Hallo, ich möchte mich in die Entwicklung von Schaltnetzteilen einarbeiten. Dazu habe ich einen Gegentaktflusswandler (Parallelspeisung) mit dem SG3524 aufgebaut. Ziel ist es, 12V auf 250V mit 200mA zu transformieren. Ich habe dazu einen Übertrager aus einem ATX-Netzteil mit je 12 Windungen für die 2 Primärwicklungen und 250 Windungen für die Sekundärwicklung bewickelt. Der Kern hat keinen Luftspalt. Im Leerlauf wird die Ausgangsspannung auf 245V geregelt. Als Last dient ein Schaltnetzteil, das mit einer elektronischen Last belastet wird. Sobald die Sekundärseite mit 100mA belastet wird, sackt die Ausgangsspannung auf 225V zusammen. Das Tastverhältnis an den Gates der Mosfets steigt dann von 8% auf die maximalen 45% an. Wie kann ich das Problem beheben? Etwa auf die Sekundärwicklung mehr Windungen aufbringen, damit der Regler unter Last die Mosfets nicht mit maximalem Tastverhältnis ansteuert, sondern noch etwas Luft nach oben hat? Schaltplan und Layout im Anhang. Vielen Dank im Voraus!
Der Unterschied von Strom- zu Spannungsspeisung ist Dir schon klar?
Luca E. schrieb: > Wie kann ich das Problem beheben? Den Trafo berechnen, nicht schätzen. Und die Speicherdrossel fehlt auch.
Hinz hat völlig recht - normalerweise berechnet man sowas. Was ist die 12V-Versorgung? Stabilisiert? (Oder meintest Du das Schaltnetzteil dort ? Habe ich eindeutig anders verstanden...) Wozu genau also das Pi-Filter? Brauchst Du gleichzeitig konstantere V(in) und mußt/willst Rückwirkungen zum Eingang stark minimieren? Kann Dir schon "weiterhelfen" (nur nicht exakt): Man würde wohl eher so 285 - 300 Windungen für die sekundären Wicklungen brauchen (großzügig geschätzt, damit Du die 250V sicher raus kriegst). Du hast ja immer Verluste durch Trafo und keine 50% Duty-Cycle. Aber wer sowas bauen will, sollte die Trafoberechnung auch erlernen. Dann erhältst Du exakte Werte. https://www.google.de/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=1&cad=rja&uact=8&ved=0ahUKEwiz28yKltbOAhXKAcAKHT0QDzIQFggeMAA&url=http%3A%2F%2Fmicrocontrollerslab.com%2Fferrite-transformer-turns-calculation%2F&usg=AFQjCNH-F5mkL-N-Dg-4hwntD-Xu64XPlQ&sig2=BP1cKVtK1qML-leHt0HdNA und/oder https://www.google.de/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=7&cad=rja&uact=8&ved=0ahUKEwiz28yKltbOAhXKAcAKHT0QDzIQFgg1MAY&url=https%3A%2F%2Fwww.mag-inc.com%2FFile%2520Library%2FProducts%2FFerrite%2FTransformerDesignWithFerrites2013.pdf&usg=AFQjCNEg4k7n0WFaNKDfv2dp1t_4hsYoeQ&sig2=KWNW-DsDW70xmFptF0kaRg ...mal lesen, hilft da evtl. schon wqas. Außerdem muß da eine Speicherdrossel mit ca. 1mH zw. GR u. ELKOs. (Darf ja auch günstiges und relativ kompaktes Eisenpulver sein - mehr Strom gibt bißchen weniger Induktivität durch die Sättigung, stört aber nicht, solange kein zu großer Abfall). Sollte ungefähr passen bei um die 50kHz (und die setze ich jetzt ca. voraus). Welcher Kern beim Trafo? Sowas wie ein EC oder ETD? Oder was abgeflachtes? Wie groß genau?
Hallo, hast Du vielleicht mal ein Foto des Aufbaus mit dem Trafo? Welche Drahtstärken verwendest Du? MfG
Als nicht-experte frage ich mich, wo die Hilfswicklung für den FB bzw. die galvanische Trennung zur Sekundärseite ist?! o.O
Luca E. schrieb: > sackt die Ausgangsspannung auf 225V zusammen. > Das Tastverhältnis an den Gates der Mosfets steigt dann von 8% auf die > maximalen 45% an. Du hast den Trafo so gewickelt, dass die Schaltung bei 12V am Eingang, genau 250V am Ausgang liefert, falls es keinerlei Verluste gibt und das Tastverhältnis exakt 50% ist: > Ich habe dazu einen Übertrager aus einem ATX-Netzteil mit je 12 > Windungen für die 2 Primärwicklungen und 250 Windungen für die > Sekundärwicklung bewickelt. Da die Schaltung aber nur 45% Tastverhältnis liefern kann und ein paar Verluste auftreten, ist die max. Ausgangsspannung etwa 10% niedriger als 250V. So etwa 225V passen da gut. Die Schaltung funktioniert also soweit richtig. > Wie kann ich das Problem beheben? Etwa auf die Sekundärwicklung mehr > Windungen aufbringen, damit der Regler unter Last die Mosfets nicht mit > maximalem Tastverhältnis ansteuert, sondern noch etwas Luft nach oben > hat? Genau.
Luca E. schrieb: > Ich habe dazu einen Übertrager aus einem ATX-Netzteil... hinz schrieb: > Den Trafo berechnen, nicht schätzen. Homo Habilis schrieb: > Aber wer sowas bauen > will, sollte die Trafoberechnung auch erlernen. Dann erhältst Du exakte > Werte. Blödsinn, es sind überhaupt keine Ausgangsparameter für eine exakte Berechnung bekannt. Ich würde primärseitig probeweise auf 2x 8 oder 10 Windungen runter gehen und gegebenenfalls die Schaltfrequenz anpassen. In dem Zusammenhang fällt auf, daß die Werte für Rt,Ct etwas eigenwillig gewählt sind, zumindest ist Rt mit 1K sehr klein. Mach den doch mal zum testen einstellbar, 47 K Poti in Reihe. Mit Ct 4,7nF überstreichst du dann etwa einen Frequenzbereich 10 bis 100 kHz... Dann kann man ausprobieren was zum Kern passt, wo sich der beste Wirkungsgrad einstellt... Anschließend natürlich durch passenden Festwiderstand ersetzen. Wobei, du möchtest dich ja Luca E. schrieb: > in die Entwicklung von Schaltnetzteilen einarbeiten. Dann kann man das auch als Versuchsaufbau behalten um verschiedene Trafos zu testen...
transformer schrieb: > Blödsinn, es sind überhaupt keine Ausgangsparameter für eine exakte > Berechnung bekannt. Im Gegenteil, es sind alle nötigen Parameter für eine näherungsweise Berechnung bekannt (den Kernquerschnitt müsste man noch ausmessen oder Typ nennen). transformer schrieb: > Ich würde primärseitig probeweise auf 2x 8 oder 10 Windungen runter > gehen Du schlägst also vor, die Flussdichte im Kern hochzutreiben, ohne zu wissen wie die Flussdichte im Moment ist? Das würde ich ohne weitere Infos nicht tun. Außerdem würde dabei der Magnetisierungsstrom ansteigen. > und gegebenenfalls die Schaltfrequenz anpassen. > Mach den doch mal zum testen einstellbar, 47 K Poti in Reihe. Mit Ct > 4,7nF überstreichst du dann etwa einen Frequenzbereich 10 bis 100 kHz... Du schlägst also vor, die Spannungs-Zeit-Fläche an den Primärwicklungen (und damit die Flussdichte im Kern) hochzutreiben, ohne zu wissen, wie die Flussdichte im Moment ist? Das würde ich ohne weitere Infos nicht tun.
ArnoR schrieb: > Du schlägst also vor, die Flussdichte im Kern hochzutreiben, ohne zu > wissen wie die Flussdichte im Moment ist? Das würde ich ohne weitere > Infos nicht tun. Nein stimmt! Das könnte zu einem Paradoxon führen, das gesamte Raum/Zeit-Kontinuum durcheinander bringen und das Universum in ein schwarzes Loch stürzen. ArnoR schrieb: > Du schlägst also vor, die Spannungs-Zeit-Fläche an den Primärwicklungen > (und damit die Flussdichte im Kern) hochzutreiben, ohne zu wissen, wie > die Flussdichte im Moment ist? Das würde ich ohne weitere Infos nicht > tun. Mir scheint du würdest überhaupt nichts tun, außer rechnen.:-)) Tja, da verfolgen wir wohl unterschiedliche Ansätze. Jeder soll das tun was zu seiner Mentalität passt.
transformer schrieb: > Mir scheint du würdest überhaupt nichts tun, außer rechnen.:-)) Mir scheint, du würdest überhaupt nicht rechnen, denn schließlich würde die Flussdichte in der Summe deiner Vorschläge um das 7,5-fache ansteigen! transformer schrieb: > Tja, da verfolgen wir wohl unterschiedliche Ansätze. Das denke ich auch.
Luca E. schrieb: > Ich habe dazu einen Übertrager aus einem ATX-Netzteil mit je 12 > Windungen für die 2 Primärwicklungen und 250 Windungen für die > Sekundärwicklung bewickelt. Das Übersetzungsverhältnis ist zu gering. Es beträgt nur 1:20.8. das recht für 240V ohne Verluste. Ich würde es auf 1:23 erhöhen. Und von Kern den Sättigungsstrom beachten. 2*Inenn
hinz schrieb: >> Wie kann ich das Problem beheben? > > Den Trafo berechnen, nicht schätzen. Vielleicht hätte es gereicht, den Trafo einfach umzudrehen, statt neu zu wickeln (Pri und Sek vertauschen). Zumindest wäre es sinnvoll gewesen, sich die Windungszahl der 12V- Wicklung zu merken.
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Harald W. schrieb: > Zumindest > wäre es sinnvoll gewesen, sich die Windungsazahl der 12V- > Wicklung zu merken. Und die Schaltfrequenz des originalen Netzteils hätte man messen sollen.
Jannyboy schrieb: > Ich würde es auf 1:23 erhöhen. 1:26 wenn die Sekundäre Wicklung erhöht wird, wegen der Ohmschen Verluste der Wicklung.
Harald W. schrieb: > Vielleicht hätte es gereicht, den Trafo einfach umzudrehen, > statt neu zu wickeln (Pri und Sek vertauschen). Jenau! Habe mich nicht getraut es auszusprechen...:-) Wenns auch ein Gegentaktwandler war, dann sind die 5V Wicklungen optimale Primärwicklungen an 12V. Jaja, ich weiß die Flußdichte... :))) Habs aber schon mehrfach so gebaut - es läuft zuverlässig solange man deutlich unter der Leistung bleibt, für die das Ding ursprünglich geschaffen wurde. Luca E. schrieb: > Ziel ist es, 12V auf 250V mit 200mA zu transformieren. Alles Banane. Trafo aus 200W AT(X) NT gibt ne 1a Anodenstromversorgung für EL84 Endstufe, auch AB...
transformer schrieb: > Jaja, ich weiß die Flußdichte... :))) Habs aber schon mehrfach so gebaut > - es läuft zuverlässig solange man deutlich unter der Leistung bleibt, > für die das Ding ursprünglich geschaffen wurde. Sag doch gleich, dass du keine Ahnung davon hast.
hinz schrieb: > Sag doch gleich, dass du keine Ahnung davon hast. hinz schrieb: > Und die Schaltfrequenz des originalen Netzteils hätte man messen sollen. Aber Herr Hinz, das bringt doch überhaupt nichts. transformer schrieb: > In dem Zusammenhang fällt auf, daß die Werte für Rt,Ct etwas eigenwillig > gewählt sind, zumindest ist Rt mit 1K sehr klein. > > Mach den doch mal zum testen einstellbar, 47 K Poti in Reihe. Mit Ct > 4,7nF überstreichst du dann etwa einen Frequenzbereich 10 bis 100 kHz... > Dann kann man ausprobieren was zum Kern passt, wo sich der beste > Wirkungsgrad einstellt... Genau so wird n Schuh drauß! Last ran, Finger an Fet(Temperaturmessung!) und dann am Poti drehen. Fettich!
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Erstmal Danke für die vielen Antworten! hinz schrieb: > Und die Speicherdrossel fehlt auch. Ich dachte, die Drossel auf der Sekundärseite dient hier nur zur Glättung? Homo Habilis schrieb: > Was ist die 12V-Versorgung? Stabilisiert? Die 12V kommen aktuell aus dem Labornetzteil. Homo Habilis schrieb: > (Oder meintest Du das > Schaltnetzteil dort ? Habe ich eindeutig anders verstanden...) Nein, das Schaltnetzteil dient zusammen mit der Konstantstromsenke als Last. Ich habe leider keine 230V (Halogen-)Glühlampen hier, die ich als Last nehmen könnte. Deshalb der umständliche Weg. Homo Habilis schrieb: > Wozu > genau also das Pi-Filter? Das Pi-Filter dient hier nur zur Störungsunterdrückung. Christian S. schrieb: > Welche Drahtstärken verwendest Du? Für die Sekundärwicklung 0,2mm CuL. Der ist mit einer Stromdichte von 6,4A/mm² hier schon ziemlich knapp bemessen, ich weiß. Dickerer Draht passt aber nicht auf den Wickelkörper. Das ist jetzt schon recht eng. Die Sekundärwicklung hat einen ohmschen Widerstand von 10Ω. Für die Primärwicklungen 1mm CuL. Martin S. schrieb: > Als nicht-experte frage ich mich, wo die Hilfswicklung für den FB bzw. > die galvanische Trennung zur Sekundärseite ist?! o.O Die Rückkopplung kommt ja von der Sekundärseite. Galvanische Trennung brauche ich erstmal nicht. Homo Habilis schrieb: > Welcher Kern beim Trafo? Sowas wie ein EC oder ETD? Von den Abmessungen passt ein ETD 44/22/15 recht gut. Allerdings ist die Kernhälfte nur 40mm breit. http://de.tdk.eu/inf/80/db/fer_13/etd_44_22_15.pdf Homo Habilis schrieb: > https://www.google.de/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=1&cad=rja&uact=8&ved=0ahUKEwiz28yKltbOAhXKAcAKHT0QDzIQFggeMAA&url=http%3A%2F%2Fmicrocontrollerslab.com%2Fferrite-transformer-turns-calculation%2F&usg=AFQjCNH-F5mkL-N-Dg-4hwntD-Xu64XPlQ&sig2=BP1cKVtK1qML-leHt0HdNA > > und/oder > > https://www.google.de/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=7&cad=rja&uact=8&ved=0ahUKEwiz28yKltbOAhXKAcAKHT0QDzIQFgg1MAY&url=https%3A%2F%2Fwww.mag-inc.com%2FFile%2520Library%2FProducts%2FFerrite%2FTransformerDesignWithFerrites2013.pdf&usg=AFQjCNEg4k7n0WFaNKDfv2dp1t_4hsYoeQ&sig2=KWNW-DsDW70xmFptF0kaRg > > ...mal lesen, hilft da evtl. schon wqas. Danke, ich lese mich mal ein.
Luca E. schrieb: > Von den Abmessungen passt ein ETD 44/22/15 recht gut. Allerdings ist die > Kernhälfte nur 40mm breit. Und die anderen Maße sind? Aber es wird wohl reichen die Daten eines ETD39 zu nehmen, und dann hast du für deine 40kHz viel zu viel gewickelt. Primär wären da 2*6 Windungen angemessen, und sekundär 140. Aber eine Speicherdrossel von wenigstens 1mH, besser 2mH gehört da auch noch rein.
hinz schrieb: > Und die anderen Maße sind? Die anderen Maße sind identisch mit denen aus dem Datenblatt. hinz schrieb: > Aber es wird wohl reichen die Daten eines ETD39 zu nehmen, und dann hast > du für deine 40kHz viel zu viel gewickelt. Primär wären da 2*6 Windungen > angemessen, und sekundär 140. Ich habe mal versucht mit Hilfe der oben genannten Links (https://www.mag-inc.com/design/design-guides/Transformer-Design-with-Magnetics-Ferrite-Cores und http://microcontrollerslab.com/ferrite-transformer-turns-calculation/) die Wicklungen für den ETD 39/20/13 Kern zu berechnen. Die Berechnung der "Area Product Distribution (WaAc)" dient ja nur dazu, den richtigen Kern für die zu übertragende Leistung zu finden, richtig?
P_o = 50W D_cma = 750 circular-mil/A (entspricht nach meiner Umrechnung dem Kehrwert der Stromdichte 1/J = 0,38 mm²/A) K_t 0,001 (PushPull) B_max 1500 Gauss f = 40kHz. Ich erhalte:
Die Angaben W_a und A_c habe ich im Datenblatt nicht gefunden. Ich gehe davon aus, dass W_a dem Wert A_N und A_c dem Wert A_min entspricht. http://de.tdk.eu/inf/80/db/fer_13/etd_39_20_13.pdf (S. 2 bzw S. 3)
Der Kern ist also für die zu übertragene Leistung geeignet, da 2,19cm^4
> 0,625cm^4, richtig?
Als nächstes die Berechnung der Primärwicklung(en).
Dazu gibt es die Formel:Wo kommen hier die Faktoren 10^8 im Zähler und die 4 im Nenner her? Alle Werte eingesetzt bekomme ich:
Berechnung der Sekundärwicklung: Das maximale Tastverhältnis beträgt 45%. Die Spannung an der Primärwicklung kann also maximal U_pri'=12V*0,45=5,4V betragen. Die Sekundärwicklung braucht also
Windungen. Kommt das in etwa hin? Mir ist aber immer noch nicht klar, wie ich das Kernmaterial wählen muss.
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hinz schrieb: > dann hast > du für deine 40kHz viel zu viel gewickelt. Primär wären da 2*6 Windungen > angemessen, und sekundär 140. Ach watt??! Jetzt auf einmal! transformer schrieb: > Ich würde primärseitig probeweise auf 2x 8 oder 10 Windungen runter > gehen und gegebenenfalls die Schaltfrequenz anpassen. hinz schrieb: > Sag doch gleich, dass du keine Ahnung davon hast. Abba nö, ick hab ja kene Ahnung... 6 Windungen brauchts natürlich nur wenn der Kern leistungsmäßig ausgereizt werden soll. Für 50 Watt passen auch 8 - 10, dann kann praktischerweise sekundär bleiben wie sie ist. Den Rest biegt die PWM schon hin... So nun warte ich nur noch darauf, daß der nächste kluge Rechner hier auf die Idee kommt, mal etwas mit der Frequenz und der Dimensionierung von R20 zu unternehmen... Dann sind alle Prophezeiungen des Ahnungslosen von oben eingetroffen. Das was ihr in 10 Stunden ausrechnet, das sagt mir mein Gefühl nach 10 Sekunden! Berechnet ihr eigentlich auch die Flugbahn des Balls beim Tischtennis bevor ihr zuschlagt?
transformer schrieb: > Das was ihr in 10 Stunden ausrechnet, das sagt mir mein Gefühl nach 10 > Sekunden! Berechnet ihr eigentlich auch die Flugbahn des Balls beim > Tischtennis bevor ihr zuschlagt? Und mein Gefühl sagt mir, dass du nur ein Spinner bist.
transformer schrieb: > hinz schrieb: >> dann hast >> du für deine 40kHz viel zu viel gewickelt. Primär wären da 2*6 Windungen >> angemessen, und sekundär 140. > > Ach watt??! Jetzt auf einmal! ... bla bla bla ... Zu früh gefreut: Die 6 Windungen bei 12V ergeben beim ETD39 bei 40kHz und 45% Einschaltzeit aber einen Magnetisierungsstrom von ca. 1,5A bei AL=2500. Das will man sich sicher nicht antun. Und 10kHz (wie von dir verlangt) ergeben dann 6A Magnetisierungsstrom und einen gesättigten Kern. transformer schrieb: > Abba nö, ick hab ja kene Ahnung... Stimmt.
Luca E. schrieb: > Kommt das in etwa hin? Nein, schau dir das mal lieber auf der Website von Schmidt-Walter an: http://schmidt-walter-schaltnetzteile.de
hinz schrieb: > Nein, schau dir das mal lieber auf der Website von Schmidt-Walter an: > > http://schmidt-walter-schaltnetzteile.de Nein, das verstehe ich nicht, das ist mir zu hoch! :-)) Ach, ich war ja nicht angesprochen. egal... ArnoR schrieb: > Und 10kHz (wie von dir verlangt) ergeben dann 6A Magnetisierungsstrom > und einen gesättigten Kern. Ich habe doch hier nichts zu verlangen. Mein Vorschlag lautete: Rt, im Plan oben mit R20 bezeichnet transformer schrieb: > zum testen einstellbar, 47 K Poti in Reihe. Mit Ct > 4,7nF überstreichst du dann etwa einen Frequenzbereich 10 bis 100 kHz... > Dann kann man ausprobieren was zum Kern passt...
transformer schrieb: > Berechnet ihr eigentlich auch die Flugbahn des Balls beim > Tischtennis bevor ihr zuschlagt? Ja, denn anders könntest Du den Ball nicht treffen. Das ist jetzt kein Witz.
hinz schrieb: > Und mein Gefühl sagt mir, dass du nur ein Spinner bist. Loriot-Mode ein: Eine Hausfrau hat das im Gefühl! Loriot-Mode aus. :-)
Luca E. schrieb: > Wo kommen hier die Faktoren 10^8 im Zähler und die 4 im Nenner her? Die 10^8 kommt von der Umrechnung cm² <-> m² und Gauss in Tesla. Die 4 kommt daher, dass nur eine Viertelperiode der Schaltfrequenz für die Berechnung der Flussdichteänderung gebraucht wird. Du hast nun die Primärwindungszahl für 0,15T Flussdichte berechnet, schön. Was ist aber mit dem Magnetisierungsstrom? Der wäre bei 4Wdg. größer als der Laststrom. Willst du das?
ArnoR schrieb: > Der wäre bei 4Wdg. > größer als der Laststrom. Willst du das? Nein. ArnoR schrieb: > Was ist aber mit dem Magnetisierungsstrom? Wie berechne ich den Magnetisierungsstrom? I=U/X_L? Dann müsste ich einen Kern mit hohem A_L-Wert wählen, damit die Induktivität und der Blindwiderstand möglichst groß sind und/oder die Windungszahl erhöhen um die Induktivität zu vergrößern. Bei steigender Windungszahl sinkt die Flussdichte. Bei 8 primären Windungen beträgt die Flussdichte 76mT und die Induktivität bei einem N27 Kern mit A_L=2,55µH 163,2µH. X_L ist bei 40kHz dann 41Ω und der Strom I ist bei 12V dann 300mA groß. Die Windungszahl der Sekundärspule beträgt dann N2=U_a*N1/U_e*0,45=370 (0,45 = maximales Tastverhältnis von 45% des SG3524)? Worauf muss ich bei der Kernauswahl noch achten? Der Kern muss ja zur Frequenz passen, damit die Kernverluste nicht zu groß werden. In den Datenblättern der Kernmaterialien sind die Kernverluste als Funktion der Frequenz angeben. Ich würde dann einen Kern wählen, bei dem die Verluste bei gegebener Frequenz unterhalb der maximalen Kernverlustleistung liegen. Passt das nun?
Luca E. schrieb: > Wie berechne ich den Magnetisierungsstrom? I=U/X_L? Falsche Frage. Du willst nicht den Strom berechnen, sondern die Windungszahl für einen erträglichen Magnetisierungsstrom. Natürlich kann man durch Umstellen der Gleichung auch den Strom für eine gegebene Windungszahl ausrechnen. Ich habe die Gleichung schon mal auf den AL-Wert bezogen: Nprim=SQRT(Uprim*T/(2*AL*dImag)) T=Periodendauer dImag=Amplitude des Magnetisierungsstromes Luca E. schrieb: > Dann müsste ich einen Kern mit hohem A_L-Wert wählen, damit die > Induktivität und der Blindwiderstand möglichst groß sind und/oder die > Windungszahl erhöhen um die Induktivität zu vergrößern. Die Induktivität steigt linear mit dem AL-Wert, der Magnetisierungsstrom fällt linear mit dem AL-Wert. Die Induktivität steigt aber quadratisch mit der Windungszahl, somit fällt der Magnetisierungsstrom auch quadratisch mit der Windungszahl. > Bei steigender Windungszahl sinkt die Flussdichte. Ja. Aber Die Flussdichte ist unabhängig vom AL-Wert.
Luca E. schrieb: > X_L ist bei 40kHz dann 41Ω und der Strom I ist bei 12V dann 300mA groß. Nö. Du hast hier keine sinusförmige Spannung/Strom. Wenn du schon unbedingt die komplexe Wechselstromrechnung anwenden willst, dann aber alle Harmonischen berücksichtigen. Der Strom ist etwa 830mA(pp).
Hallo nochmal, ich würde dann mal einen ETD44 Kern bestellen. Auf den ETD39 werde ich nicht alle Wicklungen drauf bekommen. Als Kernmaterial habe ich N27 ausgewählt. Wo liegt aber der Unterschied zwischen diesen beiden Wickelkörpern?: http://www.digikey.de/product-detail/de/epcos-tdk/B66366B1018T1/495-5481-ND/3914838 http://www.digikey.de/product-detail/de/epcos-tdk/B66366W1018T1/495-5482-ND/3914839 Das Datenblatt nennt keine Unterschiede und auch optisch ist kein Unterschied zu erkennen.
Luca E. schrieb: > ich würde dann mal einen ETD44 Kern bestellen. Auf den ETD39 werde ich > nicht alle Wicklungen drauf bekommen. Das ist merkwürdig, da müsste noch genug Platz sein, der ETD39 ist ja schon deutlich überdimensioniert. > Als Kernmaterial habe ich N27 ausgewählt. Für die Frequenz angemessen. > Wo liegt aber der Unterschied zwischen diesen beiden Wickelkörpern?: > > http://www.digikey.de/product-detail/de/epcos-tdk/... > http://www.digikey.de/product-detail/de/epcos-tdk/... > > Das Datenblatt nennt keine Unterschiede und auch optisch ist kein > Unterschied zu erkennen. Temperaturbeständigkeit: B66366B: F max. operating temperature 155 °C, color code black Valox 420-SE0® E45329 (M), GE PLASTICS B V B66366W: H max. operating temperature 180 °C, color code black Rynite FR 530® E41938 (M), E I DUPONT DE NEMOURS & CO INC
hinz schrieb: > Das ist merkwürdig, da müsste noch genug Platz sein, der ETD39 ist ja > schon deutlich überdimensioniert. In Ordnung. Es ist schwer abzuschätzen, ob es passt oder nicht. hinz schrieb: > Temperaturbeständigkeit Danke.
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So, ich hatte nun mal Zeit den Übertrager zu wickeln und die neue Platine zu ätzen. So ganz funktioniert es aber noch nicht. Primärseitig habe ich je Wicklung 2x 18 Windungen mit je 0,7mm CuL-Draht aufgebracht. Die Sekundärwicklung hat 450 Windungen 0,2mm CuL-Draht. Als Last dient eine 40W 230V Glühlmape. Unter Last bricht die Spannung auf 230V zusammen. Die Ausgangsleistung beträgt 35W, die Eingangsleistung 48W bei 12V. Die Verlustleistung von 13W wird ja dann in Form von Kupfer-, Kern-, und Schaltverlusten auftreten. Die Frequenz lässt sich zwischen 30kHz und 46kHz verstellen. Bei 46kHz ist die Ausgangsspannung unter Last maximal. Aber auch im Bereich 20kHz bis 60kHz ist die Spannung nie größer als 230V. Also habe ich weitere 70 Windungen auf die Sekundärwicklung aufgebracht. Jetzt sind es bereits 240V unter Last. Allerdings sind die Verluste auch auf 20W gestiegen. Die PWM liegt dann natürlich am Anschlag bei 45%. Der ETD39 Spulenkörper ist voll. Soll ich es nochmal mit dem ETD44 Kern probieren und dort 4x 0,7mm CuL pro Primärwicklung und 2x 0,2mm für die Sekundärwicklung nehmen oder liegt der Fehler woanders?
Was sind das für Gleichrichterdioden? (D1,D2,D3,D4) Edit: Bitte nicht UF4007
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Luca E. schrieb: > Primärseitig habe ich je Wicklung 2x 18 Windungen So viel? > mit je 0,7mm CuL-Draht aufgebracht. So wenig? > Die Sekundärwicklung hat 450 Windungen So viel? > 0,2mm CuL-Draht. So wenig? Was hast du da nur gerechnet.
Thomas B. schrieb: > Was sind das für Gleichrichterdioden? (D1,D2,D3,D4) > > Edit: > Bitte nicht UF4007 UF4007 sind da völlig in Ordnung.
Bricht denn die Spannung auch bei kleinerer Last ein? Wie ist das mit der Stromüberwachung? (R14,R16,R17,Pin4) Bricht die Spannung auch ein wenn eine kleinere Ausgangspannung gewählt wird? (Feedback, Pin1) Und ein Foto von der Platinenunterseite währe hilfreich. hinz schrieb: > UF4007 sind da völlig in Ordnung. Mag sein das die UF4007 funktioniert. Muss man sich aber nicht antun :) Lieber BYW oder so. Gruß Thomas
Thomas B. schrieb: > Mag sein das die UF4007 funktioniert. > Muss man sich aber nicht antun :) > Lieber BYW oder so. Schon mal ins Datenblatt gesehen?
hinz schrieb: > Thomas B. schrieb: >> Mag sein das die UF4007 funktioniert. >> Muss man sich aber nicht antun :) >> Lieber BYW oder so. > > Schon mal ins Datenblatt gesehen? Ja klar, deswegen schrieb ich ja. Sorry wegen meiner Rechtschreibfehler :( Gruß Thomas Edit: Was mir auch nicht gefällt sind die 2,2mH Drosseln und die dicken Elkos am Ausgang. 640µF ist schon recht viel.
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Luca E. schrieb: > So ganz funktioniert es aber noch nicht. hinz hat ja schon was zur Wicklung geschrieben, sehe ich auch so. Du hast jetzt zwar angenehm kleine Flussdichte und Magnetisierungsstrom, aber dafür hohe Drahtverluste. Ich komme auf etwa 20R Drahtwiderstand sekundär bei 450Wdg, dazu kommt noch der transformierte primär. Und von den 2m2-Drosseln sieht und liest man auch nichts. Und du musst beachten, dass es nur 90% Einschaltzeit sind und der Strom nicht gleichmäßig über die Einschaltzeit fließt. Es gib bei jeder Einschaltflanke eine Nachladestromspitze mit erhöhten Verlusten. Der Fehlerverstärker im SG2524 hat eine Leerlaufverstärkung von typ. 80dB, davon frisst der Teiler R1...R4 schon 40dB, bleiben 40dB zum Regeln. Die Schaltung kann die Ausgangsspannung daher überhaupt nur noch im Prozentbereich ausregeln.
ArnoR schrieb: > Der Fehlerverstärker im SG2524 hat eine Leerlaufverstärkung von typ. > 80dB, davon frisst der Teiler R1...R4 schon 40dB, bleiben 40dB zum > Regeln. Die Schaltung kann die Ausgangsspannung daher überhaupt nur noch > im Prozentbereich ausregeln. Äh, ganz so schlimm ist es doch nicht, da durch die Transformation wieder etwas "Verstärkung" gutgemacht wird.
Jedenfalls stimmt der Schaltplan nicht mit der Platine oder Aufbau überein. Bitte Foto von unten und oben.
Thomas B. schrieb: > hinz schrieb: >> Thomas B. schrieb: >>> Mag sein das die UF4007 funktioniert. >>> Muss man sich aber nicht antun :) >>> Lieber BYW oder so. >> >> Schon mal ins Datenblatt gesehen? > > Ja klar, deswegen schrieb ich ja. Und was stört dich an den UF4007?
Für die angepeilte Leistung sollte die Kerngröße völlig ausreichen. Zum Vergleich: Über einen ETD-39 schicke ich derzeit im Dauertest eine Grenzlast von 550W bei 130kHz. Nach einer Stunde ist dann der Trafo bei 100C angelangt.
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Erstmal danke für die Antworten! Thomas B. schrieb: > Bricht denn die Spannung auch bei kleinerer Last ein? Nein, bei Belastung mit einem 5,6kΩ Lastwiderstand beträgt die Ausgangsspannung 245V. Das Tastverhältnis geht auf etwa 25%. Im Leerlauf erreicht die Spannung auch nur 245V. Das wird die Toleranz des Feedbackspannungsteilers und der Referenzspannung sein. Thomas B. schrieb: > Wie ist das mit der Stromüberwachung? (R14,R16,R17,Pin4) Oszibild der Spannung über den 3 Shuntwiderständen im Anhang. 335mV über 1/30Ω ergeben Strompeaks von 10A. Thomas B. schrieb: > Was mir auch nicht gefällt sind die 2,2mH Drosseln Bei der Berechnung mit dem Simulationstool von Schmidt-Walter werden mir 2mH als Drossel vorgeschlagen. Das LC-Glied aus L4 und C17 dient nur der weiteren Siebung. ArnoR schrieb: > Und von > den 2m2-Drosseln sieht und liest man auch nichts. Stimmt, die habe ich vergessen zu erwähnen. Es handelt sich um diese: http://www.bourns.com/docs/Product-Datasheets/SRR1208.pdf Das sind bei 2 Spulen auch 8,4Ω Drahtwiderstand... ArnoR schrieb: > Ich komme auf etwa 20R Drahtwiderstand > sekundär bei 450Wdg Es sind tatsächlich genau 20Ω. Bei 200mA Ausgangsstrom fallen an den 28,4Ω also 5,7V ab... ArnoR schrieb: > Du > hast jetzt zwar angenehm kleine Flussdichte und Magnetisierungsstrom, > aber dafür hohe Drahtverluste. Wenn ich als Primärwindungszahl 10 nehme, habe ich 600mA Magnetisierungsstrom. Das wäre ja noch in Ordnung. Wie viel Sekundärwindungen müsste ich aufbringen? Mit
komme ich auf 416 Windungen. t = maximales Tastverhältnis des SG3524. Faktor 1,2 = 20% mehr Sekundärwindungen zum Ausgleich der Verluste. Wenn ich das mal mit dem Schmidt-Walter Tool berechne, werden mir 441 Windungen vorgeschlagen. Es gibt auf der Schmidt-Walter Seite leider keinen Gegentaktwandler in dieser Konfiguration, wie ich ihn verwende. Zur Berechnung habe ich also den Halbbrückengegentaktwandler verwendet. Es wird außerdem für die Drahtstärke der Primärwicklung mindestens 1,88mm empfohlen. Wenn ich 3x 0,7mm Wicklungen parallel schalte, müsste ich ja auf den Querschnitt kommen. Bei der Sekundärwicklung würde ich dann 2 Wicklungen mit je 0,2mm parallel schalten. Das passt dann aber nicht auf den ETD39 Kern...
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Luca E. schrieb: > Zur Berechnung habe ich also > den Halbbrückengegentaktwandler verwendet. Das halbiert natürlich die Eingangsspannung....
hinz schrieb: > Das halbiert natürlich die Eingangsspannung... Oh, jetzt sehe ich es auch... Und ich wundere mich, warum als Übersetzungsverhältnis 44 angezeigt wird... Jetzt schlägt mir das Tool bei 10 Primärwindungen 221 Sekundärwindungen vor. Das kommt doch schon eher hin. Luca E. schrieb: > Mit > Nsek=Npri∗Ua∗1.2Ue∗2∗t=10∗250V∗1.212V∗2∗0.45 > N_{ sek }=\frac{ N_{ pri }*U_{ a }*1.2}{ U_{ e }*2*t }=\frac{ > 10*250V*1.2}{ 12V*2*0.45 } > > komme ich auf 416 Windungen. Was auch immer ich da gerechnet habe?? Da kommt natürlich 277 raus, nicht 416... Also. Ich werde den Übertrager nochmal neu wickeln. 2 Primärwicklungen mit je 3x 10 Windungen mit 0,7mm CuL. Die Sekundärwicklung mit 277 Windungen mit 2x 0,2mm CuL. Ich hoffe, das passt dann...
Luca E. schrieb: > Die Sekundärwicklung mit 277 Windungen mit 2x 0,2mm CuL. Viel Angstreserve. ;-) > Ich hoffe, das passt dann... Als nächstes kommen dann die Snubber dran...
hinz schrieb: > Und was stört dich an den UF4007? Weil das das billigste ist was man bekommen kann. Und eine BYW55/56 wäre passender, aber auch teurer. Über das Datenblatt könnte man lange diskutieren. Ich fange das gar nicht erst an, muss Morgen um 4:30 raus. Schönen Restabend noch ;) Gruß Thomas
hinz schrieb: > transformer schrieb: >> Fettich! > > So macht mans halt wenn man keine Ahnung davon hat. Hast du auch noch andere Freuden im Leben?
So, neuer Übertrager ist fertig Mit der Glühlampe als Last beträgt die Spannung 240V. Es fließen 183mA, macht 43,9W. Auf der Primärseite fließen 4,7A. Bei 12V sind das 56,4W. Es fallen also 12,5W Verlustleistung an. Wie im Bild "GATE.bmp" sichtbar, ist das Tastverhältnis jetzt nicht mehr permanent am Anschlag. Der Übertrager macht sich mit lautem Surren bemerkbar. Thomas B. schrieb: > hinz schrieb: >> Und was stört dich an den UF4007? > > Weil das das billigste ist was man bekommen kann. > Und eine BYW55/56 wäre passender, aber auch teurer. Ist das billigste immer das schlechteste? BYW54 hätte ich sogar da. Aber ist sie mit ihren 4µs t_rr nicht zu langsam? hinz schrieb: > Als nächstes kommen dann die Snubber dran... Das Oszibild "DRAIN.bmp" zeigt die Spannung am Drain von Q2. Die Snubberwiderstände haben übrigens 120Ω, die beiden Mosfets sind IRFB7446, keine IRF540. Das habe ich vergessen im Schaltplan zu aktualisieren.
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Luca E. schrieb: > So, neuer Übertrager ist fertig Fleißig! > Mit der Glühlampe als Last beträgt die Spannung 240V. Es fließen 183mA, > macht 43,9W. > > Auf der Primärseite fließen 4,7A. Bei 12V sind das 56,4W. > > Es fallen also 12,5W Verlustleistung an. Noch zu viel. > Wie im Bild "GATE.bmp" sichtbar, ist das Tastverhältnis jetzt nicht mehr > permanent am Anschlag. Da klopt aber was zurück! Die Spitze hat da so stark nichts zu suchen. > Der Übertrager macht sich mit lautem Surren > bemerkbar. Sicher, dass die Kernhälften ohne Luftspalt sind? > BYW54 hätte ich sogar da. Aber ist sie mit ihren 4µs t_rr nicht zu > langsam? Viel zu langsam. > hinz schrieb: >> Als nächstes kommen dann die Snubber dran... > > Das Oszibild "DRAIN.bmp" zeigt die Spannung am Drain von Q2. Die Bilder sind so arg klein für meine alten Augen... Und mach gleich noch eines vom Regelkreis. > Die Snubberwiderstände haben übrigens 120Ω, Zu viel, das sollten ehr 12 Ohm sein. Dafür wird die Kapazität zu groß sein, mal sehen. > die beiden Mosfets sind > IRFB7446, keine IRF540. Das habe ich vergessen im Schaltplan zu > aktualisieren. 40V ist schon etwas knapp.
Hallo, alle Achtung vor diesem Bauprojekt! Immerhin ist es auf einer schönen selbst gemachten Platine zur Realität geworden. Man erhält hier ein eindrucksvolles Beispiel dafür, wie trotz umfangreicher Berechnungen trotzdem mehrere Versuche notwendig sind, um die Trafowicklerei in zielführend sinnvolle Bahnen zu bekommen. Ich möchte noch zu bedenken geben, daß auf den Oszilloskopbildern von 22.24 Uhr zusätzliche unerwünschte "Zacken" zu erkennen sind. Im linken Bild nach jedem Aussschalten des FETs und im rechten Bild sieht man es nach dem mittleren Rechteck. Also im Bilderbuch dürften sie nicht auftreten. Vielleicht rührt daher das Geräusch des Kerns. Vielleicht ist auch schon die Strombegrenzung am Anspringen. Das wäre noch am Objekt selbst zu erforschen. Ebenso könnten die 12 Watt Verlust zum Teil von diesen Zusatzzacken herrühren, weil die FETs dann mehr Schaltvorgänge ausführen als offiziell geplant. Die FETs werden anscheinend nicht perfekt geschaltet, obwohl sie nicht an langen Drähten angeschlossen sind. Ist GND des ICs möglichst direkt mit dem - Pol des 4,7mF-Elkos verbunden oder können sich da bereits Spannungsspitzen einschleichen? Ich wünsche noch viel Erfolg bei der Optimierung und bin auf die Präsentation des optimalen Ergebnisses gespannt. mit freundlichem Gruß
Thomas B. schrieb: > BYW55/56 wäre passender Ich habe ehrlich gesagt keinen Schimmer, was Du damit meinst. Bist Du sicher, daß Du hier nicht was verwechselst? Die aus der UF400X-Serie mit ihren maximal 75ns trr sind doch passend hier. Sogar mehr als schnell genug. Unter 100 kHz gingen sogar welche mit 150ns, unter 40-50kHz sogar welche mit bis zu 300ns, noch (so leidlich) schnell genug. Aber 4000ns bei bis zu 60kHz? Das glaube ich Dir wirklich nicht, daß Du das ernst meinst. Kann nicht sein.
Homo Habilis schrieb: > Sogar mehr als schnell genug. Das sollte man natürlich nicht falsch verstehen: Schneller wäre besser. Es kommt nicht nur auf die Frequenz allein, sondern auf die genaue Topologie, die Totzeit und die Schaltflanken/-geschwindigkeit. (Hier bestimmt nicht sehr steil/schnell, die FETs sind ja strommäßig mehr als überdimensioniert. Verstehe ich ehrlich gesagt nicht. Und hat bei solcher Übertreibung auch keine besonders positiven Auswirkungen auf den Wirkunggrad. Ich schließe mich hinz an, und verweise auf den weit höheren Nutzen von etwas mehr Spannungsfestigkeit - und zusätzlich darauf, daß die IRF540 sogar schon mehr als genügend Stromtragfähigkeit aufweisen würden. Und wenn schon die IRFB7446 unbedingt bleiben sollen (wäre aber auch bei den etwas "unmoderneren" IRF540 nicht schlecht - der hat eine nur wenig gerihgere Gateladung, ist aber halt wenigstens viel spannungsfester), ... ... könnte man doch BC327/BC337 für die Treiber nehmen (die kann der SG3524 noch locker treiben - man kann ja/sollte vielleicht eh besser 100-120R an E1 und E2 setzen), und die Widerstände an den Gates auf bis zu 12R verringern. Die ca. 300mA peak bei den BC547/BC557 (geschätzt bei <12V an 39R) sind eh weit grenzwertig(er) als 1A peak bei BC327/BC337 wäre - die machen das wohl gar nicht all zu lange mit, befürchte ich. Obwohl auch bei den BC327/BC337-16 die h_FE bei 1A kaum auf unter 10 absinken wird, kann man ja -40er nehmen. Ich fürchte aber, das wird dem TO zu viel "geändere" (zuviel Bestellerei, wenn nicht da), obwohl er handwerklich ja sehr fleißig zu sein scheint. So oder so - viel Erfolg! ^^
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hinz schrieb: > Sicher, dass die Kernhälften ohne Luftspalt sind? Ja. Das Surren wird von den Wicklungen kommen. Wenn ich die Wicklungen etwas zusammendrücke ändert sich das Geräusch. hinz schrieb: > Und mach gleich noch eines vom Regelkreis. Anbei ein Bild von Pin 1 des SG3524 (IN-) und Pin 9 (Comp). hinz schrieb: > Zu viel, das sollten ehr 12 Ohm sein. Ich habe jetzt 10Ω eingebaut. Wie in Bild "DRAIN_2.bmp" zu sehen, ist die kurze Spannungsspitze etwas geringer geworden. Die Spannungsspitze auf dem Gate ist aber nach wie vor da. Christian S. schrieb: > Vielleicht ist > auch schon die Strombegrenzung am Anspringen. Das wäre noch am Objekt > selbst zu erforschen. Ich habe die Strombegrenzung mal außer Gefecht gesetzt, indem ich die 3 Shunts überbrückt habe. Die Ausgangsspannung geht jetzt unter Last auf die 245V, die auch im Leerlauf erreicht werden. Auf der Primärseite fließen 5A. Allerdings beträgt die Verlustleistung jetzt 14,5W. Christian S. schrieb: > Ist GND des ICs möglichst direkt mit dem - Pol des 4,7mF-Elkos > verbunden oder können sich da bereits Spannungsspitzen einschleichen? Die Anbindung der Masse ist leider nicht so optimal. Sie geht über 2 Lötbrücken und hängt hinter den Gatetreibern. Aber auch wenn ich die Masse direkt mit einer 1,5mm^2 Brücke mit den Minuspolen der Elkos verbinde, bleibt der Spike. Homo Habilis schrieb: > Ich schließe mich hinz an, und verweise auf den weit höheren Nutzen von > etwas mehr Spannungsfestigkeit - und zusätzlich darauf, daß die IRF540 > sogar schon mehr als genügend Stromtragfähigkeit aufweisen würden. Ich habe leider keine IRF540 oder vergleichbare da. Bei der nächsten Reicheltbestellung bestelle ich ein paar mit.
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Hallo, " Die Ausgangsspannung geht jetzt unter Last auf die 245V, die auch im Leerlauf erreicht werden." Also war vorher wohl bereits eine Drosselung im Gange. mfG
Setze doch besser die Strombegrenzung wieder in Betrieb und schließe noch ein Poti 0,1 ... 1 k mit dem Schleifer an den Strombegrenzungseingang und mit dem oberen Ende zum Shunt und dem unteren Ende an Gnd. So läßt sich die Strombegrenzung anpassen, bevor es FETs kostet. MfG
Luca E. schrieb: > Anbei ein Bild von Pin 1 des SG3524 (IN-) und Pin 9 (Comp). Falsche Zeitbasis, man will ja das Surren sehen. > Ich habe jetzt 10Ω eingebaut. Wie in Bild "DRAIN_2.bmp" zu sehen, ist > die kurze Spannungsspitze etwas geringer geworden. > > Die Spannungsspitze auf dem Gate ist aber nach wie vor da. Klemm die mal so um, dass sie parallel zu den MOSFETs liegen. > Ich habe die Strombegrenzung mal außer Gefecht gesetzt, indem ich die 3 > Shunts überbrückt habe. Die Ausgangsspannung geht jetzt unter Last auf > die 245V, die auch im Leerlauf erreicht werden. Tiefpass zwischen Shunt und Regler hilft gegen Transienten. > Allerdings beträgt die Verlustleistung jetzt 14,5W. Wo wirds denn warm?
Hallo Das mit der Diode habe ich versemmelt, ich bitte um Entschuldigung. Hatte 3 Tab´s offen und habe dann was falsches geschrieben, sorry Ich meinte BYV und nicht BYW Die BYW geht aber auch. Wenn es nur um “trr “ginge würde ja auch eine 1N4148 funktionieren :) (Vom Strom und Spannung mal abgesehen) http://www.vishay.com/docs/81857/1n4148.pdf Es geht um die Verluste im Gleichrichter. Da muss man etwas experimentieren. Aber von der UF4007 rate ich trotzdem ab. Habe da schlechte Erfahrungen gemacht. (Bitte korrigiert mich wenn ich falsch liege) Gruß Thomas
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Thomas B. schrieb: > Aber von der UF4007 rate ich trotzdem ab. > Habe da schlechte Erfahrungen gemacht. Tja - das ist eine äußerst subjektive Sichtweise. Viele Bastler haben ganz gegensätzliche Erfahrungen - einschließlich mir. Und von den Werten im Datenblatt - was meistens entscheidend ist - wäre höchstens eine etwas hohe maximale Flußspannung zu bemängeln. Guckt man aber nach "V_f vs. I_f", relativiert sich alles ein wenig - da man bei ca. 1V landet, was doch in Ordnung geht. Thomas B. schrieb: > Die BYW geht aber auch. > (Bitte korrigiert mich wenn ich falsch liege) Thomas, die BYW55 o. 56 würde doch sogar bei maximaler Pulsbreite über die Hälfte dieser Breite in der Sperrerholzeit verbringend "auffressen" (rechne doch mal nach). Da bringt doch auch die (übrigens nur marginal) geringere Flußspannung nichts - die PWM würde faktisch erst ab ca. (2x) 25% Duty hinter den Dioden "ankommen".
Thomas B. schrieb: > Aber von der UF4007 rate ich trotzdem ab. > Habe da schlechte Erfahrungen gemacht. Was für welche? > (Bitte korrigiert mich wenn ich falsch liege) So wird es sein.
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hinz schrieb: > Klemm die mal so um, dass sie parallel zu den MOSFETs liegen. Die Snubber parallel zu Drain und Source? hinz schrieb: > Tiefpass zwischen Shunt und Regler hilft gegen Transienten. Ich habe es mit 4k7 und 4u7 probiert, allerdings stellen sich an Pin 4 des SG3524 500mV ein, was dazu führt, dass er sich deaktiviert. Aus dem Opamp fließen also etwa 100µA heraus. Mit 100 Ohm und 10µF sieht es schon besser aus. Siehe Oszibild "CurrLimit.png" Der Spike auf den Gates ist nun verschwunden. Er wird also tatsächlich von der Strombegrenzung gekommen sein. (Gate.png) hinz schrieb: > Falsche Zeitbasis, man will ja das Surren sehen. Interessant ist, dass das Surren aufhört, wenn der Tastkopf mit Comp verbunden ist. Es fehlen also nur ein paar pF von Pin 9 nach Masse. Mit 22pF ist das Surren verschwunden. (Comp.png) hinz schrieb: > Wo wirds denn warm? Die Transistoren werden lauwarm. Die Snubberwiderstände sind Keramikwiderstände mit 5W. Diese werden nach 3 Minuten schon 70°C heiß. Hier wird also die meiste Verlustleistung anfallen. Der Kern und die Wicklungen werden auch lauwarm. Wie hoch die Temperatur im Wickelkörper ist kann ich natürlich nicht messen. Ich nehme an, dass der Snubber noch falsch dimensioniert ist?
Hallo, hier beispielweise wurde ein kleinerer Kondensator verwendet. Ich habe mal bei einem ganz kleinen Schaltwandler den Snubber mit Hilfe eines Potis eingestellt. Beim Verdrehen kann man schön auf dem Oszi beobachten, wann die Ausschwinger weg sind und ab wann die Flanke beeinflußt wird. Bei der höheren Leistung hier dürfte das nicht direkt umsetzbar sein. 4. Snubber design (RC snubber) https://www.google.de/url?sa=t&source=web&rct=j&url=http://www.deyisupport.com/cfs-file.ashx/__key/telligent-evolution-components-attachments/00-24-01-00-00-06-00-97/snubber-design.pdf&ved=0ahUKEwiv7Nfd9eTPAhXBYJoKHUZnCqgQFggwMAg&usg=AFQjCNF3RWaMI1ZU8nfKCT4CAvnAhiPf0g Zum Snubber findet man im Netz eine unüberschaubare Menge an Abhandlungen. MfG
Luca E. schrieb: > Die Snubber parallel zu Drain und Source? Ja. >> Tiefpass zwischen Shunt und Regler hilft gegen Transienten. > > Ich habe es mit 4k7 und 4u7 probiert, Viel zu kleine Grenzfrequenz. > Interessant ist, dass das Surren aufhört, wenn der Tastkopf mit Comp > verbunden ist. Es fehlen also nur ein paar pF von Pin 9 nach Masse. Mit > 22pF ist das Surren verschwunden. (Comp.png) Das spricht für ein schlechtes Layout. > Die Transistoren werden lauwarm. Die Snubberwiderstände sind > Keramikwiderstände mit 5W. Diese werden nach 3 Minuten schon 70°C heiß. > Hier wird also die meiste Verlustleistung anfallen. > Der Kern und die Wicklungen werden auch lauwarm. Wie hoch die Temperatur > im Wickelkörper ist kann ich natürlich nicht messen. > > Ich nehme an, dass der Snubber noch falsch dimensioniert ist? Da du die Trafoparameter (Haupt- und Streuinduktivitäten) wohl nicht gemessen hast bleibt dir nur Trial&Error, aber 100nF sind wohl deutlich zu viel.
Luca E. schrieb: > Die Snubberwiderstände sind > Keramikwiderstände mit 5W. Diese werden nach 3 Minuten schon 70°C heiß. > Hier wird also die meiste Verlustleistung anfallen. Warum nimmst du nicht anstelle der RC-Snubber Z-Dioden von vielleicht 15V...18V, die von den Drains zur 12V-Versorgung geklemmt werden (mit Reihendiode natürlich)? An den Drains entstehen prinzipbedingt 24V, wenn der jeweils andere Mosfet an ist. Also kann man dort auf z.B. 30V klemmen. Dann fließt nur Strom wenn es unbedingt sein muss (Spikes durch Streuinduktivitäten) und nicht dauernd durch die RC-Kombination. Warum legst du den Fußpunkt der Ausgangsspannung nicht auf die 12V-Versorgung? Da Ein- und Ausgangsspannung auf die gleiche Masse bezogen sind, kannst du die Sekundärwicklung um die 12V kürzen. Das spart Wickelraum und übertragene Leistung.
Eigentlich wollte ich ja das Thema mit der Diode abschließen. Will ja hier ja nicht den ganzen Thread versauen. Aber kann es sein das man auch mal Chinakacke erwischt? Oder waren das nur einfache 1N4007? http://www.reichelt.de/UF-4007/3/index.html?ACTION=3&LA=446&ARTICLE=42038&artnr=UF+4007&SEARCH=uf4007 https://www.conrad.de/de/standarddiode-fairchild-semiconductor-uf4007-do-204al-1000-v-1-a-1265180.html Bei meinen Anwendungen wurden die immer zu warm und hielten nicht wirklich lange. Waren nur Gegentaktwandler mit kleinerer Leistung. (300-400V 2-50mA) ZB. für die Versorgung von Geigerzählrohr oder zum laden von HV-Elkos. (Aber auch Selbstschwinger) Bei einem versuch ein AC Halogenschaltnetzteil gleichzurichten ist mir das Ding um die Ohren geflogen :) PS: Bei den Link´s bitte den Preis beachten. Gruß Thomas
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_2__Snubber_3n3.png
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_3__Snubber_47n.png
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_4__Snubber_22n_parallel_zu_fet.png
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_5__ZD16_UF4007.png
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_6__ZD16_UF4007_Snubber_22n.png
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_7__ZD16_UF4007_ZD33V.png
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Christian S. schrieb: > 4. Snubber design (RC snubber) > > https://www.google.de/url?sa=t&source=web&rct=j&url=http://www.deyisupport.com/cfs-file.ashx/__key/telligent-evolution-components-attachments/00-24-01-00-00-06-00-97/snubber-design.pdf&ved=0ahUKEwiv7Nfd9eTPAhXBYJoKHUZnCqgQFggwMAg&usg=AFQjCNF3RWaMI1ZU8nfKCT4CAvnAhiPf0g Danke, das lese ich mir mal durch. hinz schrieb: > Da du die Trafoparameter (Haupt- und Streuinduktivitäten) wohl nicht > gemessen hast bleibt dir nur Trial&Error, aber 100nF sind wohl deutlich > zu viel. Ich habe leider (noch) kein Induktivitätsmessgerät. Ich sollte mir mal eins zulegen. Ich habe mal etwas experimentiert... Im Anhang sind zu finden: 1) Snubber mit 22nF Kondensator 2) Snubber mit 3,3nF Kondensator 3) Snubber mit 47nF Kondensator 4) Snubber mit 22nF, allerdings parallel zu den Fets 5) 16V Zenerdiode + UF4007 gegen +12V 6) 16V Zenerdiode + UF4007 gegen +12V mit RC Snubber (22nF) 7) 16V Zenerdiode + UF4007 gegen +12V mit 33V Zenerdiode parallel zu den Fets Snubberwiderstand jeweils 10Ω. Der kurze Spike ist jetzt wesentlich kleiner. Interessant ist, dass bei allen die selbe abklingende Schwingung auftritt. Vom einer zu langen Masseleitung am Tastkopf kann sie nicht kommen. Er ist per Massefeder direkt mit der Massefläche an den 4700µF Elkos verbunden. Kommt diese Schwingung von dem Schwingkreis, den die Primärinduktivität mit der Sperrschichtkapazität der Dioden und der Kapazität des Tastkopfes bildet? Aber warum ist sie dann auch bei dem RC-Snubber identisch? ArnoR schrieb: > Warum legst du den Fußpunkt der Ausgangsspannung nicht auf die > 12V-Versorgung? Das probiere ich morgen mal. Wenn ich das mache, ohne die Sekundärwindungen zu verringern, müsste der Regler doch auch die 5V, die jetzt bei Belastung fehlen, einfacher ausregeln können, oder?
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Ich habe jetzt nochmal andere Werte durchprobiert, aber ich bekomme die "große" Schwingung von etwa 700kHz nicht weg. Dann kann es ja eigentlich nur am Layout liegen? Ein LCR-Meter ist bestellt. Dann werde ich den Snubber mal versuchen zu berechnen.
Hallo, in dieser mehrteiligen Serie wird allerdings am Beispiel eines Flyback converters die Dimensionierung erklärt. Wie man Haupt und Streuinduktivität mißt, wird auch gezeigt. Vielleicht kannst Du hiervon etwas verwerten. Er baut ein reales Gerät damit auf. Analysis and Design of a Flyback; Part 4, How to Model the Transformer and Simulate it Robert Bolanos 9.898 Aufrufe https://m.youtube.com/watch?v=g6N2FPEAEpI Im Prinzip kannst Du auch ohne L-Meter eine Induktivität messen, indem Du mit ihr einen Schwingkreis aufbaust und ihn hochohmig an eine Rechteckgenerator anschließt. Aus der Resonanzfrequenz erhält man L. Vielleicht hat die Drossel vor dem Ausgangselko nicht genügend Dämpfung? mit freundlichem Gruß
Christian S. schrieb: > Im Prinzip kannst Du auch ohne L-Meter eine Induktivität messen, indem > Du mit ihr einen Schwingkreis aufbaust und ihn hochohmig an eine > Rechteckgenerator anschließt. Aus der Resonanzfrequenz erhält man L. Habe ich tatsächlich gemacht. Ich komme auf 15,8mH Primärinduktivität und 723mH Sekundärinduktivität. Das kommt mir etwas hoch vor. Die Streuinduktivität erhalte ich laut [1] durch kurzschließen aller anderen Wicklungen. Hier konnte ich aber auf dem Oszi keine Schwingung mehr erkennen. [1]: Christian S. schrieb: > 4. Snubber design (RC snubber) > > https://www.google.de/url?sa=t&source=web&rct=j&url=http://www.deyisupport.com/cfs-file.ashx/__key/telligent-evolution-components-attachments/00-24-01-00-00-06-00-97/snubber-design.pdf&ved=0ahUKEwiv7Nfd9eTPAhXBYJoKHUZnCqgQFggwMAg&usg=AFQjCNF3RWaMI1ZU8nfKCT4CAvnAhiPf0g
Luca E. schrieb: > Ich komme auf 15,8mH Primärinduktivität Bei 10Wdg auf einem ETD39 mit MnZn-Ferrit? Sicher nicht. Der AL-Wert solcher Kerne liegt bei 2600, was an 10Wdg 260µH und an 20Wdg 1,04mH ergibt. Natürlich hast du auch nicht gesagt, was du mit primär meinst, also eine Hälfte für einen Transistor oder "alles". > und 723mH Sekundärinduktivität. 277Wdg ergeben dann 200mH. Übrigens macht es überhaupt keinen Spaß, den ganzen langen Thread immer wieder nach den aktuellen Werten (Wickeldaten/Dimensionierungen) zu durchsuchen. Bei geänderter Dimensionierung eine Schaltung mit den aktuellen Werten zu posten, wäre schon hilfreich.
ArnoR schrieb: > Bei 10Wdg auf einem ETD39 mit MnZn-Ferrit? Sicher nicht. Eben. Dachte ich mir. ArnoR schrieb: > Natürlich hast du auch nicht gesagt, was du mit primär meinst, > also eine Hälfte für einen Transistor oder "alles". Eine Hälfte. ArnoR schrieb: > Übrigens macht es überhaupt keinen Spaß, den ganzen langen Thread immer > wieder nach den aktuellen Werten (Wickeldaten/Dimensionierungen) zu > durchsuchen. Bei geänderter Dimensionierung eine Schaltung mit den > aktuellen Werten zu posten, wäre schon hilfreich. So wie im Anhang besser? Das sind die Ergebnisse vom 18.10.2016 (22:52) mit Schaltplan.
Luca E. schrieb: > Eine Hälfte. Umso schlimmer, Faktor 60 daneben. Luca E. schrieb: > So wie im Anhang besser? Nö, keinerlei Trafodaten drin, und genau davon ist doch gerade die Rede.
ArnoR schrieb: > keinerlei Trafodaten drin Naja, die Windungszahlen stehen ja an den Wicklungen dran. Dir fehlt die Drahtstärke? Jede Primärwicklung besteht aus drei parallelgeschalteten Wicklungen mit je 0,7mm Kupferlackdraht. Die Sekundärwicklung aus zwei parallelgeschalteten Wicklungen mit je 0,2mm Kupferlackdraht. Der Kern ist ein ETD 39/20/13 mit dem Kernmaterial N27 ohne Luftspalt. Das füge ich gerne beim nächsten PDF noch mit hinzu.
Luca E. schrieb: > Naja, die Windungszahlen stehen ja an den Wicklungen dran. Dir fehlt die > Drahtstärke? Kein Grund schnippisch zu werden. Ich habe hier ein Notebook mit 13 Zoll Monitor, da habe ich nicht mal erkannt, dass da was steht. Erkennen kann ich die Werte, die viel kleiner geschrieben sind als alle anderen Werte, erst bei 200%...
ArnoR schrieb: > Kein Grund schnippisch zu werden. Bin ich nicht, keine Sorge. ;-) ArnoR schrieb: > Ich habe hier ein Notebook mit 13 Zoll > Monitor, da habe ich nicht mal erkannt, dass da was steht. Ok, dann ist das Verständlich.
Das LCR-Meter ist angekommen (Uni-T UT612) und ich habe den Übertrager mal vermessen. Hier die Messergebnisse:
1 | +-------------+-------------+------------+----+ |
2 | |Wicklung |Messfrequenz |Induktivität|Güte| |
3 | +-------------+-------------+------------+----+ |
4 | |Pri_1 |1kHz |235µH | 6| |
5 | +-------------+-------------+------------+----+ |
6 | |Pri_1 |10kHz |200µH | 11| |
7 | +-------------+-------------+------------+----+ |
8 | |Pri_1 |100kHz |31,1µH | 50| |
9 | +-------------+-------------+------------+----+ |
10 | |Pri_2 |1kHz |240µH | 10| |
11 | +-------------+-------------+------------+----+ |
12 | |Pri_2 |10kHz |200µH | 7| |
13 | +-------------+-------------+------------+----+ |
14 | |Pri_2 |100kHz |30,5µH |41,5| |
15 | +-------------+-------------+------------+----+ |
16 | |Pri_1 (Streu)|1kHz |400nH | 0,1| |
17 | +-------------+-------------+------------+----+ |
18 | |Pri_1 (Streu)|10kHz |130nH | 0,5| |
19 | +-------------+-------------+------------+----+ |
20 | |Pri_1 (Streu)|100kHz |200nH | 8| |
21 | +-------------+-------------+------------+----+ |
22 | |Pri_2 (Streu)|1kHz |500nH | 1| |
23 | +-------------+-------------+------------+----+ |
24 | |Pri_2 (Streu)|10kHz |390nH | 0,7| |
25 | +-------------+-------------+------------+----+ |
26 | |Pri_2 (Streu)|100kHz |210nH | 60| |
27 | +-------------+-------------+------------+----+ |
28 | |Sek |1kHz |197mH | 6| |
29 | +-------------+-------------+------------+----+ |
30 | |Sek |10kHz |160mH | 8,5| |
31 | +-------------+-------------+------------+----+ |
32 | |Sek |100kHz |23mH | 66| |
33 | +-------------+-------------+------------+----+ |
Die Streuinduktivitäten sind jeweils mit Kurzschluss der übrigen Wicklungen gemessen. Die Messleitungsinduktivität ist herausgerechnet. Ich versuche nachher mal einen passenden Snubber zu berechnen.
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