Hallo Leute,
ich sitz gerade am Entwurf eines Flyback-Konverters, der aus 20V -> 350V
machen soll (>500W, 2 Phasen)
Es geht um die Energie in der Streuinduktivität, die mir beim abschalten
ordentlich Spannung raushaut.
In der Simulation habe ich am Mosfet eine Verlustleistung von
durchschnittlich 10W, real rechne ich lieber mit 15W.
Ich frage mich nun, ob ich den Umweg über RCD-Snubber gehe, oder ob ich
auf ActiveClamping per TVS setze.
Das Problem bei einem Snubber liegt darin, die Kapazität wieder zu
entladen. Dafür benöige ich einen Widerstand und der verheizt Energie,
zumal die Primärspannung prinzipbedingt über VCC liegt. Zusätzlich
bedarf ein Snubber niederohmige und vorallem niederinduktive
Widerstände, die zu allem überfluss auch noch etwas Leistung abkönnen
müssen. (Simulation sagt: 1..5W) Also kostet das alles einen haufen Geld
und Platz auf der Platine obendrein.
Bei nur 15W in einem TO220 gehäuse drängt sich mir die Idee des Active
Clampings auf. Zusätzlich möchte ich das Streufeld mit einer Kupferfolie
um den Trafo kurzschließen - damit habe ich aber wenig Erfahrung, habe
die maßnahme bisher nur in einem Paper gelesen..
Spricht irgendwas gegen ActiveClamping? Muss man da irgendwas spezielles
beachten? (Außer eine relativ hochohmige Gateansteuerung) Ist ein
Snubber trotz Active Clamping nötig?
Ich wäre über eine zweite Meinung sehr Dankbar :-)
lg
Ich weiß nicht konkret auf welche Form von Snubber du hinweisen
möchtest. Ich habe offensichtlich Probleme großartig Bauteilaufwand für
das Problem zu spendieren^^ (platz/kosten), außer es ist definitiv
unumgänglich.
Wolltest du auf eine spezielle Snubber-Form hinweisen, und hast zu früh
"Absenden" geklickt? ;-)
Nein ich habe keinen Snubber-Typ empfohlen. Dachte nur ich verlinke dir
diese PDF, denn darin sind praktische Dimensionierungsbeispiele für alle
möglichen Snubberarten. Ich war ziemlich froh, als ich sie gefunden habe
:-)
In der PDF werden auch "rückspeisende" Snubber beschrieben, da tauschst
du aber Verlustleistung gegen ne sehr umständliche Schaltung mit Spulen
und Gedöns.
Wenn man nach "Flyback Snubber" googlet, findet man praktisch nur den
erwähnten RCD-Snubber, wie zb. auch bei Fairchild und Maxim. Ist wohl
die gängige Methode. Bei deiner gewünschten Leistung von >500W wäre aber
imho ein Halb- oder Vollbrückenflusswandler sinnvoller gewesen.
http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-4147.pdfhttp://www.maximintegrated.com/app-notes/index.mvp/id/848
Ich lade damit eine Kondensatorbank, die Topologie ist dafür gut
geeignet.
Die ganzen RCD-Snubber find ich blöd. Die Widerstände müssen
niederinduktiv sein, und "viel" Leistung abkönnen. Das macht wenig Spaß.
Ich habe in meiner Simulation den Snubber auf der Primärseite
rausgemacht und eine - der funktion nach - Millerkapazität zum Gate
geschaltet. Das senkt den errechneten Wirkungsgrad von 93 auf 91% was im
Sinne der Platzersparnis ein guter Kompromiss ist.. die zusätzliche
Verlustleistung im Mosfets tut nicht weh, da der eh gekühlt werden muss.
Das wegsnubben der Energie per Active Clamping sorgt für äußerst
hässliche Schwingung an der Drainspannung. Die Effizienz liegt dann
deutlich unter 90%, was ich sehr unschön finde. Ich weiß aber nicht
woran das liegt und wie ich das bewerten soll, evtl ist es nur ein
Artefakt der Simulation.
Ich habe die Schaltung mal angehängt. Tut mir leid, dass die so groß
ist. Mit einem 6-Kern i7 rechnets sich relativ leicht.
Man vergleiche die beiden Snubber-Arten (Miller vs TVS) an den beiden
Drains der beiden Mosfets. Wenn man die TVS-Geschichte irgendwie
geschickt gedämpft bekommt..... wär ich echt froh. Oder aber jemand sagt
mir klipp und klar: das ist nur ne Simulation, das schwingt in der
Realität nicht. Damit wäre ich auch zufrieden. Allerdings - der
Gläubwürdigkeit willen - möchte ich auch wissen, warum die Simulation
schwingt und die realität dann halt nicht^^
Achso... ööhm die Simulation -> LT Spice. Es reichen die ersten par
Cycles der Flybacks. Das Phänomen der Snubber-Schwingung ist
allgegenwertig.
Falls jemand die Schaltung kommentieren möchte: hmmh. Bin gerne für
Verbessserungen offen, vorallem Effizienzen über 100% wären toll^^
lg
> bin gerne für Verbessserungen offen,
K1 L1 L2 0.997
Ich denke du solltest realistischer K=0,98 nehmen, denn genau da liegt
das Problem von Flyback Wandlern. 500W mit Flyback-Wandler ist die
falsche Topologie.
Die reflektierte Leistung musst du eh verbraten,
ob nun in einem Widerstand oder Transistor,
da ist der Transistor eher teurer.
[Ausnahme Waevin snubber diode, deren Patentschutz lange
abgelaufen ist, wenn man eine Hilfsspannung brauchen kann]
Ein Flyback hat den Effekt, daß die Spannung am schaltenden
Transistor erheblich ÜBER der Versorgungsspannung liegt,
da der Trafo die Ausgangsspannung rücktransformiert.
Wenn man nun ausgehend von dieser hohen Spannung (wie hoch
sie in deine Fall auch immer ist) erwartet, den schaltenden
Transistor über eine TVS einschalten zu können, dann weiß
man, daß zum ausreichend schnellen Umladen des Gates ein
erheblicher Strom nötig ist, den die TVS auch bringen muss.
Dabei entsteht Strom*Spannung erhebliche Leistung an der TVS.
Vermutlich mehr als der Transistor dann wegsnubbert.
Zudem wirkt eine TVS kapazitig, was bei hohem dU/dt auch
ein Problem wird.
In deinem Schaltplan sehe ich 3 Snubber dsnub psnub ssnub,
aber keinen am Schalttransistor. Damit klärst du also nichts.
2 mal 250W per Flyback ist keine sinnvolle Topologie.
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html
Sperrwandler: 250W ;-)
Nein, ihr habt natürlich recht. Durch die Primärwicklung so einen Strom
durch zu prügeln ist etwas hirnrissig, aber für ein Kondensatorladegerät
gibts kaum bessere Lösungen (bzgl Topologie).
Mal davon abgesehen habe ich mich euren Vorschlägen angenommen (auch den
pesimistichen/realistischen Kopplungsfaktor 0.97..). Ich habe jetzt eine
Kombination aus Snubber und TVS, sodass im Snubber nur noch wenig
Energie umgesetzt wird (er aber trotzdem die Waveform gättet) und die
TVS die Spannungsbegrenzung übernimmt. Das scheint ganz ok zu sein.
Mir geht aber die Verlustleistung im Mosfet auf den Keks, weil ich völig
auf dem Schlauch stehe, wieso die mit der Sekundärspannung steigt :-/
Ich habe dafür ein Bild angehängt. Man sieht die Drain-Spanung und die
durchschnittliche Mosfet-Verustleistung.
Ich finde den Anstieg der Verlustleistung komisch weil:
a) Einschaltverluste bei induktiver Last: I=0 -> P = 0.
b) Ausschaltverluste: immer die Gleiche flanke, da immer die 100V TVS
anspringt -> es wird immer die gleiche Streu-Energie verpufft. Bei der
Spannung die rücktrasformiert wird, leitet die TVS nicht mehr, sodass
dies eigentlich Ausgangsspannungsunabhängig sein sollte.
Bei b) vertu ich mich irgendwo, ich weiß aber nicht wo. Wähle ich ein
Wicklungsverhältnis von 1:12 anstatt 1:6 bleibt der Mosfet "kalt" (bei
32W), da auch entsprechend weniger Spannung zurücktransformiert wird.
Was die Verlustleistung in der TVS angeht: das Problem ist evtl durch
einen Emitterfolger zu lößen - das aber erst, wenn die Schaltung
meienrseits komplett verstanden ist.
Ich habe inzwischen das Active Clamping mit einem Emitterfolger
umgesetzt. Funktioniert wie sau, wärend die Verlustleistung in
Transistor und TVS im mW-Bereich bleibt. Sehr gut. Dennoch beschäftigt
mich immernoch das Problem mit der steigenden Verlustleistung :-/
Mit Verlaub, aber ein Flyback bei dieser Leistung ist absoluter
Schmarrn.
Nimm' eine Vorwärts-Topologie (Push-Pull, Vollbrücke), dann hast Du
diese Probleme alle nicht. Da die Ein- und Ausgangsspannung konstant
ist, kannst Du den Trafo für 50% Tastverhältnis dimensionieren und
fertig.
Ausserdem brauchst Du eine Stromregelung und keine Spannungsregelung, um
Kondensatoren zu laden.
Gruß, Anton
Was habt ihr denn alle -.- ich finde das schon irgendwie komisch. zumal
auch im worst case über 80% eff. erreicht wird. eher 90%. Gut. Real eher
80.
Es möge jemand eine Topologie verraten mit der man elegant kondensatoren
lädt und dabei so exakt die Eingangsleistung regeln kann wie im
Flybaback...
Die vorwärtstolologien arbeiten bei kapazitiver Last brutal auf
Kurzschluass. Dort den Eingangsstrom zu begrenzen kommt dem Flyback
recht nahe. Ein Boost-Konverter ist bei dem Übersetzungsverhältnis auch
nur unfug.
>Da die Ein- und Ausgangsspannung konstant ist
Kondensator laden -> Ausgangsspannung kostant, ja? hmmh. Da scheint er
mir schon voll zu sein. Selbstladend quasi. Freie energie!!
Eingangsspannung konstant? -> Akku: 17-24V. Nunja. Es bleibt in
lagarithmisch gesehen der Dekade, das stimmt.
Oder willst du einfach nur 350V erzeugen und dann per Vorwiderstand
laden^^ schonmal die Effizienz dessen überlegt? määäh.
Unterdessen ist es so, dass ich für den einen oder anderen hier in der
Simulation gerne die Ausgangsleistung auf 50W begrenze und dann nochmal
die selbe Frage stelle ;-) "Wieso wächst die Mosfetverlustleistung mit
steigender Ausgansspannung" der Effekt scheint konstruktionsbedingt und
ist nicht Folge weltherschafts ansichreisender Übermegapowerung der
Ausgangsleistung. hmmmh.
Also gut, kleiner Nachtrag.
Oben standen nur 20V Eingangsspannung, mit der Ausgangsspannung gebe ich
Dir recht, die ist natürlich nicht konstant.
Dann nimm eine Phase-Shifted Fullbridge, da reicht eine Phase und Du
kannst die Treiber mit einem Tastverhältnis von 50% ansteuern.
Und die Vorwärtstopologie hat kein Problem mit kapazitiven Lasten, wenn
der Ausgangsstrom statt der Ausgangsspannung geregelt wird. Damit wird
dann auch der Eingangsstrom begrenzt. Sinnvollerweise nimmt man dann
noch einen peak-current mode Controller.
Bei den Leistungen braucht man keinen hohen Wirkungsgrad, weil man
Energie sparen will, sondern wegen den Verlusten.
20% Verluste von 500W sind 100W, willst Du eine Brate bauen oder einen
Wandler???
SchnupperSnubber schrieb:> Wieso wächst die Mosfetverlustleistung mit steigender Ausgansspannung
Betreibst du den Wandler im Lückbetrieb oder nicht-lückend?
Während die Ausgangsdiode leitet, wird durch den Übertrager die
Ausgangsspannung zur Primärseite zurücktransformiert, diese Spannung
liegt dann am Transistor an (zusätzlich zur Eingangsspannung).
Im nicht-lückenden Betrieb liegt diese hohe Spannung auch dann noch am
Mosfet-Drain, wenn der Mosfet wieder einschaltet. Da sowohl der Mosfet
selber als auch andere Bauteile (Dioden, Übertrager) eine gewisse
Kapazität haben, entspricht diese Spannung über E=1/2*c*U² einer
bestimmten Energie. Die Energie steigt mit steigender Ausgangsspannung.
Beim Einschaltvorgang wird diese Energie komplett in Wärme umgewandelt,
und zwar im Mosfet. Das ist bei etwas höheren Spannungen und großen
Mosfets die wesentliche Ursache für Schaltverluste, beim Ausschalten
sind die Verluste vergleichsweise eher niedrig.
Im Lückbetrieb ist es weniger kritisch, allerdings kommt es hier auf das
Timing an. Nachdem der Strom in der Ausgangsdiode auf 0 abgeklungen ist,
entsteht am Mosfet-Drain eine Schwingung. Wenn man die PWM-Frequenz so
einstellt, dass der Mosfet ungefähr im unteren Umkehrpunkt wieder
einschaltet, dann hat man ein Optimum.
Das ist aber bei variabler Ausgangsspannung aber nicht so ganz einfach
zu erreichen...
Ich denke, dass der Sperrwandler auch für 500W nicht unbedingt eine
schlechte Lösung ist.
Bei einem Fluss-Wandler erreicht man möglicherweise einen besseren
Wirkungsgrad, man braucht aber auf jeden Fall eine Current-Mode-Regelung
(wegen kapazitiver Last), was einen relativ großen Aufwand bedeutet.
Es hängt hauptsächlich davon ab, wie lange der Ladevorgang dauert und
wie oft sich der wiederholt. Wenn der Ladevorgang nur kurz ist und
zwischen den einzelnen Ladevorgängen längere Pausen sind, ist die
thermische Belastung der Bauteile nicht so groß, da lohnt sich der
Aufwand für einen Flusswandler eher nicht.
> Ich habe inzwischen das Active Clamping mit einem Emitterfolger> umgesetzt. Funktioniert wie sau, wärend die Verlustleistung in> Transistor und TVS im mW-Bereich bleibt
Was verstehst du denn unter active clamping ?
In deinen Schaltplan sehe ich nur D1 und D2.
Jeder versteht offenbar was anderes darunter.
Jippi :-) So viele Rückmeldungen.
ActiveClamp: ist jetzt so realisiert wie auf dem Foto. Das minimiert die
Verlustleistung in den einzelnen Bauteilen und verschieb allen Stress
auf den Mosfet. Bauteiltechnisch optimal, weil nur einwas gekühlt werden
muss.
Unter Active Clamping" verstehe ich zumindest das kontrollierte
wiederaufreisen des Gates bei überspannung.
Zusätzlich einen kleinen Witz-Snubber, der die Waveform glättet. Ich
weiß nicht ob der in der Realität was bringt, aber die Simulation rennt
schneller damit, weil weniger nachschwingen und so ;-)
Der Wandler ist gerade so konstruiert, dass er anfangs eine Art
kontinuierlichen Modus läuft und später, wenn die Ausgangsspannung hoch
genug ist, in einen Lückenden Betrieb läuft. Das lückende kommt dadruch
zu Stande, weil die beiden Phasen alternieren und die Aufladezeit der
Primärppule das Frequenzberenzende ist.
Im dominierenden Lückenden Betrieb ist die Augangsspannung beim
einschalten recht stabild auf "Vcc". Es gibt zwar ein nachschwingen,
aber das ist nicht verantwortlich für die Verlustleistung, da im
Einschaltmoment die Schwingung schon abgeklungen ist.
Hmmh. Moment mal: die Schwingung wird immer größer, je höher die
Ausgangsspannung ist, weil mehr Spannung zurüctransformiert wird. hmmh.
hmmh. hmmh. Ist das Auffressen dieser Schwingung der Übeltäter? Kann
man die Unterdrücken? :-O
Anton: dich hab ich vergessen, sry :-(
Sobald man eine Strombegrenze Topologie aufbaut, hat man doch immer
wieder das gleiche Problem: man schaltet verdammt hart ab. Jedesmal muss
man den Streufluss irgendwie verheizen. Prinzipbedingt finde ich das
nicht sonderlich dafürsprechend.
Und Johannes E. hat soweit recht: das Ladevorgang ist relativ einmalig,
Der Dutycycle ist nicht sonderlich hoch. Der Ladevorgang selbst dauert
max 6..8sek, soweit ich das aus der simulation so ablesen kann. Die
Kühlung läuft also mehr über Wärmekapazität als über Wärmeableitung.
Der Wirkungsgrad der ganzen Geschichte hängt hauptsächlich vom Trafo ab
- d.h. dort muss man am meisten optimieren. Bis jetzt sind 4
Primärwindungen auf einem RM14-Kern vorgesehen, der mit einem AL-Wert
von 6800nH und 1mm Luftspalt die gewünschten 6uH Sprimärinduktivität
liefern soll. Wie gut dort die Kopplung ist, wird sich zeigen. Einfach
wird es sicher nicht. Aber das ist ein anderes Thema.
Ich hab nochmal ordentlich nachgemessen:
Die erhöhte verlustleistung kommt vom Active Clamping. Bei niedriger
Ausgangsspannung Vernichte ich 1.2mJ pro Puls und bei hoher
Ausgangsspannung vernichte ich 1.8mJ.
Wieso, wenn man doch immer beim gleichen Strom abschaltet :-/
Ich habe zum Akkuladen schon mal einen Resonanzwandler verwendet (mit
IR2153). Der Trafo wurde auf einen 2-Kammer Spulenkörper gewickelt damit
die Streuinduktivität ausreichend hoch! war. Das ganze hatte eine
Resonanzfrequenz von ca. 100Khz, wurde aber nur mit 50Khz getakted.
Damit war der Wandler so weich, dass der Kurzschlussstrom nicht mehr als
50% über dem Nennstrom lag. Sowas würde sich sicher auch gut zum
Kondensatorladen verwenden lassen. Vorteil ist auch, dass die
Schaltvorgänge in den Mosfets immer stromlos erfolgen.
SchnupperSnubber schrieb:> Sobald man eine Strombegrenze Topologie aufbaut, hat man doch immer> wieder das gleiche Problem: man schaltet verdammt hart ab. Jedesmal muss> man den Streufluss irgendwie verheizen. Prinzipbedingt finde ich das> nicht sonderlich dafürsprechend.
Nein, bei einem Halbbrücken- oder Vollbrücken-Durchflusswandler wird die
Energie aus dem Streufluss über Freilaufdioden wieder in die
primärseitige Stromquelle zurückgespeist, das ist schon ein Vorteil bei
diesen Topologien.
Prinzipiell ist so etwas ähnliches auch mit einem Sperrwandler möglich,
der Schaltungsaufwand steigt dabei aber deutlich. Das wird sich für
deine Anwendung eher nicht lohnen.
Man kann z.B. eine Clamp-Schaltung mit Diode und Kondensator und
Widerstand machen, aber die Diode durch einen Mosfet ersetzen.
Der Mosfet wird dann so angesteuert, dass er immer dann einschaltet,
während die Body-Diode leitet und dann für eine bestimmt Zeit
eingeschaltet bleibt. Dadurch kann in jedem PWM-Takt ein Teil der
Energie wieder aus dem Kondensator in die Spannugnsquelle zurückfließen.
Wenn man das Timing richtig einstellt, muss man fast keine Energie mehr
in Wärme umwandeln. Allerdings geht so etwas eigentlich nur bei
Ansteuerung per DSP.
Eine "billige" Variante ist, hier eine Clamp-Diode mit sehr langer
Recovery-Time zu verwenden. Das wird aber eher bei kleinen Leistungen
gemacht, z.B. mit 1N4007-Dioden.
SchnupperSnubber schrieb:> Wieso, wenn man doch immer beim gleichen Strom abschaltet :-/
Bei hoher Ausgangsspannung hat man im Ausschaltmoment eine höhere
Spannung am Drain, weil die Ausgangsspannung durch den Übertrager
zurücktransformiert wird. Die Überspannung durch die Streuinduktivität
kommt da noch "oben drauf".
Deshalb muss bei hoher Ausgangsspannung mehr Energie verbraten werden,
das ist ganz normal.
MaWin schrieb:>> Bis jetzt sind 4 Primärwindungen auf einem RM14-Kern vorgesehen>> Find ich zu wenig, macht zu viel Streuinduktivität
Die Windungszahl hat eigentlich nicht viel mit der Streuinduktivität zu
tun; mit mehr Windungen wird die Streuinduktivität (absolut) eher noch
größer.
Wichtig ist vor allem der Aufbau der Wicklung, also welche Litze man
verwendet und dass alle Wicklungen möglichst gleichmäsig über den
Querschnitt verteilt sind. Manchmal ist es besser, mehrere dünne Litzen
parallel zu wickeln als nur eine dicke Litze.
Gut ist, wenn man die Wicklungen ineinander verschachtelt, also zuerst
eine Hälfte der Sekundärwicklung machen, darüber die Primärwicklung und
dann die zweite Hälfte der Sekundärwicklung.
