Das Thema ist zwar ur-alt, aber ich finde dennoch keine 100% zufriedenstellende Lösung: Ich will in einer H-brücke mit 500kHz einen PMOS asteuern. High liegt auf 50V, also benötige ich eine Gate Signal von ca. 40V (ein), 50V (aus). Da Cgs etwa 500pF ist, sollten ca 100mA-200mA in das Gate fließen können. Zwei Möglichkeiten fasse ich ins Auge: 1) Spannung durch Einschalten eines npn und Spannungsteiler vorgeben (Bild-1) Nachteil: Hohe Verlustleistung durch Querstrom. Der Schaltstrom ist 200mA, bei einem B von 100 habe ich Ib=2mA, also Querstrom ca. 10mA. In der Simulation geht es - ist aber etwas viel Verlustleistung. Bei weniger Querstrom ist die inschaltzeit zu lang. Mcht Darlington hier Sinn - zu langsam, etc...? Wird dann aber halt immer aufwändiger...Aufpassen müsste man jedenfalls, dass das Ugs nicht über 20V geht (Z-Diode wie im Bild?) 2) Hochpass, der die Impulse anhebt (siehe Bild-2) In der Simulation geht es. Jedenfalls muss man für beide Varianten ausreichend viel Strom bereitstellen. Ein TTL Ausgang liefert nur 20mA, also benötige ich einen Spannungsfolger (wie im Bild 1) Gibt es andere Varianten, an die ich nicht gedacht habe (abgesehen von fertigen Gate Treibern)? Danke + LG
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Der Treiber im Anhang müsste sowas machen, was du möchtest ... die Q2 + R2 Kombination verhindert, dass die Spannung am Gate die max 20V Ugs übersteigt. Du musst über R2 noch ausrechnen, wie hoch er dimensioniert sein muss, in Abhängigkeit der Betriebsspannung und des Eingangsspannungs-Pegels. Statt BC847 und BC857 würde ich eher BC817 und BC807 verwenden.
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Vielen Dank für die Antwort mampf, diese Schaltung ist etwas besser als meine, da der linke Transistor nicht in Sättigung geht. 0,65W Treiberleistung bei zwei Treibern ist aber nicht wenig, wie ich oben schon sagte...
Hallo Michael W. Michael W. schrieb: > 0,65W Treiberleistung bei zwei Treibern ist > aber nicht wenig, wie ich oben schon sagte... 0,65 W finde ich gar nicht mal so viel für diese Anwendung (500 kHz Schaltfrequenz). Aber das ist sicherlich Ansichtssache. Ansonsten kannst du dir mal "fertige" Lösungen anschauen, wie z.B. IRS10752LPBF, LTC4440, FAN7361. Ob damit aber 500 kHz zu erreichen sind...? Viele Grüße, Alex
Danke für die Tipps! Noch eine Frage: Gibt es einen Logikbaustein, der ca. 100-200mA ausgangsseitig kurzzeitig liefern kann? Natürlich nicht als Standardlogik, aber evtl. irgendeinen "Buffer", der die Leistung kurzzeitig liefern kann? CMOS und TTL scheiden da ja mal aus...Ich würde mir gerne die komplementären Bipolartreiber ersparen, wenn es da etwas fertiges gibt. Gefunden hab ich nichts... 10 TTL Treiber parallel schalten ist ja wohl auch nicht das Wahre.
@ Michael W. (armeinsteiger) >Noch eine Frage: Gibt es einen Logikbaustein, der ca. 100-200mA >kurzzeitig liefern kann? CMOS und TTL scheiden da ja mal aus...Ich würde >mir gerne die komplementären Bipolartreiber ersparen, Veegiss es. >wenn es da etwas fertiges gibt. Gefunden hab ich nichts... Wenn du WIRKLICH mit 500kHz schalten willst, brauchst du einen VERDAMMT guten MOSFET-Treiber! Den strickt man nicht einfach mal so. Die Schaltung hier von der Seite schafft das eher nicht, müßte man mal real nachmessen.
Wenn es einfach wäre, würde ich ja nicht fragen... :-) >Die Schaltung hier von der Seite schafft das eher nicht, müßte man mal real >nachmessen. Meinst du die Schaltung von mapmpf? Die Bipolartransitoren können meinem Verständnis nach hohe Ströme in das Gate liefern, wenn sie selbst nur schnell genug sind. mir ist vollkommen klar, dass ich hier den normalen Bereich verlasse. Mich würde interessieren, wieso das nicht geht. Und ja: ich will das WIRKLICH. Ist unabdingbar.
Michael W. schrieb: >>Die Schaltung hier von der Seite schafft das eher nicht, müßte man mal real >>nachmessen. > > Die Bipolartransitoren können meinem Verständnis nach hohe Ströme in das > Gate liefern, wenn sie selbst nur schnell genug sind. Im Prinzip schon. In der Praxis werden sie dabei wohl den Wärmetod sterben. 500kHz sind 1µs an und 1µs aus. Die Schaltzeiten sollten dann schon deutlich unter 100ns liegen. Um eine Gate-Kapazität von 1nF in 100ns um 10V umzuladen braucht man 100mA. Klingt erstmal nicht viel. Aber an Q3 liegen dabei auch zwischen 40 und 50V an. D.h. während der 100ns Umschaltzeit sind das bis zu 5W Momentanleistung. OK, im Mittel ist es nur 1/20 davon, aber trotzdem sollte man sich da das SOAR-Diagramm sehr genau ansehen. Außerdem sind die 100ns und 1nF noch sehr moderate Werte. Dicke MOSFET haben auch 10nF und mehr. Und im Sinne geringer Schaltverluste in den MOSFET will man ja vielleicht auch deutlich schneller schalten. > Und ja: ich will das WIRKLICH. Ist unabdingbar. Dann sieh dir integrierte MOSFET-Treiber an.
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Hallo Axel, danke für die Antwort. Aber ich kann das im Detail nicht nachvollziehen. Ich will nur verstehen: Sei C(gs)=1nF (das hat mein PFET). Dann braucht man, um das Gate auf 10V aufzuladen Q = C*U = 1*10^-8 As. Diese Ladung wird bei einem U(ce) von 10V geliefert (** siehe unten). Die dissipierte Energie ist daher W(trans) = Q*U(ce) = 1*10^-7 Ws. Das passiert alle T = 2us, im Mittel ist das die verbratene Leistung von P(mittel) = W(trans)/T = 50mW. Nun ist die U(ce) während des Ladevorgangs im Mittel nur 5V statt 10V, und somit habe ich P(mittel) = 25mW. Genau diesen Wert spuckt mir auch die LT Spice Simulation aus: 50mW in Summe, also ca 25mW pro Transistor. In der Simulation: Oben: Leistung im Transistor Unten: Ic und Uce. Bist du sicher, dass das Thema "Hitzetod" hier wirklich relevant ist?
Axel, ich sehe gerade dass du mit Uce=50V gerechnet hast. Bei meiner Schaltung schalten die (High-Side) Transistoren gegen eine Referenzspannung, sodass maximal nur 10V anliegen. Damit sind die Verluste im Transistor natürlich um das 5-fache geringer.
Die klassische Lösung ist die galvanische Trennung und Versorgung der oberen Brückenansteuerung. Dann kannst du "verlustfrei" oben wie unten schalten. Bei sehr niederohmig notwendigen Ansteuerungen für schnelle Schaltprozesse wirst du mit den gesamten "Ladungspumpen" und ähnlichem nicht richtig glücklich, wenn es um die Abstimmung am Schaltpunkt im Brückenwechsel geht. Soo kompliziert ist das nicht und es gibt auch fertige DC-DC wandler für sie Versorgung der oberen Brückenhälften. Grüsse
Auch wenn's hier die Leute nicht hören wollen: - PMOS bei der Spannung und so hohen Frequenzen macht doch gar keinen Sinn. (NMOS ist schneller, billiger und hat kleinere Verluste. Zur highside-Ansteuerung nimmt man die Bootstrap-Schaltung!) - Auch wenn hier eifrig von Hobbyisten mit diskreten Transistoren ein Mosfet-Treiber gebaut wird, eine komplementäre Vollbrücke so zu bauen ist totaler Murks! Die Top und Bottom schalten völlig unterschiedlich, da ist ein sog. Shoot-Through vorprogrammiert - viel Spass... - fertige, spezielle Mosfet-Brückentreiber zu nehmen ist zu einfach???
Alexxx schrieb: > Auch wenn's hier die Leute nicht hören wollen: > - PMOS bei der Spannung und so hohen Frequenzen macht doch gar keinen > Sinn. > (NMOS ist schneller, billiger und hat kleinere Verluste. Zur > highside-Ansteuerung nimmt man die Bootstrap-Schaltung!) Komplementäre Paare gibt's fast wie Sand am Meer. Natürlich sind P und N nicht gleich, insbesondere was C(gs) betrifft. > > - Auch wenn hier eifrig von Hobbyisten mit diskreten Transistoren ein > Mosfet-Treiber gebaut wird, eine komplementäre Vollbrücke so zu bauen > ist totaler Murks! > Die Top und Bottom schalten völlig unterschiedlich, da ist ein sog. > Shoot-Through vorprogrammiert - viel Spass... Nein, der ist nicht vorprogrammiert, da ich die Gates separat ansteuere und eine Schaltlücke von 100ns schaltungstechnisch eingeplant habe. Das ist getestet und läuft. > > - fertige, spezielle Mosfet-Brückentreiber zu nehmen ist zu einfach??? Nein, ist aber Preisfrage (ist nicht für Hobby). Solche Dinger kosten bei der gewünschten Geschwindigkeit ca. 1€, die paar Transistoren fast nichts. Aber ich gebe dir recht, dass es sinnlos ist, das Rad neu zu erfinden...
Wenn es eine Geldfrage ist, rechne mal Induktivübertrager für die obere Ansteuerung bei N-MOSX4 NMos ist billiger als P-MOS und um die Energie hochzubringen sind es Cents. Tip: die 500kHz hast Du als Systemfrequenz eh schon.... Einfache bootstrap Schaltung ginge bei den Spannungen auch. Kondensator/Diode https://de.m.wikipedia.org/wiki/Bootstrapping_(Elektrotechnik)
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Michael W. schrieb: > Nein, ist aber Preisfrage (ist nicht für Hobby). Solche Dinger kosten > bei der gewünschten Geschwindigkeit ca. 1€, die paar Transistoren fast > nichts. Fällt denn der Euro noch ins Gewicht? Ich könnte mir vorstellen, wenn das nicht fürs Hobby ist, dann kostet die Entwicklung dem Kunden eh schon ein Haufen Geld. Qualitativ besser wäre es, integrierte fertige Lösungen zu verwenden ...
Schleich Dich Wolfgang! DU tötest hier reihenweise Threads, pfui! ... Der Mod war schneller und hats gelöscht, danke.
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Nicht darauf reagieren - einfach nur melden. Wir entsorgen das dümmliche Geschmiere dann recht zeitnah ;-)
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Hallo ! Jetzt habe ich einen Prototypen realisiert: * H-Brücke mit 4xFDC3612 * Gate Treiber 2xLM5109 * 512kHz * 48V primär * 15W sekundär Soweit funktioniert alles, die FETS werden bei Vollast gerade mal 34°C warm, was akzeptabel ist. Der Wirkungsgrad ist 85%, was zwar nicht "super" ist, mir aber reicht. Woran ich jedoch noch laboriere: Die Transistoren werden bei harmlosen Aktionen kaputt: z.B. beim langsamen hochregeln der Brückenspannung, beim Anbringen von Tastköpfen an Prüfpunkten, etc...Das FET-Sterben geht immer mit irgendwelchen manipulativen Aktionen einher, egal bei welcher Leistung. Kann es sein, dass durch Hantierungen am Aufbau kurze transiente Spitzen entstehen, die den FET umbringen? Nachher sind meistens alle 4 FETS kaputt, durchlegiert und niederohmig. Der FET hat 100V Ugs(max). Das Oszilloskopbild (siehe Anhang) zeigt Spitzen bei den U(ds), die aber 65V nicht überschreiten. Ich tendiere nun dazu, einen anderen FET zu verwenden, der ein etwas höheres Uds hat (z.B. FDC86244). Lieber wäre es mir aber, die Ursache an der Wurzel zu packen: Kann man die FETs gegen Überspannungen gezielt schützen? Bis auf 2 Stüzkondensatoren (100nF) an den beiden Brückenästen habe ich nichts eingebaut. Gehen meine Gedanken überhaupt in die richtige Richtung? Hat hier jemand Tipps aus der Praxis? Danke und liebe Grüße, Michi
Michael W. schrieb: > FET-Sterben 500KHz sind ziemlich schnell für eine Brücke. Was sagt der Treiber dazu, und welcher ist es? Die haben begrenzte Geschwindigkeiten, selbst wenn so wie in deinem Fall kaum eine Gateladung zu bewältigen ist. Denkbar ist, daß der Spannungshub für die oberen FETs zu schnell ist, der Treiber dadurch aus dem Takt kommt. Der kann dann gern sogar völligen Unsinn ausgeben, und die Wahrheitstabelle für einen ganzen Ansteuerpuls verlassen!
Sorry, Treiber hast du ja oben genannt. Das Szenario bleibt aber möglich, je nachdem, wie niederohmig die Gatewiderstände sind.
Ohne exakten Schaltplan, Layout und Foto ist die Frage nicht beantwortbar. Welches Oszi hast du, welche Probes? Wie gegroundet?
eProfi schrieb: > Ohne exakten Schaltplan, Layout und Foto ist die Frage nicht > beantwortbar. > Welches Oszi hast du, welche Probes? Wie gegroundet? eProfi hat recht. Ohne das wäre alles raten. Schau dir mal das Datenblatt des NCV8440 an. Er ist für deine Anwendung sicherlich nicht geeignet, da er für 500 kHz viel zu langsam ist (ca. 0,2 us turn-on-delay, ca. 0,8 us rise time, ca. 2 us turn-off-delay und ca. 1 us fall time). Dennoch siehst du in seinem "Prinzipbild" wie du einen MOSFET schützen könntest. Du schreibst, dass beim berühren der Schaltung mit einem Tastkopf etwas kaputt geht. Ist das Oszilloskop an einem Trenntrafo? Hast du die beiden Massen (wie?) verbunden? Hast du mal versucht was passiert, wenn du nicht im laufenden Betrieb misst, sondern zuerst den Tastkopf anbringst und danach einschaltest? Viele Grüße, Alex
Mir ist es nur einmal passiert, als ich an der Sekundärseite einen Tastkopf dranhängte. Die Sekundärseite ist isoliert. Das Oszi geht nicht über einen Trenntrafo, es hing aber auch nichts anderes dran, als diese eine Probe. Das andere mal beim verändern der Brückenspannung. Ich habe vorher schon stundenlang mit angeschlossenem Tastkopf gemessen, ohne dass etwas passiert wäre, nur eben dieses eine Mal ging es bein Anschließen des Tastkopfs während des Betriebs kaputt. Um wieviel sollte man das Udsmax überdimensionionieren. Bei 48V habe ich halt 100V gewählt. Aus dem Oszilloskopbild sieht man, dass Spitzen bis zu etwa 65V auftreten. Außerdem habe ich die Testschaltung auf einer Lochrasterplatte aufgebaut und die parasitären Komponenten sind wahrscheinlich wesentlich größer als im fertigen Layout. Würde es etwas bringen, parallel zu den DS Stecken Snubber anzubringen? Ich halte das aber für eher kontraproduktiv, da ich ja extra einen schnellen FET mit geringem Cds gewählt habe...Das Oszi Bild oben zeigt während der Totzeit (ca. 200ns) jedenfalls ausgeprägte Schwingungen, die jedoch nicht größer als 30V werden.
mal das Kapitel Zwischenkreiskondensator in der Artikelserie "Leistungselektronik" lesen... und den Schaltplan hier posten ;-)
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