Hallo, ich versuche gerade eine Spannungsversorgung für einen FPGA zu dimensionieren und habe dazu einige Fragen. Zuerst mal die wichtigen Kenngrößen: Eingangspannung ist zwischen 3.0V und 5.5V (mit ein klein wenig Toleranz nach oben und eventuell auch nach unten), diese kommt meistens aus einem LiIon-Accu und manchmal von einer externen 5V-Versorgung. Ausgangsspannung ist 1.25V (der Igloo Nano FPGA möchte zwischen 1.2V und 1.5V, ich würde gerne am unteren Ende bleiben). Der FPGA benötigt laut Schätzung vom Design-Tool unter 500µW (ja wirklich Micro-Watt) für die ihm gestellte Aufgabe so das die Versorgung typisch etwa 400µA liefern muss. Potentialfrei o.ä. ist nicht gefordert, alles hat das selbe GND. Wichtigstes Design-Kriterium für diese Versorgung ist maximaler Wirkungsgrad! Das Teil wird oft auf Accu laufen und gefordert ist da eine Überbrückungszeit von mehreren Wochen so das hier jedes gesparte Micro-Watt echt was wert ist. Meine derzeitige Idee ist es einfach einen P-Channel-FET für High-Side, eine große Spule und einen sparsamen Comparator mit ner kleinen Hysterese (ca. 20mV) zu nehmen und die Ausgangsspannung einfach um die gewünschten 1,25V herrum schwingen zu lassen. Solange am Ausgang ein möglichst großer Kondensator hängt ist die resultierende Schwingfrequenz recht niedrig und dürfte den FPGA kaum stören, auch andere Schaltungsteile sollten sich davon nicht stören lassen. Der Vorteil der Comparator-Lösung ist das ich kaum Leistungsverbrauch im FET habe da dieser immer entweder voll duchgeschaltet ist oder richtig sperrt. Die Einschaltdauer des FET hängt IMHO vor allem von der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangspannung und der Ausgangsspannung ab (da damit bestimmt wird wie schnell sich in der Spule der richtige Strom aufbaut) und die Ausschaltdauer des FET hängt IMHO vom Leistungsbedarf des FPGA ab. Ich gehe davon aus das im wesentlichen ein lückender Betrieb eintreten wird da die 1,75V bis 3,75V (Vin - Vout) die Spule und den Ausgangskondensator deutlich schneller laden als der FPGA den Ausgangskondensator entladen kann. In den typischen DC/DC-Wandlern wird immer versucht den lückenden Betrieb zu vermeiden. Warum? Was ist das Problem am lückenden Betrieb? Ich denke die recht hohe Ripplespannung (ich schätze mal etwa 50mVpp) dürfte den FPGA (und auch die restliche Schaltung) nicht stören. Ich bin der Meinung das sich durch die recht geringe Frequenz auch der Vorteil ergibt das nur wenige Umladeverluste (an den parasitären Kapazitäten) im FET auftreten und auch das einem hohen Wirkungsgrad zuträglich ist. Für die Low-Side möchte ich eine einfache Si-Diode vorsehen. Ich hab auch schon über Schottky nachgedacht aber die haben doch üblicherweise einen relativ hohen Rückwertsstrom und da an dieser Diode wohl überwiegend Spannung in Sperrrichtung anliegt erscheint mir das ein nicht unwichtiges Problem zu sein. Da die Si-Diode aber eine relativ hohe Vorwärtsspannung hat bin ich auf die Idee gekommen das Steuersignal des High-Side-FET an den FPGA zu führen und diesen kurz nach jedem Abschalten des High-Side-FETs einen Low-Side-FET für eine kleine definierte Zeit anzusteuern, damit sollte sich ein Großteil der Verluste in der Diode vermeiden lassen. Die Frage ist ob sich das überhaupt lohnt oder ob die Verluste in der Diode (egal ob Si oder Schottky) eh klein genug sind so das sich hier kein weiterer Aufwand mehr lohnt (kostet ja auch Bauteile und Platinenfläche). Wie rechnet man den am besten die Verlustleistung an der Diode aus? Am High-Side-FET ist mir noch ein Problem aufgefallen: beim Power-On, wenn die Ausgangsspannung noch 0V beträgt, würde man ja eine negative Gate-Spannung benötigen damit der FET durchschaltet aber die habe ich nicht. Aber ohne das der High-Side-FET mal durchschaltet wird sich auch nie eine Ausgangsspannung aufbauen. Das sieht mir irgendwie nach einem Henne-Ei-Problem aus. Wie läuft so ein DC/DC-Wandler (mit P-Channel-FET für High-Side) eigentlich an? Gibt es für den von mir benötigten Leistungsbereich (<1mW) eigentlich fertige DC/DC-Wandler-Controller (wo nur noch Spule, FETs und Kondensatoren dran kommen) die auch einen sehr hohen Wirkungsgrad erreichen? Die Controller die ich so kenne sind üblicherweise für Watt und nicht für Micro-Watt ausgelegt und haben einen Eigenverbrauch der deutlich höher ist als der meiner Schaltung. Ich wäre sehr dankbar wenn ihr meine Gedanken mal auf Fehler oder Probleme checken und kommentieren würdet. Grüße Erik
Hallo, obwohl ich kein Schaltreglerexperte bin, hört sich das für mich recht abenteuerlich an. Eine schnelle parametrisierte Suche (Vin: 3 bis 5.5, Vout: 1.25 Iout: 0.001) bei Linear ergab als Treffen den LTC3620: http://www.linear.com/product/LTC3620 95% Effizienz klingt doch gut, ein SPICE-Modell zum Testen gibt's auch. Besser wirst du mit deinem Zweipunktregler nicht kommen. Viele Grüße
Die Peripherie verbarucht keinen Strom, oder gibts keine? Wie ist denn das Verhältnis Strom für FPGA und Strom für den Rest der Schaltung?
Hystereseregler haben den Nachteil, daß sie zu Beginn um den Ausgangselko aufzuladen die Spule dauernd einschalten und der Strom immer weiter steigt, bis Vin/(RDSon+Rspule), daher muß man die Spule recht gross auslegen. Obwohl das bei deiner kleinen Leistung kein Problem sein dürfte, ist es unsinnig. Ausserdem frisst deine Diode viel Wirkungsgrad. Nimm einen TPS62207, der erreicht 85% Wirkungsgrad bei deiner Leistung.
@ Erik (Gast) >Ausgangsspannung ist 1.25V (der Igloo Nano FPGA möchte zwischen 1.2V und >1.5V, ich würde gerne am unteren Ende bleiben). >Der FPGA benötigt laut Schätzung vom Design-Tool unter 500µW (ja >wirklich Micro-Watt) für die ihm gestellte Aufgabe so das die Versorgung >typisch etwa 400µA liefern muss. Sollte man für diese Aufgabe dann nicht eher einen Mikrocontroller nehmen? >Das Teil wird oft auf Accu laufen und gefordert ist da eine >Überbrückungszeit von mehreren Wochen so das hier jedes gesparte >Micro-Watt echt was wert ist. Naja, muss man eben auch in Richtung Sleep Mode und [[Versorgung aus einer Zelle]] denken. >Hysterese (ca. 20mV) zu nehmen und die Ausgangsspannung einfach um die >gewünschten 1,25V herrum schwingen zu lassen. Du willst den Schaltregler neu erfinden? Keine gute Idee. >Für die Low-Side möchte ich eine einfache Si-Diode vorsehen. Nicht sinnvoll, gerade bei kleinen Spannungen macht man Synchrongleichrichtung mit FET. > Ich hab >auch schon über Schottky nachgedacht aber die haben doch üblicherweise >einen relativ hohen Rückwertsstrom Bei Nennspannung, aber nicht bei 3V. >definierte Zeit anzusteuern, damit sollte sich ein Großteil der Verluste >in der Diode vermeiden lassen. Die Frage ist ob sich das überhaupt lohnt Ja. Aber nicht für deine Anwendung. >Gibt es für den von mir benötigten Leistungsbereich (<1mW) eigentlich >fertige DC/DC-Wandler-Controller (wo nur noch Spule, FETs und >Kondensatoren dran kommen) die auch einen sehr hohen Wirkungsgrad >erreichen? Kann sein, lohnt sich aber IMO nicht. >Ich wäre sehr dankbar wenn ihr meine Gedanken mal auf Fehler oder >Probleme checken und kommentieren würdet. Nimm einen Ultra Low Power Linearregler ala TPS715, Eigenverbrauch 3µA. Du brauchst 1,25V@320µA, das schaffen die Dinger spielend. Die Effizienz ist auch OK, wenn man das Gesamtkonzept betrachtet. MfG Falk
@ MaWin (Gast) >Hystereseregler haben den Nachteil, daß sie zu Beginn um den >Ausgangselko aufzuladen die Spule dauernd einschalten und der Strom >immer weiter steigt, bis Vin/(RDSon+Rspule), Kaum, denn auch die Dinger haben eine Strommessung und Begrenzung.
Hallo, h_ schrieb: > hört sich das für mich recht abenteuerlich an Da ich ebenfalls kein Schaltreglerexperte bin klingt das für mich mindestens ebenso abenteuerlich, deswegen möchte ich ja auch hier mal Meinungen dazu lesen. > bei Linear ergab als Treffen den LTC3620 Der ist auch recht interessant, ist auch der einzigste Treffer bei Linear, alles andere ist bei weitem nicht mehr interessant. > 95% Effizienz klingt doch gut Laut Datenblatt sind es bei 0,5mA Laststrom wohl eher um die 80% (was wohl sicher noch /schön/gerechnet ist) und da sieht der Zweipunktregler aus Einzelteilen wohl schon gar nicht mal mehr so viel schlechter aus obwohl das davon abhängt was das Umladen der FETs kostet und wie oft das wirklich anfällt. Für den Comparator + Referenzspannung rechne ich mit etwa 15µA was in etwa dem Entspricht was ein LTC3620 oder ein TPS62207 als "Ruhestrom" benötigt. Der eigene Zweipunktregler hat zumindest den Vorteil das er nicht krampfhaft versucht auf eine möglichst hohe Schaltfrequenz zu kommen, anders kann ich mir nicht erklären warum im Datenblatt des LTC3620 kein Diagramm dazu existiert was er genau macht wenn das MODE-Pin fest auf Vin geklemmt wird obwohl diese Betriebsart auf Seite 4 oben links und mitte explizit existiert. Es gibt jedenfalls kein Diagramm in der Art "Switching Waveforms at 0.1mA Load, FMIN/MODE = Vin". Wenn man auf Seite 6 die Diagramme Oben-Mitte und Mitte-Links vergleicht, jeweils die rote Kurve weil das die einzige identische Situation ist, dann scheint sogar MODE-Pin auf Vin schlechter zu sein obwohl man doch eigentlich das Gegenteil vermuten würde. Also so ganz traue ich dem Datenblatt gerade im Hinblick auf niedrige Lastsituationen nicht. Beim TPS62207 sieht es im Datenblatt auch nicht besser/vertrauenswürdiger aus. Die Ripplespannung ist bei beiden im Niedriglastbetrieb auch ziemlich hoch, die laufen im Endeffekt dann auch nur als simpler Zweipunktregler. chick schrieb: > Die Peripherie verbarucht keinen Strom, oder gibts keine? Doch, die Peripherie (und die zugehörige IO-Bank vom FPGA) läuft mit 1,8V und benötigt etwa 4 mA, da wird also noch mal eine ähnliche Versorgung benötigt aber so weit bin ich noch nicht. Da fällt mir ein das ich bei zwei Zweipunktreglern die Referenzspannung nur ein mal benötige so das ich hier noch ein wenig sparen könnte. MaWin schrieb: > Hystereseregler haben den Nachteil, daß sie zu Beginn um den > Ausgangselko aufzuladen die Spule dauernd einschalten und der Strom > immer weiter steigt Das würde aber nur passieren wenn die Eingangsspannung und die Sollvorgabe von 0% auf 100% springen würde und nicht langsam ansteigt. Eine reale Referenzspannung wird aber auch nur langsam ihren Endwert erreichen und damit wird auch der Zweipunktregler beim Hochfahren der Ausgangsspannung immer wieder mal den High-Side-FET abschalten. Falls die Referenzspannung doch zu schnell ist kann man dem ja mit einem größeren Kondensator für selbige entgegenwirken. MaWin schrieb: > Ausserdem frisst deine Diode viel Wirkungsgrad. Deswegen sollte ja der FPGA einen Low-Side-FET ansteuern, das macht der nebenbei und kann auch darauf achten das er den Low-Side-FET nur dann anschaltet wenn der High-Side-FET auch lang genug an war damit in der Spule auch wirklich Energie steckt deren Abbau der Low-Side-FET unterstützen muss. Der FPGA überwacht zwar leider nicht das der Spulenstrom nicht negativ wird aber als so schlimm empfinde ich das nicht. Falk Brunner schrieb: > Sollte man für diese Aufgabe dann nicht eher einen Mikrocontroller > nehmen? Wieso? Es ist noch ein Mikrocontroller vorhanden der vom FPGA etwa alle 10 Stunden angeschaltet wird und der auch einen richtigen DC/DC-Wandler hat weil er mitsamt seiner Peripherie mit 3,3V versorgt wird und zusammen etwa 100mW bis 150mW benötigt. Der Mikrocontroller sagt dann auch immer nach etwa ein bis zwei Minuten dem FPGA das er wider abgeschaltet werden möchte was der FPGA dann auch veranlasst so das der Mikrocontroller die meiste Zeit gar keine Energie benötigt. Im FPGA läuft dann nur das was zwingenst permanent laufen muss. Deswegen möchte ich hier auch auf möglichst hohen Wirkungsgrad optimieren wohingegen sich das für den Mikrocontroller nicht lohnt da er nicht mal 1% der Zeit überhaupt Energie bekommt. Falk Brunner schrieb: > Du willst den Schaltregler neu erfinden? Keine gute Idee. Eben weil das keine gute Idee ist versuche ich ja hier andere Meinungen/Anregungen zu bekommen. Falk Brunner schrieb: > Bei Nennspannung, aber nicht bei 3V. Was ist denn für ein Rückwertsstrom für 3V bei Schottky-Dioden realistisch? Soweit ich das gesehen habe sind das bereits zweistellige µA-Werte und damit bereits nennenswerte Prozentwerte am Gesamtverbrauch. Falk Brunner schrieb: > lohnt sich aber IMO nicht. Der Kunde sieht das aber anders. ;) Für einen Längsregler würde man die dreifache Accu-Kapazität benötigen und das ist dem Kunden nicht recht. Danke für Eure Anregungen. Eigentlich möchte ich auch für die permanent aktive FPGA-Versorgung einen fertigen DCDC-Wandler als rundumsorglos Lösung einsetzen aber vom Wirkungsgrad her überzeugt mich das noch nicht so wirklich. Eine eigene Lösung mit nem Zweipunktregler möchte ich eher nicht machen aber bis jetzt scheint diese Variante trotz allem recht verlockend zu sein da es für so niedrige Leistungen wohl nichts gescheites "von der Stange" gibt. Ich schätze da muss ich noch mal drüber schlafen. Hat noch jemand eine Erklärung für das Henne-Ei-Problem beim P-Channel-FET für High-Side? Das würde mich schon wegen meiner Neugierde mal interessieren. Grüße Erik PS. sorry das ich mich nicht eher gemeldet habe aber scheinbar wurden alle Gäste mal wieder ausgesperrt
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