Auslegung Tiefpass für PWM-Signal

[Lukas B. (lubo)]

Hallo alle Zusammen,

ich entwickle gerade eine Regelung für ein Peltier-Element auf Basis 
eines AtMega328P. Das Peltier-Element wird über eine H-Brücke an 12 Volt 
Gleichspannung betreiben, wobei die H-Brücke mittels PWM angesteuert 
wird. Da man Peltier-Elemente nicht mit pulsartigen Strömen, sondern mit 
Gleichsströmen betrieben sollte, möchte ich einen Tiefpass auslegen, der 
das PWM-Signal glättet. An sich ist das ja kein Problem, aber es wäre 
ganz schön, wenn ihr einmal drüber gucken könntet, ob sich eventuell ein 
Fehler eingeschlichen hat. Auf dem Oszilloskop sehe ich nämlich keinen 
Unterschied zwischen dem gefilterten und ungefilterten Signal am 
Peltier-Element.

Und zwar habe ich bei einer PWM-Frequenz von 50 kHz eine Induktivität 
mit 6.8 µH und eine Kapazität von 100 µF in der bekannten Anordnung 
verschaltet. Das Peltier-Element habe ich als ohmsche Last mit einem 
Widerstand von 2.1 Ohm angenommen. Damit kommt man auf eine 
Grenzfrequenz von 6103,3 Hz. In LT-Spice simuliert sieht das Ganze auch 
schon recht gut aus (s. Bilder).
Nur bin ich mir nicht so sicher, warum auf dem Oszilloskop trotzdem noch 
ganz klar das PWM-Signal zu erkennen ist. Theoretisch dürfte doch hinter 
dem Filter nichts mehr davon zu erkennen sein?

Vielen Dank schonmal für etwaige Antworten! Und Frohes Neues!
LB

[Sascha (Gast)]

Ein Peltierelement ist nunmal nichtlinear. Vermutlich verhält es sich 
wie eine Z-Diode mit hohem Innenwiderstand. Regle also nicht die 
Spannung, sondern den Strom.

[Karl M. (Gast)]

Hallo,

ich habe für eine 1750Hz PWM Sinussignal ein 3 Stufiges TP-Filter mit 
F-3dB = 2,2kHz genommen. Dann folgt noch eine Puffer a=1 und ein 
Schallwandler.

Das FFT zeigt dann nur noch wenige Mischprodukte.

Hier noch ein Bild vom Rigol DS1102E.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Sascha und Karl,

vielen Dank schonmal für eure Antworten!

Die Spannung wird bei meinem System auch gar nicht geregelt, sondern 
Stellgröße meines Reglers ist der PWM-DutyCycle. Eingangsgröße des 
Reglers hingegen ist die Differenz aus Solltemperatur und tatsächlicher 
Temperatur des Peltier-Elements. Allerdings kann ich den Strom, den das 
Peltier-Element benötigt messen, da die verwendete H-Brücke einen 
Ausgang dafür bereitstellt. Allerdings würde das ja nichts an der 
Tatsache ändern, dass das Ausgangssignal des Treibers ein PWM-Signal 
ist. Und dieses muss nun einmal irgendwie gefiltert werden, sodass der 
"Ripple-Faktor" unter 10 % liegt (s. hier: 
http://www.quick-cool.com/peltier_elements/power-supply-peltierelements.html).

Karl, meinst du einen aktiven Tiefpass, wie er hier dargestellt ist? 
https://de.wikipedia.org/wiki/Tiefpass#/media/File:Aktiver_Tiefpass.png

Wärst du ansonsten eventuell so freundlich, kurz einen Schaltplan deines 
Aufbaus zu skizzieren? Das wäre echt super. Ich kann mir nämlich gerade 
nicht vorstellen, wie du die einzelnen Filterstufen verschaltet hast.

Viele Grüße
Lukas

[Thomas E. (picalic)]

Hallo Lukas,

guck Dir doch mal den Ripple-Strom in Deinem Kondensator an und 
berücksichtige, daß der Kondensator (Elko?) in Deiner realen Schaltung 
sicher nicht der Simulation mit idealen Bauteilen entspricht!

Welche Bauteile hast Du im RL verwendet? Wo liegt der Sättigungsstrom 
der Induktivität?

Ich würde mir die ganze Tiefpass-Rumrechnerei mit Grenzfrequenz und 
Übertragungsfunktion sparen und mich auf das konzentrieren, worauf es 
ankommt: den Ripple-Strom im Peltier-Element. Danach eine größere 
Induktivität und/oder eine höhere PWM-Frequenz auswählen und C1 ggf. 
ganz weglassen bzw. evtl. gegen EMV-Probleme Keramik-C mit wenig 
Kapazität.

100kHz/100µH/1µF scheint mir ein brauchbarer Ansatz zu sein...

[Joe F. (easylife)]

Lukas B. schrieb:
> Auf dem Oszilloskop sehe ich nämlich keinen
> Unterschied zwischen dem gefilterten und ungefilterten Signal am
> Peltier-Element.

Mit "auf dem Oszilloskop" meinst du sicherlich in deiner Simulation.
Und da ist doch ein deutlicher Unterschied der Signale.
Das ungefilterte Signal ist die (graue) PWM, und das gefilterte eines 
der Sinus-Signale.

Eine gewisse Restwelligkeit wird bleiben, denn wie du aus der 
Filtercharakteristik siehst, dämpft dein TP die 50 KHz mit ca. -36dB 
(ideale Bauteile vorausgesetzt). Das ergibt ca. 1.6% Welligkeit.

Wie schon geschrieben wurde, solltest du in deiner Simulation mit realen 
Bauteilen arbeiten.
Die Rippleströme sind nicht unerheblich in deiner Anwendung, daher 
bietet es sich an mehrere Kondensatoren parallel zu schalten.

Evtl. führen 20 Stck. 4.7uF Keramik zum Ziel.

PS: ausserdem sind rise und fall Zeiten im ps Bereich recht 
unrealistisch. Nimm hier mal eher etwas im ns-Bereich an, und dann haut 
dir Spice auch weniger Zacken in die Simulation.

[Klaus Dieter (Gast)]

Joe F. schrieb:
> Mit "auf dem Oszilloskop" meinst du sicherlich in deiner Simulation.

Das glaube ich eher nicht.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas, Joe und Klaus,

danke für eure hilfreichen Beiträge!


@Thomas: Der Ripple-Strom im Kondensator beträgt laut LTSpice 8,92 A. 
Allerdings hat der Kondensator in der Simulation auch keinen ohmschen 
Widerstand (den könnte man aber notfalls einstellen).

Für die Spule habe ich eine Induktivität mit 6,8 µH verwendet und einen 
Serienwiderstand von 3,8 mOhm, was den Werten der Spule entspricht, die 
ich dort einbauen wollte und die auch einen ausreichend großen 
Maximalstrom zulässt. In meinem Versuchsaufbau habe ich allerdings eine 
Spule aus der Bastelkiste genommen. Ob die überhaupt für diese Ströme 
ausgelegt ist, weiß ich nicht. Aber daher muss das Ganze ja auch nochmal 
theoretisch durchdacht werden.

100 kHz PWM-Frequenz wären durchaus noch machbar und die Ergebnisse mit 
der Konfiguration 100 kHz  100 µH  1 µF sehen in LT-Spice auch ganz 
gut aus, allerdings kann ich keine Spule mit 100 µH einbauen, die 8,5 A 
(Maximalstrom des Peltier-Elements) aushält, da die ganze Schaltung 
(inkl. Mikrocontroller und H-Brücke) auf kleinstem Bauraum untergebracht 
werden soll.

Der Ripple-Strom im Peltier-Element liegt übrigens bei 105 mA (@50kHz / 
6,8 µH / 100 µF). Das entspräche dann 1,2 Prozent des Maximalstroms und 
einem Ripple-Faktor (wie auf der Herstellerseite beschrieben) von 1,85 
%, was die max. Temperaturdifferenz am TEC nur um Faktor 0,99965 
verschlechtern würde, was aber vernachlässigbar ist. Laut Hersteller 
wären ja auch noch 10 % Ripple-Faktor, also 850 mA Ripple-Strom im 
Peltier-Element zulässig und würden die maximale Temperaturdifferenz nur 
um 1 % gegenüber dem Optimum verringern.

Dass der Ripple-Strom in C1 allerdings so hoch ist, hätte ich nicht 
gedacht. Bei der Konfiguration 100 kHz  100 µH  1 µF, die zwar aus 
oben genannten Gründen nicht möglich ist, liegt der Ripple-Strom 
immerhin bei 4,9 A.

Ich sehe auch gerade, dass die Kondensatoren, die ich herausgesucht 
habe, mit maximal 750 mA Ripple-Strom beziffert sind. D.h. ich müsste 
mindestens 12 Stück parallel schalten, was aber wieder im Widerspruch 
zum Platzbedarf stünde.

Hättet ihr denn eine alternative Idee, wie ich die Glättung des 
PWM-Signals hier vornehmen könnte?

@Joe: Die Messung am realen Aufbau habe ich mit einem PicoScope 2205A 
durchgeführt. Entschuldige, wenn das oben nicht deutlich herübergekommen 
ist.

[Lukas B. (lubo)]

Habt ihr eine Idee, in welcher Größenordnung die maximal zulässigen 
Ripple-Ströme von Keramik-Kondensatoren im Vergleich zu Elkos liegen? 
Ich habe beispielsweise diese hier gefunden, allerdings gibt das 
Datenblatt keine entsprechende Auskunft: 
https://www.conrad.de/de/keramik-kondensator-47-f-16-v-20-l-x-b-x-h-32-x-25-x-25-mm-wuerth-elektronik-wcap-csgp-885012109011-1-st-1280049.html?ref=searchDetail

Wobei die Baugröße auch das Parallelschalten mehrerer Kondensatoren 
erlauben würde. Mit der Kombination 100 kHz-PWM-Frequenz, 6,8 µH und 47 
µF liegt der Ripple-Strom in der Simulation auch nur bei 4,6 A und der 
im Peltier-Element sogar unter 100 mA. Wenn ich also z.B. 8 Stück 
parallel schalten würde, müsste jeder Kondensator nur noch 575 mA 
"ertragen".

[Thomas E. (picalic)]

Hallo Lukas,

der Ripple-Strom ist bei Keramik-Kondensatoren i.d.R. kein großes Thema, 
weil sie gegenüber Elkos einen um Größenordnungen geringeren ESR haben. 
Dafür haben sie wieder das Problem, daß ihre Kapazität mit zunehmender 
Spannung drastisch abnimmt - je kleiner die Bauform, desto dramatischer 
ist der Effekt! Aufschlussreich ist da z.B. ein Besuch der Murata 
Webseite, -> Simsurfing (online, muss man nicht installieren) und sich 
dann einen vergleichbaren Kondensator 'raussuchen 
(z.B.GRM32ER61C476KE15)

Bei 12V DC BIAS bleiben von den 47µ weniger als 15µF übrig.
Bei Klick auf "Data Sheet" gibt es aber immerhin auch einen Grafen zum 
Ripple-Current: der liegt so bei 5A, wenn man 20 Grad Temperaturerhöhung 
akzeptiert. Wenn man ein paar davon parallel schaltet, um auch bei 12V 
auf min.50µF zu kommen, ist das Thema Ripplestrom im Kondensator 
jedenfalls erledigt!

Die Induktivität muss übrigens auch den Ripplestrom im LC-Schwingkreis 
verkraften, d.h. ihr Sättigungsstrom muss mindestens auf den maximalen 
Strom des Peltier-Elements plus 1/2 Ripplestrom ausgelegt werden!
Zuviel Ripplestrom in der Induktivität ist evtl. auch nicht gut, das 
gibt dann u.U. mehr Verluste und es wird heiss.

Wenn's klein sein soll, würde ich vielleicht zur deutlichen Erhöhung der 
PWM-Frequenz tendieren. 1MHz wäre gut, da muss aber auch der Rest der 
Schaltung passen (FETs, Treiber, Layout).

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> Bei der Konfiguration 100 kHz  100 µH  1 µF, die zwar aus
> oben genannten Gründen nicht möglich ist, liegt der Ripple-Strom
> immerhin bei 4,9 A.

Da muss aber was bei Deiner Simulation schiefgelaufen sein - 4,9A Ripple 
können da nirgends auftreten!?

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas,

danke erstmal, dass du dich so dahinterklemmst, mir zu helfen!

Dass die Kapazität von Keramik-Kondensatoren bei einer überlagerten 
Gleichspannung so stark abnimmt, war mir neu. Allerdings ist es wie du 
schon sagst, kein Problem, mehrere (~ 4 Stk.) parallel zu schalten, da 
die Baugröße im Vergleich zu einem Elko ja sehr kompakt ist. Das Board 
soll später ca. 4 cm x 4 cm groß werden und muss µC, H-Brücke, Filter 
und einige Schraubklemmen aufnehmen, d.h. das wird schon passen.

In Hinblick auf die Simulation muss ich meine obigen Angaben 
korrigieren, da ich fälschlicherweise noch mit dem alten Wert für die 
Nennspannung (12 V) simuliert habe. Mit dem nun richtigen Wert von 8,2 V 
liegt der Ripplestrom im Kondensator bei ca. 3 A mit der 
Bauteilkombination 47 µF / 6.8 µH (mit 3,8 mOhm Serienwiderstand) bei 
100 kHz PWM-Frequenz. Allerdings habe ich gerade festgestellt, dass der 
Ripplestrom vom Duty-Cycle des PWM-Signals abhängt und offensichtlich 
bei 50 % Duty-Cycle sein Maximum von knapp über 3 A annimmt. Als 
Ripplestrom messe ich im Übrigen die Amplitude des im Kondensator 
fließenden Wechselstroms (nicht, dass wir hier nachher über verschiedene 
Dinge reden). Bei deiner Konfiguration (100 kHz  100 µH  1 µF) ist der 
Ripple-Strom nun auch deutlich geringer.
Ich habe die Spice-Datei sonst auch mal an meinen Beitrag angehängt, 
falls du mal einen Blick drauf werfen möchtest.

Und 100 kHz PWM-Frequenz ist schon das Maximum, das mit meiner Schaltung 
möglich ist, da die FETs laut Hersteller des Treibers 
(https://www.pololu.com/product/2991) erst nach 0.5 µs durchschalten, 
sodass auf niedrige PWM-Duty-Cycles nicht mehr entsprechend reagiert 
werden kann. Und in der Spezifikation ist als Obergrenze für die 
PWM-Frequenz auch der Wert 100 kHz angegeben.

Aber nochmal zum allgemeinen Verständnis: Der Rippelstrom ist der 
Blindanteil des Stromes im Kondensators, der, infolge der durch die 
äußere Anregung (gepulste Spannung am Filtereingang) erzwungenen 
Schwingung des LC-Gliedes, zwischen Spule und Kondensator ausgetauscht 
wird. Sprich der Filter wird einerseits von Wirkleistung durchflossen, 
die im Peltier-Element umgesetzt wird, und anderseits werden auch 
Blindleistungen umgesetzt, die bedingt durch den ohmschen Widerstand der 
realen Bauteile wiederum zu Verlusten führen. Richtig?

Beste Grüße
Lukas

[Thomas E. (picalic)]

Boah - diese H-Brücke is ja riesig (und teuer obendrein)! Ich war 
erstmal davon ausgegangen, daß Du vielleicht sowas nimmst: 
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/csd97376q4m.pdf, oder etwas 
"diskreter", ein Treiber-IC (sowas in der Art: 
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/NCP3420-D.PDF) und zwei 
MOSFETs. Da wäre dann auf einer 4x4cm Platine bestimmt auch noch Platz 
für eine größere Induktivität (z.B. sowas: 
http://katalog.we-online.de/pbs/datasheet/74435586800.pdf). Diese 
Bauteile sind nur Beispiele, habe nicht gründlich geprüft, ob sie 
tatsächlich für die Anwendung optimal geeignet wären.
Brauchst Du eigentlich wirklich eine H-Brücke, d.h. willst Du den Strom 
im Peltier-Element auch umpolen?

Bei dem Ripplestrom bin ich mir jetzt nicht sicher, was man da als 
"offizielle" Definition benutzt. Beim Kondensator würde ich den 
Effektivwert des Wechselstroms (Gleichanteil hat er ja keinen) durch den 
Kondensator annehmen.
Bei Induktivitäten würde ich als Ripplestrom die Differenz zwischen 
Maximal- und Minimalstrom nehmen.


Gruß,

Thomas

[Lothar M. (Firma: Titel) (lkmiller) (Moderator)]

Lukas B. schrieb:
> Und Frohes Neues!
Selbiges.

> Damit kommt man auf eine Grenzfrequenz von 6103,3 Hz.
Dieser Satz sagt einiges über dein Dilemma.
Du jonglierst da mit Zahlen und rechnest dir Wunschwerte aus, dabei ist 
deine Spule viel zu klein für die angestrebte Frequenz. Das sieht man 
eigentlich shcon ohne Rechnung..
Oder andersrum: was du da baust ein ein simpler Buck-Wandler. Bei 100kHz 
haben die Dinger dann gern eine Induktivität um 150uH 
(http://320volt.com/en/lt1076-step-down-12v-to-5v-2a-switching-dc-dc-converter/)

Und das Ziel dieser Step-Down ist nicht ein konstanter Strom, 
sondern eine konstante Spannung. Ergo muss deine Induktivität, die ja 
den Strom konstant halten muss (nur die kann das!) viel, viel größer 
sein.

Thomas E. schrieb:
> Brauchst Du eigentlich wirklich eine H-Brücke, d.h. willst Du den Strom
> im Peltier-Element auch umpolen?
Falls nicht, wäre sowas denkbar:

                  12V
                   o
                   |
                   |
                   o-------.
                   |       |
                   3|      |
            1mH    3|      | 
                   3|      -  Freilaufdiode
                   |       ^
                   |       |
                Peltier    |  
                   |       |
                   o-------'
                   |
                 |-'
                 |<
              ---|-.
                   |
                   |
                  ---

[Thomas E. (picalic)]

Servus,

Lothar M. schrieb:
> Falls nicht, wäre sowas denkbar:

kommt auf den Schwerpunkt an. Wenn der aus Effiziens liegt, ist der 
Ansatz mit einer synchronen Brückenschaltung schon besser, als eine 
Freilaufdiode. Ein paar Ampere mal ein paar hundert mV Vf ergeben auch 
schon eine mollig warme Schottky-Diode... ;)

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas und Lothar,

ich glaube, ich muss mal etwas weiter ausholen, damit klar wird, wofür 
das ganze überhaupt sein soll. Ich möchte im Rahmen meiner 
Bachelorarbeit wie eingangs erwähnt einen Temperaturregelkreis für ein 
thermoelektrisches Element aufbauen. Im Mittelpunkt meiner Arbeit steht 
dabei allerdings der regelungstechnische Aspekt, sprich experimentelle 
Modellierung der Regelstrecke, Validierung und Analyse des 
Streckenmodells, Entwerfen und Implementieren einer Reglerstruktur sowie 
Einstellung des Reglers auf Basis des Modells der Strecke und 
anschließend eine Analyse des geregelten Systems (Stabilität, Regelgüte, 
usw.). Zudem soll der Regler in eine übergeordnete Steuerungssoftware 
eingegliedert werden, die die Betriebsabläufe des System entsprechend 
externer Eingaben (serielle Schnittstelle, anderer µC) steuert. Hierbei 
soll es auch möglich sein, mit dem System zu heizen, d.h. eine Umkehrung 
der Polung des TECs ist unbedingt erforderlich. Zudem überlege ich, ob 
ich nicht untersuche, was passiert, wenn man die Umpolung zur 
Beschleunigung des Regelvorganges einsetzt. Sprich, wenn das 
Peltier-Element unter Solltemperatur abkühlt, wird der Regler nicht nur 
den Strom durch das Peltier-Element auf Null stellen, sondern einen 
umgekehrt gepolten Strom fließen lassen.
Da ich auch eigentlich gar kein Elektrotechniker bin, ging es mir 
erstmal darum, den elektrischen Teil des Systems so einfach wie möglich 
zu halten und schnell aufzubauen, um schonmal erste Erfahrungen mit der 
Regelung des Systems zu sammeln. Daher habe ich zunächst einmal auf 
fertige Module (H-Brücke, Arduino, usw.) zurückgegriffen.

Nächster Schritt wäre nun die Umsetzung des zurzeit modularen Aufbaus in 
eine kompakte Schaltung auf nur einem Board, da ich die Streckenanalyse 
natürlich mit der finalen Schaltung durchführen muss, um ein ausreichend 
genaues Modell zu erhalten. Das soll aber natürlich auch alles so 
einfach wie möglich gestaltet bzw. bereits fertig entwickelt sein, da 
ich in der Arbeit gar nicht den Platz habe, im Detail auf die 
Entwicklung einer komplexen Schaltung einzugehen.

Soviel zum Hintergrund...

Was die integrierten Treiber-ICs anbelangt, so könnte ich mich aber 
durchaus mit einer solchen Lösung anfreunden, sofern man den Chip ohne 
große Zusatzbeschaltung an den µC anschließen kann. Das scheint mir beim 
CSD97376Q4M ja der Fall zu sein, wenn ich das Application Diagram 
richtig interpretiere. Ganz schlau werde ich aus der Darstellung 
allerdings auch nicht. Ist mit "Multi-Phase Controller" dort einfach ein 
beliebiger µC gemeint? Und was hat es mit den eingefügten Grafiken der 
Chips auf sich? Allerdings wäre es natürlich noch schöner, wenn ich 
einen Chip fände, der von den Anforderungen an die externe Beschaltung 
z.B. dem VNH3SP30 
(http://www.st.com/st-web-ui/static/active/en/resource/technical/document/datasheet/CD00134336.pdf) 
gleichkäme, dabei aber natürlich entsprechend höhere PWM-Frequenzen 
erlaubt.

Ich habe nun aber noch einmal die Simulation mit der 68 µH-Induktivität 
und angpassten Serienwiderstand sowie 1 µF durchgeführt und das Ergebnis 
sieht tatsächlich viel besser aus. Der Rippelstrom im Kondensator liegt 
jetz unter 250 mA. Ich denke, damit könnte man schon arbeiten.

Nichtsdestotrotz reizt mich die Idee, den Treiber mit einem solchen IC 
aufzubauen. Vor allem, da ich keinen Schaltplan des Pololu-Boards habe 
und somit erst aufwendiges "Reverse-Engineering" betreiben müsste.

Kennt ihr denn zufällig fertige Schaltungen, die die entsprechenden 
Anforderungen erfüllen?
- Spannung am Ausgang <= 8,2 V
- Strom am Ausgang <= 8,5 A
- PWM-Frequenz: 1..2 MHz (damit eure obigen Vorschläge umsetzbar sind)
- Möglichkeit zur Umpolung des Ausgangs
- Möglichkeit zur Strommessung am Ausgang (optional)

@Lothar: Vielen Dank für die Erklärung zur Spule! Die 
Transistorschaltung ist natürlich aufgrund der Erfordernis einer 
Umpolung nicht einsetzbar. Aber trotzdem Danke!

@Thomas: Meine Angaben zu den Rippelströmen bezogen sich jetzt immer auf 
den Scheitelwert des Wechselstroms, d.h. wenn die Angaben in den 
Datenblättern tatsächlich auf den Effektivwert bezogen sind, hätte ich 
ja noch eine Sicherheitsreserve von 41,4 %. Aber gut, wenn ich die 
68µH-Induktivität nehme, spielen die Rippelströme laut Simulation ja 
ohnehin keine große Rolle mehr.

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> Ist mit "Multi-Phase Controller" dort einfach ein
> beliebiger µC gemeint?

So isses - dem Brückentreiber-IC ist es ja auch egal, woher die PWM 
kommt.

Lukas B. schrieb:
> Kennt ihr denn zufällig fertige Schaltungen, die die entsprechenden
> Anforderungen erfüllen?

So direkt nicht - habe die o.a. Bauteile durch parametrische Suche auf 
der Webseite von Digikey gefunden.

Ich denke, mit der Suche nach einer Halbbrücke, die Du dann 2x einsetzt 
um daraus selbst eine volle H-Brücke zu machen, wirst Du eher was 
passendes finden, als mit einer H-Brücke in einem IC. Letztere sind wohl 
eher für Motoransteuerung designed, denn als Buck-Converter, für Deine 
Anwendung ist aber ein Buck-Converter passender.

Neben den elektronischen Eigenschaften ist für Deine Arbeit die 
praktische Umsetzbarkeit zu beachten, d.h. welche Möglichkeiten des 
Platinen-Designs und der Herstellung/Bestückung hast Du? Da kann dann 
ggf. auch die Gehäuseform sehr wichtig sein (DIP oder SO-x Gehäuse 
lassen sich problemlos handlöten, die winzigen ICs mit den Lötflächen 
auf der Unterseite praktisch sinnvoll nur per Reflow-Ofen).

Grüße,

Thomas

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas,

du hast meinen Ehrgeiz geweckt, dass Ganze jetzt ordentlich aufzubauen! 
Die Idee mit dem H-Brücken-Modul mit 100 kHz-PWM und der großen 
Induktivität ist halber Kram.

Ich habe jetzt mal anhand der "Typical Application" aus dem Datenblatt 
eine H-Brücke aus den beiden Halbbrücken (CSD97394, das ist einfach die 
aktuelle Version des Treibers, den du oben verlinkt hast) verschaltet 
(s.Schaltplan). Allerdings stellen sich mir nun einige Fragen bzw. 
Unklarheiten:

1) Induktivität L2 kann vermutlich entfallen, korrekt?

2) Die Werte der Induktivität L1 sowie der Kapazität C1 kann ich jetzt 
einfach durch Simulation mit LT-Spice bei 1 MHz-PWM-Frequenz ermitteln? 
Oder findet eine Rückwirkung auf den Treiber statt, die ich beachten 
muss?

3) Warum sind in der "Typical Application" im Datenblatt zwei Module 
verschaltet? Geht es hier nur darum, den Ausgangsstrom zu verdoppeln 
oder welchen Sinn hat das Ganze? Vor allem, dass hier zwei verschiedenen 
PWM-Signal eingespeist werden, wundert mich. Eine fehlerhafte Auswahl 
der PWM-Zustände (z.B. PWM1 = LOW und PWM2 = HIGH) kann auf diese Weise 
doch zu einem Kurzschluss führen, oder sehe ich das falsch?

4) Würdet ihr die Invertierung des PWM-Signals in meiner Schaltung 
direkt im µC realisieren, also an PinX das PWM-Signal und an PinY das 
negierte Signal ausgeben? Oder ist es sinnvoller, das Signal außerhalb 
des µC aufzutrennen und in einen Signalpfad einen Inverter zu schalten?

5) Betrifft den Skip#-Pin. Soll dieser auf HIGH oder LOW gesetzt werden, 
um einen normalen Betrieb zu ermöglichen? Ich werde an dieser Stelle aus 
den diversen Betriebsmodi des Treibers nicht ganz schlau. Irgendwelche 
speziellen Sleep-Modi sind für meine Anwendung nämlich nicht vonnöten, 
da das System, sobald es mit Strom versorgt wird, sofort das PWM-Signal 
verarbeiten und den Ausgang entsprechend setzen soll.

So, das wäre es fürs erste mit Fragen bezüglich der Schaltung. Wenn ich 
keinen ganz groben Denkfehler gemacht habe, hält sich der Aufwand ja 
doch in Grenzen. Fühl dich auf keinen Fall unter Druck gesetzt, alles zu 
beantworten, notfalls muss ich mich damit selbst nochmal etwas mehr 
damit auseinandersetzen, wenn ich demnächst die Zeit dazu habe (aktuell 
stehen noch Prüfungen an). Hilfreich wäre es natürlich schon, gerade in 
Hinblick auf die Fragen (2) und (5).

Die praktische Umsetzung stellt im Übrigen kein Problem dar, da im 
Institut ein Reflow-Ofen zur Verfügung steht und das PCB bei Bedarf 
extern gefertigt werden könnte. Vorher sollte die Schaltung natürlich 
erstmal ordentlich durchdacht werden. :D

Einen schönen Abend noch!

Grüße
Lukas

Edit: Habe nochmal die Simulationsergebnisse mit 1 MHz angehängt. Meint 
ihr, die Bauteilwerte sind jetzt passend? Die Rippeltröme sind nun auf 
jeden Fall sehr gering. Ob die Induktivität allerdings groß genug ist, 
weiß ich nicht, da ich das Problem der zu kleinen Induktivität oben aus 
theoretischer Sicht nicht ganz durchdrungen habe.

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> 1) Induktivität L2 kann vermutlich entfallen, korrekt?

Im Prinzip, ja, aber: bei einem Schaltregler, besonders einem mit hoher 
PWM-Frequenz, muss man eigentlich die AC-Stromkreise kurz halten. 
Umschaltvorgänge und deren Stromkreis sollten also so kurz und direkt 
wie möglich um die Schaltelemente herum sein, und alles, was an 
Leitungen davon weg führt (z.B. zur Last), sollte nur noch 
Gleichspannung sein. Wenn Du die eine Induktivität weglässt, hast Du auf 
der Seite das ungefilterte PWM-Signal direkt am Peltier-Element. Mit 
Induktivität kann man den AC-Weg über einen Kondensator gleich hinter 
der Spule direkt gegen Versorgungsspannung kurzschließen und so den 
kurzen Stromweg erreichen, ohne L2 geht das nicht.

Eine Alternative wäre, es nicht so symmetrisch aufzubauen (auch wenn 
solche Symmetrien natürlich schon rein optisch ihren Reiz haben...;) ) 
und stattdessen für beide Stromrichtungen die gleiche Halbbrücke mit dem 
PWM-Signal zu steuern, und die andere nur zur Umpolung zu nutzen 
(Ausgang dort permanent auf 0V oder 12V, je nach Stromrichtung).
Damit müsste die ganze "Buck-Konverter"-Technik (incl. Induktivität) nur 
1x vorhanden sein.

Damit man in beiden Richtungen auch eine sehr kleine Ausgangsspannung 
für die Last erzeugen kann, braucht man dafür allerdings eine 
Powerstage, die auch den Highside-FET dauerhaft einschalten kann. Mit 
dem CSD97394 geht das, zumindest in der standard-Beschaltung, leider 
nicht, da dieser die PWM-Low-Phasen zum Aufladen des Bootstrap 
Kondensators benötigt. Es müsste also eine Powerstage her, die einen 
100% Dutycycle erlaubt. Praktisch heisst das, der High-Side Schalter 
müsste ein P-Kanal MOSFET sein, damit er keine Gate-Spannung über der 
Versorgungsspannung benötigt.
Vielleicht geht es aber auch mit dem CSD97394, indem man die 
Standard-Bootstrap Schaltung einfach durch eine externe 17V 
Hilfsspannung ersetzt.

Auf der DC-Seite, nur für's Umpolen, wäre der CSD97394 natürlich mit 
Kanonen auf Spatzen geschossen und sogar eher schlecht geeignet, da 
könnte stattdessen besser eine simple Halbbrücke diskret aus je einem P- 
und einem N-Kanal MOSFET aufgebaut werden. Da diese keine hohen 
Frequenzen schalten müssten, könnte man dort auf niedrigen Rds_on 
optimierte Typen auswählen.

Gruß,

Thomas

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas,

besten Dank für den hilfreichen Input! Die Idee mit dem asymmetrischen 
Aufbau ist klasse.

Allerdings gibt es einen kleinen Haken daran. Wenn ich den Aufbau 
asymmetrisch gestalte und die Unterschiede zwischen den beiden 
Richtungen zu groß sind, muss ich die Regelstrecke zweimal analysieren 
und zwei verschiedene Modelle erstellen sowie die Reglerparameter beim 
Umschalten anpassen, da der Treiber ja noch Teil der Strecke ist. Und 
das wäre natürlich in Hinblick auf den Aufwand inakzeptabel.

Was hälst du allerdings von der Idee, den CSD97394 in seiner 
Standardbeschaltung zu betreiben, das Ausgangssignal über das 
entsprechende LC-Glied zu glätten und dieses dann einer Vollbrücke 
zuzuführen, die den Umpolvorgang vornimmt? Im einfachsten Fall könnte 
dies ja ein simples Relais mit zwei Wechslern sein, da keinerlei 
Anforderungen an die Dynamik des Umschaltvorgangs gestellt werden (ca. 2 
Umpolungen pro Minute). Natürlich ist ein Relais etwas zu groß, aber 
hierfür könnte man ja auch MOSFETs nutzen, wobei dann wieder auf die 
Symmetrie zu achten wäre. Das Problem mit dem nicht durchschaltenden 
High-Set FET bei 100 % PWM-Duty Cycle im CSD97394 würde in der 
Konfiguration vermutlich nicht auftreten, oder?

[Thomas E. (picalic)]

Hi Lukas,

an eine Vollbrücke nur zur Umschaltung der Stromrichtung hatte ich noch 
gar nicht gedacht, aber wenn ich es betrachte, scheint es mir eine gute 
Lösung zu sein!
Ein Vorteil wäre auch, daß man dann mit geringem Aufwand eine 
Strommessung in der Masse-Leitung machen kann.

Der Aufwand für eine "langsame" Vollbrücke ist bei den ggb. Strömen und 
Spannungen auch gering - Relais-geklackere würde ich mir da keinesfalls 
antun! So ein Relais ist mit Sicherheit viel teurer, als vier MosFETs - 
und obendrein ja auch riesig.

Gruß,

Thomas

[Lurchi (Gast)]

Immer nur eine Seite der Brücke mit PWM zu betreiben ist keine so 
schlechte idee. Die eine Seite kann dann halt einfacher ausgelegt 
werden, etwa mit N-Kanal und P-Kanal MOSFETs, die auch etwas größer sein 
können, da sie ja nur selten umgeschaltet werden müsssen.
Für die Regelung macht es bei einer Spannunsgeführten Regelung keinen 
Unterschied. Nur bei einer Regelung nach dem Strom müssten die Shunts an 
der anderen Seite sitzen. Die Auslegung der Regelschleife wäre prakitsch 
die gleiche, nur halt das die Ströme anders fließen. Gerade für eine 
Regelung in Software ist das kein Problem.
Die Regelung insgesamt dürfte wohl ohnehin in 2 Stufen (als Kaskade) 
ablaufen einmal eine schnelle Regelung des Stroms bzw. der Spannung am 
Peltierelement und dann deutlich langsamer für die Temperatur. Von der 
Endstufe und Filterauslegung ist die Temperaturregelung so entkopplet.

Die Temperaturregelung ist noch eine andere Baustell. Das wird gerne 
vergessen, dass so ein Peltierelement nichtlinear ist (d.h. der Wärme 
Strom ist nicht proprotional zum Strom) und das die Temperatur der 
anderen Seite als starke Störquelle auftritt. Man sollte also auch die 
Temperatur auf der anderen Seite auch messen und mit berücksichtigen.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas, Hallo Lurchi,

@Thomas: Wenn du sagst, es ist eine gute Lösung, bin ich ja beruhigt. :D 
Aber danke für die Vorlage mit der Halbbrücke, sonst wäre ich auch nicht 
darauf gekommen.
Dann wird es vermutlich auf eine simple diskrete MOSFET H-Brücke 
hinauslaufen, denn ein entsprechendes Relais ist tatsächlich zu groß 
(ca. 3 cm x 1 cm Grundfläche). Da kann ich ja auf ein ganz einfaches 
Design zuzurückgreifen, z.B. dieses hier: 
http://www.arduino-tutorial.de/wp-content/uploads/2010/06/mos-fet-h-bridge-schematics.png 
Die Freilaufdioden kann man sich bei einer ohmschen Last und im 
quasistatischen Betrieb sicher auch noch sparen.

Eine Option zur Strommessung ist sicherlich nice to have, aber erstmal 
nicht unbedingt erforderlich, da die Regelung die Temperaturdifferenz 
zwischen Soll- und Ist-Temperatur verwendet und nicht den Strom. 
Natürlich könnte man die Strommessung als eine Art Sicherheitsmaßnahme 
integrieren, die bei Überschreiten des maximal zulässigen Stroms am 
Ausgang den Treiber abschaltet. Ich denke mal, mit einem ACS715 
(https://www.pololu.com/file/0J197/ACS715.pdf) oder einem ähnlichen 
Sensor sollte man das recht einfach umsetzen können.

@Lurchi: An sich wäre eine Kaskadenregelung natürlich möglich, 
allerdings wird der Regler einen Großteil der Betriebszeit nur als 
Festwertregler betrieben. Zudem weiß ich auch nicht, ob eine 
Kaskadenregelung hier überhaupt Sinn machen würde, denn der Regler an 
sich ist ohnehin schnell genug für die Temperatur als Regelgröße, da 
hier die Zeitkonstante bei etwa 45 Sekunden liegt. Klar, der Strom wird 
sich erheblich schneller ändern, aber das ist ja eigentlich nicht von 
Interesse, da ich die Versorgungsspannung so wählen werde, dass bei 
voller Betriebsspannung lediglich der maximal zulässige Strom durch das 
Peltier-Element fließen kann. D.h. wenn der Regler merkt, dass die 
Temperatur weit oberhalb der Solltemperatur liegt, wird er einfach die 
Stellgröße auf 100 % PWM Duty-Cycle setzen und damit wird dann der 
Maximalstrom durch das Peltier-Element fließen.
Ich habe das auf diese Weise ja auch schon mit einem PI-Regler praktisch 
erprobt und es funktioniert sehr gut.

Meinst du denn, dass sich das Führungsverhalten mit einer zusätzlichen 
Regelung des Stromes deutlich verbessert? Das Störverhalten dürfte ja 
eigentlich nur wenig beeinflusst werden, da bei sich einer 
Temperaturstörung der Widerstand des Peltier-Elements nur geringfügig 
ändert und somit der Strom kaum gestört wird. Eine direkte Stromstörung 
sollte ja kaum auftreten, wenn der Treiber korrekt funktioniert.

Und die Nichtlinearitäten werde ich vermutlich bei der Modellierung und 
Reglereinstellung nicht berücksichtigen. Man kann das System ja einfach 
um den Arbeitspunkt (Umgebungstemperatur) linearisieren und erhält dann 
ein lineares Zustandsraummodell.
In dem Temperaturbereich, in dem das System arbeitet, sind die 
Abweichungen durch Nichtlinearitäten weitgehend vernachlässigbar. 
Jedenfalls sagt das meine Messung (s. Screenshot). Die türkise Linie ist 
das lineare Zustandsraummodell 2. Ordnung und die violette ein einfaches 
Übertragungsfunktionsmodell mit einer Nullstelle und zwei Polen. Die 
schwarze Linie stellt den unabhängigen Validierungsdatensatz dar (ca. 13 
Minuten Betrieb). Klar, man könnte hier auch noch nichtlineare Modelle 
erstellen, aber das ist mit Atomraketen auf Spatzen geschossen...

Aber trotzdem danke für die Idee mit der Kaskadenregelung! Selbst wenn 
ich diese nun aus zeitlichen Gründen nicht umsetzen kann, werde ich sie 
auf jeden Fall als "Verbesserungsmöglichkeit" erwähnen.

Und die Temperatur der mit dem Wärmetauscher verbundenen Seite wird auf 
jeden Fall auch zu Überwachungszwecken gemessen. Allerdings muss man 
sich die Frage stellen, ob es wirklich erforderlich ist, das System 
durch eine zweite Regelgröße zu verkomplizieren. Denn die Temperatur der 
Seite sollte theoretisch über die Prozessdauer (~ 5 Minuten) relativ 
konstant bleiben, wenn man von der anfänglichen Erwärmung absieht, d.h. 
Störungen der Temperatur auf der Rückseite dürften vernachlässigbar 
sein. Ich frage mich allerdings doch gerade, ob man das 
"Anfahrverhalten" irgendwie berücksichtigen muss, also die Zeit, in der 
der Kühler (ist ein einfacher Luftkühler) noch auf Raumtemperatur ist. 
Aber theoretisch wird das ja auch durch die Messung der Temperatur der 
Oberseite des Peltier-Elements mit berücksichtigt.

Einen schönen Feierabend euch!

Beste Grüße
Lukas

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> @Thomas: Wenn du sagst, es ist eine gute Lösung, bin ich ja beruhigt. :D

Najs, ich muss dazu allerdings schon zu bedenken geben, daß nicht alles, 
was ich sage/schreibe/denke unbedingt automatisch richtig ist... ;)

Lukas B. schrieb:
> Die Freilaufdioden kann man sich bei einer ohmschen Last und im
> quasistatischen Betrieb sicher auch noch sparen.

Die wirst Du gar nicht sparen können, weil Du sie schon zwangsläufig als 
in den FETs vorhanden mitbekommst!
Wenn Du die Brücke schnuckelig klein haben willst, gibt es sicher 
geeignete Typen in kleineren Gehäusen.
Der P-Kanal FET hier z.B. sieht auf den ersten Blick schon ganz nett 
aus:
http://www.semicon.toshiba.co.jp/info/docget.jsp?type=datasheet&lang=en&pid=TPN4R712MD

[Lurchi (Gast)]

Sofern der Strom auch bei 100% PWM noch unter dem maimalen Strom des 
Peltierlements bleibt, kann man auch die Kaskadenregelung wohl schon 
verzichten. Damit könnte man z.B. Schwankungen in der 
Versorgungsspannung schnell ausgleichen, noch bevor sie sich überhaupt 
bei der Temperatur zeigen. Auch kann man mit der Kaskadenregelung 
nichtlinearitäten der PWM Stufe ausgleichen - der zusammenhang PWM wert 
zum Strom dürfte etwas nichtlinear sein und kann ggf. etwas von der 
Temperatur der Drossel usw. abhängen - groß dürfte der Effekt aber nicht 
sein.

Die nichtlinearität in Zusammenhang Strom - Wärmestrom kann schon 
erheblich sein, vor allem wenn man nahe an den maximalen Strom des 
Peltierleements geht. Bei kleinen Strömen ist der Effekt nicht so stark. 
Es ist aber auch relativ einfach den Effekt zu berücksichtigen - der 
Zusammenhang ist gut bekannt und durch eine einache Parabelfunktion zu 
beschreiben. Schon beim halben maximalen Strom hat man nur noch die 
halbe (beim kühlen) bzw. 1,5 (beim heizen) fache Steigung. Ohne 
Linearisierung müsste man den ungünstigesten Fall, also starkes heizen 
als Grundlage nutzen.  Man dürfte also die Regelverstärkung bis zu 3 mal 
so hoch wählen wenn man in dem Bereich die Nichtlinearität 
berücksichtigt.

Man muss also nur die Ausgabe der PWM-Reglers mit der passenden Funktion 
in den Strom oder gleich den PWM Wert umrechnen. Es ist also nicht 
besonders aufwändig.

Die Temperatur der heißen Seite ist oft eine der stärksten Störgrößen. 
Schwankungen auf der Außenseite des Peltierelements schlagen wegen der 
recht guten Wärmeleitung fast 1:1 auf die andere Seite durch. Man kann 
dies recht einfach durch einen zusätzlichen Term proprotional zur 
Temperaturdifferenz über das Pentierlement berücksichtigen. Das gleiche 
bekommt man auch wenn man bei der Umrechnung Wärmeleistung in den Strom 
die Temperaturdifferenz mit berücksichtigt. Wie hoch die Wärmeleitung 
ist, findet man ggf. im Datenblatt, bzw. kann es realtiv leicht aus den 
Kenndaten berechnen - man hat also keinen weiteren freien Parameter, 
sondern weiss vorab recht gut wie viel man korrigieren muss. Das 
protential ist recht groß, da die Temperatur der heißen Seite z.B. vom 
Luftstrom und der Heizung durch das Peltierelement selber abhängt - die 
muss also nicht konstant sein. Zu Überwachung gegen Überhitzung ist die 
Messung der Temperatur sowieso stark zu empfehlen.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas, Hallo Lurchi,

danke wieder erstmal für eure beiden Beiträge! Ich bin leider bisher 
nicht dazu gekommen, zu antworten, da ich gerade kaum Zeit habe und in 
den paar Minuten Freizeit schonmal die benötigten Bauteile in Eagle 
angelegt und am Schaltplan rumgebastelt habe. ;D

Aber um mal bei der Vollbrücke anzusetzen: Ich wollte zwei CSD86350Q5D 
(http://www.ti.com/lit/ds/symlink/csd86350q5d.pdf) zur Umpolung des 
Peltier-Elements verwenden. Bei der 40A-Version ist der ohmsche 
Widerstand recht gering und die Ansteuerung erscheint mir 
verhältnismäßig einfach. Ich habe mal einen Screenshot vom interessanten 
Teil meines Schaltplans angehängt (der Rest entspricht momentan 1:1 
einem Arduino Pro Mini). Ich frage mich allerdings gerade, ob die 
Verschaltung der beiden Halbbrücken so korrekt ist? Kann man ohne 
weitere Beschaltung mit den Eingängen TG und BG in den µC gehen? Oder 
würdet ihr noch Zusatzbeschaltung (Pullups- oder Pulldowns, 
entsprechende Logik zur Reduktion der benötigten Pins am µC, RC-Glied 
zur Vermeidung von Kurzschlüssen beim Umschalten) hinzufügen, um den 
Umpolvorgang zu vereinfachen? Oder ist das okay so? Das korrekte Timing 
des Umpolvorgangs könnte man ja notfalls auch in die Software auslagern. 
Und den Pin TGr kann man auch einfach offen lassen, wenn ich das 
Datenblatt richtig interpretiere und er lediglich der Rückführung des 
High-Side Drains in den Treiber dient.

@Lurchi: Ich denke, ich werde den Ansatz mit dem Kaskadenregler auf 
jeden Fall einmal durchdenken, wenn ich mich näher mit der 
Reglerstruktur befasse. Der Aufwand der Implementierung dürfte nicht 
allzu hoch sein, da ich den Strom ohnehin erfasse und zudem den Regler 
als Klasse implementiert habe, sodass einfach eine zweite Instanz mit 
eigenen Reglerparametern ausgeführt werden kann, die dann die Regelung 
des Stromes übernimmt. Ich weiß gerade allerdings nicht genau, inwiefern 
sich die Auslegung der Reglerparameter durch die Kaskadierung ändert, da 
ich momentan nicht mehr wirklich in der Materie drin bin. Aber das werde 
ich zu gegebener Zeit durchdenken und sollte eigentlich auch kein 
Problem sein. Theoretisch müsste man ja zunächst einmal die Strecke 
(Peltier-Element + Treiberstufe) analysieren, dann den inneren Regler 
(Temperatur) anpassen und anschließend den inneren Regelkreis als 
Strecke des äußeren Regelkreises (Strom) analysieren und den äußeren 
Regler anhand dieses Streckenmodells auslegen, korrekt? (Wenn nicht, ist 
jetzt auch nicht so dramamtisch, ich werde mich damit wie gesagt nochmal 
genau auseinandersetzen, wenn ich mal etwas mehr als 20 Minuten Zeit 
habe.)

Den Strom zu messen, um daraus den Wärmestrom und damit den aktuellen 
Betriebspunkt zu bestimmen, ist ebenfalls gar keine so schlechte Idee, 
der ich auf jeden Fall auch nachgehen werde. Ich werde davor auch mal 
einige Messungen durchführen, in denen das Peltier-Element in die 
Maximalbereiche gebracht wird und dann sehe ich ja, wie groß die 
Abweichungen durch etwaige Nichtlinearitäten ungefähr sind. Wenn diese 
nur bei wenigen Prozent liegen, kann man sich den Aufwand vermutlich 
sparen. Wenn es aber 10 %... 20 % sind, könnte man natürlich über die 
Implementierung der besagten Korrekturfunktion nachdenken. Die reine 
Implementierung ist hier ja auch gar nicht so schwer, aber natürlich 
muss das auch wieder alles getestet und die korrekte Funktion validiert 
werden.

Wenn ich deinen letzten Absatz richtig verstanden habe, schlägst du also 
vor, in die Stellgrößenberechnung des Reglers (aktuell der ganz normale 
PI-Algorithmus mit der Temperatur der kalten Seite als Regelgröße) 
einfach einen weiteren P-Term einzufügen, der das Verhältnis der beiden 
Temperaturen berücksichtigt? Das würde aber wieder die Einstellung 
deutlich verkomplizieren, da ich ja dann einen weiteren freien Parameter 
hätte. Aber versuchen kann ich es natürlich einmal.

Aber wie du siehst, muss ich mich erstmal noch ein wenig mit dem ganzen 
Konzept auseinandersetzen, bevor ich so detailliert einsteigen kann und 
wir eine konstruktive Diskussion über das Thema führen können.

Erst einmal muss die Regelstrecke, sprich die Schaltung, funktionieren, 
ansonsten stehe ich vor dem Problem, dass ich den Regler weder auslegen 
noch bewerten kann.

Ich wünsche euch noch einen schönen Abend!

Viele Grüße
Lukas

[Thomas E. (picalic)]

Hi Lukas,

Lukas B. schrieb:
> Kann man ohne
> weitere Beschaltung mit den Eingängen TG und BG in den µC gehen?

ganz so einfach ist es leider nicht! Damit der High-Side FET richtig 
einschaltet, muss dessen Gate (TG) um min. 4V über seiner 
Source-Spannung (=OUT) liegen. Wenn also am Peltier-Element z.B. 4V 
anliegen sollen, müsste der Mikrocontroller min. 8V High-Pegel liefern. 
Wenn am Peltier-Element >8V anliegen sollen, reicht es bei 12V 
Versorgungsspannung nicht mal aus, diese auf das Gate zu legen, sondern 
man bräuchte eine Hilfsspannung >12V.
Wie die Ansteuer-Schaltung der Brücke letzendlich aussehen kann, hängt 
also auch davon ab, wie hoch die maximale Ausgangsspannung im Vergleich 
zur Versorgungsspannung werden kann.

So ganz erschließt sich mir der Vorteil des CSD86350Q5D gegenüber 
Einzeltransistoren nicht: mit 5x6 mm Grundfläche ist er schon fast so 
groß, wie 4 Stück 3x3mm MOSFETs, kostet einen Haufen Geld (2,50 Euro 
bei Digikey) und seine Ansteuerung ist auch nicht einfacher als bei 
Einzeltransistoren.
Zwei AON7522 z.B. dürften den Job eines CSD86350Q5D hier genauso 
erledigen, kosten zusammen nicht mal einen Euro und brauchen weniger 
Fläche, als die integrierte Brücke. Vermutlich wird das Layout damit 
auch noch einfacher, weil die Power-Leitungen nicht zur Brücke geführt 
werden müssen, sondern die FETs an den Power-Leitungen platziert werden 
können.

Gruß,

Thomas

[Lurchi (Gast)]

Die extra Regelung des Stromes sehe ich als nicht so wichtig. Die PWM 
stufe ist vermutlich nicht so sehr nichtlinear. Im Zweifelsfall könnte 
man da auch eine Experimentell betimmte Korrekturfunktion nutzen.
Der Kaskadenregler ist ein kleines bischen mehr als nur 2 Regler in 
einander. Bei der Anti Windup Behandlung sollte man die Sättigung der 
inneren Schleife auch als Kriterium für die Sättigung der äußeren 
nutzen. Das gibt es also eine kleine Änderung / Ergänzung. Die Schleife 
zur Stromregelung dürfte sehr viel schneller sein - entsprechend sollte 
da eine einfache Regelung ausreichen, ohne feinen Abgleich.

Die Nichtlinearität kann beim Peltierelement recht groß werden - etwa 
die halbe Steigung beim halben Nennstrom zum kühlen. Bei mehr Strom auch 
noch mehr. Das angenehme dabei ist, dass man die Form der Kurve 
eigentlich aus den Daten zu Peltierlelement ablese kann: Der Wärmestrom 
folgt einer Parabel, mit maxiamler Kühlleistung beim Nennstrom und 0 
ohne Strom - es gibt also keine zusätzlichen freien Parameter dazu. Ein 
Parameter kommen ggf. dazu bei der Umrechung PWM Wert in den Strom, 
sofern man da nicht nachregelt.

Für die Berücksichtig der Temperatur der warmen Seite hat man 2 
Möglichkeiten: einmal als Feed Forward, mit einem zusätzlichen 
Proportional-term, der erst einmal frei ist.

Die Alternative wäre es bei der Umrechnung Leistung in PWM Wert bzw. den 
Strom die Temperaturdifferenz und die Leitfähigkeit des Peltierlements 
zu berücksichtigen. Die eigentliche Regelung kann dann unverändert sein. 
Den Parameter Leitfähigkeit bekommt man üblicherweise aus dem 
Datenblatt, entweder direkt oder durch umrechnen. Entsprechend kann man 
auch den passenden Parameter für das Feed forward aus der Leitfähigkeit 
berechnen, so dass man auf die Gleiche Regelung kommt.

Die Form mit extra Vollbrücke ist übertreiben. Es reicht eine getaktete 
Halbbrücke und eine nur zum Umpolen. Damit ändert sich zwar die Regelung 
je nach Polung, aber für einen Lösung im µC ist das kein Problem, da 
sich nur das Vorzeichen und der Bezugspunkt ändert, die Zeitkonstanten 
bleiben gleich.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas, Hallo Lurchi,

@Thomas: Ich hätte einfach mal das Datenblatt lesen sollen. ;D Aber 
vielen Dank für die hilfreiche Erklärung. Ich habe es jetzt so gelöst 
(s. Schaltplan), dass ich für jeden der beiden High-Side FETs eine 
eigene Ladungspumpe, deren Ausgangsspannung etwa 4 V über der 
Eingangsspannung liegt, eingesetzt habe. Sicher könnte man das auch noch 
auf eine Pumpe reduzieren, aber warum sollte man es unnötig kompliziert 
machen? Die eigentlichen Bauteilkosten spielen bei dem Projekt aufgrund 
der geringen Stückzahl (2..3 Boards) eigentlich keine Rolle. Viel 
entscheidender sind die Versandkosten bei den Herstellern und die sind 
bei TI mit 7 Dollar noch recht moderat. Ich muss allerdings gestehen, 
dass ich noch nicht nachgeguckt habe, woher man den AON7522E beziehen 
kann und welche Versandkosten man dort einplanen muss.
Würde es denn in Hinblick auf die Funktion der Schaltung einen 
Unterschied machen, ob die FETs entweder direkt an der Zufuhr der 
Versorgungsspannung liegen oder stattdessen neben dem Buck-Converter 
platziert sind? Eigentlich dürfte das doch vollkommen gleichgültig sein, 
oder?
In dem Fall hätte der CSD86350Q5D den Vorteil, dass ich nur zwei Chips 
hätte und keine vier.
Aber platztechnisch ist die Schaltung ohnehin nicht mehr so kritisch, 
wenn ich es so umsetze wie aktuell geplant, da ja keine großen Bauteile 
mehr verwendet werden. Ich vermute mal, es ließe sich sogar noch 
problemlos ein USB-RS232-Wandler 
(http://www.ftdichip.com/Support/Documents/DataSheets/ICs/DS_FT232R.pdf) 
unterbringen. Wobei ich erst noch diesbezüglich die Spezifikation 
abklären muss, ob überhaupt eine USB-Schnittstelle nötig ist.

@Lurchi: Besten Dank auch dir für die vielen nützlichen Tipps!
Was das Anti-Windup anbelangt, so habe ich alle Werte auf 1023 normiert 
und auch entsprechend begrenzt (sprich den Maximalwert, den mit der 
10-bit ADC bei Messung einer beliebigen Messgröße des Systems liefert). 
Lediglich die Stellgröße des Reglers wird innerhalb der 
PWM-Ausgabefunktion nochmal herunterskaliert auf den entsprechenden 
benötigten Wert des Timer-Registers. Aber das hat ja theoretisch 
keinerlei Auswirkung auf die Reglerstruktur, da der Regler mit einem 
Wert von 0 bis 1023 arbeitet.
Sprich, damit dürfte sich ja dann auch eigentlich kein Unterschied 
zwischen dem inneren und äußeren Regelkreis hinsichtlich der 
Sättigungsgrenzen ergeben, wenn ich das Problem richtig verstanden habe.
Aber ich will mich jetzt auch nicht zu weit mit Spekulationen aus dem 
Fenster lehnen, denn ohne es tiefer durchdacht zu haben, sind das 
erstmal alles nur grobe Ideen. Ich bin aber natürlich trotzdem sehr 
dankbar, dass du die ganzen Problematiken und Verbesserungsmöglichkeiten 
ansprichst, denn später von alleine auf so etwas zu kommen, ist 
natürlich ungleich komplizierter.

Die Variante mit dem Vorregler kann ich mir jetzt noch gut vorstellen 
und sie ließe sich auch recht problemlos implementieren.
Die zweite Variante erscheint mir etwas einfacher, wenn ich darüber 
nachdenke. Ich soll also quasi nur den Zusammenhang Wärmestrom -> 
Temperaturdifferenz aus dem Datenblatt ermitteln (ist ja meist eine 
lineare Funktion, ansonsten reicht hier sicher auch eine lineare 
Näherung) und dann auf Basis der gemessenen Temperaturdifferenz die 
Stellgröße des Reglers berechnen. Korrekt? Allerdings ist mir gerade 
etwas unklar, wie mit dem berechneten Stellwert weiter verfahren werden 
sollte. Man hat in dem Fall ja einen Stellwert aus dem PI-Regler und 
einen weiteren, i.A. davon abweichenden Stellwert, aus deiner 
vorgeschlagenen Berechnungsfunktion für den Wärmestrom. Man kann die 
beiden Werte ja nicht einfach addieren, wie es aus dem Blockschaltbild 
der Vorsteuerung hervorgeht.

Und ja, wenn es darum ginge, den letzten Cent aus der Schaltung zu 
holen, gebe ich dir Recht. Aber ein symmetrisches Verhalten ist 
natürlich schon schöner, weil man dann nicht immer umdenken muss und die 
Software nicht unnötig verkompliziert wird.

Euch beiden noch einen schönen Abend! Und wie gesagt danke für die 
ganzen Ratschläge, das hilft ungemein in der aktuellen Phase des 
Ideensammelns bzw. beim Aufbau der Schaltung!

Viele Grüße
Lukas

P.S. Dass im Schaltplan die Zuordnungen der Netze zwischen µC und dem 
Treiber noch nicht passen, ist mir bewusst. Ich muss erst noch 
herausfinden, welche Pins z.B. geeignet sind, um dort das benötigten 2 
MHz PWM-Signal auszugeben.

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> Würde es denn in Hinblick auf die Funktion der Schaltung einen
> Unterschied machen, ob die FETs entweder direkt an der Zufuhr der
> Versorgungsspannung liegen oder stattdessen neben dem Buck-Converter
> platziert sind?

Hallo Lukas,

für die Schaltung Umpol-Halbbrücken ist es eher egal, da hier praktisch 
nur Gleichspannung im Spiel ist. Vom PCB-Layout her war das eher aus dem 
Bauch heraus, daß es einfacher ist, vier beliebig platzierbare Bauteile 
zu haben, zu denen jeweils drei Leiterbahnen gehen, als zwei Bautele mit 
jeweils fünf Leiterbahnen zu routen.

Der AON war auch nur ein Beispiel, ähnliche Produkte gibts sicher auch 
von anderen Herstellern und anderen Lieferquellen, als Digikey. Auf 1-2 
mOhm mehr oder weniger kommt es bei den hier erfordelichen Stömen ja 
auch nicht an.

Lukas B. schrieb:
> um dort das benötigten 2
> MHz PWM-Signal auszugeben.

Na, na, jetzt schon 2 MHz? Übertreibst Du es da nicht mit der Frequenz 
ein bisschen? Frequenz 'rauf für kleine Bauteile ist ja schön und gut, 
aber es steigen auch die Anforderungen an das PCB-Design und die 
Schaltverluste in der Leistungsstufe. Wenn ich das richtig verstehe, 
soll der µC direkt die PWM 2MHz und mit einer Duty-Auflösung von 1024 
ausgeben - gibt es sowas überhaupt? Nach der Funktion einer klassischen 
PWM müsste der Timer ja dann mit 2 GHz getaktet werden!?

Der Ausgangskondi (C10) ist mit 100 nF m.E. etwas dürftig ausgelegt, ein 
paar µF sollte der schon haben! Die Induktivität ist ja auch kein 
ideales Bauteil und hat eine parasitäre parallel-Kapazität...

Gruß,

Thomas

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas,

dann werde ich es vermutlich erst einmal beim CSD86350Q5D belassen, da 
ich nun auch schon in mühevoller Kleinarbeit das Package in Eagle 
erstellt habe. Sollte es beim Layout Schwierigkeiten geben, kann ich ja 
immer noch auf einzelne MOSFETs umsteigen.

Mit der PWM-Frequenz sprichst du allerdings ein Problem an, dass mir gar 
nicht so bewusst war, tatsächlich aber noch ein wenig Arbeit erfordert. 
Warum ich oben auf die 2 MHz gekommen bin, weiß ich gar nicht mehr, aber 
vermutlich weil das Simulationsergebnis damit einfach schöner aussah. 
Aber in Hinblick auf die Signalerzeugung hast du natürlich vollkommen 
recht, dass der µC hier schon an seine Grenzen stößt.
Wenn ich (wie momentan mit den 50 kHz) den 16-bit Timer des Mega328 im 
Betriebsmodus "phase correct PWM" nutze, reduziert sich die Auslösung 
von 10 bit auf 3 bit, d.h. ich habe nur noch 8 unterschiedliche Werte, 
um den PWM-DutyCycle abzubilden. Das ist natürlich Käse in Hinblick auf 
die Regelung des Systems.
Ich werde mich demnächst nochmal durch das Datenblatt des µC ackern und 
gucken, ob man mit Fast PWM noch etwas mehr herausholen kann. Nicht 
phasenkorrektes PWM sollte ja theoretisch zu einer Verdopplung der 
möglichen Werte führen, also ergäben sich damit 4 bit Auflösung, was 
aber immer noch zu wenig ist.

Alternativ müsste ich einen separaten PWM-Generator nutzen. Allerdings 
habe ich bisher nur welche mit analogem Steuereingang gefunden (z.B. 
http://www.linear.com/solutions/5290). Das PWM-Signal des µC erst in ein 
analoges Signal zu wandeln, dieses in den LTC6992 zu speisen und daraus 
anschließend ein 1 MHz-PWM-Signal zu erzeugen, ist natürlich in höchstem 
Maße unelegant. Schöner wäre es, wenn es einen Generator gäbe, den man 
z.B. über TWI ansteuern können. Aber leider habe ich so etwas noch nicht 
gefunden.
Hast du eine Idee, was man hier machen könnte? 10 bit Auflösungen 
benötige ich im Übrigen nicht unbedingt. Aktuell habe ich einen 
Wertebereich von 0 bis 160, mit dem der Duty Cycle eingestellt wird und 
das ist vollkommen ausreichend für die Regelung. Weniger sollte es 
allerdings nicht sein.

[Lurchi (Gast)]

Der Umweg über ein analoges signal zur Steuerung des PWM generators / 
Schaltereglers ist nicht so abwegig. Dann könnte man da einen fertigen 
buck Regler nutzen, der ggf. auch gleich auf den Strom regeln kann. 
Damit wäre die innere Schleife für den Regler extern in Hardware 
erledigt. Die meisten der Regler ICs werden eher für einzelne MOSFETs 
als eine fertige Brücke Ausgelegt sein. Die Frequenzen werden auch da in 
Regel niedriger sein. So etwas wie 2 MHz Takt ist etwas für ein kleine 
Lösung wo alles auf einem Chip ist, nichts für eine zusammenschusterte 
Lösung.

Sofern man keine großen Erfahrungen mit dem Layout hat sollte man mit 
der Frequenz auch nicht so unnötig hoch gehen. Das führt zu hohen 
Schaltverlusten und macht das Layout umso kritischer. Eine brauchbare 
Auflösung für das PWM Signal vom AVR bekommt man halt nur bis etwa 100 
kHz. Mehr ginge wenn man statt Arduino einen Tiny461 oder ähnliche nutzt 
- der hat kann eine etwa 3 mal höhere PWM Frequenz nutzen.

Anti Windup hat wenig mit der Auflösung der Rechengrößen zu tun. Da geht 
es zu erkennen wann der Regler den linearen Bereich verlässt, um zu 
verhindern das die Integralgleider (meist sowieso nur eines) unnötig 
groß werden. Dazu muss man möglichst gut erkennen wann die Stellglieder 
ans Limit kommen. Das setzt sich beim Kaskadenregler einfach von der 
inneren Schleife in die äußere fort - mehr ist da eigentlich nicht zu 
beachten.

Die Rechengrößen sollte eher etwas mehr Auflösung haben als der ADC, 
damit man nicht unnötig große Rundungsfehler einbaut. Erst bei der 
Ausgabe rundet man dann, ggf. auch noch mit einer Sigma-Delta ähnlichen 
Form um Rundungsfehler im Mittel auszugleichen.

Der zweite Weg zur Berücksichtigung der 2. Temperatur am TE bietet sich 
an wenn man auch die Linearisierung macht: Der PID regler berechnet als 
Stellgröße die Wärme-Leistung die das Pletierelement leifern soll. Die 
Funktion zur Linearisierung liefert dann die Umrechnung von der Leistung 
in den Strom und berücksichtigt dabei auch die Temperaturdifferenz. Im 
Prinzip hat man die den Wärmestrom die Formel  Q(T1,T2,I) = A (T1-T2) + 
Q_max ((1-I/I_max)²-1) , die man dann in I (Q,T1,T2) umformen muss.
Das Datenblatt sollte die Parameter (A,Q_max und I_max) verraten.

Bei den Parametern Q_max und I_max muss man ggf. etwas aufpassen, weil 
die Datenblätter i.A. perfekten Wärmekontakt annehmen - real werden die 
Werte etwas kleiner werden, oder alternativ die Temperatur der warmen 
Seite noch etwas für den Wärmewiderstand korrigiert werden müssen. 
Ungefähre Werte sind aber immer noch deutlich besser als einfach nur 
eine Lineare Näherung.

[Uwe (Gast)]

Hi,
also wenn ich da nichts übersehen habe befeuerst du dein L/C immernoch 
mit einer 1/2 H-Brücke?
Weiterhin wolltest du Gleichspannung fürs Peltier?
Warum baust du dann deine PWM-Geschichte für die Spannung nicht wie 
einen Step-Down Regler mit Diode und einem passendem P-Fet.
Wenn ich jetzt ganz "böse" bin sage ich ein TL494 analog mit 
Soll+Istwert,IRF4905,MBR2040,68-100µH Drossel und einem guten 
Kondensator beschaltet sollte dein Problem schon klären.
Bei meinem Lötkolben geht das jedenfalls schon sehr lange so.
Ob die H-Brücke zum Umschalten wirklich notwendig ist kann ich mir noch 
nicht ganz vorstellen obwohl ich den Gedanken so schlecht nicht finde. 
Meine Überlegung ist aber wenn du das wirklich brauchst wäre es 
vermutlich eine sehr genaue Temperaturreglung die dann aber so oft 
umschaltet das erneut AC an deinem Peltier ansteht. Das wolltest du aber 
nicht haben.

nur mal so als Gedanke....viel Erfolg, Uwe

[Lurchi (Gast)]

Der Regler für die Temperatur kann schon auch linear arbeiten. Nur um 0 
gibt es ggf. einen kleinen Bereich wo man so kleine Ströme nicht gut 
einstellen kann. Da hätte man dann ggf. einen On/Off Regler mit kleinem 
Strom (z.B. 50 mA) - bei so kleinem Strom ist das dem Peltierlement aber 
auch relativ egal.

Die Stufe zur Spannungsreduktion könnte aber wirklich einen deutlich 
größeren Kondensator vertragen. Die obere Hälfte der Halbbrücke ersetzt 
sozusagen die Diode beim einfachen Buck Regler. Wenn eine hohe Effizienz 
nicht gefordert ist, ginge es ggf. auch mit Diode.

Nur eine Halbbrücke mit PWM Signal zu treiben ist schon OK. Für die 
andere Seite würde halt auch eine quasi statische Halbbrücke ausreichen, 
wenn man das PWM Signal per µC erzeugt - das wäre einer der wenigen 
guten Gründe hier kein externes Regler IC zu nutzen.  Wenn das 
PWM-Signal vom Regler IC kommt, ist die zusätzliche Vollbrücke wohl 
schon besser. Etwas moderner als TL497 sollte das aber schon sein - eher 
was in die Richtung MAX8576 (nur so als Beispiel).

[Uwe (Gast)]

Hi,
>Nur eine Halbbrücke mit PWM Signal zu treiben ist schon OK
und genau da gehe ich jetzt nicht ganz mit weil bei schlechter 
Dimensionierung Strom auch rückwärts aus dem Elko entladen wird.
es sind Regler auf dem Markt die das können, aber mit einer normalen 
Halbbrücke sehr riskant.
> Etwas moderner als TL497 sollte das aber schon sein - eher
>was in die Richtung MAX8576
Natürlich darf es auch etwas moderner sein, aber es geht.

Viel Erfolg, Uwe

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Uwe, Hallo Lurchi,

vielen Dank für eure Meinungen zu der Schaltung.

Die Idee, die Stromregelung direkt innerhalb der Hardware umzusetzen, 
gefällt mir sehr gut. Allerdings ist mir noch nicht ganz klar, inwiefern 
z.B. der MAX8576 hier weiterhilft. Wenn ich mir die vorgeschlagenen 
Schaltungen (S. 10) angucke, so wird dort ja nur die Ausgangsspannung 
konstant gehalten, wobei der Sollwert über einen Spannungsteiler 
festgelegt wird.
Oder soll der MAX8576 so ausgelegt werden, dass im aktivierten Zustand 
der Maximalstrom durch das Peltierelement fließt (und durch die 
Spannungsregelung des ICs dann konstant gehalten wird)? Die tatsächliche 
Ausgangsleistung wird dann über das PWM-Signal an Q3 gesteuert, richtig? 
Taktet der MAX8576 den Ausgang denn mit einer von der Eingangsfrequenz 
unabhängigen Ausgangsfrequenz? Sprich, könnte ich z.B. vom µC einfach 
mit einem 10 kHz PWM-Signal den MAX8576 ansteuern und dieser regelt dann 
davon unabhängig die Ausgangsspannung?
Sollte das zutreffend sein, so hat man aber ja am Ausgang wieder eine 
konstante Spannung anliegen, auf die das PWM-Eingangssignal aufmoduliert 
ist. Oder wird das alles durch die Kombination L1, C9, C10 (S.10 im 
Datenblatt) weggefiltert?
Ich habe mal eine Skizze angehängt, wie ich mir die Schaltung momentan 
vorstelle. Sprich, wenn ich euch richtig verstanden habe, erstzt das 
Regler-IC nun einfach den CSD97394.

Und die Schaltfrequenz an der Vollbrücke ist im momentan geplanten 
Betriebszustand so gering (~ 0,05 Hz), dass man statischen Betrieb 
annehmen kann, d.h. hier sollte man noch ohne Weiteres von 
Gleichsströmen reden können.

[Thomas E. (picalic)]

Hallo Uwe,

Uwe schrieb:
> und genau da gehe ich jetzt nicht ganz mit weil bei schlechter
> Dimensionierung Strom auch rückwärts aus dem Elko entladen wird.

Welcher Elko? Bei den hier angedachten Betriebsfrequenzen sehe ich da 
nur Multilayer-Keramik.

Und wenn der Strom mal rückwärts fließt, wäre das auch kein Problem - 
schließlich wird er dann einfach wieder der Quelle zugeführt. Daß man 
mit einem Peltier-Element sinnvoll rekuperieren kann, kann ich mir 
allerdings kaum vorstellen! ;)
Aber ich vestehe schon: Du meinst, daß bei zu wenig Laststrom der Strom 
in der Induktivität "lückt" (oder dann bei synchroner Ausgangsstufe eben 
in der Gegenrichtung fließt).
Das dürfte bei der vergleichsweise recht hohen Last durch das 
Peltier-Elements hier aber nicht der Fall sein.

> es sind Regler auf dem Markt die das können, aber mit einer normalen
> Halbbrücke sehr riskant.
Was soll da "riskant" sein? Es gibt Regler mit synchroner Ausgangsstufe, 
die unter starker "Unterlast" in einen Dioden-Modus schalten, um dadurch 
die Schaltfrequenz und somit die Schaltverluste reduzieren zu können. 
Das braucht man aber nur, wenn der Regler ohne nennenswerte Last läuft, 
um ein paar mA einzusparen. "Riskieren" tut man da nichts (außer eben 
ein paar mA mehr Ruhestrom), wenn man den Regler auch ohne Last voll 
synchron durchlaufen lässt.

[Thomas E. (picalic)]

Hallo Lukas,

Lukas B. schrieb:
> Die tatsächliche
> Ausgangsleistung wird dann über das PWM-Signal an Q3 gesteuert,

nein - an Q3 soll sicher kein PWM-Signal angelegt werden, das soll wohl 
einfach ein "enable" Signal sein.

Ich würde das Ganze so machen: vom µC kommt ein analoges Steuersignal in 
Form einer Spannung (per D/A-Wandler oder ersatzweise relativ 
niederfrequente PWM mit einfachem RC-Tiefpass gefiltert). Diese 
Steuerspannung wird zur Spannung vom Spannungsteiler am FB-Pin 
zugemischt, um so den Regler steuern zu können.

Außer A/D-Wandler oder standard-PWM gibt es noch andere Methoden, dem µC 
eine analoge Steuerspannung zu entlocken.

[Lurchi (Gast)]

Normal wird bei den meisten Schaltreglern die Spannung über den Teiler 
in der Rückkopplung eingestellt. Man kann dies aber auch so abändern, 
dass die Ausgangsspannung einer Steuerspannung folgt (ggf. mit einem 
Offset). Der µC gibt dann über einen DAC den Sollwert für den Strom vor. 
Alternariv könnte man den Teiler auch als Digitalen Poti auslegen und so 
den Strom einstellen - allerdings ist da die Auflösung ggf. eher 
schlecht.

Der Rückstrom über die Halbbrücke ist tatsächlich nicht schön, weil sich 
damit der Wirkungsgrad reduziert. Allerdings tritt dies bei eher kleinen 
Strömen auf. Es ist trotzdem ärgerlich den Strom hin und her zu schalten 
und so nur extra Verluste und Rippel zu erzeugen. Da wäre es vermutlich 
besser bei kleinen Strömen, wo lückender Betrieb auftritt die Bücke 
anders zu steuern und ggf. eine Freilaufdiode zu nutzen.

[Uwe (Gast)]

Hi,
@Thomas Elger
>die unter starker "Unterlast" in einen Dioden-Modus schalten, um dadurch
>die Schaltfrequenz und somit die Schaltverluste reduzieren zu können.
hoffentlich irrst du dich da nicht. Ich meine der untere Transistor ist 
gerade bei hohen Strömen und kleinen Spannungen ein + beim Wirkungsgrad 
weil da die Diode überbrückt wird.

Lukas B. schrieb:
> Die tatsächliche
> Ausgangsleistung wird dann über das PWM-Signal an Q3 gesteuert,
nein,
aber wer hindert dich die Rückführspannung am FB_Pin zu beeinflussen.
Es sind bestimmt auch Regler zu bekommen wo beide Anschlüsse des 
Regel-OV nach aussen geführt sind.
Da kannst du einen eigenen Sollwert vorgeben.
Du kannst auch deinen µC die PWM erzeugen lassen, wobei dich dann das 
Baugrössenproblem erneut einholt.

Wie auch immer viel Erfolg, Uwe

[Lukas B. (lubo)]

Besten Dank für die angeregte Diskussion. :D
Dass Steuersignal in die Rückführung einzuspeisen klingt logisch.
Aber nochmal ganz von vorne, da ich momentan etwas die Befürchtung habe, 
dass die Schaltung mit dem Stromregler doch sehr komplex würde und die 
Auslegung recht viel Zeit in Anspruch nehmen könnte (geschweige denn das 
Debugging der fertigen Schaltung). Was spräche denn dagegen, den Aufbau 
so zu belassen, wie er aktuell ist (s. Schaltplan in einem meiner obigen 
Beiträge) und die Erzeugung des PWM-Signals für den Buck Converter von 
einem PWM-Generator IC, wie beispielsweise dem LTC6992, übernehmen zu 
lassen. Wenn ihr sagt, dass diese Lösung gar nicht so unüblich ist, 
könnte man auch hier einfach die analoge Steuerspannung über ein 
niederfrequentes PWM-Signal und ein RC-Glied erzeugen. Dies wäre ja 
hinsichtlich der Bauteilgrößen kein Problem, weil nur ein sehr kleiner 
Strom flösse. Die konstante Eingangsspannung des Systems (Vraw im 
Schaltplan) wähle ich dann einfach genau so groß, dass bei 100 % 
PWM-Duty Cycle der maximal zulässige Strom von 8,5 Ampere durch das 
Peltier-Element fließt.

Oder bietet der MAX8576 abgesehen davon, dass die Ausgangsspanung 
geregelt ist noch weitere Vorteile gegenüber der aktuellen Lösung mit 
dem CSD97394Q4M?

Mir geht es auch darum, die Schaltung nicht zu kompliziert werden zu 
lassen, sondern einfach einen solide funktionierenden Treiber für das 
Peltier-Element zu haben. Aspekte wie Effizienz und Kosten spielen bei 
meiner Anwendung keine große Rolle, sofern sie sich im halbwegs 
sinnvollen Rahmen bewegen.

Wenn ihr natürlich der Anschicht seit, dass der MAX8576 auf jeden Fall 
riesige Vorteile gegenüber dem CSD97394Q4M bietet, könnte ich mich 
natürlich nochmal genauer mit dieser Variante auseinandersetzen.

Schönen Nachmittag noch!

Grüße
Lukas

P.S. Den Ausgangskondesator habe ich jetzt erstmal mit 10 µF gewählt. 
Sollte ich hier noch deutlich höher gehen? Bei der Beispielsschaltung 
des MAX8576 sind ja 4400µF angegeben (wobei hier die Frequenz auch nur 
bei 100 kHz und nicht bei 1 MHz liegt).

[Joe F. (easylife)]

Lukas B. schrieb:
> wobei hier die Frequenz auch nur
> bei 100 kHz und nicht bei 1 MHz liegt

Unter 100 KHz zu bleiben ist auch aus EMV Gründen zu empfehlen.

[Lukas B. (lubo)]

Unter 100 kHz wäre ja dann nur mit dem MAX8576 realisierbar. Ansonsten 
würde ja wieder das anfängliche Problem auftreten, dass eine sehr große 
Induktivität nötig wäre, die aber zuviel Bauraum einnimmt. Aber sofern 
ich die Hochfrequenzbausteine möglichst nahe beieinander platziere, 
sodass quasi das PWM-Signal vom Generator 2..3 mm durch eine Leiterbahn 
zurücklegen muss, bevor es in den Buck Converter eingespeist wird, ist 
das sicherlich auch kein allzugroßes Problem, oder?
In der näheren Umgebung des Systems befinden sich auch keine anderen 
Schaltungen, die gestört werden könnten.

Im Bild ist nochmal die Lösung mit dem LTC6992-1 zu sehen, wobei der 
RC-Filter zwischen µC und MOD-Pin noch fehlt und die externen Bauteile 
noch nicht korrekt ausgelegt sind. Die Lösung erscheint mir momentan die 
am einfachsten umzusetzende zu sein, da hier nicht soviel 
Zusatzbeschaltung nötig ist wie z.B: beim MAX8576.

Viele Grüße
Lukas

[Thomas E. (picalic)]

Joe F. schrieb:
> Unter 100 KHz zu bleiben ist auch aus EMV Gründen zu empfehlen.

Da waren wir schonmal ganz am Anfang! Diesem Ansatz stand allerdings die 
Baugröße einer für diese niedrige Frequenz notwendigen, großen 
Induktivität entgegen.

Und Lukas: Effiziens ist sehr wohl wichtig, wenn die Baugröße beschränkt 
ist, da ein ineffizienter Konverter mehr Verlustwärme produziert, die 
auf einer kleinen Baugruppe mehr Probleme bereitet. Wenn Du z.B. mit 
einem Wirkungsgrad von 85% 50W umsetzt (12V x 4A), sind das immerhin 
7,5W Verluste, die einer 4x4cm Baugruppe schon ordentlich zu schaffen 
machen können. Bei einem Wandler mit 93% Witkungsgrad kommt es weniger 
darauf an, daß er 8% besser ist, sondern daß er weniger als 50% 
Verlustwärme produziert!

Lukas B. schrieb:
> dass der MAX8576 auf jeden Fall
> riesige Vorteile gegenüber dem CSD97394Q4M bietet

Ich glaub, Du hast da was noch nicht ganz verstanden: der eine ersetzt 
nicht den anderen, sondern es gehören eigentlich beide auf die Platine! 
der MAX8576 ist ein Controller (der erzeugt aus einer Soll- und 
Ist-Größe ein PWM-Steuersignal), der CSD97394Q4M ist eine Power-Stage, 
die gesteuert durch ein PWM-Signal (z.B. vom  MAX8576 oder vom LTC6992) 
eine Last schaltet.

Gruß,

Thomas

Edit: Korrektur - stimmt nicht so ganz: der MAX8576 ist nicht mit dem 
LTC6992 austauschbar, was die Powerstage betrifft. Der MAX ist für die 
Ansteuerung von diskreten Einzeltransistoren konzipiert.

[Thomas E. (picalic)]

Uwe schrieb:
>>die unter starker "Unterlast" in einen Dioden-Modus schalten, um dadurch
>>die Schaltfrequenz und somit die Schaltverluste reduzieren zu können.
> hoffentlich irrst du dich da nicht. Ich meine der untere Transistor ist
> gerade bei hohen Strömen und kleinen Spannungen ein + beim Wirkungsgrad
> weil da die Diode überbrückt wird.

Ja, eben, die synchrone Brücke ist immer im Vorteil, wenn ein 
nennenswerter Laststrom fließt, und besonders extrem bei kleinen 
Ausgangsspannungen, weil hier der volle Laststrom die meiste Zeit durch 
die Diode fließt.
Der Diodenmodus wird dann interessant, wenn kein bzw. kaum Strom 
benötigt wird. Im Extremfall (kein Laststrom) wird dann nur ab und zu 
mal der High-Side FET für einen kurzen Impuls eingeschaltet, um den 
Ausgangsskondensator nachzuladen.

[Lurchi (Gast)]

Das Schaltregler IC ersetzt nicht nur den PWM Generator, sondern meist 
auch die Gate Treiber für MOSFETs. Man hat also sozusagen die Wahl 
zwischen

µC mit schnellen PWM + Halbrücken IC            oder
schneller DAC + PWM Generator + Halbrücken IC   oder
DAC + Schaltregler IC + 2 einzelne MOSFETs

Der oben von mir vorgeschalgen max8576 könnte von der Leistung ggf. auch 
etwas knapp sein, insbesondere wenn man eine hohe Schaltfrequenz 
anstrebt. Ein besser Wahl wäre wohl so etwas wie LT3741 - da ist die 
externe Steuerung und eine Stromregelung auch gleich vorgesehen. Der 
Vorteil wäre halt, dass die Stromreglung ein fertiges IC übernimmt, ohne 
Einschränkung etwa durch die Quantisierung beim PWM Signal. So 
kompliziert ist die externe Beschaltung auch nicht - da sind ja die 
Halbrücke, der LC Filter, ggf. Strommessung und Eingangskondensatoren 
schon mit drin.

 Wenn der µC auch noch die Stromregelung über nehmen soll, muss der 
schnell sein und das Signal auch schnell zum PWM generator übertragen, 
einfach nur PWM mit Glättung fällt da schon mal aus. Der PWM generator 
mit DAC ersetzt auch nur einen schnellen PWM Ausgang des µC - auch da 
gäbe Alternativen zum klassichen AVR-Mega (tiny461, Xmega, ARM, ...). 
Mit nur 100 kHz Schaltfrequenz wäre ggf. auch der normale AVR noch 
gerade so ausreichend.

Wegen des weitgehend konstanten Lastwiderstandes dürfte man bei nicht zu 
knapp gewählter Induktivität auch kaum in den Bereich des lückenden 
Stromes kommen. Da sind also keine Probleme zu erwarten. Je höher die 
Schaltfrequenz, desto kritischer wird die Wahl der MOSFETs und das 
Layout - bei 1 MHz wird man da ggf. ein paar Versuche mit einplanen 
müssen bis es läuft und EMV mäßig geht. Die kleine Brücke mit 
Integreitem Treiber ist dafür im Prinzip gut, muss aber auch gekühlt 
werden.

[Lukas B. (lubo)]

SGuten Abend alle zusammen!

Habe mal eine kleine Nachtschicht eingelegt, um wieder mitreden zu 
können. ;D
Da mir die Idee mit dem Schaltregler-IC schon sehr zusagt, habe ich mir 
das Datenblatt von besagtem LT3741 einmal genau durchgelesen und die 
externen Bauteilen so weit möglich ausgelegt.

Wenn ich die Funktion richtig verstanden habe, wird bei diesem IC also 
einfach die Ausgangsspannung auf dem eingestellten Wert für Vout 
gehalten und der Strom durch Verändern von Vout auf den mittels CTRL1 
eingestellten Sollwert fixiert.

Ich habe nun die Schaltfrequenz auf 250 kHz festgelegt, da hierfür laut 
Datenblatt nur eine Induktivität von 4 µH erforderlich ist. Als nächsten 
Wert habe ich jetzt 4,7 µH angenommen. Natürlich könnte man auch auf 500 
kHz gehen und hätte dann nur noch eine 2,2 µH Induktivität. Meint ihr, 
ich soll erstmal bei 250 kHz bleiben? Das würde das Layout ja deutlich 
weniger kritisch gestalten als bei 500 kHz oder gar 1 MHz.

Bei der Beschaltung von CTRL2 bin ich mir auch nicht ganz sicher. 
Hiermit wird der Strom unabhängig vom an CTRL1 vorgegebenen Sollwert 
gedrosselt (hier als Temperaturabschaltung über Spannungsteiler), sobald 
die Spannung an CTRL2 unterhalb der Spannung an CTRL1 liegt. Liege ich 
also mit der Annahme, dass es okay ist, CTRL2 einfach an die 2V-Referenz 
zu hängen, wenn die externe Temperaturüberwachung nicht benötigt wird? 
Ist der 10 kOhm-Widerstand hier überhaupt erforderlich?

Und die beiden MOSFETs bedürfen auch noch etwas genauerer Betrachtung. 
Im Datenblatt sind einige Typen vorgeschlagen, die allerdings nur für 
Ausgangsspannungen zwischen 2 Volt und 4 Volt geeignet sind. Ich werde 
morgen mal nach geeigneten Typen suchen, sofern ihr nicht gerade 
zufällig wisst, was hier konkret geeignet wäre.

Die Spannung an CTRL1 zur Einstellung des Stromes kann ich ja nun recht 
einfach mittels PWM, RC-Glied und Spannungsteiler erzeugen. Reicht das 
zur Ansteuerung?

Viele Grüße
Lukas

[Lukas B. (lubo)]

So, hier nochmal in "schön". Der ACS715 kann nun natürlich noch 
entfallen.

Stellt sich nun lediglich die Frage, wie die Bauteile R10 und C7, sprich 
der RC-Filter, auszulegen sind. Weiterhin steht im Datenblatt abgesehen 
von der Information, dass es sich um eine Shottky-Diode handelt, nichts 
über die Diode D2. Habt ihr eine Idee, welcher Typ hier eingesetzt 
werden kann? Kann ich ebenfalls die MBR0520 aus der USB-Schaltung 
verwenden?

Grüße
Lukas

[Lurchi (Gast)]

Die Diode ist relativ unkritisch. Das ist nur die Versorgung für den 
oberen Gatetreiber. Da sollte auch eine 1N4148 noch ausreichen. Eine 
kleine shottkydiode ist aber auch OK.

Den Tiefpass für die PWM Filterung zur Steuerung könne man auf eine 
Grenzfrequenz so im Bereich 10-100 Hz auslegen - das ist immer noch 
schnell gegen die thermischen Zeitkonstanten. R10 sollte größer als R9 
sein, so dass man noch einmal mit einem Kondensator an R6 filtern kann 
(falls nötig) ohne dass sich die Stufen zu stark beeinflussen. Also etwa 
10 K für R10 und 0.2-1 µF für C7. ggf. müsste man R9 noch etwas 
reduzieren, denn für die Gleichspannung liegt R10 in Reihe zu R9.

Ich hätte auch ein paar Elkos am Eingang des Reglers erwartet. Am 
Ausgang wäre ggf. auch ein keramischer Kondensator dazu nicht schlecht.
250 kHz klingt schon mal deutlich besser als 1-2 MHz.

Die Ansteuerung der Bücke für die Umpolung müsste man sich ggf. noch mal 
ansehen, dass da bei kleinen Spannungen das Gate an der low side genug 
spannung bekommt und bei hohen Spannungen die Spannung ggf. nicht zu 
hoch wird.

Die Diode an VUSB sieht falsch herum aus - ggf. braucht man die auch gar 
micht, weil das Gerät ohne externe Versorung ggf. sowieso nicht geht. 
Auch beim Regler für die 5 V  müsste man sehen das der dann mit 
Fremdversorgung klar kommt (ggf. einfach eine diode am Ausgang des 
Reglers und dann halt mit ca. 4.6 V am µC).

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> Im Datenblatt sind einige Typen vorgeschlagen, die allerdings nur für
> Ausgangsspannungen zwischen 2 Volt und 4 Volt geeignet sind.

anhand welcher Daten ziehst Du diesen Schluss? Kann ich nicht 
nachvollziehen!

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Lurchi, Hallo Thomas,

@Lurchi: Wunderbar, danke für die Hinweise. Dann werde ich das RC-Filter 
heute abend mal auslegen.
Die Gate-Source-Spannung des Low-Side FETs an der Umpolbrücke liegt doch 
im geschalteten Zustand bei 5 Volt. Reicht das nicht aus, um den FET 
komplett durchzuschalten?
Würdet ihr die Gate-Treiber übrigens eher an Vraw anstelle von Vsw 
anschließen? In erstem Fall, läge ja dann die Gate-Source-Spannung etwa 
4 V über der Source-Spannung (8,2 Volt bei maximalen Strom durchs 
Peltier-Element), in zweitem Fall hätte man unabhägig von der 
Ausgangsspannung des Schaltreglers Vsw etwa 7,8 V zwischen Gate und 
Source anliegen. Da müsste ja der RDs_on noch geringer sein.

Die Diode war übrigens tatsächlich falsch herum.

Was die Eingangs- und Ausgangskondensatoren anbelangt, habe ich mich an 
das Datenblatt gehalten. C26...C29 sollen dabei einen Rippel-Strom von 
etwa 4,25 Ampere aushalten, d.h. Elkos wären da schon wieder 
problematisch.
Und im Datenblatt ist von einem Keramik-Kondensator am Ausgang nirgendwo 
die Rede. Welchen Wert würdest du denn hier nehmen? 100 nF?

Und um den Rückfluss in den 5V-Spannungsregler zu verhindern, kann ich 
natürlich noch eine Diode einsetzen. Dort sollte die MBR0520 ebenfalls 
ausreichen (Imax = 500 mA) und mit 0,35 Volt (bei 500 mA und 25 °C) ist 
der Spannungsabfall auch nicht so hoch.

@Thomas: Danke für den Wink mit dem Zaunpfahl. :D Ich fürchte, dass mich 
das Datenblatt dort etwas in die Irre geführt hat. Die aufgeführten 
Typen können natürlich mit deutlich höheren Spannungen umgehen. Ich habe 
mich jetzt folglich erst einmal für den FDM8680 
(https://www.fairchildsemi.com/datasheets/FD/FDMS8680.pdf) als High-Side 
FET und den FDMS8672AS 
(https://www.fairchildsemi.com/datasheets/FD/FDMS8672AS.pdf) als 
Low-Side FET entschieden, die auch beide im Datenblatt vorgeschlagen 
werden.


Euch noch einen schönen Nachmittag!

Grüße
Lukas

[Lukas B. (lubo)]

Würdet ihr im Übrigen für die beiden Spannungsteiler am Controller-IC 
Trimmer verwenden? Beispielsweise so etwas hier: 
http://www.bourns.com/docs/Product-Datasheets/3250.pdf? Denn es ist ja 
schon entscheidend, dass die Widerstandswerte genau passen, sodass 
beispielsweise an CTRL1 auch wirklich 1,5 Volt anliegen, denn 
andernfalls wird am Ausgang ja niemals der eingestellte Maximalstrom 
erreicht.

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> Würdet ihr im Übrigen für die beiden Spannungsteiler am Controller-IC
> Trimmer verwenden?

Eher nicht. Wozu denn? Ich dachte bislang immer, ein Peltier-Element ist 
eine simple Aufeinanderschichtung von verschiedenen Metallen, und ich 
kann mir kaum vorstellen, daß es da besonders kritisch ist, wenn mal für 
ein paar Sekunden wegen einer Fehlfunktion der Software o.ä. ein halbes 
Volt zu hohe Spannung anliegt oder ein halbes A zu hoher Strom fließt. 
Also glaube ich kaum, daß es viel Sinn macht, solche Grenzwerte auf das 
mV oder mA genau justierbar zu machen. Übliche Widerstände haben 1% 
Toleranz, damit sollten sich die gewünschten Grenzwerte schon ausreichen 
genau per Festwiderstände einstellen lassen.

[Lurchi (Gast)]

Auf trimmer würde ich auch eher verzichten. Die sind vergleichsweise 
groß und Fehleranfällig. Beim Spannungsteiler kann man eigentlich den 
Wert genau genug einstellen. Die Strombegrenzung sollte so wie ich es 
sehen sowieso nur für das hochfahren wirken, also den Schaltwandler da 
schützen.
Den Strom relativ genau zu begrenzen macht schon Sinn, weil drüber nicht 
stäärker gekühlt wird. Wenn man nicht die voll Leistung braucht, ist der 
Grenzwert für den Strom aber nicht so kritisch.

Der Abwärtswandler hat den größeren Rippelstrom auf der Eingangsseite. 
Mit nur den kleinen Kondensatoren wie im Datenblatt hätte man relativ 
viel Rippel am Eingang und bräuche da entsprechend dann ggf. einen 
Filter um Grenzwerte einzuhalten. Es scheint irgendwie eine Unart in den 
Datenblättern zu sein da so kleine Kondensatoren zu wählen.

Am Ausgang würde ich schon 1 µF als Kondensator wählen - die sind auch 
noch nicht so groß von der Bauform und helfen halt durch weniger ESL HF 
Störungen zu reduzieren, wo die Elkos ggf. nicht mehr wirken.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas, Hallo Lurchi,

ich habe mal die aktuelle Version des Schaltplans angehängt. Viel hat 
sich nicht mehr geändert, außer, dass ich nochmal alle Bauteilwerte am 
Stromregler kontrolliert, eine Stückliste erstellt, die Bauteile bei 
Digikey zusammengesucht und Ladungspumpen an die Low-Side-FETs angefügt 
habe.
Allerdings überlege ich gerade, ob ich nicht die gesamte 
H-Brücken-Schaltung, die ja doch sehr "zusammengeschustert" ist, einfach 
durch ein BTM7752G 
(http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-BTM7752G-DS-v02_00-en.pdf?folderId=db3a3043156fd5730116144c5d101c30&fileId=db3a30432e1525b3012e24c6ed042357&ack=t) 
ersetzen soll. An sich erscheint mir das die eleganteste und 
platzsparendste Lösung zu sein. Allerdings stört mich der hohe RDs_on 
des ICs etwas, der mit 150 mOhm ja nicht gerade niedrig ist. Der 
VNH3SP30 liegt mit 50 mOhm wesentlich darunter, kann aber wenn ich das 
richtig verstehe auch nur mit PWM und nicht mit einem konstanten 
Logik-Signal angesteuert werden. Aber das ließe sich ja durch korrekte 
Einstellung des Reglers kompensieren.

Ich habe allerdings nochmal eine Frage zu dem Regler-IC (LT3741-1). Denn 
ich habe das Datenblatt jetzt schon dreimal gelesen und werde noch immer 
nicht ganz schlau aus der genauen Funktionsweise. Und zwar stellt man ja 
sowohl einen Sollwert für den Strom als auch einen Sollwert für die 
Spannung am Ausgang ein. Wird denn nun der Strom konstant gehalten oder 
die Spannung? Denn beides unabhängig voneinander geht ja nicht, da sie 
über den Widerstand der Last gekoppelt sind. D.h. wenn ich jetzt z.B. 
Vout = 8,2 V und Iout = 8,5 A über die externen Bauteile festlege, wird 
dann (z.B. bedingt durch den Spannungsabfall an der H-Brücke) die 
Spannung soweit angehoben, dass wieder Iout = 8,5 A fließt? Oder kann 
man Vout als eine Obergrenze für die Spannung verstehen? D.h. müsste ich 
z.B. Vout = 9,475 V und Iout = 8,5 A einstellen, um sicherzustellen, 
dass auch trotz des Spannungsabfalls an der H-Brücke (1,275 V) die 8,5 A 
eingestellt werden können?

Viele Grüße
Lukas

[Thomas E. (picalic)]

Hallo Lukas,

Lukas B. schrieb:
> Allerdings überlege ich gerade, ob ich nicht die gesamte
> H-Brücken-Schaltung, die ja doch sehr "zusammengeschustert" ist, einfach
> durch ein BTM7752G ersetzen soll.

das größte Problem dabei ist wohl, daß die Brücke nicht mit 
Versorgungsspannung (=12V) betrieben wird, sondern die ggf. nur sehr 
kleine Betriebsspannung des Peltierelements schalten soll.

Lukas B. schrieb:
> Ich habe allerdings nochmal eine Frage zu dem Regler-IC (LT3741-1)...

Ohne mich jetzt intensiv mit diesem Controller beschäftigt zu haben, 
vermute ich jetzt einfach mal, daß (so ähnlich wie bei einem 
Labornetzteil mit Strombegrenzung) immer nur entweder Strom oder 
Spannung geregelt wird, je nachdem, welcher der beiden Werte unter dem 
eingestellten Limit liegt.

Gruß,

Thomas

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas,

das scheint mir tatsächlich ein großes Problem zu sein. Im Datenblatt 
des BTM7752G steht zwar, dass Vcc zwischen -0.3 V und 45 V liegen darf, 
allerdings habe ich gesehen, dass der maximale kontinuierliche Strom nur 
4 A beträgt, womit dieses IC ohnehin nicht geeignet ist. Ich habe 
gestern noch alles auf einen VNH3SP30 umgebaut, dann aber festgestellt, 
dass dieser eine Abschaltfunktion besitzt, die auslöst, wenn Vcc unter 
5.5 V fällt (obwohl im Datenblatt für Vcc wieder eine Spannung von -0.3 
V bis 30 V angegeben ist).

Daher werde ich jetzt vermutlich doch wieder alles diskret aufbauen, 
allerdings wie anfangs von dir vorgeschlagen mit diskreten MOSFETs und 
ohne die teuren Ladungspumpen.
Ich dachte an eine Schaltung dieser Art: 
http://www.homofaciens.de/technics-base-circuits-h-bridge_ge_navioff.htm 
(Abbildung 22)
Allerdings stellt sich nun die Frage, wie man die Schaltung modifizieren 
muss, damit sie auch mit Versorgungsspannungen unterhalb von 4.5 Volt 
klarkommt. Bei z.B. Vcc = 1.5 V beträgt die Gate-Source-Spannung am 
P-Kanal-MOSFET ja auch nur noch -1.5 V, was aber zum Durchschalten nicht 
mehr ausreicht. D.h. ich müsste zum Schalten irgendwie die Vraw-Spannung 
(12 V) nutzen und zwischen Source und Drain entsprechend die 
Ausgangsspannung des Stromreglers zwischen 0 V und 8,2 V schalten.
Hast du zufällig eine Idee, wie man das Problem lösen könnnte?

Viele Grüße
Lukas

[Lurchi (Gast)]

Für die extra H-Brücke zum Umpolen passt die Brücke aus 4 N-Kanal 
MOSFETs schon, denn eine Hilfsspannung wird man so oder so brauchen.
Die Brücke aus N und P Kanal MOSFETs bräuchte halt eine negative 
Hilfsspannung für die P-kanal MOSFETs, wenn die Spannung klein ist.

Dann kann man auch gleich die positive Hilfsspannung wählen. Man könnte 
ggf. eine andere ggf. günstiger Ladungspumpe wählen. Es wird ja nur 
langsam geschaltet - da könnte man schon fast auf die Idee konnen einen 
RS232 Chips wie max232 zu missbrauchen.

Die wirklich konsequente Lösung wäre halt die Vollbrücke.
Die Ansteuerung vom µC aus oder gleich ein spezielles IC für 
Peltierelemente oder ggf. 2 Regler ICs von denen entweder das eine oder 
das andere aktiv ist. Ggf. könnte man auch einen Klasse D 
Audioverstärker nutzen - da sind aber ggf. die Schaltefrequenzen eher 
hoch und die Auslegung eher für höhere Lastwiderstände.

Bei den Spannungen für die Brücken muss man sich an den Spannungen für 
eine Funktion orienetieren, nicht an den absolute maximum ratings. Damit 
die Brücke schaltet braucht es halt etwa 5 V - bei -0.3 V geht nur noch 
nichts kaputt.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Lurchi,

nach stundenlangem Durchstöbern von Datenblättern bin ich nun zu dem 
Schluss gekommen, dass die ursprüngliche Idee des diskreten Aufbaus mit 
Ladungspumpen doch gar nicht so schlecht war. Ich hatte sie zuvor 
lediglich etwas ungünstig angeschlossen (VDD auf die Ausgangsspannung 
des Reglers, macht natürlich keinen Sinn, nun liegt VDD auf +5 V und 
Vout auf +16 V, was in jedem Fall reicht, um die FETs durchzuschalten).

Demnächst werde ich noch die restlichen Packages erstellen und die 
Bauteile des Reglers auf die neue Ausgangsspannung entsprechend des 
RDs_on der neuen H-Brücke anpassen. Meine Frage von oben hat sich 
übrigens auch halbwegs geklärt. Und zwar scheint man über die Spannung 
an CTRL1 des Regler-IC zwar den Strom begrenzen zu können. Konstant 
gehalten wird aber die Spannung, der eingestellte Strom scheint nur eine 
Obergrenze zu sein. Bei Regelung der Spannung wird aber an der ohmschen 
Last natürlich auch der Strom direkt mitgeregelt, von daher macht es ja 
eigentlich keinen großen Unterschied. Diese Vermutungen werde ich aber, 
wenn der Aufbau läuft, nochmal experimentell validieren.

Das wird jetzt allerdings ein paar Wochen dauern, dank besagter 
Klausuren.
Falls ihr irgendwann mal zufällig nach Braunschweig kommen solltet, 
meldet euch ruhig mal, dann gebe ich eine Runde Bier für die ganzen 
hilfreichen Ratschläge aus! ;D

Schönen Abend noch!

Viele Grüße
Lukas

P.S. Da du gerade ein IC speziell für Peltier-Elemente erwähnt hast, 
musste ich mit Erschrecken feststellen, dass es so etwas tatsächlich 
schon gibt: 
https://www.maximintegrated.com/en/products/power/switching-regulators/MAX1968.html#popuppdf 
Allerdings liefert dieses IC nicht die benötigten 8,2 V 
Ausgangsspannung, sondern nur 4,3 V. Allerdings habe ich jetzt auch 
keine Lust, alles noch einmal neu zu entwickeln. Die momentane Lösung 
ist ja, wenn sie denn funktioniert, schon recht elegant und erfüllt 
sämtliche Anforderungen der Spezifikation.

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> Bei Regelung der Spannung wird aber an der ohmschen
> Last natürlich auch der Strom direkt mitgeregelt, von daher macht es ja
> eigentlich keinen großen Unterschied. Diese Vermutungen werde ich aber,
> wenn der Aufbau läuft, nochmal experimentell validieren.

Es scheint mir eh vernünftiger zu sein, dem Buck-Konverter über den µC 
eine Sollspannung vorzugeben, als den Strom. Eine Last-Strommessung hast 
Du ja auch schon drin, und diese ist wahrscheinlich viel genauer, als 
die Strombegrenzung des Konverters.

Von den vier Ladungspumpen in der Brücke kannst Du vermutlich auch noch 
zwei einsparen, da sie ja sowieso am Eingang zusammengeschaltet sind und 
die gleiche Spannung ausgeben. Die Gates der Transistoren sind ja im 
statischen Betrieb keine Belastung.

Lukas B. schrieb:
> Falls ihr irgendwann mal zufällig nach Braunschweig kommen solltet,
> meldet euch ruhig mal, dann gebe ich eine Runde Bier für die ganzen
> hilfreichen Ratschläge aus! ;D

Schönen Gruß nach BS! Da habe ich auch mal studiert ;)

Gruß,

Thomas

[Lurchi (Gast)]

Die unteren MOSFETs der Brücke brauchen keine extra Ladungspumpen. Da 
reichen auf 5-10 V für ansteuerung, denn die sind mit Source fest an GND 
und ggf. nur ein kleiner Shunt dazwischen.

Wenn es sei müsste könnte man sich ggf. die höhere Spannung auch vom 
Buck Regler abzweigen - die Erzeugt per Bootstrapping ja schon eine 
Spannung von etwa 6 V über der Ausgangsspannung. Es bleiben dann aber 
die Schalter für die höhere Spannung.

[Lukas B. (lubo)]

Hallo Thomas, Hallo Lurchi,

verzeiht die lange Verzögerung, aber ich bin ich den letzten Tagen 
aufgrund der Klausuren kaum dazu gekommen, noch etwas an der Schaltung 
zu machen.

Ich habe nun lediglich zwei Ladungspumpen verwendet und an die Ausgänge 
jeweils zwei MOSFETs gehängt. Thomas, du hast natürlich vollkommen 
Recht, dass es in dem Betriebszustand keinen großen Unterschied macht, 
wie viele Gates an einem Treiber hängen. Theoretisch müsste sich ja nur 
die Aufladezeit etwas verlängern, aber das ist hier unerheblich.

Weiterhin habe ich testweise schon einmal mit dem Layout begonnen. 
Momentan bin ich etwas in Sorge, dass die Leitungen noch etwas zu dünn 
für die hohen Ströme sein könnten. Ich habe bereits mit Polygonen 
anstelle von Leiterbahnen gearbeitet, um möglichst große leitende 
Flächen zu schaffen, aber wirklich groß sind die immer noch nicht. Aber 
dafür kann man auf diese Weise ein recht kompaktes Layout schaffen. Der 
Bildausschnitt entspricht etwa 2 cm x 3 cm Leiterbahnfläche. Sprich, es 
lassen sich vermutlich fast alle Bauteile des Schaltreglers und der 
H-Brücke auf der Oberseite platzieren, sodass man sich in den hoch 
belasteten Bereichen Durchkontaktierungen sparen kann. AtMega, FT232RL 
und Spannungsregler werden voraussichtlich auf die Unterseite 
verfrachtet.

Lurchi, ich habe die Gates der unteren MOSFETs ebenfalls an die 
Ladungspumpe angeschlossen, da so der RDs_on noch einmal etwas geringer 
ist. Da die Treiber ja ohnehin vorhanden sind, kann man diesen Vorteil 
denke ich durchaus ausnutzen. Das mit dem Bootstrapping ist natürlich 
auch eine Idee, aber die Lösung mit den Treibern scheint mir jetzt 
einfacher und zuverlässiger (hinsichtlich der Auslegung).

Euch noch einen schönen Abend!

Viele Grüße
Lukas

@Thomas: Ich werde Grüße ausrichten. ;D Was hast du denn studiert? 
E-Technik oder auch Maschinenbau?

[Thomas E. (picalic)]

Lukas B. schrieb:
> Was hast du denn studiert?

E-Technik, Richtung Daten/Digitaltechnik - ist aber schon 'ne Weile her. 
An der Uni standen seinerzeit aber bereits hochmoderne Commodore 
CBM80xx- Rechner, die RAM-Ausstattung eines üblichen Heimcomputers lag 
im 2-stelligen Kilobyte-Bereich und meine erste 5 1/4 Zoll Festplatte 
hatte immerhin schon 20 Megabyte ;)