Single-Supply-AC-Verstärkerschaltung zeigt komisches Verhalten

[Markus B. (markus_b95)]

Hallo alle miteinander ;)

Nachdem ich nun hier schon seit Monaten immer mitlese, und mir auch 
schon die Eine oder Andere Lösung/Inspiration hier holen konnte, bin ich 
auf eure Hilfe angewiesen, da selbst die Profs meines Vertrauens in der 
FH mit ihrem Latein am Ende sind :(

Zu den Randbedingungen:
Konkret geht es um das Projekt eines Ultraschallsensors---Ich weiß, man 
findet Einiges an Informationen zu dieser Thematik hier & im Rest des 
Netzes, aber zu meinem Problem konnte ich nichts weiter finden.

Von einer 'Hauptplatine' mit einem ATMega 16 samt Randbeschaltung, 
einigen LEDs und Linearregler (TS2940) wird ein 40kHz vom µC ausgegeben, 
momentan zu Testzwecken permanent, später nur gepulst, um die Zeit zu 
messen zwischen dem gesendeten Signal und dem Empfangenen.

Folgendes ist nun das Problem: Wie in obigem Schaltplan ersichtlich 
(Receiver-Transmitter.png) wird das vom Empfänger, UST-40R, empfangene 
Signal verstärkt und an den ADC-Eingang meines µC's zurückgeführt, damit 
der darauf später entsprechend reagieren kann.

Mein altes Oszilloskop ist zwar nicht das zuverlässigste, aber für 
qualitative Beurteilung der Signalform durchaus ausreichend.
Wie die angehängten Bilder zeigen, wird am Empfänger direkt ein sauberer 
40kHz-Sinus empfangen ->UST-40R.jpg (beide Bilder btw. aufgenommen bei 
0.5V/Div, Zeitbasis 5 µs), nur am Ausgang meiner Verstärkerschaltung 
sehe ich am Oszi ein Signal, was das Oszi nicht mal richtig triggern 
kann, siehe Bild RCV_SIG_AMPLIFIED.jpg.
Beide Bilder wurden mit den selben Einstellungen am Oszi aufgenommen, 
sowie bei gleichem, nicht bewegtem Bürostuhl als Reflektor :)

Laut meinem Prof. sollte die Schaltung an sich soweit i.O. sein, der 10 
Ohm Widerstand nach dem Spannungsfolger war ein Tipp eines 
Labormitarbeiters, da OpAmps dazu neigen bei kapazitiven Lasten 
aufzuschwingen.

Die Schaltung ist momentan provisorisch auf Lochraster aufgebaut, die 
Lötstellen habe ich alle geprüft und sollten in Ordnung sein.

Jedenfalls, ich bin mit meinem bescheidenen Drittsemester-Latein am 
Ende, bitte helft mir! =(

P.s. Falls es relevant ist, im Schaltplan sind die beiden 
200k-Widerstände zur Bestimmung der Verstärkung absichtlich einzeln in 
Reihe eingezeichnet, da ich auch auf der Platine nur 2x200k R's in Reihe 
habe, da diese die einzigen waren, die ich grade zur Hand hatte.
Weiterhin basiert die Schaltung auf Single-Supply-OpAmps, da ich am 
Liebsten nur die 5V der AVR-Platine verwenden möchte. Der Regler liefert 
1A, derzeit sind kaum LEDs angeschalten, weshalb auch die Leistung des 
Reglers kein Problem sein sollte in meinen Augen

[Biasi (Gast)]

>Laut meinem Prof. sollte die Schaltung an sich soweit i.O. sein, der 10
>Ohm Widerstand nach dem Spannungsfolger war ein Tipp eines
>Labormitarbeiters, da OpAmps dazu neigen bei kapazitiven Lasten
>aufzuschwingen.

10R ist in deiner Schaltung natürlich viel zu klein, wenn du ihn zum 
Biasen des TS912 verwenden willst! Der schließt das "Received"-Signal ja 
völlig kurz!!

[Helmut L. (helmi1)]

Mach mal in Reihe zum R6 (100K) einen Kondensator sonst verstaerkst du 
die Gleichspannung am + Eingang mit. Also 2.5V * 5 = 12V und die kann 
dein OP nicht mit 5V Versorgung.

[Klaus D. (kolisson)]

Bei U1b fehlt ein Kondensator in Reihe zu AGND.

Klaus

[Helmut L. (helmi1)]

Und wenn du die 2.5V nicht sonstwo noch brauchst kannst du den + Eingang 
auch mit 2 100K Widerstaende auf 2.5V bringen.

[Markus B. (markus_b95)]

Biasi schrieb:
>
> 10R ist in deiner Schaltung natürlich viel zu klein, wenn du ihn zum
> Biasen des TS912 verwenden willst! Der schließt das "Received"-Signal ja
> völlig kurz!!

Ja, stimmt, mir ist's auch grade aufgefallen, in meiner Schaltung werden 
die 2.5V über einen 200k-Widerstand eingekoppelt nach C8, das habe ich 
vergessen im Schaltplan einzuzeichnen.

Helmut Lenzen schrieb:
> Mach mal in Reihe zum R6 (100K) einen Kondensator sonst verstaerkst du
> die Gleichspannung am + Eingang mit. Also 2.5V * 5 = 12V und die kann
> dein OP nicht mit 5V Versorgung.

Das werde ich später nach dem Essen mal probieren, vielen Dank!

[Markus B. (markus_b95)]

Mist mir ist grad noch ein Fehler im Schaltplan aufgefallen:
Nach R6 geht's nicht auf Ground sondern auf VCC/2 (wurde mir vom Prof. 
gesagt das gehört so, das dort der Virtual Ground sein muss, also 
VCC/2).
Den Kondensator löte ich jetzt ein, Update folgt..

[Biasi (Gast)]

>Nach R6 geht's nicht auf Ground sondern auf VCC/2 (wurde mir vom Prof.
>gesagt das gehört so, das dort der Virtual Ground sein muss, also
>VCC/2).

Dann brauchst du auch keinen Cap...

[Markus B. (markus_b95)]

Biasi schrieb:
>>Nach R6 geht's nicht auf Ground sondern auf VCC/2 (wurde mir vom Prof.
>>gesagt das gehört so, das dort der Virtual Ground sein muss, also
>>VCC/2).
>
> Dann brauchst du auch keinen Cap...

Jap, das hab ich auch grad gemerkt, was bleibt ist das ich keinen 
sauberen verstärkten Sinus sehe sondern solches Gezittere, das wundert 
mich halt :/

[Helmut L. (helmi1)]

Hast du schon mal einen anderen OP ausprobiert?
Der TS912 ist nicht gerade der schnellste.

[Biasi (Gast)]

Was soll eigentlich die Diode beim Ultraschall-Transmitter?

[Markus B. (markus_b95)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Hast du schon mal einen anderen OP ausprobiert?
> Der TS912 ist nicht gerade der schnellste.

Aha, ist er nicht? Kannst du mir sagen an welchen Daten im Datenblatt 
ich das sehe? Dachte bei der Eingangsbandbreite des OP's sollte ich mit 
meinem 'lahmen' 40kHz-Signal keine Probleme bekommen?
Ich weiß, die Frage ist wohl trivial, aber mit realen OpAmps hatte ich 
bis vor meinem Projekt wenig zu tun und bin wohl noch nicht so vertraut 
mit den Kennwerten einzelner OpAmps :/
Da ich die Schaltung wenn die Software soweit läuft nochmal sauber auf 
einer Platine mit SMD aufbauen werde, was für OpAmps könntest du mir 
anstatt des 912ers so empfehlen? Rail-to-rail u. Single-Supply-fähig mit 
+5V muss er halt sein schätz ich mal?

[Markus B. (markus_b95)]

Biasi schrieb:
> Was soll eigentlich die Diode beim Ultraschall-Transmitter?

Die dient dazu das das Signal vom anderen Pin des Senders nicht in den 
Max232 rein kommt, ich kann nicht wirklich sagen warum, aber ohne die 
Diode kam nur verzerrter Murks am Sender an, mit ihr ein relativ 
sauberes Rechteck-Signal, wobei halt Abgeschwächt um die 0,7V, wobei ich 
damit leben kann.

[Biasi (Gast)]

>Aha, ist er nicht? Kannst du mir sagen an welchen Daten im Datenblatt
>ich das sehe?

Slew Rate...

[Helmut L. (helmi1)]

Markus Burger schrieb:
> Aha, ist er nicht? Kannst du mir sagen an welchen Daten im Datenblatt
> ich das sehe?

An dem Paramter GBW = 0.8MHz   Das ist der Punkt wo die Verstärkung 1 
wird.


http://www.st.com/internet/com/TECHNICAL_RESOURCES/TECHNICAL_LITERATURE/DATASHEET/CD00000501.pdf

Markus Burger schrieb:
> Rail-to-rail u. Single-Supply-fähig mit
> +5V muss er halt sein schätz ich mal?

OPA2340

[Biasi (Gast)]

>Die dient dazu das das Signal vom anderen Pin des Senders nicht in den
>Max232 rein kommt, ich kann nicht wirklich sagen warum, aber ohne die
>Diode kam nur verzerrter Murks am Sender an, mit ihr ein relativ
>sauberes Rechteck-Signal, wobei halt Abgeschwächt um die 0,7V, wobei ich
>damit leben kann.

Aber der Transmitter arbeitet doch kapazitiv. Wie soll denn das mit der 
Diode funktionieren??

[Markus B. (markus_b95)]

Biasi schrieb:
>>Die dient dazu das das Signal vom anderen Pin des Senders nicht in den
>>Max232 rein kommt, ich kann nicht wirklich sagen warum, aber ohne die
>>Diode kam nur verzerrter Murks am Sender an, mit ihr ein relativ
>>sauberes Rechteck-Signal, wobei halt Abgeschwächt um die 0,7V, wobei ich
>>damit leben kann.
>
> Aber der Transmitter arbeitet doch kapazitiv. Wie soll denn das mit der
> Diode funktionieren??

Ähm..um ehrlich zu sein, ich kann dir grade nicht folgen was du mit 'der 
arbeitet kapazitiv' meinst, so wie ich das verstanden habe, verhält sich 
das Teil wie ein Quarz mit Resonanzfrequenz bei 40kHz, und die Diode 
'blockt' halt alles positive Potential seitens des Senders ab.

@Alle anderen, vielen Dank, werde mich zu dem Thema Slew-Rate mal schlau 
machen, auch wenn mir die Bedeutung des Gain-Bandwidth-Products momentan 
schleierhaft ist :/

[Hagen R. (hagen)]

Markus Burger schrieb:
> verhält sich
> das Teil wie ein Quarz mit Resonanzfrequenz bei 40kHz

Ja, ein Piezo eben und das kannst du gleichsetzen mit einem Kondensator. 
Deswegen musst du beim Receiver auch keinen Kondensator zur AC Kopplung 
einbauen. Also C8 raus nehmen.

Statt dessen an R6 zwischen AGND einen Kondensator rein.

Im Attachment mal meine Schaltung mit der ich experimentiert habe. Links 
der US-Transducer als Simulationsmodell. Der 6.8k Widerstand dient zum 
Detuning des US-TRansducers, er bedämpft und erhöht die Bandbreite dens 
Transducers. Danach die Verstärkungsstufe, hier mit den beiden Dioden im 
Feedback als Logarithmischer Verstärker. Danach den Kram kannst du bei 
deinem Projekt vergessen.

Gruß Hagen

[Helmut L. (helmi1)]

Markus Burger schrieb:
> @Alle anderen, vielen Dank, werde mich zu dem Thema Slew-Rate mal schlau
> machen, auch wenn mir die Bedeutung des Gain-Bandwidth-Products momentan
> schleierhaft ist :/

Slewrate ist die Anstiegsgeschwindigkeit mit der sich der Ausgang 
maximal ändern kann. Angegeben in V/us. Wenn dein Signal ein höhere 
Änderungsgeschwindigkeit hat kann es nicht mehr Orginalgetreu verstärkt 
werden.

Das GBW ist das Produkt aus Leerlaufverstärkung und Bandbreite. 
Angegeben ist die Frequenz wo die Verstärkung 1 wird. Bei der Frequenz 0 
(DC) hast du die höchste Verstärkung. Denk dir jetzt ein Diagram wo die 
Verstärkung von der Frequenz 0 (maximale Verstärkung) bis zur maximale 
Frequenz abfällt auf eins. Danach kannst du dir für jede Frequenz die 
dazugehörende Leerlaufverstärkung ausrechnen.

[Markus B. (markus_b95)]

> Slewrate ist die Anstiegsgeschwindigkeit mit der sich der Ausgang
> maximal ändern kann. Angegeben in V/us. Wenn dein Signal ein höhere
> Änderungsgeschwindigkeit hat kann es nicht mehr Orginalgetreu verstärkt
> werden.
>
> Das GBW ist das Produkt aus Leerlaufverstärkung und Bandbreite.
> Angegeben ist die Frequenz wo die Verstärkung 1 wird. Bei der Frequenz 0
> (DC) hast du die höchste Verstärkung. Denk dir jetzt ein Diagram wo die
> Verstärkung von der Frequenz 0 (maximale Verstärkung) bis zur maximale
> Frequenz abfällt auf eins. Danach kannst du dir für jede Frequenz die
> dazugehörende Leerlaufverstärkung ausrechnen.

Erst einmal, Danke für deine Erklärung!
Angegeben ist im DS des 912D eine Slew-Rate nach Minus von 0,6 und nach 
Plus 0,8 µs (vermute mal das sind quasi die Flanken).
Mein empfangenes Signal hat nun eine Peak-to-Peak Spannung von in etwa 
1,5V-2V, dementsprechend habe ich eine 'Steigung' an der fallenden 
Flanke des Sinus von:
Periodendauer bei 40kHz 25µs
=> Fallende Flanke über ca. 1/4 der Periodendauer also ca. 1,5V/6µs was 
auf eine µs umgerechnet gibt: 0,25V/µs.
Womit der OPV bzw. dessen Ausgang doch locker mithalten können müsste, 
oder habe ich einen Denkfehler in meiner Rechnung?

Zum GBP bzw. GBW:
Wenn der Verstärkungsfaktor bei 1,4 MHz (entnommen dem Datenblatt) 1 
wird, und ich mir so das Diagramm im Blättchen ansehe (Seite 7, 
Gain/Phase vs. Frequency) dann ist bei einem derzeit 'eingestellten' 
Verstärkungsfaktor von 5 bei 40kHz für mich noch kein Problem 
ersichtlich, da doch die Leerlaufverstärkung noch ziemlich maximal ist, 
und somit von einer Potentialdifferenz an den Eingängen des OPV's 
ausgegangen werden kann über die Rückkopplung, womit der 
nichtinvertierende Verstärker doch normal arbeiten sollte?

Vielen Dank nochmals an Alle hier ;)

[Markus B. (markus_b95)]

Hagen Re schrieb:
> Markus Burger schrieb:
>> verhält sich
>> das Teil wie ein Quarz mit Resonanzfrequenz bei 40kHz
>
> Ja, ein Piezo eben und das kannst du gleichsetzen mit einem Kondensator.
> Deswegen musst du beim Receiver auch keinen Kondensator zur AC Kopplung
> einbauen. Also C8 raus nehmen.
>
> Statt dessen an R6 zwischen AGND einen Kondensator rein.
>
> Im Attachment mal meine Schaltung mit der ich experimentiert habe. Links
> der US-Transducer als Simulationsmodell. Der 6.8k Widerstand dient zum
> Detuning des US-TRansducers, er bedämpft und erhöht die Bandbreite dens
> Transducers. Danach die Verstärkungsstufe, hier mit den beiden Dioden im
> Feedback als Logarithmischer Verstärker. Danach den Kram kannst du bei
> deinem Projekt vergessen.
>
> Gruß Hagen

Hey, Danke erst einmal für deinen Beitrag!

Ähm, um ehrlich zu sein, den Kondensator C8 für die AC-Kopplung hatte 
ich aus einem Dokument von TI zum Thema Single-Supply und war der 
Meinung das der wichtig ist zum DC-Blocken, war mir auch schleierhaft wo 
an dieser Stelle ein Gleichspannungsanteil herkommen soll.

Bezügl. des Kondensators an R6: Du hast dich leider auf einem Fehler von 
mir im Schaltplan bezogen.
Diesen habe ich extra schnell gezeichnet um das Problem hier möglichst 
sauber schildern zu können, nur ist mir dabei ein Fehler unterlaufen 
(hab's weiter oben auch mal kurz erwähnt) : Auf der tatsächlichen 
Schaltung liegt R6 'unten' auf dem Virtual Ground des OpAmps, d.h. auf 
den stabilisierten VCC/2, nicht auf Ground, weshalb der von dir 
vorgeschlagene Kondensator auch hinfällig sein sollte, oder sehe ich das 
falsch? :)

[Helmut L. (helmi1)]

Wenn du ein Sinusförmiges Signal auf den OP gibst hast du die höchste 
Änderungsrate im Nulldurchgang.  Ableitung des Sinus ist der Cosinus.
Und das muss der OP können.

Ich komm beim TS912 auf 0.8 MHz. Bei der kleinen Verstärkung könnte es 
noch reichen. Wenn du aber Ultraschall machen willst kanns es aber sein 
das du mehr Verstärkung brauchst.

[Markus B. (markus_b95)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Wenn du ein Sinusförmiges Signal auf den OP gibst hast du die höchste
> Änderungsrate im Nulldurchgang.  Ableitung des Sinus ist der Cosinus.
> Und das muss der OP können.
>
> Ich komm beim TS912 auf 0.8 MHz. Bei der kleinen Verstärkung könnte es
> noch reichen. Wenn du aber Ultraschall machen willst kanns es aber sein
> das du mehr Verstärkung brauchst.

Klar, habe nur mal schnell über'n Daumen den Sinus quasi zum Dreieck 
gemacht bei der Steigungsberechnung, was du sagst das man über die 
mathematische Ableitung gehen müsste ist natürlich korrekt, wenngleich 
ich mir eben dachte das bei einem Faktor von 5 noch die Welt i.O. sein 
müsste...
Lange Rede kurzer Sinn, ich bin offensichtlich nahe an der Grenze und 
schau mich mal nach einem anderen OP um :)
Was heißt mehr Verstärkung, es geht nur um einen Rückfahrwarner in der 
Garage, weil man dort relativ schlecht sieht wie viel Luft man noch hat 
(Klar, die Analogmodelle wie ein von der Decke hängender Tennisball 
wären eine Option, aber bei Weitem nicht so lehrreich und interessant).

Ich benötige also quasi eine Reaktion des OPV-Ausgangs bei einer 
Entfernung von vielleicht fünf Metern. Soweit (!!) ich das hier im Raum 
abschätzen kann, sollte eben die da sein und somit für den ADC des 
ATMega ein gefundenes Fressen sein :)

Aber mal sehen wie sich das Ganze mit einem anderen OpAmp macht, falls 
es weiterhin Probleme geben sollte, werde ich mich wieder hier melden.

Vielen Dank nochmals & angenehme Nachtruhe, morgen ist Vorlesung ich bin 
weg ^-^

[Helmut L. (helmi1)]

Markus Burger schrieb:
> Soweit (!!) ich das hier im Raum
> abschätzen kann, sollte eben die da sein und somit für den ADC des
> ATMega ein gefundenes Fressen sein :)

Schon mal über die Abtastrate des ADC nachgedacht?
Ich bin selber zur Zeit an sowas dran. Will ich hier aber nicht 
öffentlich machen.

Bis morgen.

[Biasi (Gast)]

>Ähm..um ehrlich zu sein, ich kann dir grade nicht folgen was du mit 'der
>arbeitet kapazitiv' meinst, so wie ich das verstanden habe, verhält sich
>das Teil wie ein Quarz mit Resonanzfrequenz bei 40kHz,...

Nein, das siehst du falsch. Der Sender arbeitet nicht wie ein Quarz. Man 
muß ihm schon den 40kHz Sendetakt zuführen.

>...und die Diode 'blockt' halt alles positive Potential seitens des
>Senders ab.

Nein, auch das ist falsch. Der Sender verhält sich kapazitiv. Du mußt da 
immer eine Kapazität auf- und wieder entladen, eben im 40kHz Rythmus. 
Die Diode läßt aber nur ein Aufladen zu und kein Entladen mehr. Außerdem 
erzeugst du mit deiner Schaltung ja ein bipolares Signal, das gar kein 
DC-Signal mehr besitzt. Das ist doch der tiefere Sinn von U3! Da gibt es 
für die Diode garnichts zu tun. Da hast du etwas total falsch 
verstanden!!

Lies mal hier:

http://www.mikrocontroller.net/articles/Entfernungsmessung_mit_Ultraschall

Ich denke, du erzeugst schon kein richtiges Sendersignal und dein 
Empfänger triggert auf irgendeinen Murks.

[Markus B. (markus_b95)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Markus Burger schrieb:
>> Soweit (!!) ich das hier im Raum
>> abschätzen kann, sollte eben die da sein und somit für den ADC des
>> ATMega ein gefundenes Fressen sein :)
>
> Schon mal über die Abtastrate des ADC nachgedacht?
> Ich bin selber zur Zeit an sowas dran. Will ich hier aber nicht
> öffentlich machen.
>
> Bis morgen.

Hey!

Ja, das habe ich tatsächlich einige Zeit...
Ob ich eben nun den AD-Wandler nehmen sollte, oder einen 
Schmitt-Trigger, der ab einer gewissen Schaltschwelle des empfangenen, 
verstärkten Signals triggert, und das dann vom AVR via Eingangs-Abfrage 
verarbeiten soll.
Letztendlich war ich der Meinung, das ein ADC mit 125kHz genügen sollte, 
die Hoffnung stirbt zuletzt :)

Biasi schrieb:
> Nein, das siehst du falsch. Der Sender arbeitet nicht wie ein Quarz. Man
> muß ihm schon den 40kHz Sendetakt zuführen.

Das stimmt natürlich, da muss ich dir Recht geben, ich meinte eig. eher 
einen RC-Schwingkreis, nur habe ich mich vorher durch das Quarzkochbuch 
durchgelesen, schätze da war ich etwas gaga als ich das geschrieben 
habe, sorry!

Biasi schrieb:
> Nein, auch das ist falsch. Der Sender verhält sich kapazitiv. Du mußt da
> immer eine Kapazität auf- und wieder entladen, eben im 40kHz Rythmus.
> Die Diode läßt aber nur ein Aufladen zu und kein Entladen mehr. Außerdem
> erzeugst du mit deiner Schaltung ja ein bipolares Signal, das gar kein
> DC-Signal mehr besitzt. Das ist doch der tiefere Sinn von U3! Da gibt es
> für die Diode garnichts zu tun. Da hast du etwas total falsch
> verstanden!!

Das mit dem Entladen klingt an sich schon logisch, ja...
Wie bereits gesagt, ohne kam nur Murks 'raus, als ob der Max 232 keine 
kapazitiven Lasten mögen würde o.Ä., habe ich wirklich keine Erklärung 
dafür.
Mein Sendesignal sieht aber an sich recht schön aus, das 
nichtinvertierte sowie das invertierte, über die Diode geführte.
Ebenfalls sehe ich auch, was der Sinn davon war, mit Masse meines 
Tastkopfes auf dem einen Beinchen des Senders und dem Tastkopf auf den 
anderen ein Rechteck mit knapp 17V P2P-Spannung (Im Rahmen der Ablese 
-und Kalibriergenauigkeit meines Oszis, Spannungsangaben sind da mit 
Vorsicht zu genießen).

Das soll heißen, ich gebe dir schon Recht, theoretisch dürfte da 
eigentlich kaum noch was gesendet werden, da der Sender sich nur noch 
über das nichtinvertierte Signal -um's so zu formulierern- entladen 
kann, aber...bevor ich hier jetzt Murks erzähle und mich um Kopf und 
Kragen rede, hänge ich später die Schaltung nochmal ans Oszi und 
dokumentiere das hier, Bilder folgen =)

[Hagen R. (hagen)]

Markus Burger schrieb:
> (hab's weiter oben auch mal kurz erwähnt) : Auf der tatsächlichen
> Schaltung liegt R6 'unten' auf dem Virtual Ground des OpAmps, d.h. auf
> den stabilisierten VCC/2, nicht auf Ground, weshalb der von dir
> vorgeschlagene Kondensator auch hinfällig sein sollte, oder sehe ich das
> falsch? :)

So wie du es beschreibst ist das eine DC Kopplung. Meine Schaltung ist 
eine Frequenzabhängige AC-Kopplung, eine Standard OPA Beschaltung. Nur 
die beiden Dioden musst du rausnehmen, die verändern die 
Übertragungsfunktion des OPA hin zu einer logarithmischen Verstärkung, 
nur grob aber ausreichend. Ich habe das damals so gemacht um einen 
weiten Eingangsspannungsbereich abdecken zu können.
Wenn man mit US eine Entfernungsmessung machen möchte so kann man mit 
US-Piezos sich auf drei Merkmale des empfangenen Signales beziehen:

1.) vollständige Amplituden-Hüllkurve, Samplingrate muß viel größer als 
40KHz sein
2.) Peak-Amplituden-Hüllkurve, Samplingrate kann 40 oder 80 KHz sein, 
Hüllkurve besteht also nur aus den Sitzenwerten jeder Sinusschingung
3.) Nulldurchgangszeiten gesampelt mit MCU Takt Auflösung.

Meine Schaltung wertet 2. und 3. aus. Dabei wird bei jedem Nulldurchgang 
der Peak der vorherigen Sinusschingung gesampelt und dem Timestamp des 
Nulldurchganges (ICP des AVRs) dazu gespeichert. Man hat also im 
Speicher ein Array das jeweils zwei Werte pro Eintrag speichert: 
Nulldurchgangs-Zeitstempel und Maximalamplitude zu diesem Zeitpunkt.

Nun wird bei der Signalauswertung dieser Buffer ausgewertet. Als erstes 
wid mit einem Matched Filter über die Peak-Amplitudenwerte ein Muster 
gesucht -> der Einschingvorgang des US Piezos ca. 8 bis 16 Samples lang. 
Hat das Matched Filter die höchste Übereinstimmung gefunden so wissen 
wir an welchem Index im Buffer unser gesuchtes Signal beginnt. Ausgehend 
von diesem Index werden alle Zeitstempel in diesem Buffer addiert und 
daraus ergibt sich dann die TOF = Time of Flight unseres ausgesendeten 
Sende-Bursts.

Im Attacment mal eine solche Kurve aus dem Buffer. X Achse sind 
kumulierte ICP Zeitstempel, Y Achse Peak-Amplituden, nur ein ADC Wert zu 
einem ICP Nulldurchgang. Rot von Transducer A nach Transducer B und blau 
von B nach A gemessen. Du erkennst sehr schön den den Zeitpunkt an dem 
die Signalamplituden logarithmisch begrenzt werden, also die hohen 
Amplituden werden immer stärker begrenzt. Dafür werden geringe 
Signalamplituden sehr stark verstärkt.

Da ich mit zwei US-TRansducern eine Luftstrecke mit immer gleichen und 
bekannten Abstand in beiden Richtungen messe, kann man damit die 
Lufttemperatur sehr exakt und berührungslos messen. Das zeite Bild zeigt 
den Verlauf der Temperatur in meinem Wohnzimmer.
Gruß Hagen

[Hagen R. (hagen)]

Hagen Re schrieb:
> So wie du es beschreibst ist das eine DC Kopplung. Meine Schaltung ist
> eine Frequenzabhängige AC-Kopplung, eine Standard OPA Beschaltung.

Dh. der virtuelle Nullpunkt stellt sich automatisch ein. Das ist wichtig 
da wir die Nulldurchgänge mit einem externen schnellen Komparator 
zeitlich ganz exakt messen wollen. Der Prozesor=AVR arbeitet ja mit sehr 
hoher Taktfrequenz im Vergleich zum 40kHz Signal. Und die 
Nulldurchgangszeiten kummuliert ergeben den TOF = Time Of Flight. Je 
genauer wir diese Nulldurchgangszeiten ausmessen je genauer aufgelösst 
können wir die Laufzeiten messen. Das geht also mit viel höherer 
zeitlicher Auflösung als das reine 40kHz Signal hergeben würde. Das ist 
dann letztendlich der Grund für meinen Aufbau.

Der US TRansducer hängt also auf einer Seite wie ein Kondensator am 
virtuellen GND. Von da parallel zum Transducer der 6.5k Widerstand der 
somit auch das andere Ende des Transducer auf virtuelles GND zieht. 
Dieser Widerstand bedämpft den Transducer, erhöht damit leicht die 
Bandbreite des Transducer durch Detuning und lässt den Transducer 
schnellr ausschwingen. Damit, und wegen dem Kondensator nach GND in der 
Gegenkopplung hat der Opamp seinen Arbeitspunkt beim virtuellen GND. Die 
AC Kopplung eleminiert dabei DC Offsets die entstehen können automatisch 
-> Grund siehe Anfang des Postings ;)

Der genaue Wert dieses 6.2k Widerstandes hängt von deinem Transducer ab 
und wurde von mir mit einem Oszi im Spektrummodus und externen 
Sweepsignal ausgerechnet, speziell auf meine Transducer abgestimmt.

Die Grenzfrequenz dieser AC Kopplung bestimmt sich aus C6 und den 
Widerständen in der Gegenkopplung (Opamp Eigenschaften mal 
vernachlässigt). Je tiefer die Frequenz wird desto mehr werden die 
Signale als DC Komponente interpretiert und das sind DC Offsets. Diese 
werden auf virtuelles GND ausgeregelt und verschwinden sozusagen am 
Ausgang.

Gruß Hagen

[Hagen R. (hagen)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Markus Burger schrieb:
>> Soweit (!!) ich das hier im Raum
>> abschätzen kann, sollte eben die da sein und somit für den ADC des
>> ATMega ein gefundenes Fressen sein :)
>
> Schon mal über die Abtastrate des ADC nachgedacht?
> Ich bin selber zur Zeit an sowas dran. Will ich hier aber nicht
> öffentlich machen.
>
> Bis morgen.

Ich schon ;) Bei meiner Schaltung mache ich eine Peak-Amplitudenmessung 
nur jeder positiven Halbwelle des Signales. Es ergibt sich eine 
durchschnittliche Abtastrate (ADC ausgelösst durch den ICP IRQ) von 
40kHz. Da bei meinem System die Nulldurchgangszeiten interessant sind 
und die Amplitudenwerte nur herangezogen werden um den korrekten 
Nulldurchgangszeitpunkt zu ermitteln ist die Genauigkeit des ADC 
Samplings nicht so entscheidend. Das von mir angesprochene Matched 
Filter benutzt dabei relative Amplitudenmerkmale zur Detektion.

Beispiel:

2. Sample ist ca. +10% vom 1. Sample
3. Sample ist ca. +20% vom 2. Sample
4. Sample ist ca. +40% vom 3. Sample
5. Sample ist ca. +30% vom 4. Sample
6. Sample ist ca. +15% vom 5. Sample

usw. usw.

Das Matched Filter arbeitet also relativ auf den absoluten 
Amplitudenwerten und reagiert auf den Anstieg der Amplitudenwerte.

Gruß Hagen

[Helmut L. (helmi1)]

Hagen Re schrieb:
> Ich schon ;)

Sorry, nur ich darf es nicht. (Kundenentwicklung)

[Hagen R. (hagen)]

Markus Burger schrieb:
> Das mit dem Entladen klingt an sich schon logisch, ja...
> Wie bereits gesagt, ohne kam nur Murks 'raus, als ob der Max 232 keine
> kapazitiven Lasten mögen würde o.Ä., habe ich wirklich keine Erklärung
> dafür.

Diode muß raus. Der MAX232 hat zwei Aufgaben

1.) aus Steuersignalen mit VCCpp zB. 3.3V Spannungen zu erzeugen mit 
20Vpp. Für herkömmliche Transducer mit 20Vpp Steuerspannung also ideal. 
Der MAX232 "transformiert" die Spannung hoch.

2.) der MAX232 kann am Ausgang viel stärkere Ströme treiben als direkt 
die Ausgänge des Prozessors. Und dh. nichts anderes das er die hohe 
kapazitive Last der Transducer treiben kann.

3.) für den MAX232 sind 40kHz ein Klacks.

Es muß mit diesem Aufbau ohne Diode funktionieren, ich hatte das exakt 
so auch aufgebaut.

Ich denke du hast eher falsch gemessen. Bedenke am Sende-Transducer 
liegen +-10V an. Wenn nicht dann stimmt was mit deiner Verdrahtung des 
MAX232 nicht. Am Eingang des MAX232 liegen Rechtecksignale mit 0 oder 5V 
an.

Gruß Hagen

[Hagen R. (hagen)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Hagen Re schrieb:
>> Ich schon ;)
>
> Sorry, nur ich darf es nicht. (Kundenentwicklung)

Du darfst nicht drüber nachdenken wie das mit der ADC Samplingrate ist ?

[Hagen R. (hagen)]

Nochwas: C5 im Feedback begrenzt, so wie es C6 für die tieferen 
Frequenzen < 40kHz macht, die hohen Frequenzen > 40kHz. So entsteht aus 
dieser Vestärkungsstufe ein Bandpass bei 40kHz.

Gruß Hagen

[Helmut L. (helmi1)]

Hagen Re schrieb:
> Du darfst nicht drüber nachdenken wie das mit der ADC Samplingrate ist ?

Das schon aber keine Plaene veroffentlichen :=)

Im ueberigen habe ich auch ein MAX232 in der Sendeschaltung drin.

Im Anhang mein Sendeimpuls. Eine Seite vom MAX die andere Seite sieht 
gleich aus nur nach unten geklappt.

[Hagen R. (hagen)]

so sollte es auch aussehen. Wichtig ist das der MAX232 es schnell 
schafft den kapazitiven Anteil des Transducers umzuladen, und das kann 
man in deinem Screenshot erkennen. Das Nachschwingen kann man noch mit 
einem Widerstand paralell zum Transducer verbessern. Das Nachschwingen 
ist aber häufig irrelevant da dessen Leistung zu gering ist.

Gruß Hagen

[Biasi (Gast)]

>Das soll heißen, ich gebe dir schon Recht, theoretisch dürfte da
>eigentlich kaum noch was gesendet werden, da der Sender sich nur noch
>über das nichtinvertierte Signal -um's so zu formulierern- entladen
>kann,

Tu die Diode raus, die ist völliger Murks! Keine US-Schaltung, die ich 
kenne, verwendet dort eine Diode. Und das ist ganz sicher auch der Grund 
für die komische Falschtriggerung beim Empfänger, weil du gar kein 
reguläres Signal hast, sondern irgendein Gezappel...

[Biasi (Gast)]

>so sollte es auch aussehen. Wichtig ist das der MAX232 es schnell
>schafft den kapazitiven Anteil des Transducers umzuladen, und das kann
>man in deinem Screenshot erkennen.

Und weil das Signal eines MAX232 slew-rate-begrenzt ist, wirkt sich das 
günstig auf die EMV aus.

[Hagen R. (hagen)]

Markus Burger schrieb:
> Was heißt mehr Verstärkung, es geht nur um einen Rückfahrwarner in der
> Garage, weil man dort relativ schlecht sieht wie viel Luft man noch hat

Meine Postings beziehen sich eher auf die möglichst exakte Messung der 
Laufzeiten der Signale für geringe Distanzen (20-34cm), logisch sollte 
ja ein Ultraschall Anemometer, Windmesser werden.

Von daher kann ich dir nicht sagen ob meine Vorgehensweise für dich die 
Richtige ist, das musst du selber abschätzen.

Wollts nur mal gesagt haben nicht das du wegen mir in die Irre geführt 
wirst.

Gruß Hagen

[Helmut L. (helmi1)]

Ich syncronisiere den Impuls mit dem 40KHz Takt mit einem Flipflop um 
keine halben Schwingungen zu erhalten sondern immer nur ganze 
Schwingungspakete.

Im Anhang mal eine komplete Messung.  Der Impuls ganz rechts ist die 
Wand in 2.75m Entfernung.

[Hagen R. (hagen)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Ich syncronisiere den Impuls mit dem 40KHz Takt mit einem Flipflop um
> keine halben Schwingungen zu erhalten sondern immer nur ganze
> Schwingungspakete.

Verstehe nicht das Warum ? Einzige Erklärungen

a) CW Mode wird benutzt, was deine Oszibilder widerlegen
b) keine MCU benutzt die das sicherstellen kann ?

Ich mache das in Software.

Gruß Hagen

[Hagen R. (hagen)]

Man muß unterscheiden für welche Aufgabe man diese US Messungen machen 
möchte. Bei Entfernungsmessungen über große Entfernungen kann man meine 
Methode sicherlich vergessen. Wie man es an Helmuts Oszibildern gut 
erkennen kann (ich kenne aber seine Auswerteschaltung nicht) kann man 
mit solchen Signalen keinen Matched Filter mehr sinnvoll anwenden. In 
meinem Falle ging dies da

1.) Sender und Empfänger sich direkt gegenüber befinden
2.) der Abstand immer gleich bleibt

Man möchte also die Laufzeit die sich durch änderende Luftströmungen 
ergeben ausmessen.

Für Abstandswarner gibt es mit US-Transducer zwei Möglichkeiten

1.) TOF=Time of Flight Messungen. Bei diesen empfängt man das US Signal, 
verstärkt es mit einstellbarer Verstärkung proportional zur erwarteten 
Entfernung, richte es anschließen gleich um beide Halbwellen positiv zu 
bekommen und tiefpassfilter oder integriert dieses Signal zu einer 
analogen Hüllkurve. Mit einem einstellbaren Komparator definiert man 
eine Schaltschwelle und wird diese überschritten dann hat man seinen 
TOF.
Diese Methode ist relativ ungenau da sie nur eine Auflösung von der 
Wellenlange des 40kHz Schalls exakt arbeitet.

2.) CW-Phasenmessung. Dabei wird kontinuierlich ein US Signal gesendet 
mit dem empfangen Phasenkorreliert und die Differenz gemessen. Dieses 
System, ohne Frequenzabhängige Komponente (das wäre dann FMCW) kann nur 
relative Abstände im Bereich einer Wellenlänge des US Signales messen. 
Dafür dann aber kontinuierlich und sehr exakt.

3.) FMCW, wie beim Radar frequenzmoduliert man das Sendesignal und kann 
so über zb. heterodyne Detektion auch die Entfernung ausmessen. Dieses 
System ist ebenfalls sehr exakt. Allerdings mit US-Piezos nicht 
realisierbar da deren Bandbreite nicht ausreichend ist.

Gruß Hagen

[Helmut L. (helmi1)]

Ich hatte vor Jahren damit mal schwierigkeiten. Die Messungen schwankten 
damals sehr stark. Als ich dazu ueberging das Signal zu syncronisieren 
wurde es deutlich besser.

[Helmut L. (helmi1)]

Hagen Re schrieb:
> (ich kenne aber seine Auswerteschaltung nicht)

Das ist im Prinzip nur ein Verstaerker mit OPs und dann dahinter der 
Komparator vom AVR. Dessen Triggerschwelle stell ich per Software so ein 
das ich ein Echo bekomme. Wenn die Messung kein Echo ergibt erniederige 
ich die Triggerschwelle des Komparators gibt es zuviele Echos wird sie 
erhoeht. Der Pegel dazu erzeuge ich mit dem Timer2 als PWM mit 
angeschlossenen RC-Glied.

[Hagen R. (hagen)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Ich hatte vor Jahren damit mal schwierigkeiten. Die Messungen schwankten
> damals sehr stark. Als ich dazu ueberging das Signal zu syncronisieren
> wurde es deutlich besser.

Hm, als erstes würde ich mal davon ausgehen das es immer besser ist mit 
kompletten 40kHz Wellen zu arbeiten. Ich habe das eigentlich immer so 
gemacht und kann nicht sagen ob es mit Halbwellen diese von dir 
angesprochenen Probleme real gibt. Intuitiv würde ich eher sagen: nein, 
wenn ausreichend Sendebursts gesendet wurden.

Wenn ich von Synchronisation in einem solchen System rede dann ist das 
eine Synchronisation zwischen dem Sendesystem und dem Empfangssystem. 
Bei unzureichend designtem Empfangsystem führen die Übersprecher vom 
Sender zum Empfangstransducer in der Verstärkerschaltung zu Problemen. 
Das lässt sich defakto in einem Realaufbau nie 100% sauber verhindern da 
man ja beide Transduer möglichst kompakt nebeneinander positionieren 
möchte. Und da setzt die "Synchonisierung" an, sie schaltet den 
Empfängerkreis erst ein wenn die Übersprecher vorbei sind. Somit 
definiert das den minimalen Detktionsabstand der Objekt.

Desweiteren sollte man die Verstärkung der Signale ebenfalls mit der zu 
erwartenden Detektionsentfernung synchronisieren. Dh. kurz nach dem 
Aussenden des US-Bursts ist die Verstärkung 0. Eine Zeitspanne später, 
zb. wenn wir Signale von Objekten mit unserem Minimalabstand empfangen 
sollten, beginnt die Verstärkung anzusteigen. Danach steigt die 
Verstärkung kontinuierlich an bis sie der gefordertem Maximalabstand der 
Objekte entspricht. So stellt man sicher das das Empfangsystem immer mit 
optimaler Verstärkung abhängig von der Laufzeit und damit Entfernung der 
Objekte arbeitet.

Für diese Form der AGC gibt es sogar einen Namen, er ist mir entfallen 
(TGC ?)

Gruß Hagen

[Hagen R. (hagen)]

Hagen Re schrieb:
> Bei unzureichend designtem Empfangsystem führen die Übersprecher vom
> Sender zum Empfangstransducer in der Verstärkerschaltung zu Problemen.
> Das lässt sich defakto in einem Realaufbau nie 100% sauber verhindern da
> man ja beide Transduer möglichst kompakt nebeneinander positionieren
> möchte. Und da setzt die "Synchonisierung" an, sie schaltet den
> Empfängerkreis erst ein wenn die Übersprecher vorbei sind. Somit
> definiert das den minimalen Detktionsabstand der Objekt.

Das ist übrigens ein weiterer Grund für die Forderung an den Opamp eine 
ausreichende Verstärkungsreserve vorzusehen. Ist der Opamp zu knapp an 
seinen Limits designt dann führen solche Übersprecher zu einem 
Übersprechen im Opamp der dann quasi "blockiert". Bei der Auswahl des 
Opamp sollte man in diesem Fall auch die "Recovery Time" nach einem 
Übersprechen mit berücksichtigt werden. Dh. wie lange der Opamp dann 
"blockiert" und wieder zum Normalzustand zurück kehrt.

Mit ausreichend Verstärkungsreserve ist das dann weniger ein Problem. Es 
sei denn man kann sicherstellen das die Eingangssignale 
spannungsbegrenzt sind.

Mein Schaltungsvorschlag hat einen Maximalgain von 100 bei kleinen 
Signalamplituden, deshalb kein echter LogOpAmp Aufbau mit ausschließlich 
Dioden/Transistoren im Feedbackpfad. Der OPA hat 8Mhz GBW / 100 = 80kHz 
bei 40kHz Bandpass Charakteristik. Also auch schon knapp bemessen. Dafür 
ist der OPA ein Rail-to-Rail Typ und die Begrenzung findet durch die 
beiden Dioden im Feedback logarithmisch autom. statt.

Gruß Hagen

[Helmut L. (helmi1)]

Ich habe dort einen OPA2340 mit 5.5MHz GBW eingesetzt. Beide Stufen in 
Reihe mit jeweils 21 facher Verstaerkung. Da sollte die Bandbreite 
ausreichend sein. Die Empfangsamplitude siehste du in meinem Bild ca. 
500mVs. Das nach ca. 6m Wegstrecke (3m hin und zurueck)

Markus sagt mittlerweile gar nichts mehr dazu.
Ich glaube Hagen wir beide sind hier nur noch alleine.

[Biasi (Gast)]

>Markus sagt mittlerweile gar nichts mehr dazu.

Der ist wohl dabei, den Fehler zu finden.

>Ich glaube Hagen wir beide sind hier nur noch alleine.

Keineswegs...

[Hagen R. (hagen)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Ich habe dort einen OPA2340 mit 5.5MHz GBW eingesetzt. Beide Stufen in
> Reihe mit jeweils 21 facher Verstaerkung. Da sollte die Bandbreite
> ausreichend sein. Die Empfangsamplitude siehste du in meinem Bild ca.
> 500mVs. Das nach ca. 6m Wegstrecke (3m hin und zurueck)

OPA2340 Baureihe nehme ich auch sehr gerne, der AD8601(2)(4) ist 
vergleichbar gut nur mit 8MHz. Rail-to-Rail eben auch deshalb weil bei 
diesen OPAs nach meinen Erfahrungen die angesprochene "Overload Recovery 
Time" kurz ist (spielt aber nur für die Extrembedingungen eine Rolle).

Nach Begutachtung der Datenblätter würde ich sogar meinen das die 
annähernd identische Performance haben sollten, abgesehen von der GBW.

Gruß Hagen

[Helmut L. (helmi1)]

Preislich scheint die AD8601 Baureihe etwas billiger zu sein als die 
OPA2340 Reihe.

Ich habe die Teile auch in vielen andern Projekte drin.

[Markus B. (markus_b95)]

Also Leute!
Diode ist 'raus, die war eine der wenigen, die im kaputten Zustand 
Dauer-Leitfähig werden in beide Richtungen, vermute mal das ich vorher 
eine unsaubere Lötstelle hatte o.Ä. und die durch's Rein- bzw. jetzt 
Rauslöten der Diode nun i.O. ist.
Schande über mein Haupt, sorry :|

Helmut Lenzen schrieb:
> Markus sagt mittlerweile gar nichts mehr dazu.
> Ich glaube Hagen wir beide sind hier nur noch alleine.

Doch doch, ich lese hier schon noch mit und versuche ein wenig Senf 
abzulassen und die Leute mit Fragen zu belästigen, nur halt nur neben 
Vorlesungen usw., daher meist nur Abends online :D

Biasi schrieb:
> Der ist wohl dabei, den Fehler zu finden.

Stimmt :) Habe den OPV jetzt mal gegen einen TLC272 getauscht, den ich 
noch in meiner Grabbelkiste gefunden habe und geeignet sein dürfte, 
jedenfalls ist da einiges mehr an Luft nach Oben in Sachen Verstärkung 
vorhanden.
Und morgen habe ich einen Termin mit 'nem Prof. aus der 
Nachrichtentechnik der ziemlich 'was auf dem Kasten haben soll nach 
Allem was man so hört, mal sehen was der dazu sagt :)

OPA2340 bekomme ich evtl. in SMD Form aus einer Ecke im 
Nachrichtentechnik-Labor vom besagten Prof., da dieser OPV soweit ich 
das beurteilen kann noch etwas mehr an Reserven hat und wohl als erste 
Verstärkerstufe fungieren wird später auf der fertigen Platine, aber das 
hat Alles noch Zeit...

Helmut Lenzen schrieb:
> Hagen Re schrieb:
>> (ich kenne aber seine Auswerteschaltung nicht)
>
> Das ist im Prinzip nur ein Verstaerker mit OPs und dann dahinter der
> Komparator vom AVR. Dessen Triggerschwelle stell ich per Software so ein
> das ich ein Echo bekomme. Wenn die Messung kein Echo ergibt erniederige
> ich die Triggerschwelle des Komparators gibt es zuviele Echos wird sie
> erhoeht. Der Pegel dazu erzeuge ich mit dem Timer2 als PWM mit
> angeschlossenen RC-Glied.

DAS wär auch ne Idee, da kann ich meine (bzw. die eines Freundes) Idee 
mit dem Schmitt-Trigger über Board werfen!
Mal sehen, wenn's mit dem ADC nicht so klappt, dann werd ich's mal mit 
dem Komperator probieren und entsprechenden Interrupt-Routinen.

Anbei übrigens ein Bild mit dem Signal, wie es der Sender sieht, d.h. 
Masse des Tastkopfes auf den einen, und den Tastkopf auf den anderen 
Pin,
abfotografiert von einem schicken neuen Oszi in der FH :D

[Hagen R. (hagen)]

Markus Burger schrieb:
> Anbei übrigens ein Bild mit dem Signal, wie es der Sender sieht, d.h.
> Masse des Tastkopfes auf den einen, und den Tastkopf auf den anderen
> Pin,

mit oder ohne angeschlossenen Transducer, vermute ohne.

Gruß hagen

[Markus B. (markus_b95)]

Oha! Nachtrag: Siehe mal einer an, anbei das Bild meines Oszis mit der 
selben Schaltung wie vorher, nur mit dem anderen OpAmp...wesentlich 
besser, damit kann ich glaube ich leben...yaaaay :D

[Helmut L. (helmi1)]

Markus Burger schrieb:
> Anbei übrigens ein Bild mit dem Signal, wie es der Sender sieht, d.h.
> Masse des Tastkopfes auf den einen, und den Tastkopf auf den anderen
> Pin,

sieht doch schon mal sauber aus.

> abfotografiert von einem schicken neuen Oszi in der FH :D

Hat der keinen Speicherstick, dann brauchst du nichtr fotografieren

[Markus B. (markus_b95)]

> mit oder ohne angeschlossenen Transducer, vermute ohne.
>
> Gruß hagen

Nope, falsch, mit angeschlossenem

Helmut Lenzen schrieb:
> Hat der keinen Speicherstick, dann brauchst du nichtr fotografieren

Klar hat das einen entsprechenden Anschluss, nur hatte ich grade keinen 
zur Hand/einstecken :/

[Biasi (Gast)]

>Oha! Nachtrag: Siehe mal einer an, anbei das Bild meines Oszis mit der
>selben Schaltung wie vorher, nur mit dem anderen OpAmp...wesentlich
>besser, damit kann ich glaube ich leben...yaaaay :D

Kannst du die Triggerung nicht besser einstellen?

Achtung, der TLC272 ist kein Output-Rail-to-Rail Opamp!

[Markus B. (markus_b95)]

Biasi schrieb:
>>Oha! Nachtrag: Siehe mal einer an, anbei das Bild meines Oszis mit der
>>selben Schaltung wie vorher, nur mit dem anderen OpAmp...wesentlich
>>besser, damit kann ich glaube ich leben...yaaaay :D
>
> Kannst du die Triggerung nicht besser einstellen?
>
> Achtung, der TLC272 ist kein Output-Rail-to-Rail Opamp!

Jep, das hab ich festgestellt als ich mich gewunder habe, das der OPV 
bei ca. +3,5 V in die Vollaussteuerung fährt, aber danke für den Hinweis 
^^
War ja sowieso mehr ein notdürftiger Ersatz zum Nachschauen wie sich ein 
OPV-Wechsel auswirkt.
Triggerung ist bei dem alten Oszi so 'ne Sache:
Zwar haben wir, Kumpel & ich, ein paar defekte Elkos bzw. verschlissenen 
Poti getauscht, aber der Triggerlevel ist jetzt halbwegs i.O. und möchte 
deshalb gar nicht mehr weiter an das Poti langen :)

[Biasi (Gast)]

>Triggerung ist bei dem alten Oszi so 'ne Sache:
>Zwar haben wir, Kumpel & ich, ein paar defekte Elkos bzw. verschlissenen
>Poti getauscht, aber der Triggerlevel ist jetzt halbwegs i.O. und möchte
>deshalb gar nicht mehr weiter an das Poti langen :)

Kommt mir bekannt vor...

[Klaus D. (kolisson)]

Schlussfolgerung:

ein guter OPV verhindert viele Probleme.

k.

[Markus B. (markus_b95)]

Klaus De lisson schrieb:
> Schlussfolgerung:
>
> ein guter OPV verhindert viele Probleme.
>
> k.
Ein wahres Wort zum Freitag-Morgen, ja :)

[Helmut L. (helmi1)]

Klaus De lisson schrieb:
> Schlussfolgerung:
>
> ein guter OPV verhindert viele Probleme.
>
> k.

Klaus du sprichst jetzt immer das Wort zum Freitag :=)

[Markus B. (markus_b95)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Klaus De lisson schrieb:
>> Schlussfolgerung:
>>
>> ein guter OPV verhindert viele Probleme.
>>
>> k.
>
> Klaus du sprichst jetzt immer das Wort zum Freitag :=)

Dafür! =)

[Klaus D. (kolisson)]

Helmut Lenzen schrieb:
> Klaus du sprichst jetzt immer das Wort zum Freitag :=)

Wenn Ihr wollt lasse ich mir eine eigene Rubrik dafür einrichten.
Da ich aber denke, dass auf diese Rubrik keiner draufklickt
werde ich wohl besser weiterhin das "Wort zum Freitag" irgendwo
im allgemeinen Text verstecken .

Klaus

[Helmut L. (helmi1)]

Klaus De lisson schrieb:
> Wenn Ihr wollt lasse ich mir eine eigene Rubrik dafür einrichten.

Must du mal mit Andreas drueber reden.

[Markus B. (markus_b95)]

Ein kleines Update falls noch Interesse an der Sache besteht :)

Nachdem ich sich heute mal ein Prof. aus der Nachrichtentechnik Zeit 
genommen hat, weiß ich nun auch warum das Signal weiterhin so seltsam 
ausgesehen hat, mein Oszi bzw. dessen Trigger war daran nur bedingt 
schuld:
Da die neueren Oszis ja FFT können, sah man wunderbar Oberwellen bzw. 
deren Frequenz-Anteile :/
Mein Prof. vermutet das es ein überkoppeln vom Sende-Rechteck auf die 
Empfangsschaltung ist, oder ich mir sonst irgendwo etwas einfange (Wie 
gesagt, Lochraster und Kabel---suboptimal ist untertrieben)...
Jedenfalls werde ich um Weihnachten 'rum wenn ich viel Ruhe & Zeit dafür 
habe mal eine Platine dafür layouten und 'per guter alter 
Laserdruck-Transfer-Methode ätzen, mit entsprechenden Bandpässen am 
OpAmp sowie einer etwas höheren Verstärkung als 5 (Reichweite momentan 
ca. 2-3 m, Signal in etwa bei 0,3 V).
Jedenfalls, bereite ich jetzt erst mal die Software soweit vor und 
belästige ein wenig die Leute im µC-Bereich des Forums ;D

Schönes Wochenende euch allen ;)

[Helmut L. (helmi1)]

@Markus

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