Hallo!
Ich tu mir extrem schwer den Regler eins Buckconverters auszulegen. Es
geht um einen 24V-12V Wandler mit 200W Leistung. Die Last kann sehr
Pulsfürmige Ströme ziehen. ALso 100%-50% Lastsprünge könne auch mit 5kHz
kommen. Es muss also gut ausregeln können.
Ich nennen euch die Daten des Wandler:
f=100kz
L=5µ
C=2x330µ
Der Kondensator ist ein Low-ESR mit festem Elektrolyt.
Was ich mitbekommen hab, ist das für die Reglerauslegung auch die
Amplitude des Sägezahngenerator im Controller ausschlaggebend ist. Sie
beträgt 1,2V.
Den Erroramp hab ich wie im Anhang gestaltet. Bis auf die Widerstände
zur Spannungsanpassung (Referenz ist 2,5V) weis ich nicht wie ich die
Bauteile wählen soll.
Schaltnetzteile waren nie meine Stärke. Gibt es einen Spezialist in dem
Bereich (SMPS), welcher mir die Werte für die Kondensatoren und
Widerstände für den Regler nennen kann? Ich komm damit nicht zurecht.
Entweder schwingt die Ausgangsspannung oder die Regelung ist zu lansgam.
Hallo Markus,
> Es sind nur einmal 330µ!
Und? Wird er warm?
Wenn ich das richtig verstehe wandelst Du 24V in 12V um und das bei bis
zu 200W. Das wären 16A effektiv, Spitzen könnten locker 32A und mehr
betragen. Low-ESR mit festem Elektrolyt dürften bei 330uF so um die 3-4A
vertragen, d.h. dann haben sie eine normale Lebendsdauer. Deine Ströme
verkürzen die Lebensdauer deutlich. Schau mal in den Datenblättern für
Elkos nach max. Rippel.
Gruss Klaus.
Hab de einen recht guten Elko welcher 4,9A Rippel abkann:
http://www.farnell.com/datasheets/51370.pdf
Das ist selbst mit Derating noch genügend Reserve. Handwarm wird er
allerdings schon. Ok ich könnte auch 2x270µ nehmen für bessere
aufteilung.
Aber das wird das Problem mit der Regelung nicht lösen. Einfach viel
Kapazität geht aus Platzgründen nicht.
>Das wären 16A effektiv, Spitzen könnten locker 32A und mehr>betragen.
Mehr als 26A kann der Strom nicht betragen, da dann das
peak-current-limit greift. Der Rippel in der Spule beträgt gemessen 3,1A
(statt den gerechneten 2,85ADrossel geht leicht ein).
Aber wie gesagt, ich brauch die Reglerwerte.
C1=3n9
C3=2n
R3=1k2
R2=9k
C2=250p
R1=18k
R4=3k158
Ist eine sehr giftige auslegung mit fast 50kHz Bandbreite. Unbedingt bei
verschiedenen Temperaturen Testen, da die ESR-Nullstelle die
Phasenreserve beeinflussen wird. Auch kapazitive Last mit wenig ESR
Testen (wenn notwendig). Wenn du einen Gain/Phase-Analyzer hast kannst
die Übertragugsfunktion auch messen um genauer zu optimieren.
Sind nur gerechnete Werte ohne einen Konkreten OPAmp anzunehmen bzw den
PWM-IC genauer zu berücksichtigen.
Den ich habe einen EIngasspannung von genau 24V Angenommen. Es ist zu
beachten, dass bei einem Voltage-Mode (was ich vermute) geregeltem Buck,
der Loop-Gain von der Eingangssannung linear abhängt. Ich würde daher
empfehlen einen IC mit EIngangsspannungsfeedforward einzusetzen.
MFG Fralla
hallo Fralla!
>C3=2n>R3=1k2>R2=9k>C2=250p>R1=18k>R4=3k158
Ich hab deine Werte mal getestet. Ist Stabil und besser als alle
einstellungen die ich je hatte. Aber immer noch nicht optimal.
Den Spannungsteiler(R1,R4) zur Spannungseinstellung hab ich allerdings
hochohmiger gemacht. Noch Vorschläge wie der Regler schneller wird?
>Den Spannungsteiler(R1,R4) zur Spannungseinstellung hab ich allerdings>hochohmiger gemacht.
Sei mir nicht böse, aber willst du mich verars..en? Wenn ich dir schon
Werte geben musst du sie auch so übernehmen. Denn dieser
Spannnungsteiler bestimmt auch die Gesammtreglerverstärkund und die
Frequenz einer Nullstelle für den Phaseboost. Sollte man wissen, wenn
man so einen Buck entwickelt.
>Noch Vorschläge wie der Regler schneller wird?
Die Drossel bistimmt wie sich der Strom ändern kann, selbst bei
perfektem Regler. Also Drossel kleiner.
Anstonsten Multiphasen Buck in BCM-geregelt, hysterese.
Design ist ja schon fertig, wie du sagtest. Du must auch mal definieren
welche Transient Load Anforderungen du brauchst. Und dir klar werden, ob
du es wirklich so brauchst...
MFG Fralla
Markus schrieb:> Noch Vorschläge wie der Regler schneller wird?
Ja. Aufbau ohne Schaltregel-IC. Die Schleifenverstärkung der meisten
Schaltregler ist nämlich um Größenordnungen geringer als die von
halbwegs schnellen OPs. Bei 100KHz Taktfrequenz wird die Stabilität so
zum Kinderspiel. Platzbedarf ist freilich höher...
nein, ich meine richtig mit Sägezahngenerator, Fehlerverstärker,
Komparator, ggf. Totzeitgeber und Treiber. Ist deutlich aufwendiger, hat
aber noch mehr Vorteile, unter anderem halt die einfachere
Stabilisierung.
Letztere wird noch besser, wenn man eine echte Halbbrücke spendiert,
bzw. Synchrongleichrichtung. Ist aber alles eher Theorie, wenn die
Baugröße schon stark begrenzt ist.
Synchrongleichrichtung wird bereits eingesetzt.
>unter anderem halt die einfachere Stabilisierung.
Warum wird es einfacher nur weil diskret? Denn OP-Amp muss man trotzdem
passend beschalten, und das ist mein Problem Auserdem ist der IC für bis
zu 600kHz gedacht und der OPamp hat ein GBW von 25Mhz. Da bringt ein
schneller nichts. Brauch die richtigen Werte zur Beschaltung.
>Sei mir nicht böse, aber willst du mich verars..en? Wenn ich dir schon>Werte geben musst du sie auch so übernehmen. Denn dieser>Spannnungsteiler bestimmt auch die Gesammtreglerverstärkund und die>Frequenz einer Nullstelle für den Phaseboost.
Ok, das hab ich nicht bedacht. Bin gerade dabei die genauen Werte zu
testen. Vielen Dank für die Wert!
>Den ich habe einen EIngasspannung von genau 24V Angenommen. Es ist zu>beachten, dass bei einem Voltage-Mode (was ich vermute) geregeltem Buck,>der Loop-Gain von der Eingangssannung linear abhängt. Ich würde daher>empfehlen einen IC mit Eingangsspannungsfeedforward einzusetzen.
Ich hätte dazu sagen sollen, das die 24V von einem Bleiakku kommen. Die
Spannung kann also 20V bis 28V betrtagen, also kein extrem großer
Bereich. Ist das jetzt ein Problem?
Fralla schrieb:> Sind nur gerechnete Werte ohne einen Konkreten OPAmp anzunehmen bzw den> PWM-IC genauer zu berücksichtigen.
Da würde mich ja viel eher interessieren, WIE Du das gerechnet hast? Man
will ja schlißelich dazulernen... ;-)
>Die Spannung kann also 20V bis 28V betrtagen, also kein extrem großer>Bereich. Ist das jetzt ein Problem?
Schwer zu sagen. Aber bei der grenzwertigen auslegung, kann eines einen
einfluss haben. Einfach versuchen was passiert.
>WIE Du das gerechnet hast?
Beide Nullstellen auf die Filterfrequenz die L und C bildet, Polstellen
bei 70kHz.
Bleiakku???
Schalte doch noch eine 50A Sicherung oder was anderes zur
Strombegrenzung in deinen Kreis damit dein Board nicht in Flammen
aufgeht bei einem Kurzschluss.
Hallo Fralla,
>>WIE Du das gerechnet hast?>Beide Nullstellen auf die Filterfrequenz die L und C bildet, Polstellen>bei 70kHz.
Kannst Du das noch etwas deutlicher erläutern? Das würde mich auch sehr
interessieren.
Gruss Klaus.
Bin etwas verwirrt. Ich denke der PWM-IC, es ist der LTC3703-5
(http://cds.linear.com/docs/Datasheet/37035fa.pdf), hat so ein
Feedforward. Im Datenblatt steht line Voltage feedforward.
Deine Parameter brachten eine deutliche Verbesserung. (Ich hab nur den
R4 geändert, da die Referenz 0,8V statt 2,5V beträgt) Allerdings gibts
ein Überschwingen bei einem Sprung von 40% auf 100% Last. Nach 140µs
wird ausgeregelt. Allerdings schwingt die Spannung nach dem Einbruch
noch mal auf 12,7V auf. Das würde ich gerne wegbekommen.
Markus schrieb:> Allerdings gibts> ein Überschwingen bei einem Sprung von 40% auf 100% Last. Nach 140µs> wird ausgeregelt. Allerdings schwingt die Spannung nach dem Einbruch> noch mal auf 12,7V auf. Das würde ich gerne wegbekommen.
Tja, das ist das Problem bei der Regelei: Entweder schnell, dann kanns
auch mal Überschwingen, oder ohne Überschwingen, dann wirds aber
langsam.
>Entweder schnell, dann kanns auch mal Überschwingen, oder>ohne Überschwingen, dann wirds aber langsam.
Oh, welche tiefsinnige Aussage.
>Bleiakku???>Schalte doch noch eine 50A Sicherung oder was anderes zur>Strombegrenzung in deinen Kreis damit dein Board nicht in Flammen>aufgeht bei einem Kurzschluss.
Die Akkus, zwei große 155Ah Northstar, mit angegeben 5000A
Kurzschlussstrom. Keine Angst, da sind DC-Breaker mit 200A am
Batterieterminal. Der Wandler selbst wird nicht extra abgesichert. Ist
ausdrücklich so angegeben.
>Kannst Du das noch etwas deutlicher erläutern? Das würde mich auch sehr>interessieren.
Hallo Klaus, Tim.
Das Filter macht einen Doppelpol bei 3,9kHz. Deshalb setze ich die
Nullstellen leicht darüber bei 4,6kHz.
Bei 24V Eingangsspannung hat jeder Buckconverter einen DC-Gain von
Die Reglerbandbreite lege ich auf 40kHz fest. Daher muss die Open-Loop
Übertragungsfunktion bei der Resonanzfrequenz eine Verstärkung von
haben.
Der Regler muss ein DC-Gain (ohne Integralanteil) von -6dB (die
Differenz) haben.
R1 habe ich auf R1=18k festgelegt. Für -6db muss daher R2=9k sein. Die
restlichen Parameter erhält man aus der Übertragungsfunktion des Regler:
zB:
,
usw
Wenn man so beginnt macht man Anfangs nichts falsch. Wenn instabil
Bandbreite mal auf weniger festlegen. Das ein Regler in einem
Schaltnetzteil durch Messung (zb Vanable) der Übertragungsfunktion (bei
allen Extrembedingungen) kontrolliert werden soll, sollte klar sein.
>Allerdings gibts>ein Überschwingen bei einem Sprung von 40% auf 100% Last. Nach 140µs>wird ausgeregelt. Allerdings schwingt die Spannung nach dem Einbruch>noch mal auf 12,7V auf. Das würde ich gerne wegbekommen.
Dann reduziere C1 mal auf 2n2 und C3 etwas kleiner und R3 ein weing
größer (2k).
MFG Fralla
Hallo Fralla,
ich denke, aus Deinem pragmatischem Ansatz spricht langjährige
Erfahrung. In dieser Klarheit habe ich das Thema noch nie so angegangen
gesehen.
Es ist interessant das Du die Resonanzfrequenz von L und C ansetzt.
Eigentlich naheliegend. Warum setzt Du die Nullstellen um 20% darüber?
Ich würde gerne noch mehr erfahren. Gibt es dazu Literaturempfehlungen?
Ich denke dabei eher an pragmatische Vorgehensweisen.
Gruss Klaus.
>Wenn ich diese Ströme lese und Stützelko mit 330uF
Soch hoch ist der Ripple nicht. Der feste Elko kann 4,9A ab.
http://www.farnell.com/datasheets/51370.pdf
Trotzdem werde ich auf zwei kleinere 270µ umsteigen.
>Dann reduziere C1 mal auf 2n2 und C3 etwas kleiner und R3 ein weing>größer (2k).
Hab ich gemacht. Es funktioniert super! Kein Überschwingen, trotz der
relativ kleinen Kapazität wird in 60µs ausgeregelt, sehr geringer
Einbruch (demm wirkt mehr kapazität entgegen, ist nicht notwendig und
kein platz).
Interessant deine Art das zu berechnen, meine Try and Error Methode,
welche ja sehr viele bei regelung von Schaltnetzteilen anwenden hat
kläglich versagt.
Bei verschiendenen teperaturen muss ich noch testen.
Vielen Dank Fralla!
Fralla schrieb:> Die restlichen Parameter erhält man aus der Übertragungsfunktion des Regler:
Kann es sein, dass in deiner Formel noch ein Faktor
fehlt? Für die Lage der Null- und Pol-Stellen ist das egal, aber falls
jemand versucht, das nachzurechnen (so wie ich), könnte das etwas
verwirrend sein.
Michael H. schrieb:> Eventuell könntest du noch die Übertragungsfunktion herleiten?
Das ist im Prinzip die normale Formel für einen invertierenden
Verstärker; allerdings muss man mit komplexen Zahlen rechnen. Für die
Kapazitäten wird als Impedanz der Wert s*C eingesetzt.
Der Gegenkopplungswiderstand ergibt sich z.B. aus C1, C2 und R2 nach der
Formel:
Auf der linken Seite ist ein Spannungsteiler mit
und
Das Teilungsverhältnis ist dann
mit der Impedanz
Die gesamte Übertragungsfunktion ist dann:
Da entspricht mit etwas umstellen der Formel von Fralla, allerdings wie
geschrieben mit dem Unterschied von
Für Berechnungen mit so komplexen Ausdrücken würde ich dir eine
Mathe-Software wie z.B. "Maxima" empfehlen. Das ist auch sehr praktisch,
weil man dort direkt die Formeln in LaTeX-Syntax exportieren kann.
Johannes E. schrieb:> Kann es sein, dass in deiner Formel noch ein Faktor fehlt?
Ich muss mich korrigieren, hab mich beim Umstellen verrechnet.
Allerdings denke ich, dass in der Formel von Fralla die Kapazitäten C1
und C2 vertauscht sind.
>ich denke, aus Deinem pragmatischem Ansatz spricht langjährige>Erfahrung.
Ja Erfahrung spiel auch eine Rolle (ich mach nicht viel anderes als,
stärkere Converter und Inverter zu entwickeln).
Zu beachten ist, das es sich um einen Buck in Voltage Mode handelt, also
dem aller einfachsten aller Topologien. Ist nichts anderen als ein
LC-Filter mit einer Nullstelle durch den ESR verursacht. Da kann man so
einfach ansetzten.
Bei anderene Wandler, wo die Polstellen und Nullstellen Lastabhängig und
Dutycycleabhängig wandern und RHPZ auftretten ist es nicht mehr so
leicht.
>Es ist interessant das Du die Resonanzfrequenz von L und C ansetzt.
Bei dieser Frequenz beginnt die Phase abzufallen, und genau da muss man
mit dem Regler entgegenwirken.
>Warum setzt Du die Nullstellen um 20% darüber?
Das ist Erfahrung. Aufpassen muss man, dass keine "conditional
instability" (Also kreuzen der 0dB Linie vor dem eigentlichen
Crossover).
>Ich würde gerne noch mehr erfahren. Gibt es dazu Literaturempfehlungen?
Christoph Basso - Switch Mode Power Supplys
Macht viel mit regelung, aber auf SPICE Modellen basierend, also nichts
für die schnelle. Für den Einstieg aber ganz gut. Aber bei komplexen
Wandlern, alles was Resoannt läuft steigt diese Methodik aus.
Wenn es um Modelierung geht kann ich noch
Rober W. Erickson - Fundamentals of Power Electronis
Ned Modhan - Power Electronics
empfehlen.
Matlab mit Control System Toolbox ist auch ganz hilfreich.
Ich simuliere Übertragungsfunktionen auf gerne mit SIMPLIS, das beste
was es für Schaltnetzteile (heute) meiner Meinung nach gibt. Macht aus
einem geschalteten transientenmodel eine AC-Analyse und man erhält eine
Kleinsignalübertragungsfunktion.
>Kann es sein, dass in deiner Formel noch ein Faktor>fehlt?
Eher micht das muss so stimmen. Sonst wäre die Versätkung falsch. Aber
übertragungsfunktionen stell ich immer in der Produktdarstellung dar.
Dann sieht man in einem Blick Integralle Anteile, Pole, Nullstellen und
den DC-Gain und kann einfachst einen asymtotisch genähertes Bodediagram
zeichnen.
PS: mir fällt auf, C1 und C2 sind in der Zeichnung vertauscht. Rechne
mal so nach.
MFG Fralla
Jetzt komm ich nicht mehr mit: Ich hab versucht, das auf den TL494
umzusetzen, aber da ist die Beschaltung der ErrorAmps anders. In den
Beispielschaltungen wird das sehr unterschiedlich gehandhabt.
Z.B. sind im AppReport SLVA001D von TI die ErrorAmps rein resistiv
beschalten, da gehen die überhaupt nicht auf irgendwelche Kapazitäten
ein.
Ich hab das per Trail&Error mit LTSpice probiert, aber fundiert ist das
natürlich nicht.
Das Gain des TL494 ist min 70db, die GBW 800kHz, Vref ist 5V. Der TL494
läuft mit 100kHz.
Ist zumindest der Ansatz der RC-Netzwerke erstmal brauchbar, oder ist
das schon grob falsch?
Detlef _a schrieb:>> Ich muss mich korrigieren, hab mich beim Umstellen verrechnet.>> Das sehen Mathematica und ich anders, das war schon richtig
Ja, diese Formel war schon richtig; die habe ich auch nicht von Hand
gerechnet, sonder mit Maxima ;-)
Ich hatte dann aber beim Umstellen auf die Darstellung von Fralla, bei
der man die 0-Stellen direkt ablesen kann, einen Fehler gemacht.
Fralla schrieb:> PS: mir fällt auf, C1 und C2 sind in der Zeichnung vertauscht. Rechne> mal so nach.
Ja, das habe ich schon gesehen.
Was mir gerade einfällt: Die Simulaion des Schaltreglers in
verschiedenen Zuständen (variable Uin, variabler Iout, Lastwechsel) ist
ja immer ziemlich zeitaufwendig.
Kann man die Reglerparameter in der Simu auch optimieren, indem man z.B.
einen Teil der Schaltung nimmt, ein Bodediagramm erzeugt und dann
Frequenzgang und Phasenlage optimiert? Die Eingangsspannung am
Spannungsteiler des Errorverstärkers anlegen (den Spannungsteiler
natürlich vom ursprünglichen Ausgang trennen) und die Ausgangsspannung
z.B. am Feedbackpin abnehmen.
>Kann man die Reglerparameter in der Simu auch optimieren, indem man z.B.>einen Teil der Schaltung nimmt, ein Bodediagramm erzeugt und dann>Frequenzgang und Phasenlage optimiert?
Ja mit einem (um den Arbeitspunkt) linearisierten Ersatzschaltbild
welches aus R,L,C und gesteuerten Strom und Spannungsquellen besteht. In
SPice kann man damit dann einen AC - Analyse machen.
Zu beachten ist, das für eine AC-Analyse der DC-Arbeitspunkt aber
stimmen muss. Dh einfach Regelkreis öffnen geht nicht. Man kann aber
trotzdem Open-Loop Simulieren, indem man ein tieffilter mit extrem
Grenzfrequenz dzwischenschaltet (zb 1kF und 1kH).
Oder man simuliert mit den gängigen Kleinsignalmodellen in Matlab und
nutz die Control Systems Toolbox.
Langwierige Transientenanlysen (ANSYS Simplorer) verwenden ich zumindest
nur wenn es um modlierung von Verlusten (Halbleiter, Magnetics) oder
Prinzipielle funktionsanalyse geht, weniger zum Regleroptimieren.
>Die Simulaion des Schaltreglers in>verschiedenen Zuständen (variable Uin, variabler Iout, Lastwechsel) ist>ja immer ziemlich zeitaufwendig.
Nicht unbedingt, womit simulierst du?
MFG Fralla
Gilt die Betrachung nur für kontinuierlichen Strom? Warum schwingt der
Regelkreis nicht bei Leerlauf? Ein Synchrongleichrichter würde dies
lösen?
Die Pole des Filters sind doch eigentlich konjugiert komplex, wobei die
Dämpfung auch von der Last (Parallenwiderstand zum Elko) abhängen
sollte. Sind dann die Nullstellen des Reglers ebenfalls konjugiert
komplex?
>Die Pole des Filters sind doch eigentlich konjugiert komplex
Ja sicher, ist ja auch ein gedämpftes LC-Filter.
>Warum schwingt der Regelkreis nicht bei Leerlauf?
Warum sollter er? Dann gilt die LC-Filter Annahme sowieso nicht mehr.
Verstärkung sinkt ab -> DICM.
>Ein Synchrongleichrichter würde dies lösen?
im forced-continous Mode kann man erzwigen das immer CICM herrscht (bis
zum Leerlauf), geht auf kosten des Wirkungsgrades.
>Sind dann die Nullstellen des Reglers ebenfalls konjugiert>komplex?
Nein, wie man anhand der Übertragungsfunktion sieht. Trotzdem liegen die
Pole der rsulierenden Closed-Loop nicht mehr weit in der komplexen.
Hängt davon ab wie man die Verstärkung und damit die Phasenreserve
wählt. Je kleiner umso mehr wandern reslutierende Pole (aus der
closed-loop) von der reellen Achse weg, also umso mehr Überschwingen.
Sieht man mittels Root-Locus sehr gut.
MFG Fralla
Danke für die Hinweise. Regelungstechnik war zwar ein interessantes
Fach, aber die Anwendung war immer die Antriebstechnik und nie die
Leistungselektronik. In der Leistungselektronik dagegen wurden die
Regler immer recht oberflächlich behandelt nach dem Motto "PI von Hand
hindrehen, bis es halbwegs stabil ist". Konkret gerechnet habe ich das
nie und bei den Hobbyschaltungen wurde es auch empirisch festgelegt.
Obwohl dies durchaus eine interessante Anwendung ist.
Ich habe mal die Wurzelortskurve skizziert. Mit komplex konjugierten
Nullstellen links der Filterpole würden die Pole des geschlossenen
Kreises auf einer Kreisbahn nach links in die Nullstellen wandern. Also
schnelleres Einschwingverhalten ohne gravierende Verbesserung der
Dämpfung. Der Imaginärteil wird nicht kleiner als der Abstand der
Nullstellen zur Re-Achse, nur liegen die Pole weiter links.
Mit einer doppelten Nullstelle auf der Re-Achse dagegen laufen die Pole
zusammen in diese Nullstelle, der Imaginärteil wird mit steigender
Verstärkung immer kleiner.
Beim Sperrwandler im current Mode habe ich gelesen, dass der Regelkreis
im kontinuierlichen (oder war es der lückende?) Modus einfach auszulegen
sei. Wie macht man da den Ansatz des Modells? Der Ausgangskondensator
integriert Strom zu Spannung. Ist aber der Spitzenwert des Stroms beim
Abschalten proportional zum mittleren Strom auf der Ausgangsseite? Über
0,5*L*I^2*f kriegt man im lückenden Modus die über eine Sekunde
übertragene Leistung und über die Sekundärspannung den Strom. Das ist
aber eigentlich nichtlinear.
>Beim Sperrwandler im current Mode habe ich gelesen, dass der Regelkreis>im kontinuierlichen (oder war es der lückende?) Modus einfach auszulegen>sei.
Lückend ist einfacher. Besonders wenn in Current-Mode geregelt.
>Ist aber der Spitzenwert des Stroms beim Abschalten proportional zum >mittleren
Strom auf der Ausgangsseite? Über 0,5*L*I^2*f kriegt man im >lückenden Modus die
über eine Sekunde übertragene Leistung und über die >Sekundärspannung den Strom.
Das ist aber eigentlich nichtlinear.
Ja ist nichtlinear. Dafür kann man mit einem Flyback einen hohen Bereich
abdeknen, mit wenig dutycaycleänderung (im Vergleich zu Buck zb)
> In der Leistungselektronik dagegen wurden die Regler immer recht >oberflächlich
behandelt nach dem Motto "PI von Hand hindrehen, bis es >halbwegs stabil ist".
Für basteln zuhause vielleicht, aber in der prof. Entwicklung werden
Regler genauso berechnet. (Ich weis, da gibts ausnahmen, viele). Mag
beim Viedorekorder Netzteil so gehen, bei einer 30kW Resonanzwandler
nicht mehr.
>Wie macht man da den Ansatz des Modells?
Am einfachsten ist, ein Zustandsraummodel aufzustellen mit Uc und Il als
Zustandsgrößen. (Für geschlossenen Schalter und offenen) Diese Modele
mittelt man mit dem Dutycycle zu einem Model. Dann erfolgt die
linearisierung und anschließend die Transformation in den Laplace
bereich. Daraus können dir Übertragungsfunktionen extrhiert werden.
Da ich das nicht einzeln erklären möchte habe ich einen Literaturtipp:
Fundamentals of power electronics - Robert Warren Erickson, Dragan
Maksimović
Auserdem können dies die Erfinder (die berühmten Leistungselektroniker
Slobodan Cuk und Middlebrook) besser. Im Anhang die ursprüngliche Arbeit
hierzu.
MFG Fralla
Fralla schrieb:> Die Reglerbandbreite lege ich auf 40kHz fest. Daher muss die Open-Loop> Übertragungsfunktion bei der Resonanzfrequenz eine Verstärkung von>
>haben.
Der Beitrag ist zwar schon ein bisschen älter aber vllt. kann trotzdem
jemand meine Frage beantworten:
Wie kommt man auf das oben genannte Verhältnis?
Wie erhält man das Bodediagramm in Abhängigkeit von der Duty Cycle
Änderung beim Simulieren, z.B. mit LtSpice? Einfach AC Analysis auf den
zweiten Eingang des Sägezahn Modulators?
Grüße
Reglerbandbreite (aka Transitfrequenz) 40kHz klingt erstmal vernünftig.
Wie Du auf die Übertragungsfunktion kommst, weiß ich nicht.
Zeige mal bitte die zugehörige aktuelle Simulation.
Mark S. schrieb:
> Reglerbandbreite (aka Transitfrequenz) 40kHz klingt erstmal vernünftig.
Aber woher kommen die Werte 3800 und 40000?
Im Anhang findest du die Schaltung. Im Prinzip möchte ich jetzt die
Übertragungsfunktion des Ausgangs, wenn ich den Duty Cycle mit
Unterschiedlichen Frequenzen ändere.
