Die Ursprüngliche Diskussion zum Thema ist hier zu finden. Beitrag "Erhöhung der AD-Auflösung durch oversampling ?" Also lest die Theorie dort nach. Oder hier http://www.atmel.com/images/doc8003.pdf Ausgehend vom Ursprungsthema möchte ich folgende Vereinfachungen vornehmen. Der 10-Bit AD-Wandler wird ersetzt durch einen 1-Bit- AD-Wandler. Das ist im Prinzip ein Eingang, der als Ergebnis nur zwei Zustände liefert. Also eigentlich ein Digitaleingang, an den ein Analogsignal angelegt wird. Dieser Eingang sollte zur Vereinfachung idealerweise eine rein ohmsche, gerade Kennlinie haben. Der Schaltpunkt ist bei U/2. Bitte jetzt keine Schaltungsvorschläge, es geht ums Prinzip. Das Eingangssignal schwankt zwischen 0 und U. (Frequenz kommt später) Alle Spannungen zwischen 0 und < U/2 ergeben ein „Low“ Alle Spannungen zwischen U/2 und U ergeben ein „High“ „Typisch“ für einen 1-Bit-AD-Wandler dieser Art. (Ja, ich glaube es gibt noch andere 1-Bit Wandler, die sind aber nicht gemeint) Wenn man jetzt die Abtastrate variiert wird das keinen Einfluss auf das Ergebnis haben. Das Ergebnis ist immer 0 oder U. OK, was bringt eine Mittelwertberechnung ? Eine Mittelwertberechnung bringt nur etwas, wenn die Eingangsspannung um den Schaltpunkt schwankt. Liegt die Eingangsspannung „dauerhaft“ auf 3/4U ist das Ergebnis immer U. Der Clou ist das Einspeisen eines Rauschsignals. Die Amplitude des Rauschsignals ist U (siehe http://www.atmel.com/images/doc8003.pdf, Seite 3) Zur Vereinfachung nehmen wir ein Sägezahn von vielleicht 100Hz. Müsste doch funktionieren , oder ? Ach ja fehlt ja noch die Berechnung und die gewünschte Auflösung. Theoretisch ist alles drin, aber bleiben wir mal bei 3 - 4 Bit. Hab ich was bei der Betrachtung vergessen ? (Bitte das ist nur eine Vereinfachung der Thematik)
Das Verfahren mit eiem Komperator und einem Sägezahn nennt sich auch successive approximation Wandler und ist durchaus gängig. So auch in AVR ADCs zu finden. Auch wenn dort etwas anders vorgegangen wird: Das Verfahren ist systematischer und erzeugt eine Referenzspannung, die mit dem Eingangssignal verglichen wird. Die Idee ist aber ähnlich. Thor
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Bearbeitet durch User
>> Hab ich was bei der Betrachtung vergessen ?
Ja, von nix kommt nix.
Dein vorhergehender Thread wurde schon nicht ordentlich ausdiskutiert,
wo willst du nun mit diesem hin ?
Kleines Zitat aus einer ähnlichen Diskussion...
Oversampling is based on assumption that if first measurement was A and
the second measurement was B, the value must be exactly (A+B)/2 or for
two bit, (A+B+C+D)/4.
You cannot get detail from nothing. It's like in those movies where they
"enhance" a blurry photo and are able to reproduce the entire page of
text from 4x4 pixel area.
Dem ist eigentlich nichts hinzuzufügen.
Hallo Bernd, für mich war das Ergebnis des letzten Thread klar. Es funktioniert. Dafür gab es genügend ausführliche Beiträge. http://www.atmel.com/images/doc8003.pdf http://www3.alcatel-lucent.com/bstj/vol27-1948/articles/bstj27-3-446.pdf Die Gegenargumente waren nicht überzeugend und darüber wollte ich auch gar nicht mehr diskutieren. > von nix kommt nix ist nicht gerade das was ich erwartet habe. Aber vielleicht gibt es ja noch belastbarere Argumente dagegen. Würde ich gerne hören. Beste Grüße Winne PS: Ist den Atmel wirklich so besch.. so etwas zu veröffenrtlichen oder haben wir den Sinn des Verfahrens nicht verstanden ? http://www.atmel.com/images/doc8003.pdf
Das es funktioniert wissen wir aber die Randbedingungen und die Limits sind nicht ausreichend diskutiert. Das Atmel Dokument AVR 120, 121 diskutiert das Thema zu theoretisch, also an der Praxis vorbei. Beitrag "ADC und Fixed-Point Arithmetik" Hier habe ich zu den App Notes mal einen Beispiel Code veröffentlicht, kann also jeder selbst ausprobieren. Für 1 bis 2 BIT ist das Verfahren durchaus geeignet aber darüber hinaus nicht zu gebrauchen. Außerdem werden die Schwächen der integrierten ADCs sichtbar. Alle von mir getesteten Typen haben einen positiven Offset Fehler, Nichtlinearitäten treten ebenso mehr in den Vordergrund. Peters Fazit ist also durchaus (fast) korrekt, für 1 bis 2 BIT ok, dann macht es keinen Sinn mehr. Also der Griff zu einem besseren ADC. Nochmal, wo willst du mit deiner 1 BIT Variante hin ? aus dem Nichts zauberst du keinen 16 BIT ADC.
Dazu fällt mir das PRinzip des Sigma-Delta-Wandlers ein -> 1Bit Wandler mit extremer Überabtastung.
winne schrieb: > Der 10-Bit AD-Wandler wird ersetzt durch einen 1-Bit- AD-Wandler. > Das ist im Prinzip ein Eingang, der als Ergebnis nur zwei Zustände > liefert. Also eigentlich ein Digitaleingang, an den ein Analogsignal > angelegt wird. Also eigentlich ein Delta-Sigma-Modulator. Siehe link: http://de.wikipedia.org/wiki/Delta-Sigma-Modulation http://www.beis.de/Elektronik/DeltaSigma/DeltaSigma_D.html Schau dich bei Tex@s Instruments rum, die haben ziemlich viele Bauteile dafür. ADi ebenso.
winne schrieb: > für mich war das Ergebnis des letzten Thread klar. Es funktioniert. Ja, es funktioniert mit AD-Wandlern, bei denen die Genauigkeit wesentlich grösser als die Auflösung ist. Solche Wandler sind aber, bis auf wenige Ausnahmen, nicht handelsüblich. Gruss Harald
Bernd N schrieb: > Nochmal, wo willst du mit deiner 1 BIT Variante hin ? aus dem Nichts > zauberst du keinen 16 BIT ADC. Mit diesem hier: http://www.ti.com/product/ads1204 hatte ich 20-bit ENOB relativ mühelos. Man muss allerdings schon ziemlich genau wissen, was man tut. dazu noch ein amc1210 und man muss sich nicht mal um die Filterung kümmern
Dennis, das ist vermutlich nicht das was Winne diskutieren wollte. Das es Sigma Delta Wandler gibt wissen wir auch alle. Es entspricht aber nicht Winnes Betrachtung. Vielleicht doch ? dann sollte der Thread einen anderen Namen haben.
Hi Bernd, der Überschrift passt m.M.n. ziemlich gut. Bei der Delta-Sigma-Modulation machst du ja eine 1-Bit AD-Wandlung, aus dem ein Bitstrom entsteht. Durch eine geeignete Filterung kannst du dann aus dem selben Bitstom nach Belieben verschiedene Auflösungen erzeugen. Dies passiert durch - je nach Auflösung - massives Oversampling. Meist verwendet man dazu sinc3-Filter (Notch-Filter), oder aber auch gerne Tiefpässe aller Art.
Jaja aber Winne schrieb... >> Der Clou ist das Einspeisen eines Rauschsignals. >> Die Amplitude des Rauschsignals ist U (siehe >> http://www.atmel.com/images/doc8003.pdf, Seite 3) >> Zur Vereinfachung nehmen wir ein Sägezahn von vielleicht 100Hz. >> Müsste doch funktionieren , oder ? Aha, ok, das sieht mir nach einer anderen Frage aus.
OK, jetzt nach nochmaligem Durchlesen des ersten Postings ist auch mir ein Licht aufgegangen :-) Das ist wirklich kein Delta-Sigma, der funktioniert anders. Dort ist es gewollt, dass das Ausgangssignal kippt, damit man durch oversampling überhaupt etwas rausbekommt. Das was der TO vorstellt, kann in dieser Form echt nicht funktionieren. Sorry Jungs, Montag..... (und der Kaffeautomat ist bei uns seit letzter Woche defekt!!)
Das es noch andere Verfahren gibt ist klar. >Stichwort: successive approximation Wandler oder Delta Sigma... Danach suche ich auch gar nicht. > Nochmal, wo willst du mit deiner 1 BIT Variante hin ? aus dem Nichts > zauberst du keinen 16 BIT ADC. Ich zaubere aus einem 11-Bit-AD auch keinen 13 oder 16-Bit-AD, das ist doch wohl klar. kursiv Aber ich schaffe es mit dem Verfahren die Auflösung so zu vergrößen, dass es so ausssieht als ob es mehr Bit an Auflösung sind. kursiv Da will ich hin: Nun was bei 11-Bit geht, sollte doch prinzipiell auch bei 1-Bit gehen, oder ? @Bernd Danke für den link zu Deinem Beitrag
>> Nun was bei 11-Bit geht, sollte doch prinzipiell auch bei 1-Bit gehen...
Aber du verlierst die Verhältnismäßigkeiten aus dem Blick. Aus einem 1
BIT Wandler deiner Vorstellung machst du im ersten Schritt aus 1 BIT, 2
BIT, glatte 100%. Wenn du schon 10 BIT hast und verwendest das
Oversampling dann ist eben der Rauschanteil genau der Teil des Signals
was dir 1 bis 2 BIT mehr bringt. Wie bitte stellst du dir das bei nur
einem BIT Nutzsignal vor ? Ich komme einfach nicht dahinter was du
willst ? Du zauberst hier aus dem Nichts. Du betrachtest das Rauschen um
den Schaltpunkt eines Komparators der nur eine Schaltschwelle kennt.
winne schrieb: > Aber ich schaffe es mit dem Verfahren die Auflösung so zu vergrößen, > dass es so ausssieht als ob es mehr Bit an Auflösung sind. falsch. Mit Oversampling ist die Auflösung tatsächlich höher, da du sozusagen das Rauschen "mittelst" und damit noch ein paar Bits rausholen kannst. Filtert man geschickt, kann man durch "Rauschformung" das Rauschen in ein Frequenzbereich schieben, wo es nicht mehr stört. Zumindest theoretisch. Praktisch wirst du schon damit ein Problem haben, alle x Messungen exakt das gleiche Eingangssignal anzulegen. Ein SAR hat prinzipbedingt einen Eingangskondensator (S&H), der sorgt schon dafür dass diese Forderung nur schlecht erfüllt werden kann. Besser ist da ein DSM, aber auch nicht ideal. winne schrieb: > Da will ich hin: > Nun was bei 11-Bit geht, sollte doch prinzipiell auch bei 1-Bit gehen, > oder ? Nicht so, wie du es oben beschrieben hast. wenn du schon bei 3/4 U_max das selbe Ausgangssignal wie bei u_max hast, so kannst du aus dem Signal nichts mehr rausholen. Da bringt dir dein Rauschsignal auch nichts mehr.
Also ich habe mir das ganze mal in Excel nachgerechnet. Dabei ist mir aufgefallen, ich habe bei meiner Eingangsbetrachtung den Offset vergessen. Der kommt zum Sägezahn noch dazu. Das Rechenbeispiel geht von 32 Samples aus. Als Vereinfachung wird das Ergebnis aus der Summe aller Samples, geteilt durch 32 gebildet. Verändert man den Wert im blauen Feld zwischen 0 und 1 erscheint das Ergebnis unten in rot. Formeln könnt Ihr in den Feldern nachschauen. Beispielrechnungen: Usignal, Ergebnis 1,00 , 1,00 0,90 , 0,91 0,80 , 0,81 ... 0,20 , 0,22 0,10 , 0,13 0,00 , 0,03
Durch Überlagern des Sägezahns und anschließendes Digitalisieren entsteht ein PWM-Signal, dessen Tastverhältnis die Eingangsspannung repräsentiert. Das würde man normalerweise durch Zeitmessung auswerten. Stattdessen kann man natürlich auch regelmäßig nach dem Bit sehen und zählen, wie oft es H oder L ist. Solange man des nicht länger als eine PWM-Periode macht, bringt jede Verdoppelung der Samplezahl ein zusätzliches Bit Auflösung.
Das läuft aber eher in der Rubrik wir bauen uns einen ADC. Im Grunde kannst du auch mit nem R2R Netzwerk eine Treppenspannung erzeugen und diese an den Minus Eingang deines Komparators legen. Kippt der Komparator bei dem Vergleich mit der zu messenden Spannung dann entspricht der ADC Wert dem DAC. Ist es das worauf es hier hinaus läuft ? Ansonsten erschließt sich mir dir Berechnung in den Excel Tabellen nicht.
1 | Das mit den 1 Bit Wandler scheint zu funktionieren. Ich habe das mal simuliert. |
2 | |
3 | |
4 | #include <stdio.h> |
5 | #include <stdlib.h> |
6 | |
7 | void main(void) |
8 | {
|
9 | double Umess,URnd,UOut,UVer; |
10 | int i; |
11 | |
12 | Umess = 0.85; // Messspannung 0 .. 2.5V |
13 | UOut = 0.0; |
14 | |
15 | // Mittelwert bilden ueber 8192 Samples
|
16 | for(i=0;i < 8192;i++) |
17 | {
|
18 | // Rauschen erzeugen mit Pegel von 0..2.5V
|
19 | URnd = ((double)rand()/(double)RAND_MAX)*2.5; |
20 | //Rauschen zum Messsignal addieren
|
21 | UVer = URnd+Umess; |
22 | |
23 | // 1Bit Vergleich mit 2.5V und wenn groesser 2.5V auf UOut 1 addieren
|
24 | if(UVer >= 2.5) UOut += 1.0; |
25 | |
26 | }
|
27 | // UOut durch anzahl der Samples dividieren
|
28 | UOut /= 8192.0; |
29 | |
30 | // Und Skaliert ausgeben
|
31 | printf("UOut:%.2lf\n",UOut*2.5); |
32 | |
33 | }
|
Nosnibor schrieb: > Durch Überlagern des Sägezahns und anschließendes Digitalisieren > entsteht ein PWM-Signal, dessen Tastverhältnis die Eingangsspannung > repräsentiert. Das würde man normalerweise durch Zeitmessung auswerten. > > Stattdessen kann man natürlich auch regelmäßig nach dem Bit sehen und > zählen, wie oft es H oder L ist. Solange man des nicht länger als eine > PWM-Periode macht, bringt jede Verdoppelung der Samplezahl ein > zusätzliches Bit Auflösung. Nochmal: Vervierfachung bringt ein 1-Bit mehr. Warum lest ihr nicht was ich schreibe? Und einen Unterschied zwischen Oversampling und delta-sigma oder sigma-delta gibt es auch nicht. Die Kunst liegt im Rauschsignal und dem nachfolgenden Filter. Achso, einen extrem stabilen Clock brauch man auch noch, denn es werden DIAC-Impulse integriert. Liegt der Abtastzeitpunkt nicht ander gleichen Stelle, integriert sich dies auch an anderer 'Bitzeit'.
Bernd N schrieb: > Das läuft aber eher in der Rubrik wir bauen uns einen ADC. Genau, und als Simulation lässt sich problemlos ein AD-Wandler mit Hundert Bit Auflösung bei ein Bit Genauigkeit basteln. :-) Gruss Harald
>> Genau, und als Simulation lässt sich problemlos ein AD-Wandler >> mit Hundert Bit Auflösung bei ein Bit Genauigkeit basteln. :-) So isses :-) nur ziemlich Sinnfrei und mit der ursprünglichen Frage hat es auch nix zu tun. Wenigstens habe ich jetzt die Frage verstanden :-)
Harald Wilhelms schrieb: > Bernd N schrieb: > >> Das läuft aber eher in der Rubrik wir bauen uns einen ADC. > > Genau, und als Simulation lässt sich problemlos ein AD-Wandler > mit Hundert Bit Auflösung bei ein Bit Genauigkeit basteln. :-) > Gruss > Harald Genau Harald. Diese Frage stellte ich öfters, aber niemand konnte mir eine gescheite Antwort drauf geben. Es hängt auf jeden Fall mit der Verlustleistung des Wandlers zusammen.
> Das läuft aber eher in der Rubrik wir bauen uns einen ADC. Ja, so profan kann man das auch sehen. Aber hier geht es ums Verständnis des Prinzips. Ich will das Rad nicht neu erfinden und würde in der Praxis auch andere Verfahren bevorzugen. > Ansonsten erschließt sich mir dir Berechnung in den Excel Tabellen > nicht schade > Nochmal: Vervierfachung bringt ein 1-Bit mehr. Warum lest ihr nicht was > ich schreibe? Wer redet hier nur von Vervierfachung ? Je mehr Samples du hast, desdo größer ist im Prinzip die Auflösung. Sinnfrei ist das ganze bestimmt nicht. Ich glaube auch nicht das alle das Prinzip vestanden haben oder wollen. >Die Kunst liegt im Rauschsignal und dem nachfolgenden Filter. richtig > Genauigkeit und Auflösung Da schreib ich jetzt aber nix mehr zu.
winne schrieb: > Also lest die Theorie dort nach. > Oder hier > http://www.atmel.com/images/doc8003.pdf Du unterliegst einem großen Irrtum. Application-Notes werden von Leuten geschrieben, die einfach nur das Bauteil promoten sollen. Sie sind weder vom Programmierstil, vom Ablauf, noch von den Grundlagen der Hit. Sie müssen auch garnicht praktisch nutzbar sein. Sie enthalten in der Regel auch keine Fehlerbehandlung, sondern tun so, als wären sie die einzige Task und haben 100% CPU-Zeit zur Verfügung. Auch bleiben einmal erstellte Application-Notes stehen, wenn sie sich technisch überholt haben oder mit den neueren ICs garnicht mehr funktionieren. Du kannst daher nicht die Anforderungen daran stellen, wie z.B. an eine Diplom- oder Doktorarbeit. Oder an einen Entwicklungsingenieur, der praktisch nutzbare Geräte entwickeln muß, die auch zuverlässig und reproduzierbar funktionieren. Zu DDR-Zeiten gab es einen Edelbastler und Buchautor namens Hagen Jakubaschk. Er war berühmt dafür, daß seine Schaltungen fast niemand nachbauen konnte und sie auch zuverlässig funktionierten. Es gibt Ausnahmen an Application-Notes, die auch praktisch einsetzbar sind, aber wirklich nur sehr wenige.
http://www3.alcatel-lucent.com/bstj/vol27-1948/articles/bstj27-3-446.pdf Du hast den anderen Beitrag nicht erwähnt.
>Du kannst daher nicht die Anforderungen daran stellen, wie z.B. an eine >Diplom- oder Doktorarbeit. >Oder an einen Entwicklungsingenieur, der praktisch nutzbare Geräte >entwickeln muß, die auch zuverlässig und reproduzierbar funktionieren. Habe ich nicht gemacht.
winne schrieb: > http://www3.alcatel-lucent.com/bstj/vol27-1948/articles/bstj27-3-446.pdf > Du hast den anderen Beitrag nicht erwähnt. Weil er sich nicht mit Deinem Thema beschäftigt. Ich habe den Artikel nur kurz überflogen. Ich konnte darin nichts entdecken, wie man zusätzliche gelogene Bits aus einem n-Bit ADC rauskitzelt.
Hier mal ein interessanter Artikel zu einem 1 bzw. 1,5 Bit Wandler: http://www.romanblack.com/BTc_alg.htm
@Peter das wird man so direkt in diesem Artikel auch nicht finden. Aber hier mal ein anderer Erklärungsansatz zu den "zusätzliche gelogene Bits" - Nehmen wir einen 1-Bit-Wandler, der einen bekannten, feststehenden Schaltpunkt (z.B. U/2) mit zwei "digitalen" Zuständen hat . - Alles über Uschalt ist "1" und alles darunter ist "0". - Egal was am Eingang anliegt es ist entweder "1" oder "0". - Es ist auch völlig egal wie oft wir das abfragen. - Zur Vereinfachung sollte hier ein Gleichpannungspegel (z.B. 0,6*U ) als Eingangssignal in Betracht gezogen werden. - Das Ergebnis ist bei 0,6*U immer 1 bzw U. Nun kommt der Trick - Nehmen wir an, dass der Schaltpunkt Uschalt verschoben werden kann. z.B. auf U/4 , U/2 und auf 3/4 U. - Es gibt dadurch weiter zusätzliche Schaltpunkte, die mit EINMEM (Hardware)-Bit quasi abgetastet werden. - Verschiebe ich den Schaltpunkt kontinuierlich z.B. mit Sägezahn und Frage regelmäßig den LogigZustand ab, erhalte ich eine Menge an Samples die das Eingangssignal mit einer größeren Auflösung als 0 und 1 wiedergeben. - In unserem Beispiel Uschalt(U/4)= 1 Uschalt(U/2)= 1 Uschalt(3U/4)= 0 Summe der Samples ist 2 (*U) und der Mittelwert ist 0,666 - Alle mögliche Zustände sind: 000 = 0 * U 100 = 0,333 * U 110 = 0,666 * U 111 = 1 * U - insgesamt vier Zustände, das sind dann 2 (gelogene) Bit ;-) - Der Rest ist Mathematik. (Ich weis das ist ganz schön an den Haare herbei gezogen, aber macht die Sache doch recht verständlich) - Es gibt natürlich veschiedene Möglichkeiten den Schaltpunkt zu verschieben (siehe auch DA-Wandler mit Komparator)
Ich dachte immer, so funktioniert der ADC im AVR? Wobei ich zugebe, nicht in die docs geguckt zu haben.
Ja fast. Gemeinsam haben beide Verfahren den EINEN Komparator (den "1-Bit-AD-Wandler" wie ich ihn genannt hatte) Beim AVR wird mit einem Rechenwerk gearbeitet. Stichwort Successive approximation Bei wikipedia werden 13 ! verschiedene AD-Wandelverfahren beschrieben. ist empfehlenswert http://de.wikipedia.org/wiki/Analog-Digital-Umsetzer
Aus dem "1-Bit-Wandler" macht der AVR ja auch schon 10 Bit. Heißt doch eigentlich, daß die Auflösung nur durch die Rasterung der Auswertung bestimmt wird. Ob das nun Stufen oder Zeitintervalle sind. Je kleiner die Schritte, desto höher die Auflösung - im Prinzip unbegrenzt.
batman schrieb: > Aus dem "1-Bit-Wandler" macht der AVR ja auch schon 10 Bit. Heißt doch > eigentlich, daß die Auflösung nur durch die Rasterung der Auswertung > bestimmt wird. Ob das nun Stufen oder Zeitintervalle sind. Je kleiner > die Schritte, desto höher die Auflösung - im Prinzip unbegrenzt. Naja, ein bisschen anders funktioniert der ADC im AVR nun doch. Es wird dazu ein DAC gebraucht. Bei dem wird zuerst das werthoechste Bit gesetzt. Dann entscheidet der Komparator ob die zu messende Spannung grosser oder kleiner ist. Je nachdem bliebt diese Bit gesetzt oder wird wieder auf 0 gesetzt. Jetzt kommt das naeachste Bit dran und wieder entscheidet der Komparator gesetzt lassen oder loeschen. Das Spiel wird so lange fortgesetzt bist alle 10 Bit durch sind. Das Verfahren das Winne da ueberlegt hat funktioniert anders. Hier wird das Messsignal mit einem Rauschsignal beaufschlagt. Beim Rauschsignal sind ja alle Amplitudenwerte enthalten. Der Mittelwert dieses Rauschsignales ist allerdings dabei 0. Die Addition des Rauschsignales mit dem Messsignal ist allerdings nicht Mittelwert frei. Das heist dann hinter dem Komparator hat man zwar ein Rauschsignal das alledings auch nicht Mittelwert frei ist. Integriert man nun in Software diese Impulsfolge faellt der Rauschanteil raus und ueberig bleibt dein Messsignal. Oben habe ich ein kleines C Programm eingestellt das dieses Verhalten simuliert.
Im Sägezahnsignal sind auch alle Amplitudenwerte vorhanden und ob man die Referenzwerte nun zum Meßwert addiert oder damit vergleicht, macht auch keinen wesentlichen Unterschied.
>> Im Sägezahnsignal sind auch alle Amplitudenwerte vorhanden und ob man >> die Referenzwerte nun zum Meßwert addiert oder damit vergleicht, macht >> auch keinen wesentlichen Unterschied. Und die 10 BIT stecken dann im Sägezahn, es will und will damit nicht 1 BIT werden und wir haben uns 1x im Kreis gedreht aber endlich verstanden wie ein ADC funktioniert :-) Peter Danegger schrieb... >> Hier mal ein interessanter Artikel zu einem 1 bzw. 1,5 Bit Wandler: http://www.romanblack.com/BTc_alg.htm Mh, obwohl das eher ein DAC ist. Auch hier stecken die BITs in der PWM, wieder mehr als 1 BIT :-(
batman schrieb: > Im Sägezahnsignal sind auch alle Amplitudenwerte vorhanden und ob man > die Referenzwerte nun zum Meßwert addiert oder damit vergleicht, macht > auch keinen wesentlichen Unterschied. Ja das stimmt. Aber hier ging es um das Verständnis eines spezielles Verfahren was ohne Rechenwerk und nur durch Eihnkoppeln eines Rauschsignals auskommt. Der AD-Wandler sollte nicht neu erfunden werden. In einer Applikation wurde sogar auf die Eihnkoppeln verzichtet. http://www.mcselec.com/index.php?option=com_content&task=view&id=325&Itemid=57 Hier macht man sich das vermutlich sowieso vorhandene Rauschen zu nutze. Fazit: Mehr AD-Auflösung durch Rauschen oder AD-Wandlung durch Rauschen. Controller ohne AD-Wandler könnten im Prinzip so leicht mit einem AD-Wandler ausgestattet werden. Ja ich weis die meisten denken nicht drüber nach, sondern nehmen einfach zusätzlich einen fertigen teuren AD-Chip oder einen Controller mit intergriertem AD-Wandler. Aber darum ging es bei diesem Thread auch gar nicht.
winne schrieb: > Ja ich weis die meisten denken nicht drüber nach, sondern nehmen einfach > zusätzlich einen fertigen teuren AD-Chip oder einen Controller mit > intergriertem AD-Wandler. Nö, die meisten denken sogar sehr gründlich darüber nach, wie sie ihr Produkt zuverlässig und reproduzierbar designen. Bei Konsumgütern mag das natürlich anders aussehen. Z.B. viele digitale Personenwaagen haben zwar gelogene 100g Anzeigen, sind aber oft ungenauer als alte mechanische Waagen mit 0,5kg Strich. Man nehme einen Meßbecher mit 100ml Teilung und stelle sich damit auf eine billige Digitalwaage. Dann fülle man jeweils 100ml Wasser hinzu, messe und staune, was für einen Unsinn man angezeigt kriegt. Oder man gehe einfach ins Geschäft, greife sich 10 Waagen und stelle sich drauf.
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Bearbeitet durch User
Ich glaube nicht, daß zusätzliche Rausch- oder Rampenüberlagerung + Oversampling an einem vorhandenen ADC etwas "dazulügen" muß. Sowas hab ich auch schon mal verwendet, wenn das Rauschen schon im Signal vorhanden ist. Für mich ist nicht die Frage, ob es funktioniert, sondern welchen Sinn es generell hat, aufwandsmäßig quasi 2 ADC hintereinanderzuhängen, von denen im Prinzip jeder einzelne schon jede gewünschte Auflösung bringen kann. So ein geeignetes Rauschen nur für 2 Bit extra künstlich zu erzeugen und zu verifizieren, ist ja auch kein Pappenstiel. Wirtschaftlich dürfte es doch meist günstiger sein, gleich den passenden ADC zu bauen ODER zu kaufen - aber nicht 2 halbe, wo einer den anderen verbessert.
@batman Peter Danneggers Beispiel mit der Waage beschreibt so eine Anwendung. > quasi 2 ADC hintereinanderzuhängen ... Nee, bei einem vorhandenen ADC mit z.B.11-Bit Auflösung lässt sich die Auflösung so auf 13-, 14-, 16-, oder mehr Bit steigern. Ein 2. ADC ist nicht erfordelich sondern nur das Rauschsignal (und Berechnung ) siehe hierzu http://www.mcselec.com/index.php?option=com_content&task=view&id=325&Itemid=57 Was wirtschaftlicher ist muss jeder selbst entscheiden. Da gibt es Gründe dafür und dagegen.
winne schrieb: > Ein 2. ADC ist nicht erfordelich sondern nur das Rauschsignal (und > Berechnung ) > "Nur das Rauschsignal" ist gut. Da liegt ja gerade der Hauptteil des ADC. Der Rest ist im Wesentlichen ein Komparator für ein paar Cent. Wie will man daran was sparen. Wo ist denn dein Rauschgenerator. In deinem iranischen BASIC-Progrämmchen da sehe ich auch keinen, sondern bloß ein verrauschtes Sensorsignal, was oversampled wird.
@batman Ich werd jetzt nicht alles nochmal wiederholen. aber bitte hier http://www.atmel.com/images/doc8003.pdf
Peter Dannegger schrieb: > winne schrieb: >> http://www3.alcatel-lucent.com/bstj/vol27-1948/articles/bstj27-3-446.pdf >> Du hast den anderen Beitrag nicht erwähnt. > > Weil er sich nicht mit Deinem Thema beschäftigt. > > Ich habe den Artikel nur kurz überflogen. Ich konnte darin nichts > entdecken, wie man zusätzliche gelogene Bits aus einem n-Bit ADC > rauskitzelt. Mensch, bist du borniert.
Davis schrieb: > Mensch, bist du borniert. Dieses Kompliment möchte ich uneingeschränkt zurück geben.
Peter Dannegger schrieb: > Davis schrieb: >> Mensch, bist du borniert. > > Dieses Kompliment möchte ich uneingeschränkt zurück geben. Viel zu passiv, obwohl es zu dir passt. So schreibt man das: Dieses Kompliment gebe ich uneingeschränkt zurück.
Das Rauschsignal ist oftmals bereits im Signal enthalten. Das wurde bereits erwähnt.
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