Hallo!
Ich habe hier einen IGBT der in einer Impulsanwendung sein Leben ständig
beendet. Der IGBT kann 700A für 1ms und 320A Dauerstrom.
Ich hab ihn nun mal mit einem 500us Puls angesteuert wobei der Strom auf
150A begrenzt war. (Ordentliche Gatetreiber sind vorhanden -> 300ns und
der IGBT ist an) TurnOn-Delay ist wohl 140ns laut Datenblatt.)
150A für 500us sind ein kacks. Das kann der 2x im Dauerbetrieb.
Die 150A werden nach 200us erreicht und dann 300us gehalten.
Ersatzscaltmäßig wird das verhalten durch eine Induktivität mit
Innenwiderstand erreicht.
Fakt ist: hier läuft was falsch!
Ich hab die IGBTs geöffnet. Der Emitter ist 8x auf einen 1.0x1.5cm
großen Chip gebondet. Das Gate ist 1x am untenren linken Rand gebondet -
dort wo auch der Gate-Pin das Gehäuse verlässt.
Ich hab die IGBTs geöffnet (Schraubstock...) und mir den kaputten Chip
angeschaut.
Die Stellen um die 2 Bonddrähte die am nächsten am Gate sind, sind
durchgeschmolzen.
Was ist hier los? Kühlungsproblem ist es nicht. Impulse kann man nicht
Kühlen. Die werden von der Wärmekapazität des Chips gefressen. Dutycycle
ist natürölich gleich 0..
Wenn jemand einen schlauen gedanken hat.... immer los.
MFG
was hast du denn für einen Aufbau?
Ich hatte bei mir jede Mende Überspannung und Überströme beim Einund
Ausschalten meines IGBT's erzeugt und hab so auch meine zerschossen.
Hast du dir deine Ausgangsspannung mal angeschaut?
Stichwort: Snubber
GeSnubbt wird per 20A Spressordiode (24V) an den Gates und per 20ns
Ansprechzeit Varistor für 470V (IGBT kann 600 und hat "High Avalance
Ratings" - allerdings nix weiter im Datenblatt spezifiziert.
Spannungen sind es also nicht.
Mich wurmt es ein wenig dass die beiden Bondstellen nahe des Gaten
wegbrennen. Und das bei jedem. immer nur die 2 Stellen.
Gute Frage. Wie stellt man das fest? ;-)
Man müsste die IGBTs eifnach angeschaltet lassen und sehen was passiert.
Wenn sie dann beim gleichen versuch nicht durchbrennen... hmmh
Hab nicht mehr sooo viele.
> 20A Spressordiode (24V)
Die meisten IGBTs vertragen am Gate max. +-20 Volt, so wie die meisten
MOSFETs, kein Wunder, ein IGBT ist ja ein Bipolatransistor mit einem
MOSFET am Eingang, deshalb ja auch die max. 20V am GATE.
Außerdem, wie sieht es den mit dem Datenblatt aus, wenn da nicht mal die
Maxwerte stehen, dann hast du da ganz bestimmt keine IGBTs vor dir
liegen, die in dieser Leistungsklasse spezifiziert sind. Angabe können
teuschen und unvollständige erst recht.
Eine andere Möglichkeit wäre, dass deine IGBTs Fakeware sind, die
Diskussionen darüber gibt es hier auch zu hauf.
> Man müsste die IGBTs eifnach angeschaltet lassen und sehen was passiert.
Aber bitte nicht bei 150 A, ohne das die Dinger zur Kühlung in Wasser
schwimmen!! :o)
Wäre außerdem interessant zu erfahren, ob die Dinger beim Ein- oder
Ausschalten abrauchen, was aber bei den kurzen Impulsen nur schwer zu
machen wäre.
Mein Vorschlag:
Miss mal die Vce aus, müsste laut Datenblatt <= 1,25 V sein.
Versuch es mal mit einer ohmschen Last. Bei den kurzen Pulsen tun ein
Paar dicke 10W Rs || schon nen ganz guten Dienst.
----
Damit hättest du schon mal induktiven Rückwirkungen größtenteils auf den
Transistor ausgeschlossen und wenn dieser trotzdem abraucht, würde ich
mich an den Hesteller wenden, sofern du auf der Arbeit damit zu tun
hast.
Und wie ich es schon sagte, kann es natürlich auch sein, dass du
gefälschte erwischt hast.
Hier einige Beispiele:
Beitrag "XTR106 - ganze Charge funktioniert nicht - ICs ggf. gefälscht?"
Beitrag "Gefälschte Transistoren!"
Mach mal ein paar Bilder, interessiert mich.
Könnte es eventuell daran liegen, das der IGBT irgendwie ungleichmässig
aufgebaut ist (weiss nicht wie der Die aussieht) oder ungleich gekühlt
wird.
Im ersten Fall würde das bei zu langsamem Gatetreiber/nicht ganz
durchgeschalteter IGBT dazu führen, das Teile des Dies leiten, wogegen
andere bereits nicht mehr leiten (Leistung über kleineren Querschnitt,
in deinem Fall nahe der Gatekontaktierung) ==> Bondingdrähte brennen
weg.
Im zweiten Fall (eher unwahrscheinlich) wird der (ev. unvolltändig
durchgeschaltete) Die am Gate wärmer als der Rest und leitet dadurch
immer besser bis er wegbrennt
Fotos werden gerne gemacht - ab morgen habe ich die möglichkeit dazu.
Also: beim Einschalten kann der IGBT ja nicht kaputt gehen, weil durch
die induktive Belastung am Anfang effektiv kein Strom fließt.
Beim Ausschalten: der IGBT ist gegen Rückinduktion geschützt. Dioden
leiten die überschüssige Energie wieder in die Pufferkondensatoren
zurück. Das ganze ist als Asymmetrische Halbbrücke aufgebaut.
Am Kollektor ist ein Widerstand eingebaut der (habe ich gerade gemssen)
etwas um die 55nH aufweist. Erst dann kommt der Varistor der eventuelle
Spannungskappen abknippst.. Die Dioden haben ja auch eine
zuleitungsinduktivität usw...
Fakt ist: 55nH und ~150A -> 0.85mJ Energie! Das ist nicht viel Avalance
energie die der IGBT da verbraten muss...
Mein Gate wird in nachgemessenen 400ns entladen. die TurnOff-Time liegt
bei 1.5us. Wenn man mal den absolut übertriebenen Worstcase rechnet:
1.5us 320V 150A -> 75mJ Ausschaltenergie. Geht man von der Spez.
WärmeKap. von Silizium aus, dürfte der Chip nur 1mg wiegen, damit er
sich um 100K erhitzt.
So ein dicker IGBT wiegt natürlich mehr (den Silizium anteil meine ich).
Also die 75mJ (die ja schon völlig übertrieben sind) können es irgendwie
auch nicht sein!?
hmmh.
Ich habe mal einen Schaltplan in den Anhang geschmissen. Paint. Sry. Zu
erkennen ist es. die Supressordioden am Gate sind weggelassen, die Gates
werden gleichzieitg mit der gleichen Flankenform angesteuert. Das
Potential des obereren Gates wird natürlich angepasst.
Sorry wenn ich so dümmlich frage, aber bei dieser Anordnung brennen die
Beiden gleichzeitig durch ???
Ist ja wohl mehr als seltsam !
Wie ich oben schon schrieb, ersetze mal die Induktivität durch ohmsche
Last.
Die Gatespannung könntest du nach Vorschlag von 'Wikinazis' auch so auf
17 V erhöhen mit 18 V Zdioden als Schutz und wenn die Teile immer noch
Rauchzeichen geben, dann ist's ne Mogelpackung.
Es wäre natürlich sinnvoll nur einzelne Parameter zu ändern, um die ware
Ursache herauszufinden, also zunächst Gatespannug erhöhen -> testen ->
Induktivität ersetzen -> testen, aber wenn du nicht mehr so viele von
den Teilen hast, kann man das auf diese Weise natürlich schlecht
durchführen.
>Mein Gate wird in nachgemessenen 400ns entladen. die TurnOff-Time liegt>bei 1.5us. Wenn man mal den absolut übertriebenen Worstcase rechnet:>1.5us 320V 150A -> 75mJ Ausschaltenergie. Geht man von der Spez.>WärmeKap. von Silizium aus, dürfte der Chip nur 1mg wiegen, damit er>sich um 100K erhitzt.>So ein dicker IGBT wiegt natürlich mehr (den Silizium anteil meine ich).>Also die 75mJ (die ja schon völlig übertrieben sind) können es irgendwie>auch nicht sein!?>hmmh.
So einfach würde ich das aber nicht rechnen. Schließlich geht es nicht
einfach nur um die Masse des Gesamtchips in dieser kurzen Zeit, sondern
eher um die Scheibe, die von der Sperrschicht selber gebildet wird. In
der einen µs wird der restliche Chip vermutlich noch gar nicht viel
mitbekommen.
Grundlage sind da eher solche Dinge wie die Bilder 9+10 im DB, die
Aussagen geben über Reverse-Bias Safe Operating Area bzw. Maximum
Transient Thermal Impedance.
Aber wenn ich das mal so überschlage, sollte man sich trotzdem im
erlaubten Bereich befinden, bzw. man kann sich paar 10kW für die
gemessenen An/Abstiegszeiten erlauben.
ich würde die Eingangsspannung mal um ne 10er Potenz runter gehen und
mir die Spannungs- und Stromverläufe(Strommesszange fürs Oszi)
anschauen. Wenn du da Überschwinger siehts seh zu dass du das
wegbekommst bevor du mit der Spannung höher gehst.
Du meintest was von Supressordioden-Snubber, ich hatte da eher einen
klassischen RC Snubber wie er oft in der Literatur zu finden ist.
DerAlbi schrieb:> Der IGBT kann 700A für 1ms und 320A Dauerstrom
Der Chip ja, das Package nicht.
ILRMS Terminal Current Limit 160 A
Also brennt Dir wahrscheinlich beim Abschalten des IGBTs das Package ab.
Das Package brennt in so kurzer zeit nicht ab. Das alles ist eine Sache
der Verlustleistung. Die ist sicherlich relativ hoch.. aber die Zeit ist
auch extrem kurz. Damit ist die entsprechende Energie sehr gering. Egal
wie, auch die 160A der Beinchen habe ich nicht überschritten.
JA, es brennen beide Seiten durch. Wobei eine Seite (der untere IGBT)
den typischen Schaden aufweist den ich beschrieben habe und die andere
Seite (oben) Raucht richtig ab - also dort brennen die Bondingdrähte
weg.
Wenn ich mir das so überlege: bei dieser Brückenkonfig gibt es keinen
Grund, dass die Chips zusammendurchbrennen. Wenn ein IGBT durchbrenn...
meinetwegen. Aber das zerstört den anderen IGBT idR nicht.
Warum nimmst du diese Varistoren und noch Dioden als Freilaufdiode wie
das üblich ist?
Wenn der Varistor zu langsam schaltet, ist dein IGBT tot! Hast du mal
geschaut, ob die in Ordnung sind und auch schnell genug sind?
>Wenn ich mir das so überlege: bei dieser Brückenkonfig gibt es keinen>Grund, dass die Chips zusammendurchbrennen. Wenn ein IGBT durchbrenn...>meinetwegen. Aber das zerstört den anderen IGBT idR nicht.
Wieso soll der nicht durchbrennen? Es werden ja wohl beide gleichzeitig
aktiviert. Und wenn die Bonddrähte wegbrennen, dann ist einer der IGBTs
einen Moment vorher durchgebrochen (Kurzschluß), und hat dann den
anderen durch extremen Überstrom mitgenommen.
Ob einer von beiden durchbricht hat keinen Einfluss auf den anderen.
Diese IGBTs haben nen Vcesat von <1.5V... Ob diese Spannung nun nicht
abfällt bekommt der obere IGBT gar nicht mit.. ob nun 320 oder 318V über
die last abfallen.. pfff.
Der Varistor ist in 24ns lt Datenblatt spätestens aktiv.
Ich hab jetzt mal ein ordentliches Foto gemacht.
Gut dass man das in Paint dann beschriftet und dabei genauer hinschaut.
Es sind nicht die 2 Bonddrähte die wegbrennen, sondern es ist der Chip
der den Fehler verursacht. Ich kann leider die "Einkerbungen" (ist ja
nur "farblich") nicht deuten was das ist. Aber an den Enden der 2
Einkerbungen scheint was zu rauchen. Rings ums Gate.
Außerdem sind es nur 6 Bonddrähte, die der rechte Totalausfall verrät..
Der rechte IGBT sieht definitv nach Überstrom aus. Da ist auch der Die
nur um die Bonddrähte geschmolzen. Die anderen zwei... hmmh.
Das Gehäuse zu öffnen ohne den restlichen Chip zu beschädigen war leider
nicht möglich.
Ja, 600kb. Dafür kann man jetzt ordentlich ranzoomen. Hier gehts um
Details.
Tja, geschmolzenes Silizium.
Beim Einschalten kann es ja nicht gewesen sein, weil Last induktiv ->
Strom kommt nach Spannung. Beim Abschalten ist der kurze Peak durch
Gegeninduktion ebenfalls zu schwach, um solche Flächenbrände zu
verursachen. Da bleibt eigentlich dieselbe Vermutung, wie ich diese
schon oben Paar mal erwähnt habe: Die Transen sind nicht für solch hohe
Ströme ausgelegt -> FAKE.
Zeig doch mal bitte ein Bild vom Herstellerlogo / Bezeichnung auf den
Transen. Es gibt hier fast immer Experten, die anhand des Logos sofort
erkennen, ob das Ding echt ist oder nach leichtem Abschliff neu gelasert
/ graviert wurde.
Danke, dass du das offensichtliche dargelegt hast. Der Überstrom ist
nicht mein Problem. Schau mal genauer auf das Brandmuster der beiden
anderen IGBTs.
Das war kein Überstrom...(?)
Zumindest hat Überstrom die Zerstörung nicht eingeleitet (?)
Direkt neben dem Gate sind Brandflecken... und rings ums Gate...
Wichtig ist: kann man aus dem Brandmuster herausfinden was exakt die
Zerstörung verrsacht hat?
>Ob einer von beiden durchbricht hat keinen Einfluss auf den anderen.>Diese IGBTs haben nen Vcesat von <1.5V... Ob diese Spannung nun nicht>abfällt bekommt der obere IGBT gar nicht mit.. ob nun 320 oder 318V über>die last abfallen.. pfff.
Deine Last ist eine Induktivität mit Ri=156mOhm (oder reden wir nicht
mehr über Deinen handgemalten Schaltplan weiter oben?). Innerhalb von
paar 10 µs findet der Strom seinen Weg über die 1000A Marke, und findet
erst bei reichlich 2000A seine Grenze. Du schreibst zwar anfangs was von
Begrenzung auf 150A, aber so schnell begrenzen viele / die meisten
Quellen den Strom nun auch wieder nicht.
Und schreibst Du noch was ersatzschaltungsmäßiger Induktivität mit
Innenwiderstand. Wäre mal interessant, wie du so was ersatweise machst.
Zugegeben, ich verheimliche, dass jeweils 16 IGBTs in jeder
Schaltungsposition parallelgeschaltet sind. Der Spitzenstrom ist 1.9kA.
Ausgeschaltet wird bei 1.85kA. Aber Verteilt auf jeweils 16 IGBTs.
Ob die Verteilung sinnvoll funktioniert, werde ich gleich ausmessen. die
12mOhm mit den 55nH repräsentieren das Ausgleichswiderstandsnetzwerk.
Ebenfalls angehängt...
Bild des Gehäuses ist wie gewünscht da.
1.Behauptung:
> Das war kein Überstrom...(?)
2.Frage:
> Wichtig ist: kann man aus dem Brandmuster herausfinden was exakt die> Zerstörung verrsacht hat?
Entschuldige, aber soll das hier ne Verar.... sein ?
Nein, wie du siehst hat der IGBT eine spezielle Chip-Struktur. Der
Überstromschaden hat einfach den Chip geschmolzen. Das sieht man gut auf
dem rechten Exemplar. Rings um die Binddrähte ist alles flüssig gewesen.
Die beiden anderen haben andere Muster. Ich zweifle nicht daran, dass
die Brandmuster letzlich durch Überstrom entstanden sind, aber die
wirkliche Frage ist doch, wie es dazu kam, den richtiger Überstrom
brennt den Chip nur an den Bonddrähten durch (siehe rechts). Links sind
eindeutig rings ums Gate Spuren deren Ursache nicht auf Überstrom
zurückzuführen ist. Die Frage ist: wo kommen sie sonst her? Bzw was muss
man ändern um das zu verhindern....
so viel zur Verarsche.. :-/
OK.
Nehmen wir uns mal das Ausglewichwiderstandsnetzwerk vor: wie baut man
sowas sinnvoll in den Emitter?
Meine Gatetreiber pusten 15V raus. Schwellspannung ist irgendwas um die
7-8V.
An den Emitterwiderständen müssten also minimum 7V abfallen bei
Maximalstrom. Bei 320A würde das 21mOhm machen. OK, 16x parallel ->
wunderbar niederohmig in der Gesamtheit, da kann man auch 50mOhm
spendieren.
Das Ausgleichwiderstandsnetzwerk funktionert auch am Kollektor. Aber
tatsächlic weniger effektiv.
Denkt ihr wirklich, das ist ein Versuch wert?
Meine güte bin ich ein Idiot.
Ich habe mich damals gegen den Emitter entschieden weil ich dachte:
"Wenn die Gates nicht voll aufgerissen werden, dann wird die
Verlustleitung zu groß"
Dabei würde es sich ja so regeln, dass die Verlustleistung höchstens so
groß wird, wie bei allen anderen.
Meine obrige Rechnung ist nicht korrekt bzw dumm.
Das Gesamte Modul soll später 5kA schalten können. Wie berechnet man
denn da die Emitterwiderstände? :-D
Das würde ja die genaue Kenntnis der Kennlinie voraussetzen...
mathematisch formuliert natürlich.
Gut, vielleicht bin ich auch etwas zu sehr in die Lineartechnik
gerutscht, wo Ausgleichs-R's wichtiger sind. Aber die gehören eben unten
rein, nicht oben.
Das Problem dürfte sein, daß die IGBTs nicht wirklich zur gleichen Zeit
ein/ausschalten durch Exemplarstreuungen (sind leider nur Max.-Werte im
DB, läßt sich schlecht einschätzen). D.h. also einer wird der erste bzw.
der letzte sein, der ein/ausschaltet, und damit den gesamten Strom kurz
tragen muß. Kritischer wird die Ausschaltphase sein, denn den
Einschaltmoment wird wohl die L begrenzen, zumal die Einschaltzeiten
rel. kurz sind.
Beim Ausschalten wird einer zum Schluß den Gesamtstrom tragen, und macht
als letzter das (sein) Licht aus.
Bis jetzt fällt mir nur ein Ausmessen von gleichen IGBTs ein bezüglich
gleicher Ausschaltzeiten und auch Uge.
Naja bist du dir sicher, dass das kein Lineares Problem ist? ;-) Ich bin
grade ziemlich verliebt in deinen Ansatz. Irgendwie macht der wesentlich
mehr sinn. Ich muss nur Emitterwiderstände zurechtschneiden die den
Strom auf 320A begrenzen.
Was die Ausschaltzeit angeht: kann denn während der Ausschaltzeit der
Strom durch den IGBT wirklich noch steigen?
Das Gate ist dann leer. Geregelt wird durch die Emitterwiderstände also
nix... das ist klar. Aber ob der Strom noch steigt??
Die Exemplarstreueung wird ja nicht so groß sein, dass es sich hier um
Größenordnungen handelt, die gefärlich werden önnen. Der heißeste und
der kälteste IGBT würden sich um 0.8us unterscheiden. Wenn man davon
ausgeht, was das Datenblatt sagt.
Dass es zZ heiße und klate IGBTs gibt, kann gut möglich sein. Das würde
das Ausgleichswiderstandsnetzwerk am Emitter aber wesentlich besser
verhindern.
Ich gehe mal davon aus, dass die Exemplarstreuung nicht größer ist als
das was die Temperatur verrsachen könnte. (?)
Wenn der IGBT eine FET-Bipolar-Kombinatin darstellt, dann gilt, wie bei
jedem Bipolartransistor neben Imax und Umax, auch Pwtot als Grenzwert
welcher nicht zu überschreiten ist. Das Wird in der Analogtechnik meines
Wissens mittels SOAR-Schutz sichergestellt.
Schneidet die IU - Kennlinie beim schließen oder öffnen die Pwtotkurve
so wird wird der Transistor thermisch zerstört. Dafür genügen an
Gesichts des Volumens und des inneren thermischen Widerstandes ns-µs.
Namaste
Gut, dann sag ich mal so: Ich begrenze den Strom druch den IGBT von vorn
herein auf 320A. Beim ausschalten MUSS der das überleben.
Im Datenblatt ist die TurnOff-Kurve bis 320A bei 125°C definiert.
Die "Reverse Bias SOA" kurve sagt mir, das ich bis 480V bei 320A
Schalten dürfte.
Ist da was falsch dran?
Und geklärt werden muss noch: kann während der Ausschaltphase (also wenn
das Gate schon leer ist) der Strom durch den IGBT noch steigen?
Du könntest vlt. auch mal einen von denen "chemisch" öfnnen (mit
lösemittel oder in kolophonium kochen (geht das da? , ich kenns nur von
ICs, aber da wird überall das gleiche zeug drauf sein...))
Habe mich übrigens gerade mal mit der Ausschaltenergie beschäftigt:
Ich hatte ja bereits ausgerechnet: die völlig übertriebenen 0.75mJ
machen 1mg Silizium um 100K heißer.
1mg Silizium bekommt man zusammen indem man um jede der Bondstellen
einen Radius von 1mm annimt (was thermisch gesehen wohl gar nicht sooo
dumm ist) und die resultierenden zylinder bräuchten nur eine dicke von
22.7um um auf die Gesamtmasse zu kommen.
Der IGBT ist wesentlich dicker. Die Energie ist kleiner.
Egal wie, die asschaltenergie kann der Fressen.
Gibts Rechnungen die das Gegenteil beweseisen? :-)
1.
> ein Ausmessen
Statisch und dynamisch?
2.Ob die Schutzdioden schnell genug sind um die Abschaltspannung
abzuleiten? Wahrscheinlich wirken Deine IGBTs vorher "wie Z-Dioden"
bevor sie flüssig werden.
Wenn Du 16 Transis parallel hast, die zusammen 2kA strömen lassen, und
dann schaltest Du 15 ab, und erst 50ns später (weil er evtl. einer von
der späten Sorte ist) den sechzehnten, dann muß doch dieser eine Transi
für 50ns den Gesamtstrom plötzlich übernehmen. Also 2kA. Das ist dann
das Problem, daß man bei so einer massiven Parallelität schonmal extreme
Stromspitzen für einen einzelnen reinbekommt.
Ob Ausgleichs-R's da gegenwirken können - glaube ich nicht so recht
(zumindest in Zusammenhang mit meiner Theorie mit der unterschiedlichen
Ausschaltzeit), denn ehe so ein IGBT wirklich abschaltet, ist das Gate
ja wirklich schon auf 0 - da gibt's also nix mehr auszugleichen.
@Winfried J.
SOA - das ist eigentlich das, was ich oben um 13.09.2011 10:44 erwähnt
hatte.
Da bewegen wir uns aber noch lässig drin, denke ich mal, solange wir mal
die Parallelisierungseffekte weglassen würden.
Datenblatt sagt "High Avalanche Capability". Er muss es nur 24ns
aushalten, dann kommt der Varistor. Sollte klappen. Die 55nH des
Ausgleichnetzwerk kann bei 150A auch nur Energie im einstelligen
mJ-Bereich liefern.
Aber nach überspannung sieht der schaden im Foto schon irgendwie
trotzdem aus.
Jens, ist das bei dir nur eine Theorie oder ein Wissen?
Also wenn ich mal an das Semester denke in dem wir "Mikroelektronik"
hatten, dann bestimmt folgendes die Ausschaltzeit:
1) Die Basissättigung des PNP-Transistors -> Speicherzeit. (ist das bei
nem IGBT vorhanden oder ist das nur etwas, was der Ersatzschaltbil
verspricht?)
2) Rekombinationszeit der N- und P+-Schichten. Dort rekombinieren die
Ladungsträger nicht soo schnell und vor allem die N- Schicht ist
furchtbar dick.
Egal wie:
1) Sättigung der Basis kann man bei den Stömen vernachlässigen.
2) Rekombinationsphasen sind Rekombinationsphasen. Da werden keine
zusätzlichen Ladungsträger beweglich. Der Strom braucht halt nur so
lange zum Abklingen. Deswegen bin ich dagegen, dass der Strom während
des Abschalten tatsächlich steigen kann.
Aber wenn ich falsch liege, bin ich gerne bereit meine Meinung zu
ändern.
Btw: die Fotosache ist noch ungeklärt. Das Brandmuster um das Gate herum
verwirrt mich noch immer.
Dein Varistor kommt nur bei Überspannung dran, nicht bei Überstrom.
>Aber nach überspannung sieht der schaden im Foto schon irgendwie>trotzdem aus.
Auf die Begründung für diese Schlußfolgeung wäre ich mal gespannt (ich
will damit nicht ausschließen, daß es ein Überpsannungsschaden sein
könnte).
Ich gebe zu nicht alles gelesen zu haben, aber wenn da auch noch 16
Stück
parrall schalten sollen, dann sollte man die ausmessen besonders auf
Gatekapzität und deren Entladekurve (Schaltzeiten einzeln vermessen und
klassifizieren) hin, denn das ist ein wirklich übler Haken.
eine weitere Falle Lauert dann im Layou. Das sollte keine
Imedanzunterschiede in den Gate und Sourceleitung aufweisen(Sternförmig
speisen) Stromschiene ist da i baba.
Namaste
Schau enfach mal an, wo der Überstromschaden durchbrennt, und wo der
Überspüannungsschaden durchbrennt. Übersrom schmilzt das siliziuum am
Emitter, Überspannung kracht am Gate wirgendwas durch. Das ist zumindest
meine Meinung. Es muss ja einen grund Geben warum nur am Gate was
wegschmilzt.
Ich bin leider erst ab 21:00 wieder da..
DerAlbi schrieb:> wo der Überstromschaden durchbrennt, und wo der> Überspüannungsschaden durchbrennt
Das WO sagt noch wenig über den zeitlichen Verlauf bis zur Schmelze.
Wenn die Ansteuerung zu langsam ist, entsteht auch viel Wärme.
400ns lautet die Zeit um das Gate zu laden oder zu entladen.
Auf jeden Fall weniger als die Fall Time.
Die Risetime hat damit ja nix zu tun. Da ist die Leistung auch wirklich
wurst.
Also nochmal fix zusammengefast:
1) Wir benötigen Hintergrundwissen über die Falltime
2) Wir müsses das Problem der Überspannng lösen (wo kommt die her?)
3) Wir brauchen eine möglichkeit den Emitterwiderstand zu berechnen.
Ich hab den Aufbau mit den Ausgleichs-Rs im Emitter-Pfad mal simuliert.
Ich hab nen IGBT modell gemacht dass in der Charakteristik den
Kapazitäten und der Transferkennline entspricht.
Mit 20mOhm wird bei 15.2V Gatespannung der Strom auf 315A begrenzt.
Soweit also alles schön und gut.
Aber: ..Sollte diese Strombegrenzung mal wirklich einsetzen.. um himmels
willen. das ist im 2stelligen KW-Bereich, das dann an Leistung anfällt.
@ Winfried J. (Firma: Nisch-Aufzüge) (winne)
>Wenn der IGBT eine FET-Bipolar-Kombinatin darstellt, dann gilt, wie bei>jedem Bipolartransistor neben Imax und Umax, auch Pwtot als Grenzwert>welcher nicht zu überschreiten ist.
Statisch bzw. bei bestimmten Pulsbreiten. Siehe SOA-Diagramm.
> Das Wird in der Analogtechnik meines> Wissens mittels SOAR-Schutz sichergestellt.
;-)
Man muss die SOA einhalten, damit der IC dauerhaft überlebt. WIE man das
macht, ist eine andere Frage.
>Schneidet die IU - Kennlinie beim schließen oder öffnen die Pwtotkurve>so wird wird der Transistor thermisch zerstört.
Käse. Das würde jede digitale Leistungsstufe unmöglich machen. Die
schneiden das dauernd!
>Dafür genügen an>Gesichts des Volumens und des inneren thermischen Widerstandes ns-µs.
Käse^3. Gerade so ein Monster-IC verträgt satte Pulsenergie.
@ DerAlbi (Gast)
>Zugegeben, ich verheimliche, dass jeweils 16 IGBTs in jeder>Schaltungsposition parallelgeschaltet sind. Der Spitzenstrom ist 1.9kA.>Ausgeschaltet wird bei 1.85kA. Aber Verteilt auf jeweils 16 IGBTs.
Jaja, früher Ghettoblaster, dann GTI, heute schaltet man KiloAmpere ;-)
>Ob die Verteilung sinnvoll funktioniert, werde ich gleich ausmessen.
Allein das ist nicht trivial. Das kann man nicht rein statisch und
ohmsch betrachten.
Da kommt das Magnetfeld mit seiner Stromverdrängung ins Spiel.
Die 16 IGBTS kann man NICHT einfach linear geometrisch anordnen, selbst
wenn rein ohms alles symetrisch wäre. Durch Skin- und Proximityeffekt
muss man das sternförmig aufbauen, damit wird der Strom magnetisch
symetriert.
Dass die Ansteuerung auch SEHR synchron erfolgen muss, sollte klar sein.
Ich sag mal Pi mal Daumen kann man sich kaum 50ns Skew leisten.
Wahrscheinlich ist ein Großteil deines Stroms durch EINEN IGBT
geflossen, eben weil der Aufbau NICHT symetrisch ist. Das killt ihn
dann, logisch.
>12mOhm mit den 55nH repräsentieren das Ausgleichswiderstandsnetzwerk.>Ebenfalls angehängt...
Ein PSpice Schaltplan sagt wenig. Der reale Aufbau zählt.
Emitterwiderstände sind hier nicht sinnvoll, vor allem weil sie viel
zuviel Leistung verbraten.
MfG
Falk
P S Wenns nur um Pulse geht (Railgun?). Thyristoren sind hier brauchbar
und liefern bisweilen "more bang for the buck". Hab ich vor einiger Zeit
mal mitentwickelt. Vier Zweige mit je zwei seriellen Thyristoren,
sternförmig angeordnet. Zündung per Ringkernübertrager und viel Strom
(40A primär, ca 2A ins Gate). Damit schaltet man sicher 6kA. Bei knapp
10kA war dann aber Schluss ;-) IXYS CS60 ist dein Freund.
P P S Bau erstmal EINEN Kanal auf, den testest du dann allein mit
maximalem Strom. Dann zwei Kanäle, dort dann mal messen wie synchron das
alles ist. Dann irgendwann 16 Kanäle.
Prinzipiell isses ne Coilgun. :-D Nix Railgun. Das ist zu laut.
Wärst du so freundlich mal eine geometrische Anordnung zu malen, die
"perfekter" wäre..?
Zur Zeit liegen jeweils 4 IGBTs verschraubt aufeinander und diese Blöcke
sind dann jeweils parallel nebeneinander mit 5mm Abstand
Die Menge an IGBTs diktiert es dass man irgendwas baut, was aufenander
liegt. Wobei ich mir 2 8er-Sterne aufeinander versetzt durchaus
vorstellen könnte.
Die Ansteuerung der IGBTs ist komplett gleichzeitig. Jeweils 4 Gates
sind direkt verunden und haben einen Trieber. Tm unterschiede zwischen
den 4 treibern auszugleichen sind die 4er-Blöcke nochmals jeweils mit
1Ohm Verbunden.
Was stimmt mit den Emitterwiderständen nicht? Wenn ich 16x 20mOhm
parallelschalte an Emitter und Collektor hab ich ~2.5mOhm in Serie. So
schlimm ist das nicht. Das ist sogar weniger als jetzt.
Ich arbeite gerade an einem WärmeModel für den IGBT. mal sehen. Dauert
ein wenig.. bin leider neu bei LTSpice. Die Kennlinie klappt schon.
Jetzt bin ich dabei Vcesat wärmeabh. zu machen. Ich hoffe daraus lernt
man etwas.
MFG
@ DerAlbi (Gast)
>Wärst du so freundlich mal eine geometrische Anordnung zu malen, die>"perfekter" wäre..?
Superlative kann man nicht steigern. Ist doch alles gesagt. Sternförmig.
IN der Mitte rein, N x sternförmig nach aussen, dort auf einen Ring, der
dann auch wieder sternförmig auf einen Punkt gebracht wird. Wobei man
den Ring auch weglassen kann. Wichtig ist auf jeden Fall IMMER ALLES
sternförmig.
>Zur Zeit liegen jeweils 4 IGBTs verschraubt aufeinander und diese Blöcke>sind dann jeweils parallel nebeneinander mit 5mm Abstand
Ein Bild sagt mehr als tausend Worte.
>Die Ansteuerung der IGBTs ist komplett gleichzeitig.
Das glauben alle ;-)
> Jeweils 4 Gates>sind direkt verunden und haben einen Trieber.
Hmm.
> Tm unterschiede zwischen>den 4 treibern auszugleichen sind die 4er-Blöcke nochmals jeweils mit>1Ohm Verbunden.
Was mal ganz sicher bei den Strömen nicht unbedingt eine gute Idee sein
muss. Wenn man Pech hat, bastelt man sich eine nette Induktionsschleife,
die dann über den Primärstrom ins Gate spuckt. Das würde ich lassen.
>Ich arbeite gerade an einem WärmeModel für den IGBT. mal sehen. Dauert>ein wenig.. bin leider neu bei LTSpice.
Man kann viel zusammensimulieren, was das dann mit der Realität zu tun
hat ist eine andere Frage. Geh mal davon aus, dass das der Hersteller
schon gut gemacht und getestet hat. Dein Problem löst die Simulation
nicht.
MFG
Falk
Hallo DerAlbi,
ich habe mir jetzt nicht alles durchgelesen, entschuldigt daher bitte
eventuelle Dopplungen.
Die Parallelschaltung halte ich für grundsätzlich für unproblematisch.
Emitterwiderstände sind im Schaltbetrieb nicht nötig. Idealerweise hat
jeder IGBT seinen eigenen Gatetreiber, zumindest jedoch seine eigenen
Gatewiderstände.
Die zeitliche Synchronisation sehe ich auch nicht so problematisch, wenn
wir hier nicht über mehrere us sprechen.
Ich glaube in dem hier behandelten Fall nicht, das der Strom die IGBTs
zerstört.
Hart schaltende IGBTs sind grundsätzlich für wenige us kurzschlußfest.
Das kommt ja praktisch bei jedem Schaltvorgang vor (Spannung und Strom
liegen gleichzeitig an). Der IGBT begrenzt sich seinen Kurzschlußstrom
aufgrund seines Ausgangskennlinienfeldes selbst.
Du solltest mal Uce direkt an den IGBT-Anschlüssen oszillografieren.
Eventuell entstehen durch die parasitären Induktivitäten ja auch
negative Uce-Spannungen, die der genannte IGBT aufgrund der nicht
vorhandenen integrierten Freilaufdiode nicht verträgt. IGBTs sind nicht
rücksperrfähig, sie vertragen nur wenige Volt Uec. Wenn das so sein
sollte, dann spendiere jedem IGBT eine Freilaufdiode.
Auf die Avalanchefestigkeit von IGBTs würde ich nicht vertrauen, hier
sind sie deutlich empfindlicher als MOSFETs. Einen 470V-Varistor halte
ich zum Schutz des IGBT für ungeeignet, schau mal ins Datenblatt, was
ein 470V-Varistor bei 600V macht.
Sinnvoller wären in meinen Augen bei 350V Betriebsspannung 1200V-IGBTs,
um für die unvermeidlichen Überschwinger genug "Platz" zu haben. Dann
würden auch die Varistoren helfen, besser natürlich direkt an den
IGBT-Anschlüssen.
David
Ok, Sertenförmig kann realisiert werden. Die Ausgleichswiderstände
können direkt als Verbindung zur Mitte genutzt werden.
Die Gatespannng sah auf dem Osziloskop meines wissens sauber aus, aber
man kann sich da natürlich auch irren. Woei ich natürlich nur bei
kleineren Strömen gemessen habe. Aber sehen müsste man den Effekt
trotzdem.
Den 1Ohm Widerstand kann ich aber mal weglassen. Das sollte nicht weiter
stören. Meine Treiber streuen um ~20ns Aber ich werde auch das mal
nachmessen :-)
@David:
Deine Meinung zur problematik Gleichtzeitig und Ausgleichswiderstand
halte ich persönlich für falsch. Gleichzeitig ist beim Ausschalten
definitv wichtig. Ausgleichswiderstände verteilen die Last im
angeschalteten Zustand besser. Bauelemente mit neg. Temp.koeff. sind bei
der Parallelschaltung IMMER problematisch. Das ist wie die
Parallelschaltung von LEDs.
Was die Kurzschlussfestigkeit angeht: bei 15V Gatespannng fließt so viel
Strom dass intern alles verdampft. Das ist eventuelll ein paar ns
Kurzschlussicher. Da sind die Emitterwiderstände effektiver, wenngleich
ebenso tödlich.
Das ist übrigens komisch: die SOA.. bei 315A geht bis 480V VCE. Das sind
150kW Leistung. Das kann nicht stimmen. Oder heißt das Diagramm nur,
dass wenn 480V anliegen ich demnächst 320A schalten darf?
Negative UCE-Spannung: wie soll es dazu kommen? Wenn man bei 5V eine
Spule unter strom setzt, den Schalter öffnet, und oszilosgrafiert, dann
sieht man dass die Spule Spannungsspitzen in positive Richtung abgibt.
Dennoch, wenn ich diese Vorkehrungen treffel wöllte, sollte ja eine
einfach 1n40.. reichen, oder doch lieber was superschnelles? Die
Induktivitäten die nah am IGBT sitzen sind nicht groß. Viel Strom wird
also nicht fließen. bzw viel Energie muss nicht geschluckt werden.
Wenn ich mir den IGBT so ansehe, weiß ich aber nicht, wieso negative UCE
spannung so schlimm sind.. eventuell würde das ja das Schadensbild oben
erklären?
Eine erklärung hier dran:
http://en.wikipedia.org/wiki/File:IGBT_cross_section.svg wäre nett.
Das mit dem 470V-Varistor hast du falsch verstanden glaube ich. Es ist
ein 275V Typ - der macht laut Datenblatt ab 470V dicht.
Hallo DerAlbi,
DerAlbi schrieb:> Den 1Ohm Widerstand kann ich aber mal weglassen. Das sollte nicht weiter> stören. Meine Treiber streuen um ~20ns Aber ich werde auch das mal> nachmessen :-)
Ich nehme mal an, der 1Ohm Widerstand ist der Gatewiderstand. Den würde
ich auf keinen Fall weglassen, eher noch auf ca. 2...3 Ohm vergrößern.
Das hilft, den Schwingkreis, bestehend aus der Induktivität der
Gatezuleitung und der Gatekapazität, zu bedämpfen.
> @David:> Deine Meinung zur problematik Gleichtzeitig und Ausgleichswiderstand> halte ich persönlich für falsch. Gleichzeitig ist beim Ausschalten> definitv wichtig.
Ein paar 100ns Unterschied sind hier kein Problem, siehe auch weiter
unten.
> Ausgleichswiderstände verteilen die Last im> angeschalteten Zustand besser. Bauelemente mit neg. Temp.koeff. sind bei> der Parallelschaltung IMMER problematisch. Das ist wie die> Parallelschaltung von LEDs.
Nunja, laut Datenblatt ist der TempKoeff. bei 160A nicht mehr negativ.
Außerdem steigt Ucesat ja mit steigendem Strom an, was eine
Symmetrierung bewirkt. Auf eine perfekte Symmetrie kommt es hier nicht
an.
> Was die Kurzschlussfestigkeit angeht: bei 15V Gatespannng fließt so viel> Strom dass intern alles verdampft.> Das ist eventuelll ein paar ns Kurzschlussicher.
Nein, ein IGBT begrenzt sich seinen Kurzschlußstrom selbst, da er durch
die anliegende "hohe" Uce entsättigt wird. Das ist für wenige us
erlaubt. Wenn man dann allerdings nicht reagiert, stirbt der IGBT den
thermischen Tod. Siehe auch Figure 10 im Datenblatt
> Das ist übrigens komisch: die SOA.. bei 315A geht bis 480V VCE. Das sind> 150kW Leistung. Das kann nicht stimmen.
Natürlich stimmt das. Wie ich im meinem vorherigen Beitrag schon
schrieb, sind IGBTs darauf konstruiert, ihren max. Strom und ihre max.
Uce gleichzeitig für eine kurze Zeit (max. mehrere us) zu vertragen. Das
passiert beim Schalten von induktiven Lasten bei jedem Schaltvorgang.
In Deinem Fall beim Ausschalten. Wenn der IGBT sein Ausschaltbefehl
bekommt (Gate) steigt erstmal UCE an. Der Strom fliesst aber weiterhin
durch die Spule und den IGBT. Erst wenn die Freilaufdioden in
Durchlassrichtung sind, können sie den Strom übernehmen. Strom und
Spannung liegen am IGBT also gleichzeitig an. Ab dem Übernehmen der
Dioden baut sich der Strom im IGBT dann abhängig von seinen
Eigenschaften mehr oder weniger schnell ab. -> Schaltverluste
> Negative UCE-Spannung: wie soll es dazu kommen?
Durch parasitäre Induktivitäten/Kapazitäten und sich daraus ergebene
Schwingkreise. Ist nur eine Vermutung, genaueres sagt Dir ein
Oszilloskop.
> Dennoch, wenn ich diese Vorkehrungen treffel wöllte, sollte ja eine> einfach 1n40.. reichen, oder doch lieber was superschnelles?
Was superschnelles ist hier nicht nötig, da hier keine schnelle
Umschaltung vom Durchlassen zum Sperren erfolgt.
> Wenn ich mir den IGBT so ansehe, weiß ich aber nicht, wieso negative UCE> spannung so schlimm sind.. eventuell würde das ja das Schadensbild oben> erklären?
Das haben mir Infineon-Physiker auf einer Messe (PCIM) erklärt, das
nehme ich so hin. Ich selbst sehe mich als Anwender von IGBTs und
beschäftige mich mit den Innereien der IGBTs nur soviel wie nötig.
> Das mit dem 470V-Varistor hast du falsch verstanden glaube ich. Es ist> ein 275V Typ - der macht laut Datenblatt ab 470V dicht.
Was heißt denn dicht?
Laut Datenblatt eines z.B. S20/275V Varistors fliessen bei 600V weniger
als 5A. Nicht besonders beeindruckend.
http://www.epcos.com/inf/70/ds/SIOV_S20KE3K1_SuperioR_MP.pdf
David
>Das ist übrigens komisch: die SOA.. bei 315A geht bis 480V VCE. Das sind>150kW Leistung. Das kann nicht stimmen. Oder heißt das Diagramm nur,>dass wenn 480V anliegen ich demnächst 320A schalten darf?
Du solltest mal das Diagramm genauer anschauen - da stehen ein paar
(oder (war es nur eine?) Bedingung(en). Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns
oder sowas.
Die 150kW haste also nur für 50ns zum Überleben ...
Und das ist das Problem, wenn Du 16 Dinger parallel hast, und einer von
denen zögert etwas, wegen der "Entsättigungszeit" (weis jetzt nicht
mehr, wie das mal hieß) des Transistors beim Abschalten, die sicherlich
lässig um paar 50ns zw. den einzelnen Exemplaren auseinander liegen
kann. Würden jetzt 15 Schnelligkeitsfanatiker sich gleichzeitig
ausschalten, und nur einer bummelt um 50ns zu lange beim Abschalten,
sieht der plötzlich 2kA, die bis dahin flossen, für sich alleine, die er
irgendwie jetzt, nach 50ns Bummelei, alleine runterfahren soll. Da muß
er jetzt 1MW bewältigen (gut - es sind nur ein Viertel davon, weil bei
halb an/halb aus haben wir das Maximum). Kann er eigentlich nur, wenn er
es jetzt rund 7x so schnell über die Bühne bringt. Also innerhalb 7ns
muß er den linearen Berich durchfahren, was sehr hart werden dürfte.
Ach ja: und deswegen meinte ich mal, die Transis alle auszumessen
bezüglich Ausschaltzeit, möglichst auch Gateschwellspannung - Steilheit
wird nicht so wichtig sein. Und die Treiber sollten auch möglichst
gleichzeitig ausschalten. Lt. meinen Abschätzungen oben sind selbst 20ns
Differenz zuviel.
Was den 1Ohm Gatewiderstand angeht:
Beitrag "Re: IGBT brennt durch - Weit unter spezifkation." Falsche
interpretation.
Ich nutze in der Tat keine Gatewiderstände, aber meine Gates werden über
ein 50Ohm-Kabel angeschlossen. Sein Innenwiderstand ist relativ klein,
aber sein verhalten ist halt hauptsächhlich kapazitiv, sonst wären es
nicht 50Ohm.
Das Gate ist Perfekt angesteuert. Oszibild ist zum verlieben. Kein uber-
oder unter-schwingen.
Die Verzögerngszeiten werde ich gleich mal ausmessen. Mal sehen was die
treiber so anstellen.
Die 20ns waren aus dem Datenblatt. das heißt nicht dass es wirklich so
ist.
MFG
Hallo,
Jens G. schrieb:> Du solltest mal das Diagramm genauer anschauen - da stehen ein paar> (oder (war es nur eine?) Bedingung(en). Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns> oder sowas.> Die 150kW haste also nur für 50ns zum Überleben ...
Hier bringst Du aber was durcheinander. Die Angabe du/dt<10ns bedeutet,
das sich im Ausschaltmoment Uce mit max 10V pro ns ansteigen darf. Diese
Anstiegsgeschwindigkeit wird u.a. vom Gatewiderstand beeinflusst. Ist
die Anstiegsgeschwindigkeit zu hoch, fließt durch die
Collektor-Gate-Kapazität ein zu hoher Strom, der das Gate künstlich
"oben" hält, was ein definiertes Abschalten verhindert.
Was diese Angabe im SOAR-Diagramm zu suchen hat, weiss wohl nur der
Datenblattschreiber.
Ein hart schaltender IGBT muß schon vom Prinzip her mindestens für
td(off)+tf die max. Uce und den max. Ic gleichzeitig überleben. Das
passiert bei jedem üblichen Schaltvorgang mit einer induktiven Last!!!
Bei diesem IGBT sind das bei 125°C fast 2us. Von daher kann man davon
ausgehen, das ein paar 50ns Schaltzeitunterschiede "im Rauschen
untergehen".
David
@spess53
>Hi>>Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns oder sowas.>Da steht aber *dU/dt<10V/ns*. Das passt dann nicht so richtig zu deiner>Argumentation.>MfG Spess
Cool - also hält der auch 10V/s in der 150kW-Phase aus?
Du hast scheinbar auch nicht richtig hingeguckt - Da steht nicht dU,
sondern dv - das sollte jetzt mal einer interpretieren.
Was ist dv? Diese ganze Bedingung ist irgendwie Mist - sollte mal
erläutert werden ...
(ich hatte das nur noch so im Hinterkopf, wie es mir logisch erschiehn)
@David (Gast)
>Hallo,>Jens G. schrieb:>> Du solltest mal das Diagramm genauer anschauen - da stehen ein paar>> (oder (war es nur eine?) Bedingung(en). Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns>> oder sowas.>> Die 150kW haste also nur für 50ns zum Überleben ...>Hier bringst Du aber was durcheinander. Die Angabe du/dt<10ns bedeutet,>das sich im Ausschaltmoment Uce mit max 10V pro ns ansteigen darf. Diese>Anstiegsgeschwindigkeit wird u.a. vom Gatewiderstand beeinflusst. Ist>die Anstiegsgeschwindigkeit zu hoch, fließt durch die>Collektor-Gate-Kapazität ein zu hoher Strom, der das Gate künstlich
<"oben" hält, was ein definiertes Abschalten verhindert.
Das kenne ich von reinen Mosfets. Aber ist das auch so bei solchen
Zwittern?
Klar, sowas wie die Miller-C gibt's überall, aber ist das der Sinn
dieses Diagramms im DB?
>Ist die Anstiegsgeschwindigkeit zu hoch, fließt durch die>Collektor-Gate-Kapazität ein zu hoher Strom, der das Gate künstlich>"oben" hält, was ein definiertes Abschalten verhindert.>Was diese Angabe im SOAR-Diagramm zu suchen hat, weiss wohl nur der>Datenblattschreiber.
Ist das dann nicht dennoch das scnellstmögliche abschalten? :-/
Also ich hab jetzt mal die Verzögerungszeit der Treiber gemessen.
Die LowSide-Treiber sind Perfekt. Da ist kein Unterschied messbar (also
< 3ns)
Die Highside-Treiber sind eine Katastrophe!!
Durch die Potentialtrennung nutze ich einen Optokoppler. Damit der nicht
in Sättigung geht und schnell schaltet sind die Widerstände auch bei der
Photodiode relativ grenzwertig designt. Es gibt also nur "analoge" high
und low-pegel die nicht wirklich schnell schalten. Die HighSide hat eine
Verzögerung zur LowSide von 2us. Das ist ja nicht schlimm. Aber die 2us
werden durch die zu langsam steigende Flanke hinter dem Optokoppler
verursacht. Die langsamen flanken verursachen bei minimal
unterschiedlichen Schwellwerten der Treibereingänge eine Verzögerung von
gemessenen 40ns.
Uuuiii. das ist 1/10 der Rise/Fall-Time. Das passt auch zu euren
Ausführungen insgesamt. Dennoch wird das IGBT-Modul redesignt. Ich bin
schon dabei die 20mOhm Widerstände zurecht zu stutzen. Konstantan zu
verarbeiten macht keinen Spaß.
Ich hab mal ein Bild des jetzigen Moduls angehängt.
:-D Danke. Mal sehen wie die sternkonfiguration aussehen wird. Auf jeden
fall wird die massiv induktionsärmer. ich werd die Emitterkontaktflächen
und die Kollektorkontaktflächen direkt in der MItte übereinander machen
und die Emitter- und Kollektorwiderstände direkt nah aneinander führen.
die parasiäre induktivität sollte damit auf ein minimum reduziert
werden.
Wie David auf ein negatives Uce kommt weiß ich aber immernoch nicht. In
einer Induktiven Schaltung geht das nicht.
Hat jemand einen einfachen trick, wie ich schnell und einfach die
flankensteilheit des optokopplers erhöhen kann?
DerAlbi schrieb:> Hat jemand einen einfachen trick, wie ich schnell und einfach die> flankensteilheit des optokopplers erhöhen kann?
Nunja, ich hatte vor längerer Zeit mal einen Optokoppler beschleunigt.
Die LED des Kopplers war über einen Widerstand strombegrenzt.
Da hatte ich einen kleinen Kondensator parallel geschaltet,
der einen Strompeak beim Einschalten erzeugte und so den Ausgang
spürbar schneller einschaltete. Nur mal so als Idee.
Hat jemand eine Idee wie man die Emitter-Collector-Spannng unter
Kontrolle behält? Die parssitären Induktivitäten hauen einem ganz schön
rein. Ich will nur sicher gehen. Was kann bei 400V noch sinnvoll Strom
schlucken?
Z-Dioden gibts bei der Spg kaum noch. Der Varistor ist in der Tat
sinnlos. bei 600V gerade mal 1A. dafür bei 350V abartig hohe Leckströme.
(nicht wirklich viel,. aber man sieht deutlich das er die Kondensatoren
entlädt)
MFG
Nicht sch"on. Weder der Aufbau noch die Vorgehensweise.
Der arme Kondensator da drin, ist der zum soll der zu Tode gefoltert
werden. Soll der den Strom tragen ?? Ich w"urde gern lachen, leider
ist's zu traurig. Der ist vermutlich die Induktivit"at die die IGBTs mit
"Uberspannung killt!
Der negative Strom - den sich hier einer gar nicht vorstellen kann -
entsteht so: Nach dem Abschalten tragen die Dioden den Strom und
sch"utzen die IGBTs. Doch dann irgendwann geht der Induktivit"at die
Luft aus und die Dioden sollen sperren. Dazu brauchen sie einen kurzen
Moment - ein gegenl"aufiger Strom baut sich schon auf - und dann sperren
sie diesen Strom sehr schnell. Den m"ussen dann die IGBT nehmen - und
zwar dann vom Emitter zum Kollektor und schon ist das Teil fertig...
Vielleicht gehen die IGBTs auch nur kaputt, weil sie sich zu Tode
sch"amen.
Klein anfangen, messen, verstehen, langsam steigern, kritisch
beobachten. So kann man das auch angehen. Ich habe bisher nur 800A/1000V
geschaltet. Aber das bekomm ich wenigstens hin ohne Massenexekution.
Wenn ich mal von dem Arroganzgetrolle absehe, finde ich folgendes
interessant:
>Der negative Strom - den sich hier einer gar nicht vorstellen kann ->entsteht so: Nach dem Abschalten tragen die Dioden den Strom und>sch"utzen die IGBTs. Doch dann irgendwann geht der Induktivit"at die>Luft aus und die Dioden sollen sperren. Dazu brauchen sie einen kurzen>Moment - ein gegenl"aufiger Strom baut sich schon auf - und dann sperren>sie diesen Strom sehr schnell. Den m"ussen dann die IGBT nehmen - und>zwar dann vom Emitter zum Kollektor und schon ist das Teil fertig...
Aus deiner Sicht bin ich wahrscheinlich echt bescheuert, aber:
Kann ich mir immer noch nicht vorstellen. Kannst du mal in LTSpice
irgendwie eine Schaltung mit Transistor, diode, induktivität, und
parsiäten malen?
Ich würd gern sehen, wie das gehen soll.
Gerne auch in paint, simulieren kann ichs dann selbst.
Genau. W"arend trr kann sich der Strom verkehrtherum aufbauen, denn die
Diode will einfach nicht sperren.
Simulation sollte eigentlich ganz einfach gehen: Diode an Rechtechsignal
mit Induktivit"at (+ kleinem parasit"arem C) nach z.B. 1/3
Versorgungsspannung. Kleines Tastverh"altnis, damit die Schwingung auch
ausklingen kann. Mit einigermassen realit"atsnahem Modell der Diode
sollte sich nach dem Nulldurchgang des Stromes der Diode eine Schwingung
der Spannung an der Induktivit"at zeigen.
Fast jeder Schaltregler (ohne Synchrongleichrichter) zeigt diese
'netten' abklingenden Sinuskurven an der Stelle wo man in der Theorie
eine gerade Linie erwartet. Gleicher Ursprung. Die Diode sperrt. Wenn
sie das etwas sanfter tut nennt man sie 'soft recovery' aber immer noch
schlimm genug.
Sowas hat mir ein 'ne Diode gekillt, die auch 'weit unter Spec.'
betrieben wurde.
> was passiert. Hab mir mal 1N4007 besorgt. Mal sehen ob das reicht!?
Was soll denn das jetzt werden? Das sind doch normale
Gleichrichterdioden, die froh sind, der 50Hz-Frequenz folgen zu können.
Ich:
>Dennoch, wenn ich diese Vorkehrungen treffel wöllte, sollte ja eine>einfach 1n40.. reichen, oder doch lieber was superschnelles?
David:
>Was superschnelles ist hier nicht nötig, da hier keine schnelle>Umschaltung vom Durchlassen zum Sperren erfolgt.
Jens G:
>Was soll denn das jetzt werden? Das sind doch normale>Gleichrichterdioden, die froh sind, der 50Hz-Frequenz folgen zu können.
Wir brauchen eine dritte Meinung.
Das sinnvollste wäre es etwas zu verwenden was gleichzeitig eventuelle
Spannungsspitzen in die andere Richtung (also >400V) abschneidet.
400V-Mosfet mit guten Avalance-Ratngs? GS-Kurzschluss und gut?
Ein wenig übertrieben, oder?
Diese Schutzdiode muss ja nicht an jeden IGBT ran, oder? Ich hätte noch
ein paar BY329 rumliegen. 2 parallel jeweils vor den Widerständen..
Also
Re - IGTBT_Emitter - IGBT_Collector - Rc und darüer dann die Diode.
bin ich zu optimistisch?
Mein "hab ich grad da - Vorschlag" ist eine SoftRecovery-Diode 800V,
trr<135ns.
Ich denke jede Lösung mit einer schnellen Diode wird wesentlich besser
als das was jetzt an Dioden dran ist..
Zur Zeit tun parallele "P600G" irhen dienst. Das sind quasi
Gleichrichterdioden im stil der 1N4007 ;-) blos dicker. Alles nur bei
50Hz/60Hz spezifiziert. Von trr keine Spur im Datenblatt.
Die BY329 ist auch eine Gleichrichterdiode. ..aber für Schaltnetzteile.
MFG
> Zur Zeit tun parallele "P600G" irhen dienst. Das sind quasi> Gleichrichterdioden im stil der 1N4007 ;-) blos dicker. Alles nur bei> 50Hz/60Hz spezifiziert. Von trr keine Spur im Datenblatt.
Entschuldige aber irgendwie scheinst du komplett keine Ahnung von der
ganze Materie zu haben. Kein Wunder, dass dir die Dinger abrauchen wenn
du bei den Schaltzeiten solch ultralahme Dioden benutzt und außerdem
JAAAA es MUSS an JEDE Transe eine Diode rein und eine, die der Leistung
gewachsen ist, aber das haben auch andere schon geschrieben.
Und nochmal: Es lächerlich wie du eine Simulation mit deiner Schaltung
vergleichst, quck dir diese doch selbst an, ist ja eine reine
Katastrophe!!
Ein Simulator geht meist von perfekten Bedingungen aus wie Layout usw.
Mein Tipp: Etwas weniger philosophieren und möchtegernrichtigdenken und
stattdessen lieber mal den einen oder anderen LOGISCHEN Tipp von
Forumsmitgliedern versuchen. Mit logisch meine ich, dass man es
eigentlich schon selbst wissen müsste, dass eine 1N4007 Diode zu nx mehr
sinnvoll fähig ist als max 60Hz. Es ist ziemlich ungeschickt eine Frage
im Forum zu posten und jede Hilfestellung von anderen zu ignorieren, so
ganz nach dem Besserwisser Motto.
In diesem Sinne viel Erfolg.
Falls du es gelesen hast: ich habe auf Tips der Forumsmitglieder
gehört.. grml.. nur manchmal sind selbst die sich nicht einig. Ich hab
nach der Geschwindigkeit gefragt, nun bin ich der Depp. War ja letzlich
nicht so viel Arbeit, in die Kiste zu greifen und die blöden Dioden
rauszusuchen :-D. Wie gesagt. Ich hab noch anderes da.
Und solange du nur in den Raum stellst, warum an jeden Transistor eine
diode ranmuss, hinterfrage ich es halt.
Wenn alle Emitter-Kollektor-Strecken parallel hängen, warum kann ich die
Schutzdiode dann nicht an den gemeinsamen anschluss legen? Wenn der
"böse" Strom aus den Dioden kommt, brauch ich mich nur datum rümmern -
dass von Schutzdiode zu Transistor noch induktivitäten sind, würde die
antiparallele Diode eh nicht bbekämpfen.
Was auch nett wäre: anstatt mich für dumm zu erklären, sag lieber was
Nachvollziehbares, da du das Wissen zu haben scheinst.
Für mich ist es so: du redest von trr. Das ist für mich die Zeit, die
die Dioden brauchen, um vom leitenden Zustand in den Sperrzustand
überzugehen, stimmts? (Sonst gäbs ja keine negative Spannung)
Wenn ich nun die Schutzdioden an den Emitter zu Kollektor mache, dann
sperren die die ganze zeit, außer die negative Spannung kommt an und
will in den Transistor.
Das Szenario ist also: Diode sperrt -> Diode leitet. Was hat das nun mit
der trr der Schutzdioden zu tun?
Von daher fand ich Davids Meinung zur Geschwindigkeit nicht abwegig.
Dass eine 1N4007 nicht ausreicht, ok, aber eine schnelle Diode für
Schaltnetzteile sollte es schon tun - oder nicht?
Hier mal ein Zwischenstatus, ich mach mich grade an die Sternform. Viel
Arbeit. Mal sehen was passiert. Die Drähte im Schrumpfschlauch sind
Konstantan 20mOhm. Die werden sich bei 4ms Belastung bei 320A um 11°K
erwärmen. Also Vernachlässigbar. Das enge Aneinanderlegen von Emitter
und Kollektor wird die Induktivität minimieren. Die Anschlusspanels sind
3 Schichten Kupferblech auf jeder Seite. Unten (sieht man nicht)
Emiiter, oben wird dann der Kollektor sein.
Mal sehen obs was wird.
Für jeden der was jetzt wieder alles blöd findet: danke fürs Lob :-)
MFG
>Es ist ziemlich ungeschickt eine Frage>im Forum zu posten und jede Hilfestellung von anderen zu ignorieren, so>ganz nach dem Besserwisser Motto.
Ehrlichgesagt finde ich nicht, dass er Besserwisser ist, sondern er
hinterfragt die auftretenden Meinungen nach dem Warum.
Wenn er das Warum nicht versteht fragt er nach. Das ist exakt das
Verhalten was man in einem Forum erwartet. Was du hingegen machst in ein
wenig unfreundlich.. eigentlich würde passen.. du schreibst direkt nach
dem "Besserwisser Motto".. sagen was passiert, nicht gleich sagen warum,
auf Nachfrage genervt reagieren und rumpöbeln.
Hier ist ein ewig langer Thread und erst hier unten wird er unangnehm zu
verfolgen.
Ob katastrophe oder nicht, ob Layout oder nicht, beides hat parasitäre
Effekte. Wenn du Simulationen in den dreck ziehst, bau doch die
Parasitäten ein und wir sehen alle was wann wo und wie passiert.
in dem Sinne... ich will wissen wie es weiter geht.. :-)
hier mal ein Vergleich zw. Varistoren und Supressordioden. Bild4 und die
Beschreibung dazu sind interessant.
Ich vermute einen Durchbruch wegen Überspannung und danach fließt der
Strom ungehindert bis der interne Magic Smoke galvanisch trennt ;-)
Ich habe meine 20V Gate Fets bisher auch mit 15V Supressordioden
abgesichert, was bisher immer gut ging, obwohl da ja kurzzeitig bis zu
25V durchkommen können. Weiterhin verbaue ich eine weitere
Supressordiode vom Gate zum Drain Anschluss, ein Spannungsimpuls von der
Last schlägt also aufs Gate durch und bewirkt ein Durchschalten des Fets
wodurch die Induktionsspannung nicht weiter steigen kann und unterhalb
der Durchbruchspannung der D-S Strecke bleibt, vorausgesetzt VBR der
Supressordiode ist niedriger als der D-S Strecke.
Verrätst du mir, woher man an 400V-Supressordioden kommt? ;-)
Das Problem ist, dass deine (elegante!) Schaltung bei mir nicht
funktionert. Auch bei mir würde sich das Gate aufladen, aber der IGBT
ist kein sonderlich schnelles Bauelement. Also selbst wenn man am Gate
"rumzuppelt" ist der IGBT erst viele viele ns später an und erst us
später wieder aus. Ich glaube diese lästige Eigenschaft haben Mosfets
nicht so ausgeprägt. Aber vor Überspannung würde ich mich dennoch gerne
sichern. Die Induktivität der Dioden halte ich zwar beim neuen Aufbau
auch kleiner, aber verschwinden tut ja nix.
Ich werde mich wohl mal nach schnellen 400V Dioden umschauen... ich
benötige ja welche, die den Rückwärtsdurchbruch "gerne haben".
(hat jemand einen Tip?)
Muss nun an jeden IGBT eine, oder reicht es die Stelle zu sichern, wo
die Über- und Negativspannung letzlich eingespeißt wird? Gesagt wurde
ja, das Warum leider nicht. :-(
Ich hab ein wenig bei Digikey rumgesucht. Ich bin dort auf die Kategorie
"TVS-Dioden" gestoßen. Da findet man endlich mal was ;-)
http://search.digikey.com/scripts/DkSearch/dksus.dll?Detail&name=1.5KE440A-TPMSCT-ND
"einfachgerichtet" sollte doch heißen, dass man in Sperrrichtung
Überspannungsschutz hat und in Durchflussrichtung Schutz vor der
negativen Spannung.. das ist quasi das, was ich suche.
Was mir ein wenig fehlt ist die Einschätzung ob die genannte Diode auch
nur annähernd schnell genug ist?
Hallo Albi,
mach weiter so. Ich lese still mit, kann aber leider nicht helfen, weil
mir die Erfahrung in dem Leistungsbereich fehlt. Das pdf über Transil vs
Varistor war z.B. interessant und hat mich weiter gebracht.
Nur eine Anmerkung zu deinen Ausgleichswiderständen aus Konstantandraht:
Sind die wirklich nötig? Ich schalte n-channel FETs hart bei ~20A,
100kHz. Wenn die Masseführung da nicht wirklich excellent ist, ist es
vorbei und alles fängt an zu schwingen. Selbst die Beinchen eines d2pak
Gehäuses sind induktiv und resistiv. Eine "Lötschnecke" über ~5mm macht
ebenfalls einen hochfrequenten Sinus aus meinem Rechtecksignal.
Also: Vielleicht recht der Widerstand der Bonddrähte + Packagebeinchen +
Lötung + Kupferplatte schon aus um den Strom ausreichend auf zu teilen.
Dann kannst du dir die Dreckeffekte aus dem Konstantandraht sparen.
Was ich übrigens gelernt habe, und was viele übersehen: Nichts leitet
besser als kein Leiter. D.h. statt ein dickes Kupferrohr zum
Eingangskondensator zu verwenden kann man den Eingangskondensator an
Source setzen und hat exakt 0Ω.
Ein Mosfet-Treiber kann auch oft direkt unter den Mosfet gesetzt werden
und sich seine Masse direkt vom Source-Beinchen holen. Dann hat man
zumindest kein Schwingen und keine Verschiebung auf der Masseleitung.
Fazit: Bei jedem mm Leiterbahn frage ich mich "Ist diese Strecke
wirklich nötig oder kann ich es anders machen?". In deinem
Leistungsbereich wird das noch viel mehr nötig sein.
Hallo Anon Ymous,
>Nur eine Anmerkung zu deinen Ausgleichswiderständen aus Konstantandraht:>Sind die wirklich nötig? Ich schalte n-channel FETs hart bei ~20A,>100kHz.
Mosfets machen alles einfacher :-) Die haben im harten Schaltbetrieb ein
Resistives verhalten. Also leitet einer Mehr strom, fgällt über diesen
auch mehr Spannung ab.
IGBTs sind Transistoren mit einem Gate. (Schau mal bei Wikipedia..) Hat
da einer eine geringere Sättigungsspannung als ein paraller Transistor
übernimmt dieser Transistor quasi (mit gewissen Grenzen) den gesamten
Strom. Folge: er wird heißer. Folge: er hat noch eine niedrigere
Sättigungsspannung. Folge: er übernimmt noch mehr Strom. Das ist der
selbe Teufelskreis warum alle schreien: Bei Parallelschaltung von LEDs
bitte jede ihren eigenen Vorwiderstand. Da nur das aufgezwungene
resistive Verhalten den Teufelskreis durchbricht.
@Thomas: ich denke die Reicheltdioden sehen vielversprechend aus. Ich
kann ja mehrere Paralleschalten bzw wirklich an jeden Transistor eine
ranmachen. Da benötige nicht derartig viel Leistung. Digikey ist ein
wenig undankbar was die Lieferung angeht.
Diese hier:
http://www.reichelt.de/Ueberspannungs-schutzdioden/P6KE-440A/index.html?ACTION=3&GROUPID=3000&ARTICLE=42016&SHOW=1&START=0&OFFSET=500&;PROVID=2402
ist unidirektional. Ich denke die meinst du. Die selbe diode als
18V-Versio schützt auch meine Gates.
Ich hätte gerne noch eine Bestätigung, ob meine Behauptung die Schaltung
von Thomas O. würde bei mir nicht funktionieren, stimmt oder totaler
Unfug ist.
Ich sehe für mich da mehr Risiko als Nutzen. Brennt eine Diode durch
sind eventuell ALLE Gates hinüber, da die ja gewissermaßen alle
irgendwie verbunden sind... Hauptgrund war für mich aber die fehlende
Geschwindigkeit der IGBTs. :-)
MFG
>IGBTs sind Transistoren mit einem Gate.
Mosfets sind auch Transistoren mit Gate! Nich umsonst hat der MosfeT
hinten ein T dran. Wo kommt denn der Unfug her, Mosfets nicht als
Transistor betrachten zu wollen. Richtiger müsste es heisen:
IGBTs sind BJT's mit einem Gate.
(weil BJT die "normalen" npn/pnp-Transis sind)
Ansosnten würde ich auch, wie Du schon andeutest, nich diese
Diodenverschaltung benutzen, denn wenn der IGBT durch diese Schaltung
mit einem Spike wieder kurz durchschaltet, braucht der wieder ewig, bis
er wieder abschaltet. Und wenn es abschaltet, gibt's vielleicht wieder
den nächsten Peak, der ihn wieder aktiviert. Könnte mir hier einen
schönen Oszillator vorstellen, wegen der vorhandenen Zeitverzögerung bis
in den µs-Bereich beim Abschalten.
mein Vorschlag wurde früher beim Umrüsten von Unterbrecherkontakt auf
Transistorzündung sehr oft verwendet, ich kann mir nicht vorstellen das
hier ein weiteres Zünden beabsichtigt war.
Wenn deine eigentliche Einschaltdauer weniger als 1µSek beträgt wird der
Spike sehr viel kürzer ausfallen und dadurch auch kein volles
Durchschalten bewirken.
Was mich etwas wundert hier sollen über 100A geschaltet werden und dann
gibts keine Messgeräte um festzustellen was Sache ist. Also 2 Kanal Oszi
an schmeißen und aufnehmen was am Gate und am Drain Anschluss so vor
sich geht, dann kann man auch über einen Lösungsvorschlag beraten.
Jens G. schrieb:> Mosfets sind auch Transistoren mit Gate! Nich umsonst hat der MosfeT> hinten ein T dran. Wo kommt denn der Unfug her, Mosfets nicht als> Transistor betrachten zu wollen. Richtiger müsste es heisen:>> IGBTs sind BJT's mit einem Gate
Hast ja recht. Bist aber spitzfndig ;-) Nichtsdestotrotz sagt man
meißtens Transitor zum Transistor und Mosfet zum Mosfet und nicht
Transistor auch noch zum Mosfet... auch wenn er es eigentlich ist.. Da
der IGBT eher dem "Transistor" im Verhalten ähnelt hab ich ihn
Transistor genannt.
Ich habe das Modul jetzt leider schon zerlegt. Eventuell schaff ich es
bis Dienstag o Mittwoch abend mal das Stern-Design zusammenzubekommen.
Dan können wir auch gerne das Oszi überall ranhalten :-)
..auch wenn ich da immer Angst hab, weil das Teil dann auf einmal
Erdpotential bekommt...
Ich werd mich dann wieder melden, falls zwischenzeitlich keine Reaktion
von euch hier kommt.
Es ist leider elend viel Arbeit das Sterndesign zusammenzubekommen.
Ich werde auch meine Dioden etwas abrüsten. Die Schaffen 10kA -> das
müssen die gar nicht schaffen.
MFG
wieso testen du nicht erstmal einfach einen Teilstrom mit einem einem
einzelnen Transistor und wenn dann alles läuft kannst du dich ans
parallel schalten machen.
Weil der Aufbau eine essentielle Sache zu den parasitären Effekten
beiträgt.
Musst mal im Thread nach "Katastrophe" und einer Reihe von "!!"
suchen...
Ich gehe mal davon aus, dass die Sternenkonfig wesentlich sinnvoller
ist. Ist mir auch einleuchtend. Von daher gibt es eh kenen Grund es
nicht so zu machen. In die falsche Richtung gehe ich damit also nicht.
MFG
ich würde erstmal das eine Problem angehen das ein Transistor heil
bleibt in deinem Fall würdest du evtl. gleich mehrere opfern wo es
erstmal ein Versuch mit einem getan hätte.
Wie hast du deine Schaltung inzwischen erweitert?
Schaltungserweiterung: mal sehen, hab keine Schaltung zZ aufgemalt. Ich
warte auf die 440V-Dioden.
Also: 20mOhm jeweils direkt an Emitter und Kollektor. Gate-Treiber an
15.2V, 18V-Supressor-Diode (bidirektional) von Gate zu Emitter... und
440V Supressordiode von Emitter zu Kollektor, wobei diese dann nicht
bidirektional ist.
Hi,
mal meine Anmerkung als Vertreter der "Schwachströmerfraktion " ;-)
DerAlbi schrieb:> Weil der Aufbau eine essentielle Sache zu den parasitären Effekten> beiträgt.> Musst mal im Thread nach "Katastrophe" und einer Reihe von "!!"> suchen...
Natürlich hat der Aufbau bei diesen Strömen einen essentiellen Einfluss.
Wenn etwas mit einem IGBT, Mosfet, oder Bipolartranistor bei 1/16 des
Nennstroms läuft, ist das noch lange keine Garantie das es auch bei
voller Auslastung und Endausbau sauber arbeitet. DA kommt der Aufbau zum
Tragen.
Wenn es aber schon mit einem IGBT nicht ordentlich läuft, dann ist die
Wahrscheinlichkeit das es mit 16 von denen DOCH läuft schon sehr nahe
null.
Dazu müssten die parasitären Effekte durch den Aufbau schon genau deinen
Konzeptionellen FEhler zufällig kompensieren...
Selbst wenn das dann der Fall ist, ein sauberes Konzept ist etwas
anderes.
> Ich gehe mal davon aus, dass die Sternenkonfig wesentlich sinnvoller> ist. Ist mir auch einleuchtend. Von daher gibt es eh kenen Grund es> nicht so zu machen. In die falsche Richtung gehe ich damit also nicht.
Sternkonfig mag besser sein vom Aufbau her. Im Moment ist aber doch noch
nicht einmal klar "WO" überhaupt dein Problem genau steckt... Und mit
nur einem IGBT lässt sich nun einmal wesentlich einfacher Messen.
Wenn das dann läuft, dann kommt der nächste Schritt.
DerAlbi schrieb:> Es gehen NIE mehere kaputt. Überstrom hat die Angewohnheit Silizium zu> schmelzen. Danach ist es quasi perfekt leitend ;-) ..und schützt den> rest.
Eine Garantie ist DAS bei diesen Leitungen aber noch alnge nicht. Zudem:
Steht "Überstrom" als Schadensursache jetzt absolut Zweifelsfrei fest?
Also ERST sicherstellen das es im kleinen läuft, dann hochskalieren.
läuft es dann sowohl bei 1/2/4 IGBTs sauber, aber bei 8 nicht mehr, dann
ist zumindest klar das es am Aufbau liegt.
DerAlbi schrieb:> Hast ja recht. Bist aber spitzfndig ;-) Nichtsdestotrotz sagt man> meißtens Transitor zum Transistor und Mosfet zum Mosfet und nicht> Transistor auch noch zum Mosfet... auch wenn er es eigentlich ist.. Da> der IGBT eher dem "Transistor" im Verhalten ähnelt hab ich ihn> Transistor genannt.
Hhhmmm. Denk noch einmal in Ruhe darüber nach...
Transistoren sind definitiv alles. Man sagt es bei den "normalen"
Bipolar Typen nur deshalb als "Wort" weil es im gegensatz zum Mosfet
oder IGBT NICHT schon im Namen steckt.
IGBT steht für "insulated-gate bipolar TRANSISTOR", MOSFET steht für
"metal oxide semiconductor field-effect TRANSISTOR".
Würde man MOSFET Transistor sagen, so hätte man ja ZWEIMAL Transistor...
Gruß
Carsten
ja Charsten hat es besser beschrieben.
Ich bin sogar der Meinung in so einer Beschreibung einer solchen
Zündschaltung gelesen zu haben, das die Supressordiode von Gate zum
Drain Geschwindigkeitvorteile brachte.
Vielleicht kann das jemand erklären.
Schneller kanns eigentlich nicht werden. Die Diode verursacht durch ihre
Kapazität hauptsächlich einen Miller-Effekt durch den höchstens alles
langsamer wird... andererseits hat man dann eventuell den Gatewiderstand
verkleinert (da es ei der Ansteuerung weniger überschwinger gab) und
sich gefreut das sich jetzt theoretisch das Gate schneller lädt(?)
Nur eine Theorie :-D
Was die Parallelscaltung angeht: auch wenn zukünftige Probleme am Aufbau
liegen würden, dieser Aufbau ist jetzt wesentlic besser als der alte.
Egal wie, ich sehe nicht viel Potential zur Verbesserung.
Die Widerstandsinduktivität wurde Minimiert. Es gibt Emitter und
KollektorWiderstand und die Schutzdioden.. (sind noch nicht drin) sind
auch neu.
Im Foto das voll bestücke Modul. Die Supressordioden fehlen noch.
DerAlbi schrieb:> Mosfets machen alles einfacher :-) Die haben im harten Schaltbetrieb ein> Resistives verhalten. Also leitet einer Mehr strom, fgällt über diesen> auch mehr Spannung ab.
Ich meine IGBTs haben genau dieses Verhalten bei hohen Impulsströmen.
Ich weiß aber leider nicht mehr, wo ich das her habe. Ein Indiz ist
figure 1 im Datasheet. Da steigt V_CE_sat mit dem Strom. Das wäre ein
ausgleichendes Verhalten.
Schlag das vielleicht mal nach. Dann könntest du dir deinen induktiven
Ausgleichswiderstand sparen. Und viel Glück mit deinem neuen Aufbau ;)
Tendenziell hast du recht. Aber vergleiche mal die 2. Grafik mit der
ersten. Da siehst du den Unterschied zwischen 25° und 125°.
Ich persönlich gehe von höheren Temperaturen als 125° aus. Impulsströme
nutzen nicht zwangläufig den ganzen Chip. Gleichzeitg werden die
heißesten Stellen beliebter für den Strom innerhalb der IGBTs (und
werden deswegen noch heißer). Impulsströme müsses aufgrund der hohen
Temperaturen (deswegen gibt es auch potentiell hohe
Temperaturunterschiede) außerhalb nochmals ausgeglichen werden.
Es ist wirlich analog zu LEDs. Auch deren Spannung wird unter höherem
Strom größer. Dennoch können LEDs in Parallelschaltung sterben.
Tendenziell hast du aber recht: meine 20mOhm sind sehr sehr viel.
Andererseits: je größer der Widerstand, destro früher fängt er an zu
wirken.
Emitter- und Kollektorwiderstand in Reihe ergeben 2.5mOhm, wenn man die
gesamte Parallelschaltung ansieht. Das ist völlig ok.
Die "induktiven" Widerstände sind, wie die Leute her dargelegt haben,
auch nicht das einzige Problem.
MFG
nunja, der mechanische Aufbau dieser Anordnung bringt einige
Schwierigkeiten mit sich. Es ist jetzt an jedem Gate eine
18V-Supressor-Diode zum (gemeinsamen) Emitter und jeder Transistor hat
direkt an seinem Emitter und Collektor-Anschluss eine unidirektionale
440V-Supressordiode.
Die Hauptdioden die die überschüssige Energie wieder in die Versorgung
zurückspeißen habe ich ein weniig schlanker gemacht. Es sind nur noch 10
anstatt 18 Dioden. Die sind ja jeweils für 400A für 8.3ms spezifiziert.
Das schaffen die schon. Aber die parasitären Ströme sollten geringer
werden.
Allerdings weiß ich nicht, wie und wo ich die Dioden sinnvoll anbringe,
damit man das Modul im kommenden Schadensfall wieder auseinandernehmen
kann.
Ich habe vor nachher zum Conrad zu rennen und mir kleine Schraubösen zu
holen. Jeweils 4 Stück für M4 sollten als Schalrubanschluss genügen.
Ich muss ja auch darauf achten, dass man die Anschlusskabel noch
montieren kann.. und die Induktivitär sollte ja auch hier gering
gehalten werden.
Zumndest ist das laut Simulation die Induktivität die später für
bösartige überspannngen sorgt. Je kleiner, desto besser im Griff.
Mal eine blöde Frage: Bei den Kosten für einen Hügel Einzel-IGBTs mit
schwer vorhersagbarem Schaltverhalten, wärest Du nicht besser beraten
mit einem Fix-und-Fertig IGBT Modul??
http://www.semikron.com/products/data/cur/assets/SKM400GAL176D_21915590.pdf
.Da wäre die Stromverteilung kein Problem
.Exemplarstreuungen der Parameter (Uce, Uge, Schaltzeiten)
.Aufbaubedingte Streuinduktivitäten
.Du hättest auch eine Reverse Diode im Package
Mal ein blöder Vorschlag:
Thyristoren haben meist ein viel größeres I²t. Kannst Du den DC-Link
Kondensator nicht drastisch viel kleiner machen, so dass der Schalter
nicht abschalten muss? Die Energie aus dem Kondensator würde dann in
deiner Zeit von 1us größtenteils umgesetzt.
Das ist vermutlich deutlich robuster!
Wenn ich die Dioden untergebracht habe, muss noch der Treiber
überarbeitet werden. Ich hoffe ich bekomm in die Highside hinter den
Optokoppler noch einen Transistor reingepatcht. Die Syncronität der
Treiber war ja eine Katastrophe. Danach kann ich Oszi "ranhalten"
Was den Fortschritt der Dioden angeht: ich habe heute Nacht die
Diodenanordnng gebaut. Ich habe jetzt jeweils 10 Dioden direkt
antiparallel nebeneinander liegen. Die Kontaktflächen liegen parallel
zueinander. Wenn das Modul fertig ist, werd ich mal ein foto
reinstellen. Die Arbeit mit den Ausgleichswiderständen ist auch hier
nochmal echt ätzend.
Ich vermute Montag abend die erste Probe des Moduls.
Was die anderen IGBTs angeht: nö. Die Dinger sind zwar Robuster, aber
nicht Leistungsfähiger spezifiziert. Meine können 700A für 1ms. Deine
können es halt im Dauerbetrieb ;-)
Parallelschalten müsste ich auch diese Module. (für 5kA) Gutmachen tue
ich dabei nix.
Thristoren werde ich verbauen, aber nur in Reihe zu den Spulen. Da man
sie nicht abschalten kann eignen sie sich nicht zum Einsatz in einer
Brücke.
Ein Aufbau mit nur einer Spule ist so furchtbar langweilig.. ;-)
Finden ist gut. Bezahlen nicht. Ich finde es auch nicht weiter sinnvoll
im jetzigen Projektstatus nochmal die Auswahl der Transistoren zu
diskutieren :-D
Ich habe Pulsströme mit Anzeiten <1ms. Ich habe IGBTs, die 320A
dauerhaft können, für 1ms auch gerne 700A. Ich habe ein Modul, dass
durch die Parallelschaltung die Transistoren nur bis 320A ausreizt. Ich
habe mehr als das doppelte Luft nach oben. Ich habe Schäden sie meiner
Meinung nach durch Überspannung entstanden sind (wobei das niemand
bestätigt hat.. sie Bild oben -> punkte am Gate).
Eigentlich ist alles toll mit den Transistoren. Andere Module würden
ebenso an Überspannung sterben, dabei aber pro Transitor wesentlich mehr
kosten. Bis jetzt ist mir nie mehr als ein Transistor gleichzeitig
kaputt gegangen.
Das Konzept ist billig und hat Chancen zu funktionieren.
Hoffentlich.
Ich habe zwinschendurch eine Frage: es geht um die Gate-Zuleitungen.
Die Kabel sind 50Ohm-Koaxkabel und bei vorherigen Aufbau haben sie ein
"perfektes" Verhalten gezeigt (kein induktives Überschwingen usw)
Ich habe natürlich immer Stromlos geschaltet (aber nicht Spannungslos!).
Meine Frage ist jetzt ob ich bei den Kabeln irgendwas beachten muss,
oder ob ihr abgeschirmter Charakter das "Verlegen" der Kabel
unproblemeatisch macht?
Ich frage, weil die Brandflecken rings ums Gate ja irgendwo her kommen
müssen (hat natürlich potentiell viele Gründe.. aber man kann ja soviel
wie möglich von vornherein vermeiden).
Wenn es ein induktives Problem der Gatezuleitungen ist... möchte ich dem
gleich aus dem Weg gehen. Bei viel Strom sind ja auch starke
Magnetfelder am Werken....
MFG
Die Transistoren produzieren keine Wärme, die abtransportiert werden
müsste.
Was das Twisted Pair angeht: Warum?
Welches Potential hat der Schild? Emitterpotential? Hätte eine Leitung
innen dann auch. Warum ist das besser?
Liegt es daran, dass die Induktionsströme dann erst ans Ende des Kabels
müssen, um zum echten Emitteranschluss zu kommen? Ich gehe davon aus,
dass der Schild nur an einer Seite angeschlossen ist (?).
Ginge theoretisch auch 2 parallele Koax-Leitungen?
Hab jetzt das Modul fertig... Dioden sind montiert. Nicht sehr schön,
aber wohl funktionierend. Heute habe ich mich an die
Treiber-Zeitdifferenz der HighSide gemacht. Ich hab den Optokoppler (zur
Potentialtrennung) durch einen selbstbau ersetzt (IR-Diode mit
Photodiode im schwarzen Schrumpfschlauch Photodiode speißt diret einen
Transistor.. fertig)
Die Streuung der Highside ist nun maximal 15-20ns. Ich denke das ist
völlig ok. Die Gates werden in 400-500ns entladen.. und die TurnOff-Zeit
ist weit weit größer (1500ns).
Schön warm schrieb:> Kurze Frage, geht die anfallende Wärme in deine plexiglasscheiben oder> produzieren die fet's keine ?
1. Den Kühlkörper-Verdacht hatte ich auch schon. Wäre interessant was
das Datenblatt dazu sagt. Falls der Hitzestau erst nach einigen Sekunden
eintritt kann es nicht am KK gelegen haben. "Es war ja keiner da." :-)
Komisch, daß einfache Schaltnetzteile schon KK haben. Bsp.:
http://pitts-electronics-home.de/electron/schplsnnt.htm
2. Der Stütz-Elko in dem "Kunstwerk" ganz oben sollte wohl ziemlich viel
Strom aushalten. Das wird nur ein Wunsch bleiben (auch, falls er aus der
LowESR-Kiste war). Da würde ich lieber eine Hand voll am rechten Fleck
verteilen (was sicher leichter gesagt als getan ist).
ich hatte mal ein paar Epcos Datenblätter gewühlt der beste Elko war für
50A Stoßbelastung geeignet. Für deine Ströme wirst da da wirklich einige
Verteiler müssen damit die auch länger durchhalten.
Jetzt bin ich mal auf die ersten Versiche gespannt und mal mal einen
Schaltplan auf.
Das Gerede über Hitzestau ist hinfällig... Es gibt keinen. In der Zeit
wo die Wärme wirklich nach außen kriechen könnte, ist der Stomfluss
schon längst Vergangenheit. In dem Sinne gibt es schon einen itzestau,
aber nix, was man mit Kühlkörper verhindern könnte.
Was den Kondensator angeht: Meine Hauptkondensatoren haben 3x 18mF @350V
insgesamt mit einem ESR von 9mOhm jeweils. Die Teile sind
parallelgeschaltet.
Bei den Dimmensionen braucht man zwangsläufig lange Kabel.
Jeder Kondensator ist besser als nix wenn es darum geht Induktivitäten
zu bekämpfen. Der Soll bei weitem nicht den Hauptstrom liefern... Sonst
bräuchte das "kunstwerk" keine Stromanschlüsse für 25mm² ;-)
Ich muss mich noch um die Gate-Leitungen kümmern. Das kann eventuell ein
wenig dauern.
DerAlbi schrieb:> Jeder Kondensator ist besser als nix wenn es darum geht Induktivitäten> zu bekämpfen.
Das halte ich für eine gewagte Aussage. Um Induktivitäten zu bekämpfen
braucht man in erster Linie den richtigen Kondensator, der
entsprechend geringe Verluste (dieelektrisch, ESR) und eine kleine
Eigeninduktivität aufweist und an der richtigen Stelle platziert ist.
> den richtigen Kondensator
... und möglichst wartungsfreundlich montiert, da geplatze Elkos
durchaus möglich sind.
Albi, eigenlich braucht man für solche Experimente eine ziemlich robuste
"Plexi-Käseglocke" gegen herumfliegende Teile aller Art!
So. Ich hab jetzt an jedem Gate 10 Ohm dran.
Ich hab das Modul jetzt mal angeschlossen... insgesamt scheint es zu
funktionieren. Bei 300V und 500us Zündungg ist irgendwas explodiert. Ich
kann den Fehler aber nicht ausmachen. Entweder es war ne Überspannung zu
ner Abstehenden Litze oder eine Z-Diode ist den Bach runter gegangen
oder es war tatsächlich wieder ein IGBT. Nirgends Brandspuren. Sehr
enttäuschend.
Ich habs leider auch nicht gesehen, weil ich mich zum Auslößezeitpunkt
hinter einer Holzplatte versteckt habe (zumindest das Gesicht ;-) )
Zur Sache:
Ich hab die Gate-Waveform gemessen: siehr sehr fein aus. Weder über noch
Unterspannung, keine Spikes - perfekt.
Was mir nicht gefällt ist die Waveform über Emitter->Collector.
1) Beim Einschalten mess ich keinen "mittelhohen" Spike.
2) Danach geht die Spannung runter auf Ucesat
3) Die Spannung steigt ein wenig an (klar, der Strom wird auch mehr)
4) Ausschalten
5) Es gibt nen Wahnsinns Spike, der per Oszi leider ncht mehr erfassbar
ist. (Er geht über den Bildschrim hinaus, wobei der Bildschrim mit nur
350V anzeigen kann) Ich vermute der Spike wird von den Z-Dioden
gefressen.
6) Es stellt sich eine relativ schnell abklingende Schwingung mit 2.5MHz
ein. Das ist wohl irgendeine Kapazität und eine Leitung.
7) Danach ist alles ruhig. Spannung bleibt also konstaqnt.
Was mir nicht gefällt ist 5). Die Z-Dioden sind doch eigentlich ein
Schutzmechanismus. Mir gefällt ehrlichgesagt nicht, dass sie derartig
beansprucht werden. Was tun?
Ich würde euch bitten Wünsche zu äußern, was ich alles mal
oszillosgrafieren soll. Ich kann versuchen das morgen noch
hinzubekommen... Ich mach auch erstmal selbst ein paar
Grund-Schnappschüsse. Die jetzigen Aufnahnmen z.B. ;)
Aus Sicherheitsgründen würde ich lieber nur die HighSide vermessen,
sonst muss ich das Modul aus dem Kasten nehmen.
Wenn ihr von mir heute nix mehr hört, wirds leider erst Montag abend
wieder.
MFG
>funktionieren. Bei 300V und 500us Zündungg ist irgendwas explodiert. Ich
Vielleicht wars nur irgendwo eine feine Zinnbrücke, die jetzt nicht mehr
brückt. Der erste Fehler wäre somit erstmal repariert. ;-)
Ich hoffe es. Überbrückt war zwar nix direkt, sonst wärs nicht erst bei
300V passiert... aber wenns eine Z-Diode war.. wärs nicht schön. die
kann man aber so schlecht überprüfen...
Mich stört die Beanspruchung der Supressor-Dioden immernoch. Ich bin bei
weitem noch nicht beim "Endstrom" und die Supressor-Dioden "glühen".
Snubber?
Wie simmensionieren?
Ist die Schaltung noch immer so wie vom "13.09.2011 05:53" ?
Wenn die oberen und unteren IGBT gleichzeitig sperren,
baut sich wegen der Induktiven Last eine hohe Spannung auf,
die dann an den Schutzdioden "vernichtet" werden muss.
Wenn man den oberen IGBT jetzt ein bisschen länger leiten lässt,
sollte die Induktionsspg. eigentlich über den oberen IGBT
und dessen Paralleldiode in Vorwärtsrichtung,
also geringerer Spannungsabfall, abgebaut werden.
Der Abbau der Induktionsenergie wird wohl so länger dauern,
aber wegen der fehlenden Kühlung,
muss man sowiso nach jedem Puls eine Pause einlegen.
Wieso hast du 2 Transistoren in der Schaltung? Wenn der erste sperrt
kann ja die Induktionsspitze nicht abgebaut werden.
Ich habe dir das mal um gezeichnet. Die zur Last anti parallele Diode
baut
die Induktionsspitze ab die Supressordiode zum Gate beruhigt dann nur
noch das Gewissen und wird gar nicht zum Einsatz kommen.
Ich habe es einfach als Z-Diode eingezeichnet.
Ich wünsche dir das es nur einen Transistor gekillt hat und nicht alle.
Thomas, deine Schaltung verheizt die Energie in der Spule in der Diode
und im ESR, das passiert dann auch noch "nur" abfallend exponentiell.
Bei mir machst die Spule eine hohe Spannung nach dem Ausschalten und es
werden die beiden Dioden leitend. Da die negativere Spulenseite auf
einmal negativer wird als die Betriebsspannung und die poisitive
Spulenseite auf einemal poisitiver wird als die Betriebsspannung geht
die Überschüssige Engerie wieder in die Energieversorung zurück. (Der
Strom baut sich sogar schneller (also linear) ab.)
Grund der Überspannung die an den Suprtessordioden anfällt ist die
parasitäre Induktivität in den "Rückspeiße"Diodenzuleitungen.
Deswegen kann der Strom nicht so schnell entlang dieses Pfades steigen,
was aber eigentlich nötig wäre.
Ich kann heute nacht mal Messungen machen. Eventuell kann man dann ein
Snubber designen der ein wenig die Energie frisst?
Eventuell hilft auch etwas aktives... Wäre ein Mosfet mit
380V-Supressordiode zum Gate denkbar?
Die Energie in diesem kurzen Puls muss halt irgendwie gefressen werden.
Es geht ja "nur" um die überdimmensionale Halbwelle einer
2.4Mhz-Schwingung.
wenn du die beiden Dioden brauchst dann lass Sie drin und mach den
ersten Transistor weg, sonst kann ja die eine Diode unten nicht arbeiten
wenn der Transistor gesperrt ist. Diese Überspannung geht aber nicht
zurück zum Kondensator sondern geht einfach nochmal durch deine
Spulen/Widerstandskombi und wird durch den verheizt.
Ist da jetzt alles Vermutung oder hast du das mit dem Oszi geprüft?
Ich glaube du überblickst den Zeitlichen Verlauf ver Ströme durch die
einzelnen Bauteile nicht so ganz :-)
Wenn du LT-Spice hast.... nützt dir eventuell der Anhang.
Interessant ist dabei:
a) Kondensatorspannung
b) Hauptinduktivitätsstrom
c) Diodenstrom
c) die Spikes an L- und L+
Viel Spaß... die Induktivitäten vor den Dioden sind die Ursache allen
Grauens.
Mal eine verrückte Idee:
Vielleicht kann man das Prinzip des "ZCS Resonanzwandlers"
zweckentfremden?
Damit sind dann zwar die Stromänderungen nicht so steil,
aber gerade diese sind ja die Wurzel allen Übels äh Grauens ;-)
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/snt/snt_deu/sntdeu4b.pdf
lg
Ich habe mal in LT-Spice meine Schaltung gezeichnet, mit Diode hat man
zwar keinen Überspannungsimpuls aber der Strom klingt wie du gesagt hast
viel zu langsam ab. Eine Supressordiode vom Gate zum Kollektor des
Transistors tut den Überspannungsimpuls schon ziemlich eindämpfen (aber
immer noch zu hoch) aber das Abschaltverhalten verändert sich kaum. Man
wird hier aber noch etwas tunen müssen weil etwas später trotzdem ein
Impuls auftritt.
Du schriebst doch erst du willst einen Impuls durch eine Induktivität
jagen, willst du das in beide Richtungen können oder wieso Transistoren
in der High- und Lowside?
Thomas O. schrieb:> Du schriebst doch erst du willst einen Impuls durch eine Induktivität> jagen, willst du das in beide Richtungen können oder wieso Transistoren> in der High- und Lowside?
Ich tippe mal auf Minimierung der Spannungsfestigkeit der IGBTs.
Möchte man bei einem einfachen Reihenschaltung mit einem Transistor und
Induktivität die gleiche Geschwindigkeit für Anstiegs wie Abfallzeit
haben, muss über der Induktivität beim Abmagnetisieren die gleiche
Spannung wie beim Aufmagnetisieren anliegen - jedoch mit anderem
Vorzeichen. Damit liegt die Transistorspannung minimal bei der doppelten
Versorgungsspannung.
(Bei einem FlyBack z.B. muss der Schalter auch mehr als die doppelte
Schaltspannung abkönnen. )
In deiner Simulation hast Du wahrscheinlich eine zu große Induktivität
eingezeichnet, er erreicht die 150A/Transistor nach 200us.
Klar ist, wenn man schneller abmagnetisieren will muss die Spannung der
Induktion nach dem Abschalten steigen.
@derAlbi
Hast Du mal versucht langsamer abzuschalten (solange Du in der SOA
bleibst)? Deine Schaltzeiten liegen im 300 ns - Bereich, die
Einschaltdauer im 500us Bereich.
Jede schnelle Abschaltaktion erhöht die Überspannung durch parasitären
Elemente. (der IGBT hat auch keine Inversdiode)
Bist Du sicher, dass Du keinen Überstrom erzeugst?
Mach mal kürzere Einschaltzeiten (geringerer Spitzenstrom) mit der
aktuellen Induktivität oder vergrößere die Induktivität so dass der
Strom sich langsamer aufbaut.
@DerAlbi: Ich habe den Widerstand der Quelle entsprechend geändert damit
ich die gleichen Stromwerte 2,2kA wie in deiner Simulation erreiche.
Wenn ich aber die Quelle so auslegen das durch die Induktivität nur die
150A fließen wie du im ersten Beitrag geschrieben hast, bleiben auch die
Induktionsspitzen im erträglichen Bereich <600V komischerweise geht dies
bei 2 parallelen Dioden auf <500 zurück.
Hallo Leute, ich war länger nicht da, sry fü die Vernachlässigng!
Der Sinn meiner Halbbrücke ist, dass die Energie in der Spule wieder in
die Versorgung zurückgespeißt werden kann. keiner der von euch
gezeichneten Schaltungen kann dies bewerkstelligen, so wie ich das sehe.
Das ist auch der Grund für warum ich "2 Transistoren in Reihe" nehme.
Mit Spannungsestigkeit hat das nichts zu tun. Die ist duch die Dioden
nicht mehr als die Ursprüngliche Kondensatorspannung.
Was die TVS-Diode am Gate angeht: beim Mosfet mag das alles klappen...
beim IGBT wirds da gefährlicher. Das konzept ist nicht testbar außer mit
nem verdammt guten Modell eines realen IGBT mit abschaltzeiten usw...
Was ich zur Zeit überlege: Ich hab das Modul inzwischen wieder
geschrottet. Es liegf alles bis 330V und der Versuch bei 350V
verursachte leichtes Ohenklingeln. Das Konzept der jetzigen
Parallelschaltung scheint mist zu sein. Egal wie, diese IGBTs wollten
nicht parallelgeschaltet werden und schon gar nicht in so einem Aufbau.
Ich versuche gerade einfach ein anderes konzept... Es gibt IGBTs die
extra für parallelschaltung kozipiert sind... die gibt es auch im
kleinen TO220 gehäuße und sind verdammt fix... (irgs30b60k)
Ich will einfach 72 Stück a 85A parallelschalten und dafür eine
odentliche Platinenkonstruktion bauen.
Dabei sollen 2 Platinen zum einsatz kommen:
1) eine dicke 210um Kupfer Platine, an der oben alle Emitter unten alle
Kollektoren zusammen angelötet sind und eine normale Platinen die
nochmals an die Emitter und Gate-Pns kommt. das ganze wird dann einfach
aufeinander gesteckt und dann sitzt die ansteuerung direkt an den
Gate-Pins und das Verhalten zwischen Emitter und Kollektor ist vorranig
Kapazitiv, duch die große Fläche zwischen E und C auf der
Hochstomplatine.
Durch die großen Ströme wird sich aber auch bei 210u Kupfer das
Potential innerhalb der Platine gehöig verschieben. Ich versuche gerade
mit einem Field-Solver die optimale Verteilung der Transistoren und
Einspeißungen zu finden. Ich denke auf dauer hat das mehr Sicherheit.
Auch bei den IGBTs mit jeweils 85A bin ich auf der sichereren Seite. Ein
paar samples hab ich mit bis zu 200A belasten können (impuls 500us)
Erst durch absichtliche Erwärmung mit dem Lötkolben auf etwas über
Handtemperatur, waren die 200A denen zu viel.
Eventuell müsste man mal Testen die Spikes mit Hochspannungsmosfets zu
killen. Die TVS-Dioden sind ne tolle sache, aber eine Prallelschaltung
auf einer Platine ist auch irgendwie mukrs, da das übliche
"dioden-parallelschalt-Problem" besteht, auch wenn die Kennlinie im
Rückwätsmodus flacher ausfällt. Ein dicker Mosfet sollte da einen guten
Teil des Stesses abnehmen können. benötigt man also nur noch einen
Mosfet mit 600V und niedrigem Rsdon... haha.
MFG
