eine längere Ausschaltphase den Strom z.T. wieder auf 0 absinken lässt. Es ergeben sich so Makrozyklen über mehrere Schaltzyklen, deren Schaltzyklen auch oft durch die Strombegrenzung verkürzt werden. Das sieht nicht wirklich schön aus und ist ein weiterer Sargnagel für eine optimale Ausgangsfilterung, kann aber für einfache nicht anspruchsvolle Anwendungen vertretbar sein. Diese sich nicht exakt reproduzierenden Makrozyklen sorgen nebenbei dafür, dass man mit einem nicht speichernden analogen Scope schlechte Karten hat, wenn man was sehen will. > Eine zu große Induktivität begrenzt also über den maximalen möglichen > Strom am Ende des Ladezykluses maßgeblich die zu mögliche speicherbare > Energie in der Spule und somit die Ausgangsleistung. Vorausgesetzt das limitierte Tastverhältnis erzwingt diskontinuierlichen Betrieb. > Diese maximale Induktivität, zwingt mich dazu, einen Step-Up-Wandler > prinzipiell für einen lückenden (diskontionierlichen) Betrieb > auszulegen. Nicht bei <6. Das ist lediglich der favorisierte Betrieb, ist aber bei weitem Bereich der Eingangsspannung schwer durchzuhalten. Mag sein, dass Eisenpulverkerne nicht optimal sind, aber sie funktionieren trotzdem. Das mag aber ein Grund mehr sein, die Frequenz nicht an die Kante zu fahren.
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Diese Makrozyklen können u.U. so aussehen. Zu sehen ist die Spannung über Rs, also der Spulenstrom in der Einschaltphase. Man sieht hier auch, dass teilweise die Strombegrenzung anschlägt, trotz normalem Betrieb in Teillast.
Hallo A.K. A. K. schrieb: >> Dachte bisher immer, diese Berechnung gilt nur für den Fall, daß Ua >= >> 6*Ue ist..... > > Ist auch so. Bei normalem Spannungsverhältnis und zu grosser > Induktivität kommt es zu Zyklen, in denen die Ausschaltphase zu kurz ist > und der Strom nicht auf 0 absinkt. Die folgende Einschaltphase beginnt > dann nicht bei 0. So pumpt sich der Strom langsam hoch bis die Spannung > am Ausgang passt und eine längere Ausschaltphase den Strom z.T. wieder > auf 0 absinken lässt. > > Es ergeben sich so Makrozyklen über mehrere Schaltzyklen, deren > Schaltzyklen auch oft durch die Strombegrenzung verkürzt werden. Das > sieht nicht wirklich schön aus und ist ein weiterer Sargnagel für eine > optimale Ausgangsfilterung, kann aber für einfache nicht anspruchsvolle > Anwendungen vertretbar sein. > > Diese sich nicht exakt reproduzierenden Makrozyklen sorgen nebenbei > dafür, dass man mit einem nicht speichernden analogen Scope schlechte > Karten hat, wenn man was sehen will. Diese Berechnung gilt aber auch für Wandler mit PWM Verfahren. z.B. für den LM2577-ADJ konstante Eingangsspg: 12V Ausgagsspg. 60V Iout: 10mA f=52kHz maximale Impulsbreite 90%. Bei der maximalen Impulsbreite kann ich die maximale Leistung übertragen. Ich brauch 0,6W Ausgangsleistung. Wenn ich jetzt vereinfachend bei 85% Impulsbreite bleibe so gilt auch hier meine oben genannte max. Induktivität von 1mH, um 0,6W übertragen zu können. Das bedeutet aber zwangsweise lückenden Betrieb. Der LM2577 arbeitet nach dem PWM-Prinzip, hier habe ich die Nachteile vom MC nicht. A. K. schrieb: >> Eine zu große Induktivität begrenzt also über den maximalen möglichen >> Strom am Ende des Ladezykluses maßgeblich die zu mögliche speicherbare >> Energie in der Spule und somit die Ausgangsleistung. > > Vorausgesetzt das limitierte Tastverhältnis erzwingt diskontinuierlichen Naja selbst beim LM2577 ist spätestens bei 95% schluß. Man braucht ja noch einen Entladezyklus. Auchheir hab ich zwangsweite einen lückenden Strom. Steh ich auf n Schlauch? A. K. schrieb: > Mag sein, dass Eisenpulverkerne nicht optimal sind, aber sie > funktionieren trotzdem. Das mag aber ein Grund mehr sein, die Frequenz > nicht an die Kante zu fahren. und welche zulässigen Werte für Bmax nimmt man jetzt. L.t. Amidon vertragen ihre Eisenpulver Kerne 1T. Lt. den Artikel rechnet man mit 0,5T. Das ganze ist aber stark Frequenzabhängig, sowohl bei Ferrit, asl auch bei Eisenpulver, oder? Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Naja selbst beim LM2577 ist spätestens bei 95% schluß. Man braucht ja > noch einen Entladezyklus. Ausserdem schalten die Dinger nicht in Nullzeit. Irgenwann ist auch einfach Schluss mit Step-Up und man geht zu Flyback über.
Ja lt. Datenblatt ist beim LM2577 bei Ua > 10*Ue schluß. Wie kann ich mir denn dann den max. Strom ausrechnen, wenn er sich hochhangelt, bzw. die maximal mögliche Leistung? (wenn die Strombegrenzung nicht anschlägt) A. K. schrieb: > Ausserdem schalten die Dinger nicht in Nullzeit. Stimmt.
Hallo! A. K. schrieb: >> Dachte bisher immer, diese Berechnung gilt nur für den Fall, daß Ua >= >> 6*Ue ist..... > > Ist auch so, beim MC34063A. Bei normalem Spannungsverhältnis und zu > grosser Induktivität kommt es zu Zyklen, in denen die Ausschaltphase zu > kurz ist und der Strom nicht auf 0 absinkt. Die folgende Einschaltphase > beginnt dann nicht bei 0. So pumpt sich der Strom langsam hoch bis die > Spannung am Ausgang passt und eine längere Ausschaltphase den Strom z.T. > wieder auf 0 absinken lässt. > > Es ergeben sich so Makrozyklen über mehrere Schaltzyklen, deren > Schaltzyklen auch oft durch die Strombegrenzung verkürzt werden. Das > sieht nicht wirklich schön aus und ist ein weiterer Sargnagel für eine > optimale Ausgangsfilterung, kann aber für einfache nicht anspruchsvolle > Anwendungen vertretbar sein. Die Formel muß für jeden Fall gelten, auch für den MC. Für die Energie bzw. Leistungsübertragung ist allein der AC-Anteil des Spulenstroms verantwortlich. Bsp.: nicht lückender Spulenstrom --------------------------- IL max = 20A IL min = 15A delta IL = 5A -> daraus ergibt sich die Leistung P1 lückender Spulenstrom ----------------------- IL max = 5A IL min = 0A delta IL = 5A -> daraus ergibt sich die Leistung P2 Bei gleicher Induktivität gilt: ________ ' P1 = P2 ' '__________' Dabei ist es gleich, ob ich aus 12V 60V mache und 10mA verbrauche, oder ob ich aus 12V 30V mache und 20mA verbrauche. Die Leistung ist immer die gleiche. Lmax = 0,36 * Uin^2 / (f * Paus) muß in beiden Fällen gelten. Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Für die Energie bzw. Leistungsübertragung ist allein der AC-Anteil des > Spulenstroms verantwortlich. Nein. Wenn der Spulenstrom in der Ausschaltphase von 2A auf 1A sinkt, dann werden im Mittel 1,5A an Last+Elko abgegeben. Bei 1A auf 0A sind es hingegen im Mittel nur 0,5A, also ein Drittel der Energie. Der AC-Anteil ist aber in beiden Fällen gleich. Das ist ja der Witz an den oben gezeigten Makrozyklen. Der Strom pumpt so lange hoch, bis er ausreicht. Der Unterschied zu den PWM-Reglern besteht darin, das die nach der Anfahrphase permanent und stabil in diesem Bereich bleiben, mit geringem deltaI, während der MC in dieser Betriebsart durch seine eigentümliche Regelung torkelt wie ein besoffener Seemann.
Da hast Du recht. Hab jetzt mal folgende Werte hier http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/aww_smps.html eingegeben: Uin = 12V Uout = 60 V Iout = 0.01A f = 50kHz L = 10mH Dies ergibt einen nicht lückenden Spulenstrom. Imax = 60,21mA Imin = 40,96mA Der mittlere Strom beträgt 50,56mA E = U*I*t E = 12V * 50,56mA * 16,05 usec = 9,74uJ -> P=0.49W L=1mH ergibt einen lückenden Betrieb Imax = delta IL = 0,1A E = 12V * 0,1A * 11,63usec = 13,96uJ -> P=0,7W Die Zeiten für Ton habe ich der Simulation entnommen. Diese sind leider nicht gleich. Aber im 1. Bsp. ist die Aufladezeit größer, als im 2. Bsp. was für Bsp. 2 im Vergleich noch mehr Leistung ergibt. Die Spule im 1. Bsp kann die geforderte Leistung nicht erbringen.
Im ersten Beispiel liegt die Entladezeit bei 4µs in einer 20µs Periode, also bei 1/5 der Zeit. Der mittlere Strom beträgt mit 50mA das 5fache des Laststroms. Passt. Bei deiner Rechnung kommt also hinten mehr Leistung raus als vorne reinfliesst. Das sollte dir was sagen. ;-) Du solltest einfliessen lassen, dass bei einem Step-Up die Spule ihre Spannung zur Eingangsspannung addiert und daher auch in der Abschaltphase auf der Vorderseite Strom fliesst.
Zu zweiten Fall: Wenn in der idealisierten weil verlustfreien Rechnung aus Schmidt-Walter vorne mehr Leistung reingekippt werden muss, als hinten rauskommt, dann ist daran etwas genauso falsch wie andersrum. So sehe ich beispielsweise nicht, wo du die 0,1A her hast.
Es gibt mehrere Wege nach Rom. Das Tastverhältnis durch Modifikation der Oszillatorbeschaltung zu ändern ist einer davon.
A. K. schrieb: > Im ersten Beispiel liegt die Entladezeit bei 4µs in einer 20µs Periode, > also bei 1/5 der Zeit. Der mittlere Strom beträgt mit 50mA das 5fache > des Laststroms. Passt. Bei deiner Rechnung kommt also hinten mehr > Leistung raus als vorne reinfliesst. Das sollte dir was sagen. ;-) Wieso? Aufgenommene Leistung: 12V * 50,56mA = 0,61W Abgegebene Leistung: 0,49W A. K. schrieb: > Du solltest einfliessen lassen, dass bei einem Step-Up die Spule ihre > Spannung zur Eingangsspannung addiert und daher auch in der > Abschaltphase auf der Vorderseite Strom fliesst. ? Über die Bedeutung muß ich noch grübeln! A. K. schrieb: > Zu zweiten Fall: Wenn in der idealisierten weil verlustfreien Rechnung > aus Schmidt-Walter vorne mehr Leistung reingekippt werden muss, als > hinten rauskommt, dann ist daran etwas genauso falsch wie andersrum. Es fällt ja beim Entladevorgang Spannung und daher Leistung an der Diode ab.
Rick M. schrieb: > Abgegebene Leistung: > 0,49W 60V x 10mA ergibt bei mir immer noch 0,6W. > Es fällt ja beim Entladevorgang Spannung und daher Leistung an der Diode > ab. Wird das im Schmidt-Walter überhaupt berücksichtigt? Ich habe eher den Eindruck, dass der idealisiert rechnet, also weder Schaltverluste, noch ohmsche Verluste, noch Kernverluste noch die Diode einfliessen.
A. K. schrieb: >> Abgegebene Leistung: >> 0,49W > > 60V x 10mA ergibt bei mir immer noch 0,6W. Ja schon, aber die 10mA sind schlicht eine Lüge. Was ich ja im meinem Rechenbeispiel gezeigt habe. Der Wandler kann die geforderte Leistung nicht erbringen. A. K. schrieb: > Wird das im Schmidt-Walter berücksichtigt? L.t. Hilfe: In den Berechnungen werden die Dioden-Durchlaßspannungen mit UF = 0,7V berücksichtigt, die Transistoren werden als ideale Schalter aufgefaßt.
Hartmut schrieb: > infos zum erhöhen des tastverhältiss gibts hier..: > Beitrag "Re: MC34063------> von 5V auf 40V" Sorry Hartmut, Deinen Beitrag hab ich einfach übersehen. Muß mir den Beitrag zum Link erstmal durchlesen.
Rick M. schrieb: > Der Wandler kann die geforderte Leistung nicht erbringen. Oben hast du ausgerechnet, dass vorne 0,49W verbraten werden, allerdings in falscher Rechnung. Diesen falschen Wert setzt du nun ohne Begründung als abgegebene Leistung ein. So wird das nix. Zum Schmidt-Walter: Was der ausspuckt, das ist im Rahmen von dessen Idealisierung korrekt. Wenn du eigene Rechnungen ableitest und zu Ergebissen kommst, die nicht dazu passen, dann solltest du drüber nachdenken, welche der beiden Rechnungen wohl zutreffen wird (falls du zur Ansicht gelangst, es seien deine, dann solltest du ihm das schreiben, damit er das korrigieren kann ;-). Dem Prinzip nach funktioniert so ein Step-Up bei jeder beliebigen Induktivität ungleich 0, wenn man die Switcher idealisiert betrachtet. Nur kommen dann u.U. schwachsinnige Betriebsparameter oder hirnrissige Komponenten heraus. Du kannst bei diesen Spannungen dem Schmidt-Walter also kein "geht nicht" entlocken. Bei realen Switchern mit realen Betriebsparametern, gewünschtem Wirkungsgrad und bei realistischer Komponentenauswahl ist die Freiheit weitaus geringer, aber das ist Schmidt-Walter nur beim Wickelvorschlag zur Spule nicht egal. > In den Berechnungen werden die Dioden-Durchlaßspannungen mit UF = 0,7V > berücksichtigt, die Transistoren werden als ideale Schalter aufgefaßt. Ok. Bei 60V ist der Einfluss der Diode allerdings nicht arg gross.
A. K. schrieb: > Oben hast du ausgerechnet, dass vorne 0,49W verbraten werden, allerdings > in falscher Rechnung. Diesen falschen Wert setzt du nun ohne Begründung > als abgegebene Leistung ein. So wird das nix. Wieso verbraten und falsch gerechnet? Ich habe mich mit meiner Rechnung an den Artikel" Transformatoren und Spulen" gehalten und wollte damit die Energie die in der Spule gespeichert wird berechnen. Da die abgegebene Leistung nicht größer sein kann, als die aufgenommene, bin ich zu diesem Schluß gekommen. A. K. schrieb: > Zum Schmidt-Walter: Was der ausspuckt, das ist im Rahmen von dessen > Idealisierung korrekt. Wenn du eigene Rechnungen ableitest und zu > Ergebissen kommst, die nicht dazu passen, dann solltest du drüber > nachdenken, welche der beiden Rechnungen wohl zutreffen wird. Falls du > zur Ansicht gelangst, es seien deine, dann solltest du ihm das > schreiben, damit er das korrigieren kann. Ich möchte mich hier nicht als Oberdoktor aufspielen, sondern den Kram verstehen.
Rick M. schrieb: > Wieso verbraten und falsch gerechnet? Was bei der Schmidt-Walter Rechnung hinten als Leistung raus kommt ist exakt das, was du vorher ins Formular reingetippt hast. Und was vorne als Leistung reingesteckt wird ist ebendieser Wert plus Diodenverlust. Sonst gibts dort nämlich nichts, was rechnerisch Verluste produziert. Davon darfst du also getrost ausgehen. Wenn du auf Basis der Ergebnisse von S-W zu anderen Rechenergebnissen kommst, dann liegts folglich ziemlich sicher an dir. Also: In beiden S-W Fällen ist die abgegebene Leistung 0,6W und die aufgenommene Leistung knapp darüber (ca 1% Diodenverlust, 0,7V/60V). In deiner letzten Rechnung lagst du mit 0,61W vorne bei den spezifizierten 0,60W hinten passend. Wo siehst du abgegebene 0,49W?
Du hast natürlich recht! Wenn ich beim 1. Bsp. mit E = 0,5*L*I^2 rechne bekomme ich die richtige Leistung.Wobei I der mittlere Strom (I_m) ist. Nur wenn ich mit E = U_in*I_m*t_on rechne bekomme ich Mist raus. Vielleicht komm ich morgen auf meinen Fehler drauf, heute wird das offendichtlich nix mehr. Gruß Rick
Rick M. schrieb: > Nur wenn ich mit E = U_in*I_m*t_on rechne bekomme ich Mist raus. Yep, und ich hatte auch schon erwähnt weshalb. Inwiefern unterscheidet sich denn der mittlere Strom der 12V-Versorgung (Ie) vom mittleren Spulenstrom (IL)? Ein Blicks aufs Prinzipbild bei S-W sollte das verdeutlichen.
Hallo! A. K. schrieb: > Yep, und ich hatte auch schon erwähnt weshalb. Inwiefern unterscheidet > sich denn der mittlere Strom der 12V-Versorgung (Ie) vom mittleren > Spulenstrom (IL)? Ein Blicks aufs Prinzipbild bei S-W sollte das > verdeutlichen. In der Ausschaltphase addiert sich die Spulenspannung mit der Betriebsspannung.Dies kann man auch ausrechnen. ul = L*di/dt = 10mH*(63,84mA-46,52mA)/3,48usec = 49,7V Addiert mit der Betriebsspannung ergibt das: 49,7V + 12V = 60,7V (0,7V Diodensp. inkludiert) Es fließt also von der Betriebsspannung her ein Stom in der Einschaltphase und in der Ausschaltphase, des Transistors. Leider will sich mein grundsätzliches Verständnisproblem einfach nicht lösen. Ich denke da immer in Energiemengen. Q_in und Q_out, bezüglich der Spule. In der t_on Zeit wird die Spule mit Energie geladen (Q_in) und in der t_off Zeit wird der Spule wieder Energie entnommen Q_out. Beide Energien müssen gleich groß sein Q_in = Q_out. Idealisiert also 0,6W. Bezogen auf das mittlere Diagramm von W-S müsste die Energie in der Einschaltphase (0 bis 16,05usec) gleich der Energie in der Ausschaltphase (16,05 bis 20usec)sein. Meine Holperrechnung E=U*I*t gilt aber nur für lückenden Spulenstrom. Aber bevor Du die Geduld mit mir endgültig verlierst, suche ich im Netz noch nach mehr Infos. ;-) Vielleicht löst sich ja der Knoten. (S-W, Sprut, Rehrmann und Co. konnten das bisher leider nicht schaffen) Gruß Rick
Hallo! Ich glaub, jetzt is der Knoten auf.... Beim Entladen arbeiten die Spule und die Quelle in serie zusammen. Vergleichbar mit 2 Batterieen in serie. Beide liefern Energie. Also war meine Rechnung mit den 0,5W Spulenleistung gar nicht falsch, es fehlte nur noch die Leistung von 0,1W von der Betriebsspannung, um auf 0,6W zu kommen. Hab das Ganze nachgerechnet und es passt. U_in_min= 11V U_in_max= 13V Ua= 60V Ia= 0.01A -> P_out= 0,6W f= 52kHz L= 10mH I_m= 55,18mA (mittlerer Spulenstrom = Ie) Entladen: --------- Energieabgabe Quellenspannung: E1= Ue*Ie*t_off = 11V*55,18mA*3,48usec= 2,11uJ -> P=0,1W Energieabgabe Spule: E2= UL*Ie*t_off = 49,7V*55,18mA*3,48usec = 9,54uJ -> P=0,5W E1+E2=0,6W ________ Probe: Ladeenergie Spule: E2= UL*Ie*t_on= 11V*55,18mA*15,75usec = 9,56uJ -> P=0,5W Gruß Rick
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