Das Thema ist zwar ur-alt, aber ich finde dennoch keine 100%
zufriedenstellende Lösung:
Ich will in einer H-brücke mit 500kHz einen PMOS asteuern. High liegt
auf 50V,
also benötige ich eine Gate Signal von ca. 40V (ein), 50V (aus).
Da Cgs etwa 500pF ist, sollten ca 100mA-200mA in das Gate fließen
können.
Zwei Möglichkeiten fasse ich ins Auge:
1) Spannung durch Einschalten eines npn und Spannungsteiler vorgeben
(Bild-1)
Nachteil: Hohe Verlustleistung durch Querstrom. Der Schaltstrom ist
200mA, bei einem B von 100 habe ich Ib=2mA, also Querstrom ca. 10mA. In
der Simulation geht es - ist aber etwas viel Verlustleistung. Bei
weniger Querstrom ist die inschaltzeit zu lang. Mcht Darlington hier
Sinn - zu langsam, etc...? Wird dann aber halt immer
aufwändiger...Aufpassen müsste man jedenfalls, dass das Ugs nicht über
20V geht (Z-Diode wie im Bild?)
2) Hochpass, der die Impulse anhebt (siehe Bild-2)
In der Simulation geht es.
Jedenfalls muss man für beide Varianten ausreichend viel Strom
bereitstellen. Ein TTL Ausgang liefert nur 20mA, also benötige ich einen
Spannungsfolger (wie im Bild 1)
Gibt es andere Varianten, an die ich nicht gedacht habe (abgesehen von
fertigen Gate Treibern)?
Danke + LG
Der Treiber im Anhang müsste sowas machen, was du möchtest ... die Q2 +
R2 Kombination verhindert, dass die Spannung am Gate die max 20V Ugs
übersteigt. Du musst über R2 noch ausrechnen, wie hoch er dimensioniert
sein muss, in Abhängigkeit der Betriebsspannung und des
Eingangsspannungs-Pegels.
Statt BC847 und BC857 würde ich eher BC817 und BC807 verwenden.
Vielen Dank für die Antwort mampf,
diese Schaltung ist etwas besser als meine, da der linke Transistor
nicht in Sättigung geht. 0,65W Treiberleistung bei zwei Treibern ist
aber nicht wenig, wie ich oben schon sagte...
Hallo Michael W.
Michael W. schrieb:> 0,65W Treiberleistung bei zwei Treibern ist> aber nicht wenig, wie ich oben schon sagte...
0,65 W finde ich gar nicht mal so viel für diese Anwendung (500 kHz
Schaltfrequenz). Aber das ist sicherlich Ansichtssache.
Ansonsten kannst du dir mal "fertige" Lösungen anschauen, wie z.B.
IRS10752LPBF, LTC4440, FAN7361. Ob damit aber 500 kHz zu erreichen
sind...?
Viele Grüße,
Alex
Danke für die Tipps!
Noch eine Frage: Gibt es einen Logikbaustein, der ca. 100-200mA
ausgangsseitig kurzzeitig liefern kann? Natürlich nicht als
Standardlogik, aber evtl. irgendeinen "Buffer", der die Leistung
kurzzeitig liefern kann? CMOS und TTL scheiden da ja mal aus...Ich würde
mir gerne die komplementären Bipolartreiber ersparen, wenn es da etwas
fertiges gibt. Gefunden hab ich nichts...
10 TTL Treiber parallel schalten ist ja wohl auch nicht das Wahre.
@ Michael W. (armeinsteiger)
>Noch eine Frage: Gibt es einen Logikbaustein, der ca. 100-200mA>kurzzeitig liefern kann? CMOS und TTL scheiden da ja mal aus...Ich würde>mir gerne die komplementären Bipolartreiber ersparen,
Veegiss es.
>wenn es da etwas fertiges gibt. Gefunden hab ich nichts...
Wenn du WIRKLICH mit 500kHz schalten willst, brauchst du einen VERDAMMT
guten MOSFET-Treiber! Den strickt man nicht einfach mal so. Die
Schaltung hier von der Seite schafft das eher nicht, müßte man mal real
nachmessen.
Wenn es einfach wäre, würde ich ja nicht fragen...
:-)
>Die Schaltung hier von der Seite schafft das eher nicht, müßte man mal real>nachmessen.
Meinst du die Schaltung von mapmpf?
Die Bipolartransitoren können meinem Verständnis nach hohe Ströme in das
Gate liefern, wenn sie selbst nur schnell genug sind. mir ist vollkommen
klar, dass ich hier den normalen Bereich verlasse. Mich würde
interessieren, wieso das nicht geht.
Und ja: ich will das WIRKLICH. Ist unabdingbar.
Michael W. schrieb:>>Die Schaltung hier von der Seite schafft das eher nicht, müßte man mal real>>nachmessen.>> Die Bipolartransitoren können meinem Verständnis nach hohe Ströme in das> Gate liefern, wenn sie selbst nur schnell genug sind.
Im Prinzip schon. In der Praxis werden sie dabei wohl den Wärmetod
sterben. 500kHz sind 1µs an und 1µs aus. Die Schaltzeiten sollten dann
schon deutlich unter 100ns liegen. Um eine Gate-Kapazität von 1nF in
100ns um 10V umzuladen braucht man 100mA. Klingt erstmal nicht viel.
Aber an Q3 liegen dabei auch zwischen 40 und 50V an. D.h. während der
100ns Umschaltzeit sind das bis zu 5W Momentanleistung. OK, im Mittel
ist es nur 1/20 davon, aber trotzdem sollte man sich da das
SOAR-Diagramm sehr genau ansehen.
Außerdem sind die 100ns und 1nF noch sehr moderate Werte. Dicke MOSFET
haben auch 10nF und mehr. Und im Sinne geringer Schaltverluste in den
MOSFET will man ja vielleicht auch deutlich schneller schalten.
> Und ja: ich will das WIRKLICH. Ist unabdingbar.
Dann sieh dir integrierte MOSFET-Treiber an.
Hallo Axel,
danke für die Antwort. Aber ich kann das im Detail nicht nachvollziehen.
Ich will nur verstehen:
Sei C(gs)=1nF (das hat mein PFET).
Dann braucht man, um das Gate auf 10V aufzuladen
Q = C*U = 1*10^-8 As.
Diese Ladung wird bei einem U(ce) von 10V geliefert (** siehe unten).
Die dissipierte Energie ist daher
W(trans) = Q*U(ce) = 1*10^-7 Ws.
Das passiert alle T = 2us, im Mittel ist das die verbratene Leistung von
P(mittel) = W(trans)/T = 50mW.
Nun ist die U(ce) während des Ladevorgangs im Mittel nur 5V statt 10V,
und somit habe ich
P(mittel) = 25mW.
Genau diesen Wert spuckt mir auch die LT Spice Simulation aus: 50mW in
Summe, also ca 25mW pro Transistor.
In der Simulation:
Oben: Leistung im Transistor
Unten: Ic und Uce.
Bist du sicher, dass das Thema "Hitzetod" hier wirklich relevant ist?
Axel, ich sehe gerade dass du mit Uce=50V gerechnet hast. Bei meiner
Schaltung schalten die (High-Side) Transistoren gegen eine
Referenzspannung, sodass maximal nur 10V anliegen.
Damit sind die Verluste im Transistor natürlich um das 5-fache geringer.
Die klassische Lösung ist die galvanische Trennung und Versorgung der
oberen Brückenansteuerung.
Dann kannst du "verlustfrei" oben wie unten schalten.
Bei sehr niederohmig notwendigen Ansteuerungen für schnelle
Schaltprozesse wirst du mit den gesamten "Ladungspumpen" und ähnlichem
nicht richtig glücklich, wenn es um die Abstimmung am Schaltpunkt im
Brückenwechsel geht.
Soo kompliziert ist das nicht und es gibt auch fertige DC-DC wandler für
sie Versorgung der oberen Brückenhälften.
Grüsse
Auch wenn's hier die Leute nicht hören wollen:
- PMOS bei der Spannung und so hohen Frequenzen macht doch gar keinen
Sinn.
(NMOS ist schneller, billiger und hat kleinere Verluste. Zur
highside-Ansteuerung nimmt man die Bootstrap-Schaltung!)
- Auch wenn hier eifrig von Hobbyisten mit diskreten Transistoren ein
Mosfet-Treiber gebaut wird, eine komplementäre Vollbrücke so zu bauen
ist totaler Murks!
Die Top und Bottom schalten völlig unterschiedlich, da ist ein sog.
Shoot-Through vorprogrammiert - viel Spass...
- fertige, spezielle Mosfet-Brückentreiber zu nehmen ist zu einfach???
Alexxx schrieb:> Auch wenn's hier die Leute nicht hören wollen:> - PMOS bei der Spannung und so hohen Frequenzen macht doch gar keinen> Sinn.> (NMOS ist schneller, billiger und hat kleinere Verluste. Zur> highside-Ansteuerung nimmt man die Bootstrap-Schaltung!)
Komplementäre Paare gibt's fast wie Sand am Meer. Natürlich sind P und N
nicht gleich, insbesondere was C(gs) betrifft.
>> - Auch wenn hier eifrig von Hobbyisten mit diskreten Transistoren ein> Mosfet-Treiber gebaut wird, eine komplementäre Vollbrücke so zu bauen> ist totaler Murks!> Die Top und Bottom schalten völlig unterschiedlich, da ist ein sog.> Shoot-Through vorprogrammiert - viel Spass...
Nein, der ist nicht vorprogrammiert, da ich die Gates separat ansteuere
und eine Schaltlücke von 100ns schaltungstechnisch eingeplant habe. Das
ist getestet und läuft.
>> - fertige, spezielle Mosfet-Brückentreiber zu nehmen ist zu einfach???
Nein, ist aber Preisfrage (ist nicht für Hobby). Solche Dinger kosten
bei der gewünschten Geschwindigkeit ca. 1€, die paar Transistoren fast
nichts. Aber ich gebe dir recht, dass es sinnlos ist, das Rad neu zu
erfinden...
Wenn es eine Geldfrage ist, rechne mal Induktivübertrager für die obere
Ansteuerung bei N-MOSX4
NMos ist billiger als P-MOS und um die Energie hochzubringen sind es
Cents. Tip: die 500kHz hast Du als Systemfrequenz eh schon....
Einfache bootstrap Schaltung ginge bei den Spannungen auch.
Kondensator/Diode
https://de.m.wikipedia.org/wiki/Bootstrapping_(Elektrotechnik)
Michael W. schrieb:> Nein, ist aber Preisfrage (ist nicht für Hobby). Solche Dinger kosten> bei der gewünschten Geschwindigkeit ca. 1€, die paar Transistoren fast> nichts.
Fällt denn der Euro noch ins Gewicht? Ich könnte mir vorstellen, wenn
das nicht fürs Hobby ist, dann kostet die Entwicklung dem Kunden eh
schon ein Haufen Geld. Qualitativ besser wäre es, integrierte fertige
Lösungen zu verwenden ...
Hallo !
Jetzt habe ich einen Prototypen realisiert:
* H-Brücke mit 4xFDC3612
* Gate Treiber 2xLM5109
* 512kHz
* 48V primär
* 15W sekundär
Soweit funktioniert alles, die FETS werden bei Vollast gerade mal 34°C
warm, was akzeptabel ist. Der Wirkungsgrad ist 85%, was zwar nicht
"super" ist, mir aber reicht.
Woran ich jedoch noch laboriere: Die Transistoren werden bei harmlosen
Aktionen kaputt: z.B. beim langsamen hochregeln der Brückenspannung,
beim Anbringen von Tastköpfen an Prüfpunkten, etc...Das FET-Sterben geht
immer mit irgendwelchen manipulativen Aktionen einher, egal bei welcher
Leistung. Kann es sein, dass durch Hantierungen am Aufbau kurze
transiente Spitzen entstehen, die den FET umbringen? Nachher sind
meistens alle 4 FETS kaputt, durchlegiert und niederohmig.
Der FET hat 100V Ugs(max).
Das Oszilloskopbild (siehe Anhang) zeigt Spitzen bei den U(ds), die aber
65V nicht überschreiten.
Ich tendiere nun dazu, einen anderen FET zu verwenden, der ein etwas
höheres Uds hat (z.B. FDC86244). Lieber wäre es mir aber, die Ursache an
der Wurzel zu packen: Kann man die FETs gegen Überspannungen gezielt
schützen? Bis auf 2 Stüzkondensatoren (100nF) an den beiden Brückenästen
habe ich nichts eingebaut.
Gehen meine Gedanken überhaupt in die richtige Richtung?
Hat hier jemand Tipps aus der Praxis?
Danke und liebe Grüße,
Michi
Michael W. schrieb:> FET-Sterben
500KHz sind ziemlich schnell für eine Brücke. Was sagt der Treiber dazu,
und welcher ist es? Die haben begrenzte Geschwindigkeiten, selbst wenn
so wie in deinem Fall kaum eine Gateladung zu bewältigen ist.
Denkbar ist, daß der Spannungshub für die oberen FETs zu schnell ist,
der Treiber dadurch aus dem Takt kommt. Der kann dann gern sogar
völligen Unsinn ausgeben, und die Wahrheitstabelle für einen ganzen
Ansteuerpuls verlassen!
eProfi schrieb:> Ohne exakten Schaltplan, Layout und Foto ist die Frage nicht> beantwortbar.> Welches Oszi hast du, welche Probes? Wie gegroundet?
eProfi hat recht. Ohne das wäre alles raten.
Schau dir mal das Datenblatt des NCV8440 an. Er ist für deine Anwendung
sicherlich nicht geeignet, da er für 500 kHz viel zu langsam ist (ca.
0,2 us turn-on-delay, ca. 0,8 us rise time, ca. 2 us turn-off-delay und
ca. 1 us fall time). Dennoch siehst du in seinem "Prinzipbild" wie du
einen MOSFET schützen könntest.
Du schreibst, dass beim berühren der Schaltung mit einem Tastkopf etwas
kaputt geht. Ist das Oszilloskop an einem Trenntrafo? Hast du die beiden
Massen (wie?) verbunden? Hast du mal versucht was passiert, wenn du
nicht im laufenden Betrieb misst, sondern zuerst den Tastkopf
anbringst und danach einschaltest?
Viele Grüße,
Alex
Mir ist es nur einmal passiert, als ich an der Sekundärseite einen
Tastkopf dranhängte. Die Sekundärseite ist isoliert. Das Oszi geht nicht
über einen Trenntrafo, es hing aber auch nichts anderes dran, als diese
eine Probe.
Das andere mal beim verändern der Brückenspannung.
Ich habe vorher schon stundenlang mit angeschlossenem Tastkopf gemessen,
ohne dass etwas passiert wäre, nur eben dieses eine Mal ging es bein
Anschließen des Tastkopfs während des Betriebs kaputt.
Um wieviel sollte man das Udsmax überdimensionionieren. Bei 48V habe ich
halt 100V gewählt. Aus dem Oszilloskopbild sieht man, dass Spitzen bis
zu etwa 65V auftreten.
Außerdem habe ich die Testschaltung auf einer Lochrasterplatte aufgebaut
und die parasitären Komponenten sind wahrscheinlich wesentlich größer
als im fertigen Layout.
Würde es etwas bringen, parallel zu den DS Stecken Snubber anzubringen?
Ich halte das aber für eher kontraproduktiv, da ich ja extra einen
schnellen FET mit geringem Cds gewählt habe...Das Oszi Bild oben zeigt
während der Totzeit (ca. 200ns) jedenfalls ausgeprägte Schwingungen, die
jedoch nicht größer als 30V werden.
high_side_1.png
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high_side_2.png
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