Dimensionierung eines Sinusgenerators für 100kHz

m. g. schrieb:
> bekomme ich hier ganz seltsame Werte:

Hallo,

schreibe bitte welche Werte Du nach der Formel berechnet hast.
Dann kann man auch sagen ob es falsch oder richtig ist.

Gruss

Hallo M.G.

es sieht so aus, als müsste man die Werte für die Kapazität in µF 
eintragen.

Siehe 3.Seite in der Mitte:
"The other component will be calculated with the resistance in Ohms and 
the capacitance in μfd."

An den Formel kann man auch sehen, dass man für ein zehntel der Frequenz 
(bei gleichem C1) auch nur ein zehntel von R1 benötigt.

BG

>An den Formel kann man auch sehen, dass man für ein zehntel der Frequenz
>(bei gleichem C1) auch nur ein zehntel von R1 benötigt.
Eher: das Zehnfache von R.. oder auch C..

M. G. schrieb:
> Der LM358 hat eine Bandbreite von 1MHz

Falsch, er hat ein Verstärkungs-Bandbreite Produkt (GBW) von 1MHz.
Das bedeutet er hat bei 100kHz gerade mal noch eine Verstärkung von etwa 
10.
Prima Ausgangslage für einen klirrarmen Verstärker dessen Schaltung 
unter der Annahme berechnet wurde der (ideale) Verstärker hätte eine 
Verstärkung von unendlich.

Auch im von dir verlinkten Beitrag wird dazu gesagt: "The bandwidth of 
the amplifier should be at least 10 times the frequency of oscillation."
Du bist also an der absolut unteren Grenze.
Weiter kommt es hier schon auf das Layout an und auf die 
Versorgungspufferung direkt am IC.
Und selbst dann sieht man im verlinkten Beispiel ist der Sinus 
bestenfalls mittelmäßig.
Dazu kommt, dass der OP unsymmetrisch betrieben wird und dass TI Notes 
für einen schnellen OP gedacht sind, der einen viel geringeren 
Ausgangswiderstand hat wie der olle LM358.

Besser aber auch aufwändiger gehts mit Wien-Robinson-Brückenoszillator.

Harald W. schrieb:
> Nein, da steht nirends was von dem LM358. :-(

Und hier steht nirgends was von 1MHz.
Der LM358 ist für 100kHz als Oszillator in diesem Fall geeignet, weil er 
auf Grund der langsamen Flanken weniger Oberwellen liefert, als ein sehr 
schneller OPV. Für die Filterung ist er dagegen gar nicht geeignet, weil 
zu langsam. Das geht besser mit einem einfachen Transistor:

Beitrag "Re: Dimensionierung Sinusozillator"

ArnoR schrieb:
> Beitrag "Re: Dimensionierung Sinusozillator"

Danke Arno für die "Erdung", dass man sieht was man mit einem einfachen 
Transistor alles sogar besser machen kann.
:-)

M. G. schrieb:
> Wie berechne ich aber die folgenden R und C ?

Ist nicht ganz trivial. Herleitung gibts im Tietze Schenk. Hier ist eine 
Seite in der es auch steht (Tiefpass 2. Grades):

http://www.umnicom.de/Elektronik/Schaltungssammlung/Filter/Berechnung/Filter3.html#1.3.2

Du musst erst die Charakteristik auswählen (Bessel, Butterworth oder 
Tschebyscheff) und dann mittels der Koeffizienten die restlichen Werte 
bestimmen.
Für Sinusformung würde ich eine Besselcharakteristik geben, aber das ist 
für mich alles schon lange her, vieleicht sagt Arno oder jemand anderes 
ders besser weiss noch was dazu.
Die Grenzfrequenz bestimmt dann die Ausgangsamplitude und den 
Klirrfaktor.
Auch hier aus dem Bauch raus würde ich mal anfangen mit Grenzfrequenz = 
Sollfrequenz und dann ggf. niedriger gehen und das mal simulieren.

M. G. schrieb:
> Wie berechne ich aber die folgenden R und C ?

Am einfachsten durch Ausprobieren mit einem Simulator. (siehe unten)

Der Andere schrieb:
> Für Sinusformung würde ich eine Besselcharakteristik geben

Das würde ich gerade nicht machen, weil der Dämpfungsverlauf beim 
Übergang vom Durchlass- in den Sperrbereich ziemlich flach verläuft und 
daher das resultierende Verhältnis aus Grundwelle zu Oberwellen schlecht 
ist (großer Klirrfaktor). Filter mit steilem Übergang in den 
Sperrbereich sind hier besser.

ArnoR schrieb:
> Filter mit steilem Übergang in den Sperrbereich sind hier besser.

Das sieht man im Anhang sehr gut. Die untere Schaltung ist in Richtung 
Tschebyscheff dimensioniert, die obere Richtung Bessel/Butterworth. Die 
untere Schaltung liefert nicht nur mehr Pegel (rote Kurven), sondern 
auch weniger Klirrfaktor, nämlich etwa 3% gegenüber 5% oben.

Im Simulator kann man auch prima jede beliebige Filtercharakteristik 
überprüfen, nicht nur Bessel, Butterworth usw. (für die kluge Leute die 
Koeffizienten ermittelt haben) sondern auch alles "dazwischen".

Mist, oben den Anhang vergessen.

Axel S. schrieb:
> Wenn man das Filter nicht komplett neu designen will, kann man RC-Filter
> auch einfach linear extrapolieren.

Ja, wobei das aber auch relativ enge Grenzen hat. Wenn man nämlich die 
Widerstände niederohmig macht, kommt es zu einer merklichen 
Durchkopplung der Schaltflanken an den Ausgang.

M. G. schrieb:
> Warum ist die Frequenz so instabil?

Weil du keinen Quarzoszillaor gebaut hast.

Alles unterliegt Temperaturschwankungen, auch der 555.

Und die Spannung deiner Batterie sinkt auch allmählich
mit der Betriebsdauer, was auch die Frequenz beeinflusst.

Besser wird es erst wenn man einen Keramik-Resonator verwendet.

Versorgungsspannungsschwankung, Temperaturdrift.
(+-3 % ist bei dem Aufbau und dem NE555 doch nicht viel.)

M. G. schrieb:
> Ich habe die Schaltung nun aufgebaut. Hier der Schaltplan mit den
> geänderten Bauteilwerten, die Messung und der Aufbau.

Die Kurvenform sieht schlecht aus, weil die Amplitude zu groß ist 
(natürlich keine Skalierung angegeben!, vermutlich 2V/div), der 
Emitterfolger unten anschlägt und nicht mehr aktiv ist und daher die 
Schaltflanke vom Eingang zum Ausgang durchschlägt. Du solltest die 
Filtergrenzfrequenz niedriger ansetzen (die 5k1 vergrößern).

Dein Aufbaubild sehe ich mir nicht an (zu groß, weil Foto als png und 
nicht jpg). Hast du den TLC555 oder einen bipolaren verbaut?

Harald W. schrieb:
> Das liegt vermutlich an der Drift Deiner
> frequenzbestimmenden  Bauelemente.

Bruuuuhahahahah.

Arduinoquäler schrieb:
> M. G. schrieb:
>> Warum ist die Frequenz so instabil?
>
> Weil du keinen Quarzoszillaor gebaut hast.
>
> Alles unterliegt Temperaturschwankungen, auch der 555.

M. G. schrieb:
> Einen bipolaren...

War ja klar... Und dann wunderst du dich über die miesen Eigenschaften? 
Die Ausgangsstufe liefert einen H-Pegel irgendwo ~1,5V...3V unter Vcc. 
Die Spannung geht direkt in die Frequenz ein. Der CMOS dagegen geht sehr 
dicht an Vcc und Masse, entsprechend stabiler ist die Frequenz. Schmeiß 
die bipolaren 555 in die Tonne.

Warum am 555 den Rechteckausgang verwenden? Über einen 
"Imbendanz"wandler kann man direkt an den C gehen, was aber wieder in 
die Frequenz mit eingeht. So macht aus nem (naja fast)Dreieck einen 
Sinus.

AxelR. schrieb:
> Warum am 555 den Rechteckausgang verwenden?

Weil in dem verlinkten Thread, aus dem die Schaltung stammt, eine 
Amplitude von 6Vss aus 9V Versorgung gewünscht war. Das geht nicht ohne 
zusätzliche Verstärkung, wenn man das Signal am C abnimmt. In der Summe 
ist es aber praktisch egal, ob man das Rechteck nimmt und besser 
filtert, oder weniger stark filtert und dafür  verstärkt.