Hallo Community,
ich habe folgendes Problem: Für die Ansteuerung eines Peltier-Elements
(12V, 5A) benötige ich eine Konstantstromquelle. Mit dem Peltier-Element
möchte ich sowohl kühlen, als auch heizen. Aus dem Grund muss die
Polarität des Ausgangsstromes umkehrbar sein (ja, ich weiß... 5 Minuten
warten). Steuerbar soll diese Konstantstromquelle mittels eines
Mikrocontrollers (0...5V). Es soll sich in diesem Fall um eine konstante
Regelung handeln, da höherfrequente Störer das Messergebnis eines sich
direkt daneben befindlichen Aufbaus vermutlich verfälschen würden. Ein
PWM-basierter Ansatz kommt aus diesem Grund nicht in Frage (und
ebenfalls aufgrund des Herabsetzens des ohnehin schon geringen
Wirkungsgrades des Peltier-Elements). Auf der Suche nach einer Lösung
für dieses Problem bin ich bereits über mehrere Forenbeiträge
gestolpert, die jedoch nicht des Rätsels Lösung beinhalteten - sofern
ich diese insgesamt tatsächlich überblickt habe (sollte das oder ein
ähnliches Problem bereits gelöst worden sein, entschuldige ich mich für
den "erneuten Post" und würde mich über einen Link zu dieser Antwort
sehr freuen). Wie es sicherlich einige von euch ebenfalls tun würden,
habe auch ich mich des Buches "Halbleiterschaltungstechnik" von Tietze
und Schenk bedient und die dort abgebildete zunächst einmal
vielversprechende Schaltung (Auflage 13, Seite 777, Abb. 11.17.)
"Bipolare Fet-Stromquelle für große Ausgangsströme I_2 = U_1 * R_1 /
(R_1 * R_3)" in LTSpiceIV simuliert. Diese funktionierte in der
Simulation mit dem dort verbauten "LT 1354" in der Eingangsstufe
lediglich bis 1A. Aus diesem Grund habe ich ihn gegen einen "LT1413"
getauscht und ein wenig mit unterschiedlichen NMOS- und
PMOS-Feldeffekttransistoren "gespielt". Mit der sich im Anhang
befindlichen Schaltung funktioniert die KSQ immerhin schon bis +-3A für
eine Eingangsspannung von +-3V. Gerne würde ich verstehen, weshalb genau
die Schaltung - zumindest in der Simulation - nicht bis +-5A
funktioniert und vor allem, wie sich dieses Problem beheben lässt. In
der angehängten Schaltung sind ein paar unübersichtlich wirkende Wires,
die "in der Luft hängen". Ich dachte zunächst, es läge ggf. an den
MOSFETs und dass Parallelschaltungen mehrerer dieser N- und
P-Kanal-MOSFETs evtl. zur Lösung beitragen könnten. Dies scheint jedoch
nicht das Problem zu sein. Das Problem liegt also eher in den Modellen
der Operationsverstärker.
Falls sich jemand angesprochen fühlt und sich dieses Problems einmal
annehmen würde, wäre ich sehr dankbar. Besten Dank im Voraus!
Viele Grüße,
Sebastian
Top, danke für die schnelle Antwort. Das ist selbstverständlich richtig.
Dann müsste ich aber doch eigentlich Die Versorgung der
Operationsverstärker und die Versorgung vom Strompfad einfach trennen
dürfen, richtig? Das funktioniert bei mir leider nicht. Außerdem habe
ich eben noch festgestellt, dass das System instabil zu werden scheint,
wenn ich die Simulationszeit auf 2s erhöhe...
Habt ihr dazu auch eine schnelle Lösung parat?
Danke!
sdrck schrieb:> Dann müsste ich aber doch eigentlich Die Versorgung der> Operationsverstärker und die Versorgung vom Strompfad einfach trennen> dürfen, richtig?
Äh - nein, das müsstest du nicht trennen dürfen. Wie soll die Schaltung
denn dann deiner Meinung nach aussehen?
sdrck schrieb:> Außerdem habe> ich eben noch festgestellt, dass das System instabil zu werden scheint,> wenn ich die Simulationszeit auf 2s erhöhe...
Um die Stabilität einer Schaltung per Simu zu bewerten lässt man sie
nicht Sekunden lang laufen und wartet auf ein zufälliges Schwingen. Eine
stattdessen übliche Methode ist, einen kleinen Signalpuls auf den
Eingang zu geben und zu schauen, wie schnell der Ausgang einschwing/wie
viele Überschwinger es gibt.
Das Schwingen deiner Schaltung entsteht in den Konstantstromstufen. Im
entsprechenden Artikel sind die Gegenmaßnahmen erklärt.
https://www.mikrocontroller.net/articles/Konstantstromquelle#Konstantstromquelle_mit_Operationsverst.C3.A4rker_und_Transistor
hab die Schaltung mal angepasst nun klappts auch mit 5A.
Bei den OPs habe ich aber nicht nachgeschaut ob die mit 15V arbeiten und
ob der Gleichtaktbereich der Eingänge bis an die Versorgung reicht.
Achim S. schrieb:> sdrck schrieb:>> Dann müsste ich aber doch eigentlich Die Versorgung der>> Operationsverstärker und die Versorgung vom Strompfad einfach trennen>> dürfen, richtig?>> Äh - nein, das müsstest du nicht trennen dürfen. Wie soll die Schaltung> denn dann deiner Meinung nach aussehen?
Da muss ich noch einmal etwas genauer drüber nachdenken ;-) Okay, kann
sein, dass das doch nicht so einfach geht.
Achim S. schrieb:> Das Schwingen deiner Schaltung entsteht in den Konstantstromstufen. Im> entsprechenden Artikel sind die Gegenmaßnahmen erklärt.
Super funktioniert! Vielen Dank. Für alle Interessierten: s.
Dateianhang. Für eventuelle Verbesserungen bin ich natürlich auch
weiterhin dankbar.
Jetzt muss ich das Problem mit den 5A noch in den Griff bekommen. Weiß
einer von euch zufällig auf die Schnelle, ob es entsprechende OPV gibt,
die mit 20V Versorgungsspannung arbeiten (U = R * I = 3.73Ohm * 5Volt =
18.65V)?
Ansonsten könnte ich natürlich auch den Messwiderstand noch variieren
und eine entsprechende Vorverstärkerstufe an den Eingang setzen, um den
den Spannungsbereich entsprechend zu mappen. Da schaue ich gleich mal,
was sich machen lässt.
Ihr (und vor allem du, Achim) habt mir auf jeden Fall schon einmal sehr
viel weiter geholfen! Vielen, vielen Dank.
Beste Grüße und schon einmal ein schönes Wochenende,
Sebastian
Natürlich den Datei-Anhang vergessen.. Aber reihaus hat die Schaltung ja
netterweise bereits modifiziert. Auch dir nochmals vielen Dank!
Großartige Hilfe!
sdrck schrieb:> Es soll sich in diesem Fall um eine konstante> Regelung handeln, da höherfrequente Störer das Messergebnis eines sich> direkt daneben befindlichen Aufbaus vermutlich verfälschen würden.
In der Regel hat empfindliche Meßtechnik sowieso ein 50 Hz
Unterdrückung.
D.H. ein (Netzsynchrones) 50 Hz PWM-Signal sollte sich nicht störend
auswirken.
Gruß Anja
Die Wartezeit zwischen Kühlen und Heizen braucht man nur bei großem
Sprüngen, also stark kühlen auf stark heizen. Es ist mehr eine Grenze
dafür wie schnell man die Leistung ändern sollte. Für eine normale
Regelung sollte das keine große Rolle spielen.
Je nach benötigter Leistung sollte man die Versorgungsspannung anpassen.
Insbesondere beim heizen braucht man vermutlich weniger Strom weil der
Wirkungsgrad besser ist.
Die LT1632 passen von der Versorgung / Gleichtaktbereich, sind aber
recht schnell. Da dürften sich passendere finden lassen - ggf. die
Versorgung auf jeweils ca. 5 V an den Rails separat regeln so dass
normale 5 V Rail/Rail OPs gehen. Der LT1413 für den Eingang ist als
2-fach OP auch nicht gerade die beste Wahl. Eine einfache Ausführung mit
eher wenig Ruhestrom wäre schon passender. Super präzise muss es nicht
sein, weil ja nur in einer Regelschleife.
Bei der Regelung sollte man auch die Temperatur der anderen Seite
messen: Zum einen als Schutz für Überhitzung (falls Lüfter oder
Kühlwasser ausfallen) und dann auch um die Regelung zu verbessern, denn
die Temperatur der Außenseite wirkt recht direkt auf die andere Seite
zurück.
Die MOSFET-typen passen überhaupt nicht ! Das sollten schon welche sein,
die auch etwas Verlustleistung im Linearen Bereich vertragen. I.a. also
eher welche für wenigstens 100 V.
Hallo an alle
und vielen Dank für die ganzen Informationen!
@Anja: Danke für deine Ideen. Leider kommt eine PWM hier weiterhin nicht
in Frage, da ich innerhalb des Messaufbaus höhere Harmonische messe.
Auch ein netzsynchrones 50Hz-PWM-Signal is daher leider keine
Alternative. Ein 2. Aktor wäre sicherlich später noch einmal eine
Überlegung wert (Heizfolie) - allerdings habe ich innerhalb des Aufbaus
kaum weiteren Platz (eine Folie wäre dennoch denkbar). Das
Peltier-Element habe ich gewählt, um mit möglichst wenig Aufwand heizen
und kühlen zu können. Da es sich um magnetische Messungen handelt,
müsste der Draht innerhalb der Heizfolie bifilar gewickelt sein - ich
habe noch nicht geschaut, ob es soetwas gibt. Mit dem Peltier-Element
habe ich bereits entsprechende Messungen im Vorwege durchgeführt.
@Lurchi: Auch dir vielen Dank für deine Beiträge. Bei der Auswahl
entsprechender Bauelemente habe ich nicht sonderlich viel Erfahrung. Ich
freue mich sehr über eure Vorschläge. Darauf, dass der LT1413 kein
1-Fach OPA im IC ist, habe ich gar nicht geachtet.
@reihaus: Vielen Dank, dass du dir weiterhin Gedanken gemacht hast, wie
man die Schaltung weiter optimieren kann. Deine Änderungen habe ich
übernommen.
@Lurchi & reihaus:
Die beiden MOSFETs hatte ich zunächst nur gewählt, weil die Schaltung
damit zumindest in der Simulation zu laufen schien. Jetzt sieht es an
sich ja schon sehr viel besser aus ;-)
Woher hast du, reihaus, denn die max. Verlustleistung von 8,3W? In
LTSpice wird eine max. Verlustleistung von ca. 20W in den MOSFETs
ermittelt, wenn ich mich nicht täusche. Das ist auch der Grund, weshalb
ich weiter nach Optimierungen für die Treiberstufe schauen möchte. Als
MOSFETs suche ich also welche, die hohe Spannungen und hohe Ströme
abkönnen, gleichzeitig ein möglichst geringes r_on aufweisen und einfach
erhältlich sind (z.B. reichelt). Ins Auge gefasst hatte ich daher nun
erst einmal den PMOS IRF4905 (55V, -42A,R_on = 20mOhm) und den NMOS
IRF1405 (55V, 169A, R_on = 5,3mOhm). Habt ihr dazu eine Meinung?
Weiterhin vielen Dank für Eure Mühe und Hilfe und beste Grüße,
Sebastian
Was ich noch ergänzen möchte:
Ich habe auch darüber nachgedacht, die MOSFETs in der Treiberstufe ggf.
zu verdoppeln und je einen N- und einen P-MOSFET parallel zu schalten,
um die Verlustleistung ggf. noch ein wenig zu verringern. Mir wurde
schon zugetragen, dass es durchaus nicht immer so simpel ist, MOSFETs
parallel zu schalten (sie müssen sich ja schon sehr ähnlich verhalten,
damit sich der Strom mehr oder weniger aufteilt und sich damit die
Verlustleistung halbiert). Habt ihr da eventuell Erfahrungswerte,
inwiefern dieser Ansatz eine Option bei der hier angedachten Regelung
darstellen könnte?
Weiterhin vielen Dank im Voraus!
sdrck schrieb:> Habt ihr da eventuell Erfahrungswerte,> inwiefern dieser Ansatz eine Option bei der hier angedachten Regelung> darstellen könnte?
Parallelschalten kann im Schaltbetrieb von MOSFETs eine Option sein.
Beim Linearbetrieb (der bei dir vorliegt) ist sie leider keine
brauchbare Option. Such dir lieber einen FET, der mit der Heizleistung
klarkommt, und spendiere ihm ordentlich Kühlung.
sdrck schrieb:> gleichzeitig ein möglichst geringes r_on aufweisen
ein möglichst geringes r_on ist bei deiner Anwendung egal: du benutzt
den FET ja, um den Strom absichtlich zu begrenzen. Er hat also immer
einen Widerstand, der weit von seinem r_on entfernt ist. Geringes r_on
wäre nur relevant, wenn du den FET voll durchschalten willst.
Für deine Anwendung relevant ist, wie sich der FET im Linearbetrieb
verhält. Das wesentliche Diagramm dafür ist die Safe-Operating-Area.
Beim IRF4905 siehst du z.B., dass die SOA (Fig. 8 im Datenblatt) keine
DC-Kurve hat - den solltest du für Linearbetrieb nicht einsetzen.
Mit der Verlustleistung hast du Recht (Asche a.m.H.). Ich hatte im
Tietze Schenk die Verlustleistung für Sinusansteuerung erwischt. Die FET
passen.Da du die Schaltung ja mit 0...5V ansteuern willst ?PWM habe ich
den Eingang mal erweitert. C3 und C4 must du an deine PWM Frequenz
anpassen
Achim S. schrieb:> Für deine Anwendung relevant ist, wie sich der FET im Linearbetrieb> verhält. Das wesentliche Diagramm dafür ist die Safe-Operating-Area.> Beim IRF4905 siehst du z.B., dass die SOA (Fig. 8 im Datenblatt) keine> DC-Kurve hat - den solltest du für Linearbetrieb nicht einsetzen.
Ok, besten Dank! Ich werde mich dann mal bezüglich der SOA schlau
machen, wobei ich jetzt bei dem ersten Blick ehrlich gesagt noch nicht
ganz verstehe, wie eine "DC-Kurve" in dem Diagramm aussehen könnte, da
ja gar keine Frequenzen angegeben sind. Ich werde es aber sicherlich
noch verstehen ;-)
reihaus schrieb:> Mit der Verlustleistung hast du Recht (Asche a.m.H.). Ich hatte im> Tietze Schenk die Verlustleistung für Sinusansteuerung erwischt. Die FET> passen.Da du die Schaltung ja mit 0...5V ansteuern willst ?PWM habe ich> den Eingang mal erweitert. C3 und C4 must du an deine PWM Frequenz> anpassen
Auch dir nochmals vielen Dank! Also du und Achim seid dann auf jeden
Fall geteilter Meinung, was die FETs angeht, richtig? ;-) Ich möchte die
Stromquelle nicht mit PWM betreiben - habe in der Simulation lediglich
ein niederfrequentes Sinus-Eingangssignal gewählt, um am Ausgang schnell
schauen zu können, welche Ströme ich zu erwarten habe. Ich möchte
tatsächlich den Ausgangsspannungsbereich eines Mikrocontrollers nutzen
(0 bis 5V) hatte allerdings die KSQ erst einmal als allgemein mögliche
versucht auszulegen. Ggf. gibt es dafür ja noch einmal einen anderen
Anwendungsfall, bei dem ein eine bipolare Eingangsspannung zum Einsatz
kommt. Um meinen Spannungsbereich Ue = (0V ... 5V) auf den
Eingangsspannungsbereich der KSQ zu mappen, hatte ich einen
Differenzverstärker (Verstärkung 2) mit nachgeschaltetem Addierer für
das Level-Shifting (-5V ... 5V) vorgesehen. (s. Datei-Anhang).
sdrck schrieb:> Um meinen Spannungsbereich Ue = (0V ... 5V) auf den> Eingangsspannungsbereich der KSQ zu mappen, hatte ich einen> Differenzverstärker (Verstärkung 2) mit nachgeschaltetem Addierer für> das Level-Shifting (-5V ... 5V) vorgesehen. (s. Datei-Anhang).
C3 und C4 weglassen und du sparst dir das mappen. Simmulier mal.
Zu den FET gibts ja Glaubenskriege :-) aber auf einem ordentlichen
Kühlkörper werden sie ja kaum beansprucht.
sdrck schrieb:> Sehe ich es richtig, dass ich dann beispielsweise> den BUZ11 verwenden könnte?
Ja. Du musst nicht mal nach 5A und 15V schauen, weil der FET ja nie
beides gleichzeitig sieht. Die größte Leistung sieht er bei (ungefähr)
der halben Spannung (also z.B. bei 2,5A und ca. 10V Spannung). Und der
Wert liegt gut im erlaubten Bereich des SOA-Diagramms.
reihaus schrieb:> Zu den FET gibts ja Glaubenskriege
Und zur reinen Glaubensfrage dazu gibt es sogar noch ein Verständnis für
die Effekte ;-)
Das dumme beim Linearbetrieb ist, dass man zwei gegenläufige
Temperatureffekt hat. Je nachdem, auf welchem Punkt der Kennlinie man
sich befindet, überwiegt der eine oder der andere.
Unterhalb des kritischen Punkts ist die Situation ähnlich wie im
Schaltbetrieb (man kann also z.B. auch FETs parallel schalten). Der
heißeste Punkt des FETs übernimmt dort den geringsten Strom.
Oberhalb des kritischen Punkts führt die Temperaturabhängigkeit dazu,
dass ausgerechnet der heißeste Punkt des FETs den meisten Strom abkriegt
(und dadurch noch heißer wird und dadurch noch mehr Strom übernimmmt ...
bis ggf. diese Stelle im FET kaputt geht).
Je steiler die FET-Kennlinie ist, desto eher überwiegt der ungünstige
Temperatureffekt. Deswegen sind viele moderne FETs, die per steiler
Kennlinie für schnelles Schalten optimiert sind, für den Linearbetrieb
schlechter geeignet als altmodische FETs. Aber wenn du im SOA weit von
der DC-Begrenzung weg bleibst, sollte es keine Probleme geben.
Die Auslegung der Stromquelle kann deutlich langsamer sein. So schnell
soll man den Strom auch gar nicht ändern. Entsprechend dürfen die OPs
auch langsamer sein - bei 40 MHz OPs kann es schon Überraschungen vom
Layout geben. Im Prinzip könnte man so etwas wie LM358 (für die negative
Seite) / TL81 (für die positive Seite, aber nicht ideal) als Treiber
für die Fets auskommen. Für einen doppel OP wird es ggf. knapp mit der
Versorgung.
Der 1. OP (U1) sollte ggf. noch einen Kondensator an der Versorgung
haben - da braucht man dann ggf. noch 2 extra Widerstände, um nicht alle
Störungen aus der Versorgung auf das Stromsignal zu übertragen.
Wegen der relativ kleinen Spannung ist das mit dem Linearbetrieb bei FET
noch nicht so kritisch - ungünstig wird es vor allem bei hohen
Spannungen so ab 40 V. Der BUZ11 klingt gut und sollte ausreichen.
Vielen Dank für alle weiteren Tipps!
Am liebsten würde ich ja schon ein richtiges komplementäres
MOSFET-Pärchen nehmen, aber es scheint gar nicht so einfach zu sein,
wirklich gute zu finden, die den Anforderungen entsprechen. Sehr lineare
Typen scheint es aus den Audio-Applikationen zu geben (z.B. Toshiba
2sk1530 & 2sj201). Diese scheinen allerdings ziemlich teuer und
zusätzlich noch recht schwer beziehbar zu sein. Laut der International
Recitifier Application Note AN-948
(http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-948.pdf) handelt es sich
bei den MOSFETs IRF530 & IRF9530 um ein komplementäres Paar. Ein wenig
stutzig macht mich hier allerdings die SOA-Angabe in den Datenblättern.
Beim P-Kanal MOSFET
(http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRF9530_FSC.pdf) ist
eine DC-Kurve zu sehen, die zeigt, dass der MOSFET ganz gut geeignet zu
sein scheint. Die N-Kanal-Variante enthält allerdings leider keine
DC-Kurve
(http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRF530_FSC.pdf). Auch
in den SOA DC Curve Updates FV5-P-09-01 vom 4. November 2010 ist diese
Kurve leider nicht enthalten
(http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-a.pdf). Meint
ihr, dieses Pärchen käme dennoch in Frage?
Wenn der Hersteller das Paar beispielhaft in einem linearen
Leistungs-Audio-Verstärker einsetzt, dann sollte man wohl darauf
vertrauen können, daß das OK ist. ;-)
Für nur ein Peltierlement muss die Endstufe nicht schnell sein. Die
beiden MOSFETs sind auch in getrennten Regelkreisen und entsprechend ist
es nicht nötig das die MOSFETs irgendwie ähnlich sind. Wenn man will
könnte man auch einen NPN Darlington oder IGBT (statt N_MOSFET) mit
einem P_MOSFET kombinieren.
Die P-MOSFETs haben bei gleicher chip Größe i.A. einen merklich
geringere Steilheit und sind entsprechend oft besser für den
Linearbetrieb geeignet, ähnliche den älteren MOSFET Typen.
Wegen der relativ geringen Spannung (wohl unter 10 V bei nennenswertem
Strom) dürfte der IRF530 wohl auch noch funktionieren. Das Problem beim
Linearbetrieb ist ja keine klare Trennung in geht oder geht nicht,
sondern dass bei jedem MOSFET ab einer bestimmten Spannung die zulässige
Leistung im SOA Diagramm relativ schnell in den Keller geht. Bei
"besseren" Typen ist halt noch bis zu höheren Spannungen (ggf. sogar bis
zur Nennspannung) die volle Leistung zulässig.
Der BUZ11 ist zwar alt, aber trotzdem oder gerade deshalb keine
schlechte Wahl. Ein anderer für Linearbetrieb üblicher Type wäre IRFP240
(auch da hat nicht jeder Hersteller die DC Kurve im SOA Diagramm). Auch
dazu gibt es ein P-Kanal Gegenstück.
sdrck schrieb:> (http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-948.pdf) handelt es sich> bei den MOSFETs IRF530 & IRF9530 um ein komplementäres Paar. Ein wenig> stutzig macht mich hier allerdings die SOA-Angabe in den Datenblättern.> Beim P-Kanal MOSFET
die Typen habe ich problemlos in sehr ähnlichen Verstärkern eingesetzt.
Auch Ansteuerung von Peltier-Element.
Also nochmals vielen Dank an alle hier Beteiligten,
ich bin mir noch nicht ganz sicher, tendiere dann aber wahrscheinlich
doch zu dem komplementären Pärchen IRF530 & IRF 9530, da sie in den
Application Notes für eine ähliche Anwendung vorgeschlagen wurden und
zumindest für das P-Kanal-Komplement eine DC-Kurve im SOA-Diagramm
angegeben wird. Mit einem R_Theta_Junction-To-Ambient_max von 62.5 K/W
liegen sie jedoch etwas höher als die IRFP240&IRFP9240-Variante (40K/W).
Falls doch der BUZ11 in dieser oder einer ähnlichen Schaltung zum
Einsatz kommen sollte, sollte der/diejenige wohl nicht bei reichelt
bestellen, da hier lediglich der Typ des Herstellers ST angeboten wird,
welcher wesentlich schlechtere SOA-Merkmale aufweist, als der gleiche
Typ des Herstellers Fairchild (erhältlich bei conrad und farnell). Ich
lasse mir das Ganze noch etwas durch den Kopf gehen und vergleiche noch
ein wenig die Datenblätter. Um jedoch jemand anderem ein paar Hinweise
zu hinterlassen, habe ich einmal ein paar N- und P-Kanal-Pärchen
herausgesucht (selbstverständlich ohne Gewährleistung der Richtigkeit
und Vollständigkeit):
1) IRFP240 & IRFP9240
---------------------
SOA-DC-Curve: no
N: International Rectifier IRFP240 (200V, 20A, R_Theta_JA_max = 40 K/W)
-> reichelt.de
{ http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRFP%20240%23IRF.pdf
}
N: Vishay IRFP240 (200V, 20A, R_Theta_JA_max = 40 K/W)
-> farnell.com
{ http://www.farnell.com/datasheets/1866576.pdf }
P: International Rectifier IRFP9240 (-200V, -12A, R_Theta_JA_max = 40
K/W)
-> reichelt.de
{ http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRFP9240_IR.pdf }
P: Vishay (/ IR?) IRFP9240 (-200V, -12A, R_Theta_JA_max = 40 K/W)
-> conrad.de, farnell.com
{ http://www.farnell.com/datasheets/139778.pdf }
2) IRF530 & IRF9530
--------------------
SOA-DC-Curve: only P
N: International Rectifier IRF530 (100V, 14A, R_Theta_JA_max = 62.5 K/W)
-> reichelt.de
{ http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRF530_FSC.pdf }
P: International Rectifier IRF9530 (100V, 12A, R_Theta_JA_max = 62.5
K/W)
-> reichelt.de
{ http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRF9530_FSC.pdf }
3) BUZ11 & BUZ271
---------------------
SOA-DC-Curve: N & P
N: ST BUZ11 (50V, 33A, R_Theta_JA_max = 62.5 K/W) (be careful with SOA!)
-> reichelt.de
{ http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/BUZ11%23STM.pdf }
N: Fairchild BUZ11 (50V, 30A, R_Theta_JA_max = 75 K/W)
-> conrad.de, farnell.com
{ http://www.farnell.com/datasheets/1777003.pdf }
N: "BUZ11-Ersatz" International Rectifier IRFZ44ZBF (55V, 51A,
R_Theta_JA_max = 40 K/W)
-> farnell.com
{ http://www.farnell.com/datasheets/1718487.pdf }
P: Siemens BUZ271 (-50V, -22A, R_Theta_JA_max = ?? K/W)
-> farnell.de
{ http://www.farnell.com/datasheets/34367.pdf }
4) STB80NF55 & STB80PF55
---------------------
(not as TO-220AB or TO‑247 package)
5) 2SK3497 & 2SJ618
---------------------
Toshiba 2SK3497 & 2SJ618 (expensive & not available?)
Weiß vielleicht zufällig noch jemand, wo ich das passende
LTSpiceIV-Modell für den IRF9530 bekommen kann? ;-)
Auf
http://www.electronicspoint.com/threads/looking-for-these-spice-models-see-text.44026/
gibt's immerhin ein paar Daten, die ich aber noch nicht so wirklich dem
LTSpice-Format zuordnen kann:
..model IRF9530 PMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2
Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=300 Phi=.6 Rs=.1576 Kp=10.57u W=1.4 L=2u
Vto=-3.745
+ Rd=66.13m Rds=444.4K Cbd=1.249n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5
Cgso=1.578n
+ Cgdo=115.5p Rg=3.519 Is=2.938E-18 N=2 Tt=290n)
Im Verzeichnis LTSpice\lib\cmp\ liegt eine Library "standard.mos". Hier
sollte man doch einfach ein derartiges Modell einpflegen können, nicht
wahr?
Die R_Theta_JA_max Werte (also die Kühlwirkung ohne Kühlkörper) sind
ziemlich egal, weil man die FETs wohl auf Kühlkörper montieren muss.
Wichtiger ist eher die Kopplung Junction to case, bzw. der Angegeben
P_tot Wert (sollte direkt damit zusammenhängen).
Beim IRP240 hat zumindest Fairchild auch eine SOA DC Kurve mit drin. Man
findet ihn auch in so manchem Audio-Verstärker Plan. An sich ist er aber
reichlich groß.
Da keine schnelle Regelung benötigt wird, kann man die Regelteile recht
langsam auslegen: also eher 100 Ohm am Gate - damit ist man ziemlich
sicher das sich der OP nicht an einer Kapazitiven Last stört und wohl
eher 1 nF statt 50 pF als schnelle Rückkopplung. Entsprechend sollte die
Schaltung damit weitgehend unkritisch hinsichtlich des FET typ sein.
Die IRF530/9530 könnte ggf. schon etwas klein sein und damit etwas mehr
Spannung benötigen - bei 5 A liegt man schon so im Bereich 2-3 V als
Spannungsabfall. Entsprechend müsste die Versorgung etwas höher liegen
als mit einem größeren FET.
Die ST Version vom BUZ11 könnte tatsächlich zu schwach sein.
Zumindest laut Simulation funktioniert das Ganze mit dem IRFP9240 leider
nicht bis zur Aussteuergrenze. Das Spice-Modell von dem Pärchen
IRFP240/IRFP9240 ist ja bereits in LTSpiceIV integriert. Falls mir da
noch jemand einen kruzen Tipp geben könnte, weshalb der IRFP9240, bzw.
dessen Modell in die Begrenzung zu laufen scheint, würde ich mich sehr
freuen! Wenn ich in der Simulation zwei der MOSFETs parallel schalte,
funktioniert's...
Beste Grüße,
Sebastian
Der IRFP9240 hat einen Ron von 0,5R bei 5A fallen dann 2.5V ab. Dazu
kommt noch 0.5V von R5. Das sind dann 3V im günstigsten Fall. Bleiben
für das Peltier Element 12V. I=12V/2.73R I=4.3956A.
Also andere FET nehmen Ron<0.15R. U6 und U4 kannst Du durch 2
Widerstände ersetzen. Hatte ich aber schon gepostet:-)
Beim Heize ist das Peltierlement in der Regel effizienter als beim
Kühlen. Man könnte also ggf. bei der einen Polung mit weniger Strom
auskommen - die könnte man so wählen, dass da der P-MOSFET aktiv wird.
Schon wenn man nur 4 statt 5 A braucht, reduziert sich das Problem
erheblich.
Für weniger Spannungsabfall wäre also ein größerer P-MOSFET nötig. Der
IRFP9240 ist trotz großem Gehäuse etwas hochohmig.
Das es hier nicht als absolute Präzision beim Strom ankommt, könnte man
auch statt MOSFETs Darlington Transistoren (z.B. TIP140/TIP145) nehmen -
da kommt man bis auf etwa 2 V bei 5 A als Spannungsabfall und könnte
auch 2 parallel schalten wenn nötig.
