Hallo zusammen, ich habe dieses thema hier auch im µC Forum angerissen in einem Post, in dem es eigentlich auch um vieles andere geht - und vielleicht passt meine Frage hier besser hinein. Ich sitze gerade an der Lösung des folgenden Problems: Ich möchte einen Messaufbau machen, bei dem nah-Infrarotlicht (NIR) aus einer LED durch eine Probe geschickt wird, die stark absorbiert und streut. Die Lichtintensität wird durch eine SiPhotodiode mit integriertem Transimpendanzamp. gemessen. Nun habe ich in der Literatur sehr häufig gelesen, dass bei so schwachen Änderungen, wie ich sie im Signal messen will, in der Regel eine Lock-In / PLL Verstärkung notwendig ist. Damit aber habe ich bisher keinerlei Erfahrung. Daher meine Fragen an euch: 1) Wie konkret würdet ihr das aufbauen - welchen PLL nehmen? Ich habe z.B. den CD4046B im Auge (auch weil das ganze eine batteriebetriebene Sache wird), blicke aber einfach noch nicht gut genug durch. 2) a) Nimmt man bei so einem Lock-In-Aufbau das Rechteck-Signal des VCOs im PLL zur Ansteuerung der LED/des LED Treibers? b) Oder erzeugt man ein Sinussignal mit gleicher frequenz? (gedacht sind 2kHz oder 10kHz) c) Oder gibt man ein eigenes Rechtecksignal vor - auch dem VCO? d) Und: Ich war der Meinung, eine Sinusmodulation der LED wäre von vorteil, damit der PLL keine höheren harmonischen im Messignal mitbekommt und das damit ein schlechteres SNR gibt - liege ich da falsch? 3) Wie wird die "richtige" demodulation genannt? Wäre das in diesem Fall auch "FM-Demodulation"? Das frage ich nur, damit ich in den Application examples sicher richtig liege... 4) Gibt es nicht auch integrierte PLLs die auch gleich mitverstärken? Ich habe DEN Baustein für meine Anwendung noch nicht gefunden, der - rauschfrei und stromsparend - bei niedrigen Modulationsfrequenzen (kHz) - auch noch eine Verstärkung des demodulierten Signals vornimmt Ich bin euch sehr dankbar für Hilfestellungen, auch wenn sie nur einzelne meiner Fragen betreffen sollten!
Was war denn nicht gut ? Beitrag "LED-Treiber, sinusmoduliert, Lock-In-Amp" Ein Lock-in ist ein modulierter Synchronverstaerker. Siehe Gurgel.
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мальеикий тролл schrieb: > Was war denn nicht gut ? Doch, deine Beiträge haben mich gedanklich auch vorwärtsgebracht, ich bin aber noch nicht da angekommen, wo ich hin muss (vom Verständnis bzw. der konkreten Planung der Umsetzung) Zu deinen Anmerkungen im andere Forenpost noch einmal die Rückfrage (das betrifft nämlich auch einen der Teile die ich in Theorie aber auch in der Praxis der PLLs nicht ganz verstanden habe): Binärschalten mit einer Frequenz f schadet nicht, wenn man es anstelle einer sinusschwingung mit f tut? Ich will doch die Signale, die genau auf einer Frequenz f moduliert sind, nicht auf vielen (rechteck) - wie kann es sein, dass es dann egal ist? Das verstehe ich aber auch im Datenblatt z.B. vom CD4046B nicht, denn dort ist der VCO output ja auch ein rechtecksignal - dh der PLL verwendet intern eh keinen sinus..?
Die Modulationsart macht einen Unterschied, wenn sie die Systemdynamik beeinflusst. Falls das System aber unendlich schnell ist, und das ist hier der Fall, kann man Rechteck verwenden. Nicht unendlich schnell bedeutet zB ein System mit Phosphoreszenz im Zeitbereich der Hackfrequenz. Es gibt auch Systeme, da laufen nichtlineare Prozesse, und man detektiert besser bei der doppelten Hackfrequenz. Das gibt nochmals eine Stufe Rauschunterdrueckung.
Nur um auf Nummer sicher zu gehen: Phase locked loop != Lock-in = modulierter Synchronverstaerker? (vergessen) Sorry, da ist mir offensichtlich einiges unklar (gewesen). Dann also: LED-Signal Hacken mit meinetwegen 10kHz und detektieren anhand der Hackreferenz wie? Mit was? Hacksignal auf empfangenes signal mischen? Wie? Und das ist dann Lock-In Verstärkung aber nicht Phase-locked? Ich erkenne den Unterschied noch nicht - und bitte um Vergebung, das ist absolutes Neuland für mich!
Der Lock-in ist insofern phase-locked als er zum empfangen dieselbe quelle wie zur modulation verwendet. Die phase ist daher fest. Waehrend ein PLL eine variable Quelle auf eine andere lockt. Mit gleicher frequenz, oder einer Vielfachen.
Zum Thema Lock-in empfehle ich folgendes pdf : von Stanford Research Systems > http://www.thinksrs.com/support/app.htm > http://www.thinksrs.com/downloads/PDFs/ApplicationNotes/AboutLIAs.pdf
Danke, das habe ich beim "gurgeln" auch schon gefunden. Der mathematische background leuchtet ein - ich habe nur noch probleme das in die Tat umzusetzen. Zum Beispiel eben: Im pdf ist auch das Signal auch wieder sinusmoduliert und: richtige tips zum Aufbau eines Lock-In-Amps gibts nicht. Aber: SRS verkauft große, teure tisch-Lock-In amplifier. Nur will ich eine Chiplösung (realisieren). Bei chips findet man wiederum alles nur unter dem Oberbegriff PLL. Und da beiße ich mir selber in den schuh (ich will nicht so weit gehen zu sagen der hund, weil wahrscheinlich liegts an meinem verständnis). in kurz: Wie PRAKTISCH umsetzen? Blockschaltbild? IC? Skizze? Bis jetzt ist das ein Wald voller PLL-Bäumen und in denen sehe ich den einfachen Hack-Lock-In-Amp nicht....
Beispiel: http://servv89pn0aj.sn.sourcedns.com/~gbpprorg/mil/cavity/lock/AD630_d.pdf Seite 10 gibts eine Lock-In Application mit dem AD630.Nutzbar für nicht-sinus-träger (Hacked/Binär-Carrier)?
Dein Problem ist, dass du PLL und Lock-In irgendwie für was ähnliches hälst. Beides hat nicht zwangsläufig etwas miteinander zu tun. Löse dich erst einmal von dem ganzen PLL Zeugs los. Bei einem Lock-In geht es darum dem zu vermessenden System eine Trägerfrequenz auf zu zwingen. Zum Beispiel durch Modulation der Lichtquelle. Diese Trägerfrequenz muss irgendwie dem System zur Verfügung stehen. Ob du diese Trägerfrequenz erzeugst oder diese durch ein anderes Gerät erzeugt wird ist dabei erst einmal egal. Der Lock-In Verstärker verstärkt als erstes das Messsignal. In deinem Fall ist das der Transimpedanzverstärker. Durch die Modulation ist dein Messsignal hochfrequent - du kannst also mit einem Hochpass das modulierte Messsignal entkoppeln und ggf. weiter Verstärken und evtl. ein wenig vorfiltern. Dieses Signal gibst du nun auf einen Multiplizierer. Im einfachsten Fall besteht dieser aus einem Umschalter, der das Eingangssignal mit +1 oder -1 multipliziert. Ob +1 oder -1 wird durch den synchronen Takt bestimmt, also dem bekannten Trägersignal. Diese Multiplikation macht der AD630. Das Ausgangssignal des Multiplizierers wird zum Schluss gefiltert. Allerdings ist das Ausgangssignal von der Phasenverschiebung des Träger und des Messsignals Kosinusförmig abhängig. Hier muss man meistens einen Phasenschieber nutzen, um beides Abzugleichen. Dieser könnte mit einer PLL aufgebaut werden. Ich habe dir mal ein paar Links rausgesucht, dann sollten sich einige Fragen klären. http://www.bentham.co.uk/pdf/F225.pdf http://m.eet.com/media/1124880/6711860.pdf In der AN-306 werden mit dieser Methode Widerstände gemessen: http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/AN-306.pdf Den teuren AD630 kann man sich aber sparen und durch einen OPV, zwei Widerständen und einem Analogschalter ersetzen, wie es hier: http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an03f.pdf in Figure 4, Seite 4 gezeigt wird. LG Christian
Vielen Dank Christian! Ich werde mich morgen früh mal durch alle deine Files lesen! Vorweg schon eine Frage: Die Modulation der Lichtquelle auf eine Trägerfrequenz - sinusförmig (aufwändiger) oder binär/zerhackt? Was ich an dem einfachen "an-aus" Rechteckbetrieb nicht verstehe ist, dass dann doch oberfrequenzen stören müssten später.. oder ist das auch eine Fehleinschätzung? So wie ich es bisher verstehe, geht das nur, wenn die Lock-in-Verstärkung sehr schmalbandig geschieht, damit man das ausschließen kann. Also einfach ein Lowpass?
Der Lock-in ist nur schmalbandig. Genau. Man demoduliert mit derselben Quelle, und mischt so auf Null runter. Dann kommt ein Tiefpass von zB 10Hz. somit hat man effektiv bei 10kHz (Hackfrequenz) mit 10Hz Filterbandbreite gefiltert.
Alex schrieb: > Ich möchte einen Messaufbau machen, bei dem nah-Infrarotlicht (NIR) aus > einer LED durch eine Probe geschickt wird, die stark absorbiert und > streut. Wenn die Probe zu stark absorbiert, ist die Messstrecke zu lang.
Im Grunde ist es egal, ob du Sinus- oder Rechteckmodulierst. Du hast zwar Oberwellen im Messsignal - diese werden aber bei einem umschaltenden Demodulator ebenfalls demoduliert. Denn im Grunde multiplizierst du ja wieder mit einem Rechtecksignal. Somit werden auch die Oberwellen demoduliert. Erst dieses demodulierte Signal wird mit einem Tiefpass gefiltert. Der einzige Unterschied der sich ergibt, ist der Gewichtungsfaktor. Schau dir mal die Grafik Figure 8 im ersten Link an dort ergibt die Demodulation eines Sinus mit einem Rechteck ein gleichgerichteten Sinus. Wird dieser gefiltert, ergibt sich am Ausgang eine Amplitude von 2/pi mal der Amplitude des Sinus. Nun stell dir das mit einem Rechtecksignal vor, welches demoduliert wird. Dieses ergibt eine kontinuierliche Spannung am Ausgang. Die Tiefpassfilterung ändert nichts an der Amplitude. Hier entfällt also der Vorfaktor bzw. er ist eins. Praktisch wird der Faktor wohl etwas unter eins sein, da die limitierende Bandbreite des Verstärkers die Oberwellen etwas abschwächt. In wie Weit das ein Problem ist, musst du wissen. LG Christian
Michael schrieb: > Wenn die Probe zu stark absorbiert, ist die Messstrecke zu lang. Die Länge der Messstrecke lässt sich leider nicht ändern ;) Christian L. schrieb: > Dein Problem ist, dass du PLL und Lock-In irgendwie für was ähnliches > hälst. Beides hat nicht zwangsläufig etwas miteinander zu tun. Löse dich > erst einmal von dem ganzen PLL Zeugs los. Christian L. schrieb: > Ich habe dir mal ein paar Links rausgesucht, dann sollten sich einige > Fragen klären. Danke мальеикий тролл für deine Hilfe! und lieber Christian! Vielen Dank nocheinmal für deine ausführlichen Erklärungen und Links. Ich habe gestern abend auch noch einige Paper aus der Bibliothek zu Lock-Ins besorgt und den großteil - glaube ich - jetzt verstanden. Momentan sieht es so aus, als wenn ich den AD630 nehme, auch weil es dazu recht viel erläuterungen gibt (auch von AD selber). Zwei Sachen, sind mir beim Lesen der Literatur aber noch ein bisschen unklar geblieben, was meine Anwendung angeht: 1. Wenn mein Referenzsignal ein Rechteck 1 -1 Signal ist, führt das ja in der multiplikation (die man, wie ich jetzt verstehe ja einfach mit einem switch und einem invertierenden OpAmp mit G=-1 umsetzen kann) dazu, dass sich Signalanteile, die immer ähnlich sind (Rauschen) in der Tiefpassglättung auslöschen, Signalanteile die aber in der Modulation mit drinstecken tun das nicht -> ergo Korrelations"Verstärkung". Soweit gut. Nur kann ich meine LED ja nicht abwechselnd mit -50 und +50mA bestromen, das ist ja quatsch. Das bedeutet ja, das LED-Rechteck(referenz-)signal ist ein 0,+1 Rechteck, also an/aus. Das heisst aber ja dann, dass der Phase-sensitive-detector das Signal (LED AN) einfach durchwinkt, das Hintergrundsignal (LED aus) aber invertiert. In der Tiefpasglättung hieße das dann salopp, dass ich vom Signal mit rauschen immer abwechselnd das Rauschen abziehe. Stimmt das so? Vielmehr: Stimmt meine Referenz- und LED-Überlegung - also dass die Referenz -1,+1, die LED aber 0,+1 bekommt? 2. Bezüglich der Phasenkorrektur: мальеикий тролл, du meintest mal die "Zeitkonstante ist ja null" - meintest du damit die Phasenverschiebung? Meine überlegung ist jetzt die: Die schaltung kann nicht per hand nachgetuned werden (also einmal beim aufbau aber später nicht mehr). Wie groß wird wohl der Phasenunterschied zwischen meinem gechoppten LED-Eingangssignal und dem SiPhotodioden-Ausgangssignal sein? Vernachlässigbar? (es handelt sich ja schließlich um Lichtgeschwindigkeit) - oder könnte das Verhalten von LED und SiPD einen signifikanten Phasenversatz erzeugen, den ich dann nicht korrigiert hätte, wenn ich das Referenzsignal einfach in den AD630 einspeise? Vielen Dank euch! LG Alex
1. ja. 2. woher soll dann die phasenverschiebung kommen ? von den paar centimetern optik?
zu 2. Die LED und die Photodiode sollten nicht zu lahm in Bezug auf die Hackfrequenz sein. Auch wenn die Phasenverschiebung ein paar Grad betraegt, ist das noch nicht so schlimm.
Alex schrieb: > Wie groß wird wohl der > Phasenunterschied zwischen meinem gechoppten LED-Eingangssignal und dem > SiPhotodioden-Ausgangssignal sein? Vernachlässigbar? (es handelt sich ja > schließlich um Lichtgeschwindigkeit) - oder könnte das Verhalten von LED > und SiPD einen signifikanten Phasenversatz erzeugen, den ich dann nicht > korrigiert hätte, wenn ich das Referenzsignal einfach in den AD630 > einspeise? Auch das bekommt man einfach weg. Stichwort I-Q Demodulation. Du nimmst einmal das direkte (Inphase 0 Grad) Signal und gibst das auf dem Schalter und einmal das (Quadratur 90 Grad) Signal auf einem weiteren Schalter. Das hast du 2 Komponenten (I u. Q) die werden dann Geometrisch addiert (Kann man im uC machen) und schon ist dein Signal nicht mehr Phasenempfindlich.
Wie bekommt man denn ein -> sauberes <- Hacksignal auf 2-10kHz hin? NE555? Ich hab gelesen so CMOS TTL lösungen wären teilweise nicht so schön.
Alex schrieb: > Wie bekommt man denn ein -> sauberes <- Hacksignal auf 2-10kHz hin? > NE555? Ich hab gelesen so CMOS TTL lösungen wären teilweise nicht so > schön. Damit es schoen symmetrisch wird nimmst du die doppelte Frequenz und schickst das ganze durch ein Flipflop. Danach ist es exakt symmetrisch. Du kannst aber auch einen 4060 Teiler IC nehmen, Quarz dran und dir an einem Ausgang deine Wunschfrequenz (je nach Quarz) aussuchen. Wenn du das mit IQ Geschichte machen willst brauchst du die 4 fache Frequenz und 2 Flipflops. Als Analogschalter wuerde ich mal mit CD4066/CD4053 anfangen.
Wie sieht es mit Erfahrung zur Nutzung eines Timers in einem AVR aus, der über interrupts einen pin-toggled? Unsauber? Oder ok?
Alex schrieb: > Wie sieht es mit Erfahrung zur Nutzung eines Timers in einem AVR aus, > der über interrupts einen pin-toggled? Unsauber? Oder ok? Der kann doch direkt den Pin Toggeln. Ueber Interrupts/Software hast du doch ein Jitter drauf.
Du meinst der Timer kann direkt den pin togglen? Das wär gut! Andernfalls: Der µC soll nur eigentlich auch noch was anderes übernehmen, da hätte ich dann angst um die zeitgenauigkeit. notfalls könnte ich aber ja z.B. noch nen zweiten µC drauftun, nen Tiny13A zb., der nur toggled, mit "delay_µs" speicherverschwendung. In jedem Fall: µC würde sauber gehen, oder?
Alex schrieb: > Andernfalls: Der µC soll nur eigentlich auch noch was anderes > übernehmen, da hätte ich dann angst um die zeitgenauigkeit. Wenn der Timer das selber macht hat der uC alle Zeit der Welt ...
Ich denke mal du meinst den/die PWM-Mode-Pins..? Sieht nach einer guten Lösung aus. Ich kann zwar gar nicht einschätzen wie groß die schwankungen in den duty cycles sind aber letztendlich nutzt der µC ja auch nur einen internen oszillator und evtl. prescaler, das nimmt sich ja wahrscheinlich nicht viel mit einem anderen Aufbau
Alex schrieb: > nutzt der µC ja auch nur einen internen oszillator und evtl. prescaler, > das nimmt sich ja wahrscheinlich nicht viel mit einem anderen Aufbau Schliess einen extern Quarz an dann Jitter die ganze Sache weniger.
In ordnung. Nun hab ich fast alles zusammen. Beim systemkonzept aufzeichnen ist noch folgendes aufgefallen: den PGA zur weiteren Verstärkung des Photidodensignals (die bereits einen integrierten TIA hat): vor oder nach dem Lock-In-Amplifier? Vor hätte ja den vorteil, dass auch das PGA-Rauschen sich auf beide Signalanteile (LED an und aus) addiert und durch den Lock-In vermindert wird - richtig? Irgendwelche Nachteile in Bezug auf Dynamik/Bandbreite?
Alex schrieb: > den PGA zur weiteren Verstärkung des Photidodensignals (die bereits > einen integrierten TIA hat): vor oder nach dem Lock-In-Amplifier? Ich würde die Verstärkung so weit es geht vor dem Synchrongleichrichter realisieren. Ein nachfolgender Verstärker ist manchmal sinnvoll, falls das Rauschen so stark ist, dass man kaum noch mehr Verstärken kann. Wenn das Rauschen dann weg gefiltert ist kann das Signal trotzdem recht klein sein. Dann macht es Sinn vielleicht noch ein wenig zu verstärken. Das ist aber nur dann nötig, wenn das SNR sehr schlecht ist. LG Christian
>Schliess einen extern Quarz an dann Jitter die ganze Sache weniger.
Wie groß ist denn der Jitter des internen Oszillators?
Da ich einen LED-Treiber nutzen will: Das Referenzsignal für den Lock-In schaltet ja auch LED ein und aus. Der Treiber hat aber ja nur begrenzte rise/fall times für die ausgänge (TLC5916 z.B. 100-200ns), was das rechtecksignal verändertn wird. Dann nehme ich doch besser das Signal hinter dem Treiber als referenz für den Lock-In oder?
Kann man machen. Was soll denn die Hackfrequenz sein? 10kHz? Dann waer die Verzoegerung von 100ns um die 0.1%, darueber wuerd ich mir keine sorgen machen. Denn das Maximum ist flach. Ob man da 1% daneben ist macht nicht viel aus.
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Kai Klaas schrieb: >>Schliess einen extern Quarz an dann Jitter die ganze Sache weniger. > > Wie groß ist denn der Jitter des internen Oszillators? Hier 2 Versuche. Einmal mit Quarz und einmal mit internem RC-Oszillator. Man sieht beim Quarz ist die Kurve glatt und Rauschfrei. Beim RC Oszillator haben wir ein Rauschen auf dem Traeger. Beides mal wurde rund 2.5kHz erzeugt. RBW vom Spectrumsanalyzer ist 30 Hz.
>Hier 2 Versuche. Einmal mit Quarz und einmal mit internem RC-Oszillator. >Man sieht beim Quarz ist die Kurve glatt und Rauschfrei. >Beim RC Oszillator haben wir ein Rauschen auf dem Traeger. Vielen Dank!! Habe diesen Link gefunden: http://blog.thelifeofkenneth.com/2012/04/atmega-oscillator-stability.html Über den Daumen ergibt sich ein Jitter von rund +/-0,05% auf der Anzeige, wenn man ein paar Sekunden lang zuschaut. Da die Anzeige ja wohl über etliche Perioden mittelt, kann der Kurzzeit-Jitter auch deutlich größer sein. Nicht sehr beruhigend...
Beim RC Oszillator wird die Frequenz ja durch die RC-Glieder und die Umschaltpunkte der aktiven Bauteile bestimmt. Die Umschaltpunkte werden dabei durch Spannung,Temperatur und durch Rauschen bestimmt. Das alles verschlechtert die Stabilitaet der erzeugten Schwingung. Besser wird es schon wenn man anstatt dieser Kipposzillatoren (Relaxtionsoszillatoren) einen auf Resonanz arbeitetend Oszillator nimmt. Z.B ist ein Wienoszillator schon mal wesentlich stabiler und Rauschfreier als einer dieser Kipposzillatoren. Je hoeher nun die Guete des Frequenzbestimmenden Resonanzkreises wird umso stabiler uns Rauschfreier wird der Oszillator. da kann man folgende Reihenfolge angeben: RC (Wienoszillator) , LC, Keramik, Quarz. Besonders wenn man z.B. schmallbandige Empfaenger bauen moechte kommt die Rauschfreiheit des Localoszillators zum tragen. In der heutigen Zeit kosten Quarze ja nur noch ein Bruchteil von dem was Sie frueher mal gekostet haben deshalb verstehe ich nicht warum man da immer so einen Eiertanz macht wenn man uC betreiben moechte, ist glaube ich genauso wie mit den Vorwiderstaenden bei LEDs.
снегурочка schrieb: > Kann man machen. Was soll denn die Hackfrequenz sein ja 10kHz maximal, eher 5kHz Helmut Lenzen schrieb: > Beides mal wurde rund 2.5kHz erzeugt. RBW vom Spectrumsanalyzer ist 30 > Hz. Hallo Helmut, vielen Dank! Die bilder zeigen ein 2,5kHz pin-toggle (mit/ohne externem oszillator)? also ein "rechtecksignal"?! Ich muss zugeben ich hatte mir das ganze idealer rechteckig vorgestellt ;-) Liege ich da hoffentlich irgendwo falsch? Ich brauche ein möglichst rechteckiges 10kHz signal, das muss doch sauberer gehen über den PWM ausgang des µC oder? Grüße Alex
Die Scanrate der Messung ist etwas hoch, deshalb ist die Kurve so breit. Bei 100Hz Abstand -40dB bei 1.2Sekunden Scan ist ja nicht so schlecht. Nein?
Alex schrieb: > Die bilder zeigen ein 2,5kHz pin-toggle (mit/ohne externem oszillator)? > also ein "rechtecksignal"?! Das ist zwar ein Rechtecksignal aber es ist nicht in der Zeit dargestellt sondern im Spektrum und da auch nur die Grundwelle. Einmal mit internen RC Oszillator und einmal mit Quarz. Wie ein alter Franzose (Fourier) mal vor langer Zeit erkannt hatte kann man jedes Signal in einzelne Sinusschwingungen zerlegen. Genau das mach ein Spektrumsanalyzer. Und das habe ich mit dem Signal aus dem AVR auch gemacht. Auf einem Spektrumsanalyzer kann man sehr schoen das Phasenrauschen des Signales erkennen. Man sieht dann nicht mehr eine saubere Glocke sondern an den Raendern diese ganzen Zacken. Das ist dein Phasenrauschen vom internen RC-Oszillator. Auf dem Oszilloskope erkennt man es als leichten Jitter im Rechtecksignal. Alex schrieb: > Ich muss zugeben ich hatte mir das ganze idealer rechteckig vorgestellt > ;-) Liege ich da hoffentlich irgendwo falsch? Sei mir nicht boese aber du liegst da erstmal falsch. Das Signal ist schon richtig rechteckig. > Ich brauche ein möglichst rechteckiges 10kHz signal, das muss doch > sauberer gehen über den PWM ausgang des µC oder? Ist es auch. Hier mal mein Testprogramm.
1 | #include <io.h> |
2 | #include <interrupt.h> |
3 | |
4 | void main(void) |
5 | {
|
6 | DDRB |= (1 << 1); |
7 | TCCR1A = (0 << COM1A1) | (1 << COM1A0) | (0 << WGM11) | (0 << WGM10); |
8 | TCCR1B = (0 << WGM13) | (1 << WGM12) | (0 << CS12) | (0 << CS11) | (1 << CS10); |
9 | OCR1A = 1600; // Hier kannst du deine Frequenz einstellen |
10 | |
11 | for(;;); |
12 | }
|
снегурочка schrieb: > Die Scanrate der Messung ist etwas hoch, deshalb ist die Kurve so breit. > Bei 100Hz Abstand -40dB bei 1.2Sekunden Scan ist ja nicht so schlecht. > Nein? Ich wollte halt nicht solange warten .... Und ob das Signal brauchbar ist oder nicht muss die Anwendung entscheiden. Meine Aussage ist lediglich das der interne Oszillator mehr rauscht als ein Quarzgesteuerter. Ob das jetzt fuer die Anwendung brauchbar ist wird sich zeigen. Auf der anderen Seite wuerde ich direkt einen Quarz einbauen und gut ist, was soll der Geiz.
Helmut Lenzen schrieb: > Das ist zwar ein Rechtecksignal aber es ist nicht in der Zeit > dargestellt sondern im Spektrum und da auch nur die Grundwelle. Tja selber schuld, wenn man die "Achsenbeschriftung" nicht liest. Irgendwie bin ich bei einem Röhrenoszi-Bild direkt nicht davon ausgegangen das Spektrum zu sehen sondern das Signal im zeitbereich. Dankesehr, Fourier sei gepriesen ;) Ich bin durch mein Digitaloszi offensichtlich inzwischen zu verwöhnt. Helmut Lenzen schrieb: > Auf der anderen Seite wuerde ich direkt einen Quarz > einbauen und gut ist, was soll der Geiz. Ja, werde ich auch. Habe ich eh noch hier und auf den Platz kommt es dann (hoffentlich) auch nicht an - ich werde auch mal tests mit beiden fahren und den quarz nur weglassen wenn ich akkuten platzmangel auf der pcb bekomme! Helmut Lenzen schrieb: > Das Signal ist schon richtig rechteckig. Hast du von der Messung zufällig noch das zeitsignal bzw die rise/fall times der pins? Vielen Dank für deine wirklich gute Hilfe!
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ADCREA02.png
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Alex schrieb: > Hast du von der Messung zufällig noch das zeitsignal bzw die rise/fall > times der pins? > > Vielen Dank für deine wirkli So eben fuer dich gemessen.
Oh vielen Dank! <10ns ist ja denke ich mal gar kein problem. Woran liegt es, dass die Pegelplateaus so stark schwingen?
Alex schrieb: > Woran liegt es, dass die Pegelplateaus so stark schwingen? Im Messaufbau auf dem Steckbrett.
Jetzt habe ich mal eine Abschätzung für den wahrscheinlichen Phasenunterschied zwischen PWM-µC Lock-in Signal und LED-Signal gemacht und bin bei einer 5kHz Frequenz bei ca. 182ns und damit ca 0,1% der Periodendauer herausgekommen. Ist das noch so unerheblich, dass man sich um keine Phasenkorrektur kümmern muss? Oder bis wohin würde man das sagen können (ist 1% auch noch ok)?
Alex schrieb: > Ist das noch so unerheblich, dass man sich um keine Phasenkorrektur > kümmern muss? Oder bis wohin würde man das sagen können (ist 1% auch > noch ok)? Das ganze mit der Phasenkorrektur usw. kann man sich sparen indem man einmal das Signal mit dem Traeger mischt und einmal mit dem 90 Grad versetzten Traeger mischt. Dann bekommt man einmal ein Inphasesignal und einmal ein Quadratursignal. Diese beiden mit dem µC digitalisiert und dann in Software B = sqrt(I^2 + Q^2). Dann ist die Phasenverschiebung egal. Stichwort I Q Mischer. Die beiden Mischsignale 0 Grad und 90 Grad kann man mit 2 Flipflops aus dem Takt ableiten. http://defenseelectronicsmag.com/site-files/defenseelectronicsmag.com/files/archive/rfdesign.com/images/iq-modulators-Figure04.jpg http://www.agder.net/la8ak/images/3e.gif
:
Bearbeitet durch User
Ein kleine Phasenverschiebung bis vielleicht 0,2 (oder 10 Grad) ist nicht wesentlich. Das gibt halt ein konstant um ein paar Prozente kleineres Signal als bei der idealen Phase. Das mit dem I und Q Signal kann man machen, aber in der Summe I²+Q² hat man dann auch gleich mehr Rauschen für minimal mehr Signal. Wenn man es richtig macht dann schon als Projektion auf die richtige Phase mit maximalem Signal. Auch die Stabilität der Zerhackerfrequenz ist nicht wesentlich - der Demodulator Teil und der Sender nutzen ja das gleiche Signal. Erst wenn die Phase stark von der Frequenz abhängt, etwa wegen eine analogen Filter in Detektor, stört dann eine starke Variation der Frequenz. Bei einer LED kann man gut nur An/Aus machen - die Sinusmäßige Modulation mit Offset bringt nur zusätzliche Problem und weniger Signal. Entsprechend kann auch der Demodulator mit einen +-1 Multiplizierer arbeiten, also eher CMOS Schalter als der AD630. Abhängig von der Signalqualität (nicht vo viele Störungen) könnte man sogar noch mit einem Digitalen Lockin im µC arbeiten: der µC Digitalisiert das ggf. gefilterte Signal und wertet es dann digital aus. Vor allem wenn das Signal relativ wenig Störungen enthält liefert das deutlich bessere Werte als erst die analoge +-1 Modulation und Filterung und dann auf den gleichen AD/Wandler, einfach weil man die Überabtastung des Modulierten Signal wirklich nutzen kann und deutlich besser als die Auflösung des ADs werden kann.
Danke! Ich habe das ganez mal nachgerechnet, um deine (@Ulrich) Aussage mathematisch besser einschätzen zu können: Vll auch für die Nachwelt interessant (sind aber ja lediglich Lock-In Basics) Vpsd = Vsig VL sin(ωrt + θsig) * sin(ωLt + θref) = ½ Vsig VL cos([ωr − ωL]t + θsig − θref) − ½ Vsig VL cos([ωr + ωL]t + θsig + θref) Im Falle von ωr = ωL (gleiche Referenzfrequenz) und keiner Phasenreferenzeinstellung θref = 0 sowie einer Lock-In Verstärkung von 2 ergibt sich bei einer Signalamplitude Vsig und nach der Tiefpassfilterung Vpsd = Vsig * cos(θsig). Damit kann man ja einfache Abschätzungen (wie Ulrich) für die maximal zulässige Phase zwischen Signal und Referenz machen: θsig = Δt/T * 2π mit Δt: Propagation Delay (PD) der Schaltung, T: Periodendauer der Hackfrequenz und damit für das maximal zulässige PD für z.B. 1% Dämpfung des Signals wird Δt = T/2π * cos^-1 (0,99). Bei mir im Beispiel mit T = 200µs (5kHz), ergibt das ein erlaubtes Δt = 4,5µs. oder 2,25% der Periodendauer. Da sind die Δt=182ns (Signalwegbedingt - Multiplexer, FET etc) wirklich vernachlässigbar, bei 182ns gibt das eine Dämpfung von 0,0017%.
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