Guten Morgen, ich versuche zur Zeit, ein Sinussignal im Bereich 10 .. 300 KHz mit einem Rechteck-LO auf 459KHz zu mischen und dann mit einem Keramikfilter aus einem alten Radio die IF rauszufiltern. Die Signale kommen beide aus einem Signalgenerator, um erst mal eine überschaubare Testumgebung zu haben. Da hinterher (RFID-Spielerei) nur ASK demoduliert werden muss, habe ich keinerlei Ansprüche an Linearität oder Klirrfaktor und dergleichen, nur die Selektivität soll hinterher recht gut sein, aber das sollte mit dem Radiofilter (~3KHz Bandbreite)[1] ja gut möglich sein. Im Prinzip muss ich also nur Leistung bei einer bestimmten Frequenz detektieren. Ich dachte mir, dass ein double balanced mixer wohl overkill wäre, außerdem müssten die Übertrager-Induktivitäten bei den relativ niedrigen Frequenzen wohl recht groß sein. Also habe ich mal ein paar unsymmetrische MOS-Mischer simuliert, da die wohl am einfachsten aufzubauen sind. Ich hänge einen Screenshot von meinem JFET Aufbau und dem entsprechenden FFT an. Die LO Pulsfrequenz beträgt 333KHz und der Sinus 125KHz, es sollte also etwas um die 460KHz rauskommen. Die Simulation sieht ja auch schon mal ganz gut aus. Der DC-Arbeitspunkt Sourcewiderstand R2 ist auf dem Breadboard ein Poti, sodass ich live verfolgen kann, was das verschieben des Arbeitspunktes bewirkt. Ich habe für den JFET einen BF256B, J112 und J201 probiert. Leider kann ich in der Realität keinen Zustand erreichen, in dem die IF annäherend die LO oder RF Leistung im Spektrum erreicht. Generell gibt es nur einen winzigen Bereich von R2, wo die IF überhaupt sichtbar wird, und das ist der Punkt an dem die Sourcearbeitspunktspannung nicht mehr weiter steigen kann. Das dürfte also der Punkt sein, wo VGS dann genau an der Grenze zur Abschnürung ist, also der Knick in der Ausgangskennlinie. Die konkrete Spannung ist natürlich für jeden der 3 JFETs leicht unterschiedlich, das grundsätzliche Verhalten aber das gleiche. Ich suche jetzt also Rat wie man einen so einfachen Mixer auch in der Realität zuverlässig aufbauen kann. Vielleicht gibt es ein paar Änderungen, mit denen ich dem Aufbau etwas "conversion gain" verpassen kann, oder ein komplett anderer Aufbau, ich bin für jeden Hinweis dankbar. Viele Grüße, Felix [1] https://www.mikrocontroller.net/attachment/335211/460A.png
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An deiner Stelle würde ich einen Mischer mit einen Dualgate Mosfet aufbauen. BF900 ( oder einer aus der Serie ) wäre ein Kanidat. Das HF Signal an Gate 1 den Oszillator an Gate 2 legen im Drain einen Schwingkreis legen. Mit einer Auskoppelwindung gehts auf das Bandfilter. Am Gate2 ist aber schon ein Pegel von 1-2Veff notwendig, damit die Kennlinie auch schön durchfahren wird. So hat man in den 70ger Jahren das Frontend von UKW und UHF Empfänger aufgebaut. Ralph Berres
Hi, dann werde ich mich mal nach Dual Gate Mosfets umsehen, die scheinen ja recht selten und teuer zu sein. Ralph B. schrieb: > Mit einer Auskoppelwindung gehts auf das Bandfilter. Hat das induktive Auskoppeln der Ausgangsspannung noch einen anderen Zweck außer Impedanzanpassung? Ich habe Beispiele gesehen, wo ein Windungsverhältnis von 10:1 empfohlen wurde, man hätte also ein zehntel der Spannung am Ausgang und 1/100 der Ausgangsimpedanz. Ist das generell ein Richtwert mit 10:1 oder gehen da noch genauere Überlegungen ein? Und wie sollte man diesen Schwingkreis im Drain generell dimensionieren? In einem anderen Schaltplan habe ich z.b. für den Kondensator 1nF gesehen für 455 KHz. Warum wird hier kein höherer Wert für den Kondensator gewählt? Theoretisch würde man ja mit 100nF die hundertfache Güte erreichen und die Spule müsste man auch nicht so groß wickeln. WIe geht man hier bei der Dimensionierung L/C vor? Gruß
Grundsätzlich benimmt sich ein Transistor am Drain als Stromquelle. Das ist auch notwendig damit der Parallelschwingkreis im Drain eine Resonanzüberhöhung ausbilden kann. ( Er muss nämlich hochohmig eingespeist und abgegriffen werden). Die Auskopplung wird man um so loser machen je kleiner die Bandbreite des Schwingkreises sein soll. ( Experimentieren was am günstigsten ist ). Bei 10:1 ist nicht notwendigerweise die Spannung nur noch ein Zehntel da durch die größere Güte auch eine größere Spannungsüberhöhung am Schwingkreis auftritt. Bei Schwingkreisen ist die Güte um so höher je größer das L und je kleiner das C wird. Irgendwann hat man die Eigenresonanz der Spule getroffen. Man muss aber aufpassen das man nicht zu schmal in der Bandbreite wird. 455KHz/ 3 KHz Bandbreite wäre eine Güte von etwa 150 welches der Schwingkreis maximal haben dürfte. Ralph Berres
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Felix U. schrieb: > Ich suche jetzt also Rat wie man einen so einfachen Mixer > auch in der Realität zuverlässig aufbauen kann. Naja, Du hast Dir ausgerechnet den fast unüblichsten Mischer ausgesucht, den ich kenne. Eintaktmischer mit normalen Transistoren haben eigentlich keine speziellen Vorteile, die ihren Einsatz rechtfertigen. Bei allen Eintaktmischern (egal, ob mit Diode oder mit Tansistor) ist die ZF-Amplitude klein verglichen mit LO und HF; das liegt am Prinzip. Deshalb baut man ja Gegentakt- oder Doppelgegentaktmischer. Bei Deinen Frequenzen (unter 1MHz) könntest Du auch mit CMOS-Analogschaltern experimentieren. Ganz allgemein gibt es die Aussage, dass Schaltermischer besser reproduzierbar hinzubekommen sind als stetige Mischer (was ja auch irgendwie logisch ist).
Possetitjel schrieb: > Ganz allgemein gibt es die Aussage, dass Schaltermischer > besser reproduzierbar hinzubekommen sind als stetige > Mischer (was ja auch irgendwie logisch ist). Dann kann man auch gleich eine Gilbertzelle ala NE612 nehmen. Der hat den Oszillator gleich drin. Ralph Berres
Hallo Ralph, danke für deine Antwort. Ich habe in der Zwischenzeit einfach mal testweise den Schwingkreis mit niedrigerem C und höherem L aufgebaut. Also vorher war es 54nF 2,2uH und jetzt 920pF 130uH. Um das gleich mal vorweg zu nehmen: Die Schaltung funktioniert jetzt zig mal besser, die IF hat jetzt sogar schon minimal mehr Leistung als LO und RF im Ausgang. Wenn ich das noch ein wenig optimiere, werde ich vmtl auf die Dual Gate FETs verzichten können. Leider ist mir aber nicht klar, warum es jetzt funktioniert. Ralph B. schrieb: > Das ist auch notwendig damit der Parallelschwingkreis im Drain eine > Resonanzüberhöhung ausbilden kann. ( Er muss nämlich hochohmig > eingespeist und abgegriffen werden). Das heißt die Auskoppelung dient auch dazu, den Schwingkreis möglichst wenig zu belasten? > Die Auskopplung wird man um so loser machen je kleiner die Bandbreite > des Schwingkreises sein soll. ( Experimentieren was am günstigsten ist > ). Woran liegt das? Daran, dass die Güte sinkt, je niederohmiger man den Schwingkreis belastet? Das heißt über die Auskoppelung steuert man praktisch die Güte? Und "lose auskoppeln" heißt ein großes Verhältnis n1/n2? > Bei Schwingkreisen ist die Güte um so höher je größer das L und je > kleiner das C wird. Aber das gilt doch nur für den Reihenschwingkreis. In unserem Fall haben wir ja einen Parallelschwingkreis am Drain, da ist die Güte Q = R * sqrt(C/L). Deshalb bin ich auch verwundert, dass meine Mischerschaltung mit der niedrigeren Güte jetzt besser funktioniert als vorher. > Man muss aber aufpassen das man nicht zu schmal in der Bandbreite wird. Vielleicht war genau das der Fehler? Viele Grüße
Hi nochmal, Possetitjel schrieb: > Naja, Du hast Dir ausgerechnet den fast unüblichsten Mischer > ausgesucht, den ich kenne. Eintaktmischer mit normalen > Transistoren haben eigentlich keine speziellen Vorteile, > die ihren Einsatz rechtfertigen. > > Bei allen Eintaktmischern (egal, ob mit Diode oder mit > Tansistor) ist die ZF-Amplitude klein verglichen mit LO und > HF; das liegt am Prinzip. Deshalb baut man ja Gegentakt- oder > Doppelgegentaktmischer. Naja, der große Vorteil für mich ist der einfache Aufbau. Ich glaube es ist schon schwerer, vier gematchte Dioden zu finden, als einen Mischer mit einem JFET aufzubauen. Das selbe Problem hätte ich wohl bei einem Gegentaktmischer mit 2 FETs. Ich dachte zumindest, meine geringen Ansprüche an Linearität würden diese Eintaktvariante rechtfertigen. Zumal ich genau solch einen Mischer auch schon in einer Amateurfunkanlage gesehen habe. (TenTec 1380) Ralph B. schrieb: > Dann kann man auch gleich eine Gilbertzelle ala NE612 nehmen. Der hat > den Oszillator gleich drin. Wenn ich ein Gerät für den produktiven Einsatz bauen würde, würde ich mich definitiv nach ICs für den Job umsehen. Für mein kleines Experimentierprojekt lohnt sich das aber nicht, die Bausteine sind recht teuer und außerdem schwer zu bekommen. Und man lernt definitiv weniger über Analogtechnik :) Gruß
Felix U. schrieb: > Naja, der große Vorteil für mich ist der einfache Aufbau. Ja, okay. > Ich glaube es ist schon schwerer, vier gematchte Dioden > zu finden, Naja, ich habe mal versucht, einen Ringmischer labormäßig selber zu basteln. Ich bin auf die Nase gefallen :) Das lag aber nicht an den Dioden, sondern an der falschen Auslegung der Übertrager. Soll heißen: Einen Schottky-Ringmischer würde ich auch nicht selber bauen, wenn es nicht sein muss. > als einen Mischer mit einem JFET aufzubauen. Hmm, ich hatte eher an einen Ein-Quadranten-Multiplizierer gedacht (Differenzverstärker mit steuerbarer Stromquelle im Emitter). Das ist ein einfacher Gegentaktmischer, der mit 2N3904 oder BF199 problemlos funktionieren sollte. > Das selbe Problem hätte ich wohl bei einem Gegentaktmischer > mit 2 FETs. Das käme auf einen Versuch an. Mischer mischen auch, wenn die Symmetrie nicht perfekt stimmt. Ein Versuch lohnt immer. > Ich dachte zumindest, meine geringen Ansprüche > an Linearität würden diese Eintaktvariante rechtfertigen. > Zumal ich genau solch einen Mischer auch schon in einer > Amateurfunkanlage gesehen habe. (TenTec 1380) Ich will Dir das überhaupt nicht ausreden - zumal Du in eine Richtung gegangen bist, an die ich gar nicht gedacht hatte: Deine Mischstufe ist ja selektiv. Ich habe immer nur breitbandige Mischer verwendet. > Ralph B. schrieb: >> Dann kann man auch gleich eine Gilbertzelle ala NE612 >> nehmen. Der hat den Oszillator gleich drin. > > Wenn ich ein Gerät für den produktiven Einsatz bauen würde, > würde ich mich definitiv nach ICs für den Job umsehen. Für > mein kleines Experimentierprojekt lohnt sich das aber nicht, > die Bausteine sind recht teuer und außerdem schwer zu > bekommen. > Und man lernt definitiv weniger über Analogtechnik :) Deswegen habe ich den NE612 auch nicht erwähnt :) Es ging mir gar nicht um "integriert oder diskret", sondern eher darum, was die jeweilige Schaltungsstruktur leisten kann.
Felix U. schrieb: > Das heißt die Auskoppelung dient auch dazu, den Schwingkreis möglichst > wenig zu belasten? Ja Felix U. schrieb: > Woran liegt das? Daran, dass die Güte sinkt, je niederohmiger man den > Schwingkreis belastet? Das heißt über die Auskoppelung steuert man > praktisch die Güte? Und "lose auskoppeln" heißt ein großes Verhältnis > n1/n2? Die Güte ist auch das Verhältnis ohmschen Widerstand zum Resonanzwiderstand. Der Resonanzwiderstand ist der induktive bzw kapazitive Widerstand im Resonanzfalle ( sie sind dann gleich groß ). Das heist je niederohmiger die Last ist desto niedriger die Güte. Bei großen L und kleinen C ist der Resonanzwiderstand größer als bei kleinen L und großen C, und somit die Güte höher. Ralph Berres
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Der JFet-Mixer hat keine gute Unterdrückung des Eingangs- und des Oszillatorsignals. Mit einem einzigen Schwingkreis wird das nichts, selbst ein Keramikfilter dämpft das Stoppband nur mit 40-50 dB. Also entweder zwei Keramikfilter kaskadieren oder einen Mischer, der besser isoliert. Siehe Anhang.
Felix U. schrieb: > Ich habe in der Zwischenzeit einfach mal testweise den > Schwingkreis mit niedrigerem C und höherem L aufgebaut. > Also vorher war es 54nF 2,2uH R = wurzel(L/C) = wurzel(2200/54) = 6.4 (Ohm). > und jetzt 920pF 130uH. R = wurzel(L/C) = wurzel(130'000/0.9) = 380 (Ohm). > Um das gleich mal vorweg zu nehmen: Die Schaltung > funktioniert jetzt zig mal besser, die IF hat jetzt sogar > schon minimal mehr Leistung Naja. "Mehr Spannung" - ja. "Mehr Leistung" -- ?? > als LO und RF im Ausgang. Wenn ich das noch ein wenig > optimiere, werde ich vmtl auf die Dual Gate FETs verzichten > können. Leider ist mir aber nicht klar, warum es jetzt > funktioniert. Der Schwingkreis ist hochohmiger; also ist der Arbeitswiderstand für den FET größer. Daher ist bei identischem Strom-Hub die Spannung größer. Das klappt aber nur so einfach, weil keine äußere Last an die Stufe angekoppelt ist - was ja unrealistisch ist. >> Die Auskopplung wird man um so loser machen je kleiner >> die Bandbreite des Schwingkreises sein soll. >> ( Experimentieren was am günstigsten ist ). > > Woran liegt das? Daran, dass die Güte sinkt, je niederohmiger > man den Schwingkreis belastet? Natürlich. Die Betriebsgüte sinkt. > Das heißt über die Auskoppelung steuert man praktisch die > Güte? Begrifflich sauber bleiben: Die Betriebsgüte hängt von der Belastung ab, klar. Die Leerlaufgüte hängt nur von den Bauteilen ab. > Und "lose auskoppeln" heißt ein großes Verhältnis n1/n2? Ja. - Es heißt eigentlich: Starke Fehlanpassung zwischen Schwingkreis und Folgestufe. Das erreicht man am einfachsten durch einen Übertrager oder eine Anzapfung an Spule oder Kondensator. > Aber das gilt doch nur für den Reihenschwingkreis. In unserem > Fall haben wir ja einen Parallelschwingkreis am Drain, da ist > die Güte Q = R * sqrt(C/L). Deshalb bin ich auch verwundert, > dass meine Mischerschaltung mit der niedrigeren Güte jetzt > besser funktioniert als vorher. Stop. Erstmal die Güte aus dem Spiel lassen. Du kannst dieselbe Resonanzfrequenz mit großen L und kleinem C oder mit kleinem L und großem C erreichen. Im Slang sagt man, das L/C-Verhältnis der Kreise sei unterschiedlich. Das L/C- Verhältnis ist letztlich eine Aussage über die charakteristische Impedanz des Schwingkreises. Die Güte ist etwas anderes. Die Güte gibt das Verhältnis von der Energie, die im Kreis pendelt, zu der Energie an, die abgegeben wird. Gemeinsamer Nenner ist die Frage nach den Impedanzen. >> Man muss aber aufpassen das man nicht zu schmal in der >> Bandbreite wird. > > Vielleicht war genau das der Fehler? ??? Das kann immer noch so sein. Hast Du die Bandbreite Deiner Schaltung analysiert? Hohe Spannung am Schwingkreis ist immer verdächtig, weil das in der Regel eine hohe Betriebsgüte bedeutet - und das wiederum hat geringe Bandbreite zur Folge.
Ralph B. schrieb: > Die Güte ist auch das Verhältnis ohmschen Widerstand zum > Resonanzwiderstand. Vorsicht - das ist ein Minenfeld. Die Güte hat mit dem Verhältnis der Energie, die im Kreis in den Blindwiderständen gespeichert ist, zu der Energie zu tun, die aufgenommen oder abgegeben wird. > Der Resonanzwiderstand ist der induktive bzw kapazitive > Widerstand im Resonanzfalle ( sie sind dann gleich groß ). > Das heist je niederohmiger die Last ist desto niedriger > die Güte. Das stimmt so beim Parallelschwingkreis, wo die Last aus einem Parallelwiderstand besteht. Wenn die Last dagegen über einen separaten Übertrager als Serienwiderstand in den Schwingkreis eingefügt wird, stimmt es nicht mehr. Beim Reihenschwingkreis mit Last in Reihe wird mit sinkendem Lastwiderstand auch die Güte größer. > Bei großen L und kleinen C ist der Resonanzwiderstand > größer als bei kleinen L und großen C, Ja. > und somit die Güte höher. Hmm. Nicht unbedingt.
Ich bin von einen Paralellkreis ausgegangen wie man es sinnvollerweise im Drain oder Kollektorkreis anordnet. Ralph Berres
Was immer wieder ein Irrtum ist, ist die Aussage daß das L/C Verhältnis die Güte eines Schwingkreises bestimmt. Allein die Verluste bestimmen die Güte eines Schwingkreises. Es gibt bei einem Schwingkreis die Leerlaufgüte und die Betriebsgüte. Wenn man den Schwingkreis alleine betrachtet hat man die Leerlaufgüte, sobald der Schwingkreis in eine Schaltung eingebaut ist, hat man die Betriebsgüte. Die Betriebsgüte ist immer schlechter als die Leerlaufgüte. Ein Schwingkreis hat einen bestimmten Resonanzwiderstand. Wenn der selektive Verstärker gut verstärken soll, sollte der Resonanzwiderstand des Schwingkreises gleich der Impedanz des Verstärkers sein, dann hat man Leistungs- anpassung. Ist die Impedanz des Verstärkers größer verbessert sich die Betriebsgüte aber die Verstärkung verringert sich.
Guten Abend, danke für eure zahlreichen Antworten, das ist einiges zu verdauen :) B e r n d W. schrieb: > Also > entweder zwei Keramikfilter kaskadieren oder einen Mischer, der besser > isoliert. > > Siehe Anhang. Interessante Schaltung, das wäre dann wohl praktisch die Variante mit den Analogschaltern, die auch schon vorgeschlagen wurde. Ich habe mir mal ein paar 74HC4053 bestellt. Possetitjel schrieb: > R = wurzel(L/C) = wurzel(2200/54) = 6.4 (Ohm). > R = wurzel(L/C) = wurzel(130'000/0.9) = 380 (Ohm). > Der Schwingkreis ist hochohmiger; also ist der Arbeitswiderstand > für den FET größer. Ah, jetzt macht das Sinn. :) > Naja. "Mehr Spannung" - ja. "Mehr Leistung" -- ?? Ich habe "Mehr Leistung" geschrieben, weil ich es auf einer dB Skala abgelesen habe und das ja eigentlich ein Leistungsmaß ist. Das eine führt ja zwangsweise auch zum anderen, wenn man über den gleichen Widerstand misst. Ralph B. schrieb: > Bei großen L und kleinen C ist der Resonanzwiderstand größer als bei > kleinen L und großen C, und somit die Güte höher. Possetitjel schrieb: > Du kannst dieselbe Resonanzfrequenz mit großen L und kleinem C > oder mit kleinem L und großem C erreichen. Im Slang sagt man, > das L/C-Verhältnis der Kreise sei unterschiedlich. Das L/C- > Verhältnis ist letztlich eine Aussage über die charakteristische > Impedanz des Schwingkreises. > > Die Güte ist etwas anderes. Die Güte gibt das Verhältnis von > der Energie, die im Kreis pendelt, zu der Energie an, die > abgegeben wird. Das ist einleuchtend, jetzt fehlt mir aber noch die Brücke zu der Gütedefinition wie ich sie bisher kenne ([1]); die werden ja äquivalent sein. Ich habe den Schwingkreis am Drain als einen Parallelschwingkreis betrachtet, in dem der Parallelwiderstand R die Parallelschaltung aus Oszilloskop Eingangswiderstand und Drain-Source Widerstand + Sourcewiderstand ist. Also irgendein fester Wert, der nicht verändert wird, wenn ich L und C ändere. Aus der Gleichung Q = R sqrt(C/L) gehen doch dann zwei Dinge eindeutig hervor: 1. Kleinerer Parallelwiderstand ("niederohmige Belastung") -> kleinere Güte. So weit so klar. 2. Größeres C/kleineres L -> größere Güte. Aber das scheint ja für den vorliegenden Fall nicht zu stimmen, wo ist jetzt der Fehler in der Betrachtung? >>> Man muss aber aufpassen das man nicht zu schmal in der >>> Bandbreite wird. >> >> Vielleicht war genau das der Fehler? > > ??? Gemeint war, dass der Schwingkreis bedingt durch Toleranzen und E-Reihen Werte ja sowieso nicht genau die richtige Mittenfrequenz hatte, in Verbindung mit einer sehr schmalen Bandbreite hätte also vielleicht mein gewolltes Signal gedämpft werden können. Zumindest war das ein Erklärungsversuch von mir. > Das kann immer noch so sein. Hast Du die Bandbreite Deiner > Schaltung analysiert? > Hohe Spannung am Schwingkreis ist immer verdächtig, weil das > in der Regel eine hohe Betriebsgüte bedeutet - und das wiederum > hat geringe Bandbreite zur Folge. Nein, gesehen habe ich nur den wesentlich höheren peak bei 460KHz, der jetzt sogar leicht höher ist als die LO und RF Peaks. Ob die Spannung absolut größer geworden ist, weiß ich nicht. Was aber auch auffällig ist, ist dass es jetzt viel weniger auf die Größe des Arbeitspunktwiderstands an der Source ankommt. Man kriegt fast für jeden AP noch einen ordentlichen IF-Peak, auch wenn es natürlich wieder einen optimalen Punkt gibt. > Wenn die Last dagegen über einen separaten Übertrager als > Serienwiderstand in den Schwingkreis eingefügt wird, stimmt > es nicht mehr. Was ist, wenn eine Last RL so wie vorgeschlagen über einen Transformator mit der Schwingkreisspule aufgebracht wird? Wäre das nicht so, als ob dann einfach RL * (n1/n2)^2 parallel zum Schwingkreis liegt? Viele Grüße [1] https://de.wikipedia.org/wiki/G%C3%BCtefaktor#Parallelschaltung
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Vorweg wir reden immer von parallelschwingkreise nicht von Serienschwingkreise. Günter Lenz schrieb: > Was immer wieder ein Irrtum ist, ist die Aussage daß das > L/C Verhältnis die Güte eines Schwingkreises bestimmt. > Allein die Verluste bestimmen die Güte eines Schwingkreises. Und wie gehen die Verluste auf die Güte ein? Richtig der parallel am Schwingkreis liegende Verlustwiderstand / Resonanzwiderstand. Wann ist der Resonanzwiderstand höher? Richtig wenn man ein großes L ( also großes XL bei Resonanz ) und ein kleines C ( also wiederum großes XC bei Resonanz ) einsetzt. Günter Lenz schrieb: > Es gibt bei einem Schwingkreis die Leerlaufgüte und die > Betriebsgüte. Wenn man den Schwingkreis alleine betrachtet > hat man die Leerlaufgüte, sobald der Schwingkreis in eine > Schaltung eingebaut ist, hat man die Betriebsgüte. Die > Betriebsgüte ist immer schlechter als die Leerlaufgüte. Richtig Günter Lenz schrieb: > Ein Schwingkreis hat einen bestimmten Resonanzwiderstand. Der hängt von dem L/C Verhältnis ab. Günter Lenz schrieb: > Wenn der selektive Verstärker gut verstärken soll, > sollte der Resonanzwiderstand des Schwingkreises gleich > der Impedanz des Verstärkers sein, dann hat man Leistungs- > anpassung. Ist die Impedanz des Verstärkers größer > verbessert sich die Betriebsgüte aber die Verstärkung > verringert sich. Wenn man das für die Quelle auch so macht, so ist der parallele Verlustwiderstand schon Faktor 2 kleiner als der Resonanzwiderstand. Der Kreis wird dann Scheunentor breit. Es ist nicht unbedingt immer zielführend eine maximale Verstärkung zu erreichen. Es kann auch schon mal die Bandbreite im Vordergrund stehen. Possetitjel schrieb: > Vorsicht - das ist ein Minenfeld. Das sehe ich nicht so. Possetitjel schrieb: > Die Güte ist etwas anderes. Die Güte gibt das Verhältnis von > der Energie, die im Kreis pendelt, zu der Energie an, die > abgegeben wird. welches nur an einen ohmschen Widerstand abgegeben werden kann also Verlustwiderstand. Im Übrigen der Widerstand der Quelle und der Widerstand des Vebrauchers werden quadratisch mit dem Übersetzungsverhältnis zum Resonanzwiderstand als parallel geschalteten Verlustwiderstand im Schwingkreises erscheinen. Das Übersetzungsverhältnis der Koppelspule oder meinetwegen die Anzapfung an der Schwingkreisspule beeinflussen massgeblich die Betriebsgüte und damit die Bandbreite des Schwingkreises. Je loser die Ankopplung ist, desto spitzer wird der Kreis. Leistungsanpassung steht hier seltenst im Vordergrund. Hier geht es in erster Linie um Selektion. Will man mit Hilfe von Schwingkreisen Leistungsanpassung zwischen zwei Stufen erzielen ( Pi-Filter Collinsfilter etc ) dann ist man eher bestrebt die Betriebsgüte gering zu halten. Oft nur eine Güte von nicht mal 2 . Das ist aber eine ganz andere Baustelle. Hier geht es darum um komplexe Impedanzen real zu machen, mit Hilfe von Konjugiert komplexe Anpassungsglieder. Ralph Berres
Ralph Berres schrieb: >Günter Lenz schrieb: >> Ein Schwingkreis hat einen bestimmten Resonanzwiderstand. >Der hängt von dem L/C Verhältnis ab. Der hängt eben nicht alleine vom L/C Verhältnis ab, sondern von den Verlusten im Schwingkreis, je weniger Verluste, um so höher ist der Resonanzwiderstand. Wenn nur L und C bekannt sind, kann daraus unmöglich die Güte oder der Resonanzwiderstand bestimmt werden. Wenn theoretisch der Schwingkreis keine Verluste hätte, wäre der Resonanzwiderstand unendlich hoch, egal bei welchem L/C Verhältnis. Nehmen wir mal an, zwei Schwingkreise L und C sind Gleich, also gleiche Resonanzfrequenz, dann kann einer durchaus einen viel höheren Resonanzwiderstand haben als der andere, weil vielleicht der Kern der Spule besser ist oder der Ohmische Widerstand des Drahtes geringer ist. Die Güte ist deshalb höher. Nehmen wir mal an, zwei Schwingkreise haben den gleichen Resonanzwiderstand und gleiche Resonanzfrequenz, aber einer ein kleineres L/C Verhältnis, also L kleiner und C größer, dann hat dieser eine höhere Güte.
Günter Lenz schrieb: > Wenn nur L und C bekannt sind, kann daraus unmöglich > die Güte oder der Resonanzwiderstand bestimmt werden. > Wenn theoretisch der Schwingkreis keine Verluste hätte, > wäre der Resonanzwiderstand unendlich hoch, egal > bei welchem L/C Verhältnis. Das ergibt Sinn und deckt sich damit, dass der ideale Parallelschwingkreis bei der Resonanzfrequenz gar keinen Strom durchlässt. Laut Wiki [1] kann man aus L und C aber den Resonanzblindwiderstand berechnen:
Die Frage ist jetzt, wie der zu interpretieren ist und welche Auswirkungen das auf die Betrachtung des Schwingkreises als Drainwiderstand für die Verstärkung hat. [1] https://de.wikipedia.org/wiki/Resonanzwiderstand#Resonanzwiderstand_4
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Ja, schon richtig. Aber es trifft auch zu, dass bei gegebener Güte ein hohes L/C mit einer hohen Impedanz einher geht.
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Felix U.schrieb: > Laut Wiki [1] kann man aus L und C aber den >Resonanzblindwiderstand berechnen: >X2L=X2C=LC L hat einen Blindwiderstand, C hat auch einen Blindwiderstand, den kann man in Abhängigkeit zu einer Frequenz berechnen. Schaltest du sie zu einem Schwingkreis zusammen, heben sich beide Blindwiderstände bei Resonanz auf, es gibt dann nach außen keinen Blindanteil mehr, nur noch einen Wirkwiderstand, und das ist der Resonanzwiderstand, wegen den unvermeidlichen Verlusten. Bei Resonanz sind die Blindwiderstände von L und C gleich groß.
Günter Lenz schrieb: > nur noch einen Wirkwiderstand, > und das ist der Resonanzwiderstand, wegen den unvermeidlichen > Verlusten. Bei Resonanz sind die Blindwiderstände von L und C > gleich groß. DAS IST NICHT RICHTIG!! Der Resonanzwiderstand ist das XL welches im Resonanzfall gleich dem XC ist und nicht der Verlustwiderstand. Und wie ich schon öfters geschrieben habe. Die Güte ist der Verlustwiderstand / Resonanzwiderstand. Und wie ich weiter geschrieben habe, ist der Resonanzwiderstand vom LC-Verhältnis direkt abhängig. Also sind bei gleichen Verlustwiderstand auch die Güte vom LC Verhältnis abhängig. Nebenbei bemerkt wird man bei einen Paralellschwingkreis im Kollektor immer die Güte so hoch wie möglich halten, damit überhaupt Selektivität auftritt. Das schließt eine Leistungsanpassung bi dieser Beschaltung überhaupt aus. Der Resonanzwiderstand muss mindestens um die erwünschte Güte höher sein als die in den Schwingkreis rein transformierte ohmsche Anteile ( welche von dem Quellwiderstand und dem Lastwiderstand der folgende Stufe und natürlich den unvermeidlichen Verluste im Schwingkreis selbst herrühren. ( magnetische und elektrische Abstrahlverluste ohmscher Widerstand des Spulendrahtes dielektrische Verluste des Kondensators etc ). Ralph Berres
Ralph Berres schrieb: >DAS IST NICHT RICHTIG!! >Der Resonanzwiderstand ist das XL welches im Resonanzfall gleich dem XC >ist und nicht der Verlustwiderstand. Du verwechselst da was. XL und XC sind Blindwiderstände. Der Resonanzwiderstand ist ein Verlustwiderstand, den die Quelle bei Resonanz des Schwingkreises sieht. Folgendes findet man bei Wikipedia: Bei einem Parallelschwingkreis sind die Spannungen an beiden Bauelementen gleich. Mit steigender Frequenz nimmt der Strom durch den Kondensator zu, wogegen der Strom durch die Spule sinkt. Bei einer ganz bestimmten Frequenz haben sie den gleichen Wert, aber entgegengesetzte Richtung. Dann kompensieren sich die Ströme und es fließt kein Gesamtstrom in den Zuleitungen zum Schwingkreis. Auf dieser Frequenz isoliert die Schaltung, was einem unendlich großen Resonanzwiderstand entspricht. Da die Phasenverschiebung von realen Bauelementen stets kleiner als 90° ist, kann man mit diesen keine perfekte Kompensation erzielen, weshalb der Resonanzwiderstand einen Maximalwert von vielen Tausend Ohm nicht übersteigen kann. https://de.wikipedia.org/wiki/Resonanzwiderstand Es steht dort: >, was einem unendlich großen Resonanzwiderstand entspricht. XL oder XC sind aber bei Resonanz nicht unendlich groß.
Günter Lenz schrieb: > Du verwechselst da was. XL und XC sind Blindwiderstände. > Der Resonanzwiderstand ist ein Verlustwiderstand, den > die Quelle bei Resonanz des Schwingkreises sieht. Dann wäre der Resonanzwiderstand, zumindest theoretisch, unerheblich für die Verstärkung der Sourceschaltung, wenn wir annehmen dass die Verstärkung etwa Rd/Rs ist. Dann frage ich mich nach wie vor, wieso der breitbandigere (niedrigere Güte) Schwingkreis (kleineres C, größeres L) besser funktioniert als der andere.
> wieso der breitbandigere (niedrigere Güte) Schwingkreis > (kleineres C, größeres L) besser funktioniert als der andere. Die Aussage "kleineres C, größeres L" sagt nicht viel über die Güte aus. Es müssen immer die reellen Verluste der Spule und des Kondensators betrachtet werden. Meist sind die Verluste der Spule um Faktor 10 größer als die des Kondensators. Jeder Kondensator hat ein ESR, welcher meist im Bereich zwischen 50 MilliOhm und 1 Ohm liegt. Bei der Induktivität gibt es den Drahtwiderstand, welcher bei großen Induktivitäten zunimmt. Es gibt Wirbelstromverluste im Eisen- / Ferritkern, Effekte zwischen nah beieinanderligenden Drähten und den Skineffekt. Alle Verluste zusammen bestimmen die Schwingkreisgüte. Es wurde ja schon geschrieben, daß die Güte im Betrieb noch deutlich absinkt, da andere Bauteile den Schwingkreis belasten. Meist haben die 455kHz Bandfilter deshalb eine Anzapfung, um dort den Kollektor oder Drain anzuschließen. Auf der anderen Seite des Bandfilters ist die Koppelwicklung herausgeführt, damit die Basis eines Bjt-Transistors den Schwingkreis nicht zu stark bedämpft. Typische Werte (TOKO 455kHz) sind: R_kupfer ~3 Ohm L = 125 µH C = 1000 pF Q = 50..60. Mit Ringkernen können leicht Filter hergestellt werden, der Q zwischen 100 und 300 liegt. Dann Schrumpft jedoch die Bandbreite auf 1,5 kHz.
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Hi, B e r n d W. schrieb: > Auf der anderen Seite des Bandfilters ist die > Koppelwicklung herausgeführt, damit die Basis eines Bjt-Transistors den > Schwingkreis nicht zu stark bedämpft. so werde ich das jetzt auch machen. Was noch für die Variante mit den großen Spulen spricht, ist die Simulation, die ich angehängt habe. Ich habe einen Spannungsteiler aus einem R und einem Parallelschwingkreis aufgebaut. Die Resonanzfrequenz ist 125KHz. Seltsamerweise nimmt die Amplitude der Schwingung über dem Schwingkreis mit steigendem C rapide ab. Mit der ordinären komplexen Wechselstromrechnung lässt sich das nicht erklären. Außerdem habe ich alle parasitären Eigenschaften, die man per Rechtsklick setzen kann auf 0 gesetzt. Hat jemand eine Erklärung dafür?
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Felix U. schrieb: >Dann frage ich mich nach wie vor, wieso der breitbandigere (niedrigere >Güte) Schwingkreis (kleineres C, größeres L) besser funktioniert als der >andere. Was meinst du jetzt mit "besser funktioniert", daß ein höheres Signal geliefert wird, also die Verstärkung höher ist? Wie sieht der andere Schwingkreis aus der nicht so gut funktioniert, und wie sieht der schwingkreis aus der besser funktioniert? Die Anpassung wird besser sein. Das Signal ist am höchsten, wenn Leistungsanpassung vorliegt.
Günter Lenz schrieb: > Was meinst du jetzt mit "besser funktioniert", daß ein höheres > Signal geliefert wird, also die Verstärkung höher ist? Die Selektivität war besser. Die alte Schaltung (45nF || 2.6uH) lieferte große LO und RF Pegel und kaum erkennbare IF. Die neue (~800pF || 160uH) liefert eine sehr starke IF relativ zu LO und RF. Die Amplitude über dem Schwingkreis ist in beiden Fällen 100-150mV, nur die Zusammensetzung ist eine andere. Ich habe auch den Spannungsteiler Aufbau aus meinem letzten Post real mit den zwei Schwingkreisen aufgebaut und der mit großem C lieferte eine viel geringere Amplitude. Die Frage ist jetzt also, wieso ist das so (sogar in der idealen(?) Simulation)?
Hast du den Versuch mit einem echten Signalgenerator und mit echte Bauteilen gemacht? Ein Schwingkreis hat bei Resonanz einen Resonanzwiderstand, den mußt du bei deinen Schwingkreisen erst mal herausfinden. Dieser Resonanzwiderstand bildet mit deinem R1 = 10 kOhm einen Spannungsteiler. Nun kannst du die Spannung am Schwingkreis ausrechnen. (Spannungsteilerrechnung) Damit sollte alles klar sein.
Günter Lenz schrieb: > Hast du den Versuch mit einem echten Signalgenerator und > mit echte Bauteilen gemacht? Ja. Dass es bei nicht-idealen echten Bauteilen einen reellen Resonanzwiderstand gibt, ist klar und erklärt das Phänomen. Die Frage ist, wieso es auch in LTSpice funktioniert, wo die Bauteile meines Wissens nach ideal sein sollten. Denn da hätte der Schwingkreis nach außen einen unendlichen Widerstand und somit den gesamten Spannungsabfall. Unabhängig vom L/C Verhältnis.
Ich halte nichts von Simulation, bau die Sachen in echt auf, daß macht viel mehr Spaß. Wenn du deinen R1 = 10 kOhm Widerstand einstellbar machst, kannst du damit den Resonanzwiderstand ermitteln. Wenn die Schwingkreisspannung die Hälfte der Eingangsspannung ist, entspricht der eingestellte Widerstand dem Resonanzwiderstand des Schwingkreises. Wenn du einen echten durchstimmbaren Signalgenerator und einen Oszillograf benutzt, kannst du prima die Resonanzefekte beobachten.
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