Treiberschaltung selbst entworfen

[mauri (Gast)]

Hallo

Ich habe mich mal einer Treiberschaltung gewagt. ;)

Meine Forderung sei beispielsweise diesen grossen n-Mosfet zu steuern.
http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/IRL3803_IR.pdf

Angenommen ich würde die Schaltzeiten einhalten wollen. So müsste ich 
beim Laden einen Gatestrom von 0.6A bringen und beim Entladen 4A.

Ich habe einfach mal so schnell aus der Hand geschüttelt nach 
Transistoren gesucht 1A und 4A npn und pnp.

UGS = 10V

Genommen habe ich folgende
BC 639 npn 1A http://www.soloelectronica.net/PDF/BC635.pdf
BC 640 pnp 1A http://www.onsemi.com/pub/Collateral/BC640-D.PDF
BD 678 pnp 4A 
http://www.fecegypt.com/uploads/dataSheet/1471088972_bd678.pdf


Ist die Schaltung gut ausgelegt?
Bitte um Kritik.

[mauri (Gast)]

mauri schrieb:

>
> Ist die Schaltung gut ausgelegt?
> Bitte um Kritik.

Habe noch eine Freilaufdiode hinzugefügt, sodass es keine 
Missverständnisse gibt.

[hinz (Gast)]

mauri schrieb:
> Ist die Schaltung gut ausgelegt?

Nein.


> Bitte um Kritik.

Woher hast du die Schnapsidee?

[Ach Du grüne Neune (Gast)]

Der BC337 / 327 kann auch schon einen größeren kurzzeitigen Strom. Die 
Diode sollte parallel zum MOSFET und nicht zum Motor sein, sonst würde 
der Motor bei Low-Signalen durch die Diode gebremst.

Die Body-Diode ist glaube ich sogar schon im MOSFET integriert?

[mauri (Gast)]

hinz schrieb:
> mauri schrieb:
>> Ist die Schaltung gut ausgelegt?
>
> Nein.

Warum?

>> Bitte um Kritik.
>
> Woher hast du die Schnapsidee?

Sag ich dir später im Detail;), stammt nicht ganz alles von mir.
Aber zuerst würde ich gerne wissen warum?

[HildeK (Gast)]

Ach Du grüne Neune schrieb:
> Die Body-Diode ist glaube ich sogar schon im MOSFET integriert?

Ja, ist sie. Aber was soll sie hier helfen?
Kleiner Hinweis: die Bodydiode ist eine Diode, keine Z-Diode.

[mauri (Gast)]

Ach Du grüne Neune schrieb:
> Der BC337 / 327 kann auch schon einen größeren kurzzeitigen Strom.
> Die
> Diode sollte parallel zum MOSFET und nicht zum Motor sein, sonst würde
> der Motor bei Low-Signalen durch die Diode gebremst.
>
> Die Body-Diode ist glaube ich sogar schon im MOSFET integriert?

Das verstehe ich jetzt nicht.

Wenn ich eine Einschaltzeit von tein = 235ns anstrebe und eine Zeit taus 
= 35ns zum Beispiel, dann habe ich mit deiner Schaltung überhaupt keinen 
Einfluss darauf..
Normalerweise will man ja sogar langsamer einschalten und schneller 
ausschalten, wegen der Avalancheverluste.

Wie bringe ich jetzt mit deiner Schaltung 0.6A zum Einschalten und 4A 
zum Ausschalten?

[BnE (Gast)]

Die beiden Transistoren für den Push-Pull Treiber sind vertauscht.

Wenn du zwei Einzeltransistoren hast, brauchst du sie ja nicht direkt 
verbinden. Um unterschiedliche Lade- und Endladeströme zu erzeugen, 
gibst du jedem einen eigenen unterschiedlichen RV. Den zusätzlilchen PNP 
schmeißt du dann natürlich raus.

Könntest du die beiden Transistoren nicht trennen, könntest du auch zwei 
unterschiedliche Widerstände einbauen und einen mit einer Diode in Reihe 
schalten. Zwei Widerstände hast du ja schon, aber ich in der 
Konfiguration verstehe ich den Sinn nicht.

Damit die Diode den Transistor schützen kann, muss sie natürlich wie 
gezeichnet parallel zu dem Motor.

[Daniel B. (daniel_3d)]

Hallo,

ich habe für sowas immer fertige Treiberbausteine genommen, z.B. die 
MCP14...
Die haben immer ganz gut funktioniert, sind günstig und bei Reichelt 
erhältlich.

Warum hast du dich für eine diskrete Ansteuerung entschieden?

Gruß

Daniel

[Barfusstroll (Gast)]

Ein Emitterfolger ist eigentlich genug. Weshalb moechte man den 
Gatestrom begrenzen ?

[mauri (Gast)]

BnE schrieb:
> Die beiden Transistoren für den Push-Pull Treiber sind vertauscht.

>
> Könntest du die beiden Transistoren nicht trennen, könntest du auch zwei
> unterschiedliche Widerstände einbauen und einen mit einer Diode in Reihe
> schalten. Zwei Widerstände hast du ja schon, aber ich in der
> Konfiguration verstehe ich den Sinn nicht.

Beim Einschalten brauch ich ein IGate = 0.6 A

10V/(100//20) = ca. 0.6A

[Gerd E. (robberknight)]

mauri schrieb:
> und eine Zeit taus
> = 35ns zum Beispiel

Dann nimmst Du einen BD 678 Darlington? Das wird nix.

Probier es mal mit der normalen Totem-Pole-Schaltung mit 2 
Bipolartransistoren. Wenn das wirklich nicht reichen sollte, dann geh 
lieber gleich auf integrierte Treiberbausteine.

[mauri (Gast)]

Gerd E. schrieb:
> mauri schrieb:
>> und eine Zeit taus
>> = 35ns zum Beispiel
>
> Dann nimmst Du einen BD 678 Darlington? Das wird nix.

hmm ok, 35ns zu ca. 80ns für toff...
Ok, ich überarbeite die Schaltung morgen nochmals.

> Wenn das wirklich nicht reichen sollte, dann geh
> lieber gleich auf integrierte Treiberbausteine.

brauch ich nicht, ich baue ja nichts, sondern versuche das anzuwenden, 
was ich so aus den Büchern bisher habe.

[Gerd E. (robberknight)]

mauri schrieb:
> ich baue ja nichts, sondern versuche das anzuwenden,
> was ich so aus den Büchern bisher habe.

Das soll also keine konkrete Schaltung werden, sondern nur ein 
Schaltplan auf Papier?

Dann lernst Du aber nichts über Probleme wie Masseführung, Störungen 
durch schnelles Schalten,...

[hinz (Gast)]

mauri schrieb:
> Aber zuerst würde ich gerne wissen warum?

https://www.duden.de/suchen/dudenonline/schnapsidee

[michael_ (Gast)]

mauri schrieb:
> brauch ich nicht, ich baue ja nichts, sondern versuche das anzuwenden,
> was ich so aus den Büchern bisher habe.

Dann nenn die Quelle für deine unmöglichste Schaltung.
Ich habe gerade heute ein Heft über Sipmos durchgeblättert.
Diese Art Treiber habe ich noch nicht gesehen.

[BnE (Gast)]

OK, die parallelen Widerstände dienen nur dazu den Wert außer der Reihe 
einzustellen. Hatte ich nur bei einem Übungsbeispiel nicht erwartet aber 
passt natürlich.

Ich verstehe die Schaltung jetzt etwas besser. Den Hinweis auf 
vertauschte Transistoren nehme ich zurück. Ich kenne Gate-Treiber nur 
integriert, und da ist eben Push-Pull drin. Die Gegentakttreiber kenne 
ich dagegen eher aus Linerarverstärkern und dann gleich mit symetrischer 
Versorgung. Der Vorteil, sie hier einzusetzen, dürfte der sein, dass die 
Stufe Querstromfrei ist (also NPN und PNP öffnen nie gleichzeitig). Das 
wird bei integrierten Treibern anders mit wenig Aufwand verhindert (ein 
Grund mehr auf diese Treiber zu setzen). Der Nachteil ist aber ggü. 
Push-Pull, dass die Stufe schon vor erreichen der maximalen/minimalen 
Spannung allmählich Treiberstärke verliert weil die B-E Spannung 
abgebaut wird. In wieweit sich das praktisch auswirkt müsste man 
simulieren, möglicherweise nicht schlimm.

So, nun baust du dahinter eine Diode ein um nur für die fallende Flanke 
den Strom über einem zweiten PNP zu ziehen. Der erste hat daher nicht 
mehr viel zu tun außer den Basisstrom des Zweiten zu treiben. Außerdem 
hast du auch zwei B-E Strecken und entsprechend die Minimale Spannung 
von zwei Diodenstrecken. Dann könntest du auch gleich den zweiten PNP 
weglassen und die Diode nur - wie vorher schon vorgeschlagen - in Reihe 
zu einem eigenen RV setzen. Das müsste dann etwa das Selbe ergeben, nur 
mit weniger Transistoren.

[Possetitjel (Gast)]

mauri schrieb:

> Ist die Schaltung gut ausgelegt?
> Bitte um Kritik.

In der Topologie (d.h. der Schaltungsstruktur) sehe ich
keinen Fehler (von der fehlenden Freilaufdiode abgesehen).

Der Gegentakt-Emitterfolger mit Längswiderstand ist soweit
Standard; die Transistoren sind lt. Datenblatt geeignet
(aber nicht optimal; hfe von 50 ist bei 600mA Ic nicht
realistisch).

Die Entladeschaltung sollte so funktionieren -- zumindest
sehe ich keinen Fehler in der Struktur. Fraglich bleibt,
ob der Darlington die von Dir gewünschte kurze Schaltzeit
wirklich schafft. Auch der Sinn dieser asymmetrischen
Schaltzeiten erschließt sich mir nicht.

Ganz allgemein: Die Dimensionierung ist grenzwertig; ich
würde die Transistoren im Gegentakttreiber eine Nummer
größer wählen (TO126) und ggf. den Längswiderstand
verkleinern.

[Äxl (geloescht) (Gast)]

PWM hat auch 10V in der Amplitude?

Äxl

[Peter D. (peda)]

15V zu schalten ist doch kalter Kaffee. Da kannst Du bequem einen 
logic-level FET direkt vom µC treiben lassen.
Und speziell für DC-Motoren brauchst Du auch keine riesen PWM-Frequenz. 
Da reicht es aus, über der Hörgrenze zu liegen, z.B. 30..40kHz.

[Possetitjel (Gast)]

Peter D. schrieb:

> 15V zu schalten ist doch kalter Kaffee. Da kannst Du
> bequem einen logic-level FET direkt vom µC treiben lassen.

Sicher -- nur hatte der TO nach Schaltzeiten im Bereich
von 0.1µs gefragt, nicht 10µs.

[Thomas E. (picalic)]

BnE schrieb:
> OK, die parallelen Widerstände dienen nur dazu den Wert außer der Reihe
> einzustellen. Hatte ich nur bei einem Übungsbeispiel nicht erwartet aber
> passt natürlich.

Bei einer solchen Schaltung die Widerstände so auf den genauen, 
rechnerisch ermittelten Wert zu trimmen ist ziemlich praxisfremd und 
überflüssig. Hier reicht doch die Genauigkeit der E6-Reihe völlig aus. 
Die Streuung durch Bauteiletoleranzen wird mehr Abweichung produzieren, 
als die Abweichung der Widerstände vom nächsten Normwert.

[Mampf F. (mampf)]

BnE schrieb:
> Die beiden Transistoren für den Push-Pull Treiber sind vertauscht.

Nein, sind sie nicht ... Die Schaltung ist üblich.

Allerdings fehlt noch eine Stufe davor, die das Steuersignal (vmtl 3,3 
oder 5V?) zu einem 10V-Signal konvertiert, sonst funktioniert der 
Emitterfolger nicht.

[BnE (Gast)]

Mampf F. schrieb:
> BnE schrieb:
>> Die beiden Transistoren für den Push-Pull Treiber sind vertauscht.
>
> Nein, sind sie nicht ... Die Schaltung ist üblich.

Ja, du hast recht. Habe ich auch selbst schon korrigiert. Die Schaltung 
macht nur mit diskreten Bauteilen Sinn was ich nicht so verwende. 
Integriert werden eher push-pull Treiber eingebaut mit einer Ansteuerung 
die für querstromfreien Betrieb sorgt.

[Äxl (geloescht) (Gast)]

entweder den linken PNP oder den rechten PNP. Beide sind blödsinn(sry).
BC639/BC640 gehen doch ganz gut hierfür.
Eine Inverterstufe noch als Pegelwandler davor mit ordentlich Querstrom 
(50mA?) um a) auf die 10V zu kommen und b) schonmal etwas Strom für die 
Emitterfolger bereitzustellen.Der Hinweis weiter oben auf die drastisch 
sinkende Stromvertsärkung bei hohen Kollektorströmen ist berechtigt.
Zum Gate dann zwei Widerstände parallel, einer bekommt ne Diode in 
Reihe, wenn Du WIRKLICH an den Zeiten rumspielen willst. Bedenke auch 
die Zuleitungsinduktivität zum Gate und die Masseanbindung zum 
Source-Pin. HIER liegt der Bezug für U_GS, nicht an GND!
BC639/BC640 gehen doch ganz gut hierfür.
Extra einen 4A-Typ würde ich da nicht raussuchen. Ich würde aber auch, 
wie oben genannt einen MCP14xyz von Reichelt als Treiber nehmen.

Äxl

[Äxl (geloescht) (Gast)]

Und direkt am Treiber (wirklich dicht dabei) alles nochmal mit einem 
Eklo und einem keramischen Kondensator abblocken! der Strom muss ja auch 
für den Zeitraum, den Du ihn brauchst, bereitgestellt werden. Den 
liefert dann der Elko. Die Zuleitung wird da wohl zu lang sein.

Äxl

[Boris O. (bohnsorg)]

Allein der Platz für das ganze diskrete Geraffel wird locker von einem 
8-Pin-DIP geschlagen. Ganz zu schweigen von der Zuverlässigkeit. 
Schaltzeiten werden bei integrierten Treibern mit Toleranzen garantiert. 
Bei der Zuteilung von losen Transistoren ist es garantiert deutlich 
anders als berechnet.

Ich wundere mich auch ein wenig, warum du schnell einschalten willst. 
Üblicherweise ist schnell gerade mit Induktivitäten in Reihe keine gute 
Idee, egal ob an oder aus (Stichwort Avalanche-Energie resp. di/dt gabs 
schon weiter oben). Vielleicht solltest du auch keine 50kHz PWM für 
deinen Motor vorsehen. (Davon steht mE. nichts drin, aber es ist auch 
nicht beschränkt. Bei 1kHz PWM im Bereich <1µs Flankensteilheit zu 
wählen ist verrückt, techn. möglich aber verrückt.)

[Mampf F. (mampf)]

Boris O. schrieb:
> Ich wundere mich auch ein wenig, warum du schnell einschalten willst.
> Üblicherweise ist schnell gerade mit Induktivitäten in Reihe keine gute
> Idee

Das wird bei vielen Schaltreglern auch so gemacht :)

[Äxl (geloescht) (Gast)]

schnell einschalten (Strom steigt langsam) und verhältnissmäßig langsam 
ausschalten (Spannung steigt nicht bis ins unendliche an).
Die ausschaltzeit soweit "weich" machen, bis der FET nicht zu heiß wird, 
man ihn also noch anfassen kann. Spart n Haufen EMV-Ärger und erspart 
dem Transistor übermäßigen Avalanche-Betrieb.
Man kann das auch mit Oszi alles ausmessen und sich totsimlulieren.

Äxl

[mauri (Gast)]

Hallo an alle

Puhh vielen Dank für die Kommentare.
1. Bitte fragt nicht nach dem Sinn, es sei einfach mal die Anforderung 
so gestellt. Ich möchte einfach diverse Dinge für mich ausprobieren und 
euch einfach nur ausfragen. Und von mir aus wird der Motor eben mit 300V 
angetrieben, oder was auch immer den Mosfet als berechtigt erklärt.

Es sind viele interessante Kommentare hier. Vielen Dank dafür.

Ach Du grüne Neune schrieb:

> Diode sollte parallel zum MOSFET und nicht zum Motor sein, sonst würde
> der Motor bei Low-Signalen durch die Diode gebremst.

Der Motor wird sowieso gebremst, wenn der Strom durch Low weggenommen 
wird. Und ich hätte gedacht, dass wenn der Mosfet hochohmig wird, der 
Strom oben am Drain ansteht und die Selbstinduktionsspannung auch dort 
ansteht. Also muss die Freilaufdiode parallel zum Motor.

Barfusstroll schrieb:
> Ein Emitterfolger ist eigentlich genug. Weshalb moechte man den
> Gatestrom begrenzen ?

Die Forderung sei jetzt einmal so, auch wegen der schnellen 
Schaltzeiten, warum auch immer. Es geht mir um das Verständnis.

BnE schrieb:

> So, nun baust du dahinter eine Diode ein um nur für die fallende Flanke
> den Strom über einem zweiten PNP zu ziehen. Der erste hat daher nicht
> mehr viel zu tun außer den Basisstrom des Zweiten zu treiben. Außerdem
> hast du auch zwei B-E Strecken und entsprechend die Minimale Spannung
> von zwei Diodenstrecken. Dann könntest du auch gleich den zweiten PNP
> weglassen und die Diode nur - wie vorher schon vorgeschlagen - in Reihe
> zu einem eigenen RV setzen. Das müsste dann etwa das Selbe ergeben, nur
> mit weniger Transistoren.

Vielen Dank für deinen hilfreichen Beitrag, das werde ich gleich im 
Anschluss mal versuchen.

Ich würde nun gerne folgende Fragen stellen und wäre froh, wenn jemand 
drauf eingehen könnte, vor allem auf die Frage mit dem PWM Pegel 10V.

Possetitjel schrieb:
> In der Topologie (d.h. der Schaltungsstruktur) sehe ich
> keinen Fehler (von der fehlenden Freilaufdiode abgesehen).

Bin ich jetzt auch deiner Meinung, vielen Dank für den Hinweis

> Der Gegentakt-Emitterfolger mit Längswiderstand ist soweit
> Standard; die Transistoren sind lt. Datenblatt geeignet
> (aber nicht optimal; hfe von 50 ist bei 600mA Ic nicht
> realistisch).

Warum ist das nicht realistisch? Siehe Bild
Ich habe bei 0.6A -> hfe=60, sogar hfe= 50 genommen, Ib=12mA

> Fraglich bleibt, ob der Darlington die von Dir gewünschte kurze Schaltzeit
wirklich schafft.

Ok, stimmt.

Auch der Sinn dieser asymmetrischen
> Schaltzeiten erschließt sich mir nicht.

Ist egal.
Siehe oben mein 1. Absatz dieses Beitrags

> Ganz allgemein: Die Dimensionierung ist grenzwertig; ich
> würde die Transistoren im Gegentakttreiber eine Nummer
> größer wählen (TO126) und ggf. den Längswiderstand
> verkleinern.

Warum Widerstand verkleinern (100 und 20 Ohm)?
Dann fliesst ja mehr Strom und bin dann schneller als die angenommenen 
235ns.

Possetitjel schrieb:

>  ich würde die Transistoren im Gegentakttreiber eine Nummer
> größer wählen (TO126) und ggf. den Längswiderstand
> verkleinern.

warum?

Thomas E. schrieb:

> Bei einer solchen Schaltung die Widerstände so auf den genauen,
> rechnerisch ermittelten Wert zu trimmen ist ziemlich praxisfremd und
> überflüssig. Hier reicht doch die Genauigkeit der E6-Reihe völlig aus.
> Die Streuung durch Bauteiletoleranzen wird mehr Abweichung produzieren,
> als die Abweichung der Widerstände vom nächsten Normwert.

Danke für den Tipp ;) Werde ich mir merken.



Äxl (geloescht) schrieb:
> PWM hat auch 10V in der Amplitude?

Mampf F. schrieb:
> Allerdings fehlt noch eine Stufe davor, die das Steuersignal (vmtl 3,3
> oder 5V?) zu einem 10V-Signal konvertiert, sonst funktioniert der
> Emitterfolger nicht.

Die beiden Beiträge finde ich neben anderen Themen hier im Thread so 
ziemlich noch am interessantesten. Warum muss die PWM hier auch 10V 
haben? Kann mir das bitte jemand ganz auf eine einfache Weise erklären? 
Ich schalte ja mit meinem uC Betriebsspannung 3.3V einfach auf high 
damit ein Strom von 12mA fliesst. Mehr brauche ich ja nicht.. Danach 
gibt es ein Low Signal, also 0V, und der 2. PNP schaltet.
(Mal ganz abgesehen davon, dass es den 2. PNP nicht braucht.)

Äxl (geloescht) schrieb:
> Eine Inverterstufe noch als Pegelwandler davor mit ordentlich Querstrom
> (50mA?) um a) auf die 10V zu kommen und b) schonmal etwas Strom für die
> Emitterfolger bereitzustellen.

Wie meinst du das? Könntest du mir bitte eine grobe Schaltung zeichnen? 
Vielleicht in meine? Querstrom? Das würde ja bedeuten Kurzschluss, was 
ja schlecht wäre..??

Äxl (geloescht) schrieb:
> Und direkt am Treiber (wirklich dicht dabei) alles nochmal mit
> einem
> Eklo und einem keramischen Kondensator abblocken! der Strom muss ja auch
> für den Zeitraum, den Du ihn brauchst, bereitgestellt werden. Den
> liefert dann der Elko. Die Zuleitung wird da wohl zu lang sein.

Ich versuche deine Tipps beim nächsten Entwurf zu berücksichtigen ;) 
Danke dafür.

So ich wäre dankbar, wenn mir jemand ein wenig aushelfen würde.
bis dann

[Thomas E. (picalic)]

mauri schrieb:
> Warum muss die PWM hier auch 10V
> haben? Kann mir das bitte jemand ganz auf eine einfache Weise erklären?

Ein Emitterfolger (Deine Treiberstufe besteht ja aus zwei Emitterfolgern 
im Gegentakt) = Transistor in Kollektorschaltung verstärkt nur Strom, 
aber nicht die Spannung. Wenn Du bei "PWM" 3,3 V anlegst, hast Du am 
Emitter diese 3,3V minus die BE-Spannung, also nur ca. 2,6 V. Beim 
Anlegen von 0V zieht der BC640 den Emitter auch nicht weiter herunter, 
als etwa 0,7V. Vom Spannungshub 0-3,3V bleibt so also nur ein 
Spannungshub von knapp 2V übrig.

Ich würde empfehlen, LTSpice zu installieren. Damit kann man solche 
Schaltungen wunderbar simulieren und studieren.

[BnE (Gast)]

Richtig. Anders Ausgedrückt: Der Emmitterfolger transferiert die 
Spannung von der Basis zum Emitter (der Emitter "folgt" der 
Basispannung). Er kann aber dabei einen höheren Strom liefern als in die 
Basis fließst. Dieser Strom kommt natürlich vom Kolleketor.

D.h. an der Basis muss bereits der volle Spannungshub vorhanden sein. 
Auch die Flankensteilheit wird nicht verstärkt - im Gegensatz zum 
Push-Pull mit den Kollektoren in der Mitte.

[mauri (Gast)]

Ok, ich habe das mal versucht. Sorry für die Schaltung, aber ich habe 
das schnell mal dahin gemalt. Könnte sicher noch schöner aussehen. 
Trotzdem:

Das laut Bild oben links kommt raus, also die Spannung Ua ist auch 
3.3V??
Warum nun 3.3, anstatt 2.6V?? Siehe Bild. Die Typen der Bauteile habe 
ich angegeben.

Hmm, wenn der Emitter der Basis folgt, dann bringen mir die 10V über den 
beiden Transistoren ja gar nichts. Dann kann ich ja gleich auch 3.3V 
oder 5V nehmen, sonst produziere ich eigentlich nur mehr UCE...

Und irgendwie komme ich stets auf -0.7V bei UA, wenn die PWM low ist?
Was mache ich nur falsch?

[mauri (Gast)]

mauri schrieb:

> Hmm, wenn der Emitter der Basis folgt, dann bringen mir die 10V über den
> beiden Transistoren ja gar nichts. Dann kann ich ja gleich auch 3.3V
> oder 5V nehmen, sonst produziere ich eigentlich nur mehr UCE...

Sprich ich muss einfach noch einen den Pegelumwandler davor schalten, 
wie von euch bereits vorgeschlagen, weil ich ja die UGS=10V benötige.

[Mampf F. (mampf)]

mauri schrieb:
> Und irgendwie komme ich stets auf -0.7V bei UA, wenn die PWM low ist?
> Was mache ich nur falsch?

Beim PNP sind Emitter und Kollektor vertauscht :)

Statt BC547 könntest du besser BC807 und BC817 (SMD-Variante von BC327 
und BC337 - in der Simulation ist das aber egal^^) verwenden. Die hat 
LT-Spice auch drin und das sind Komplementärtypen, passen gut zusammen.

[Äxl (geloescht) (Gast)]

mit "ordentlich Querstrom" meinte ich den (Kolektor)Arbeitswiderstand 
der inverterstufe, damit die beiden Emitterfolger auch den Spitzenstrom 
liefern können, die dein Gate braucht, um in der geforderten Zeit 
umgeladen zu werden.
Du wirst eher Probleme bekommen, die Inverterstufe so schnell 
hinzubekommen, das Du deine Wunschzeiten überhaupt erreichst, weil Du 
die Basis des Invertertransistors nicht so schnell ausgeräumt bekommen 
wirst, wenn Du einen npn nimmst.
Ich habe jetzt nichts hier zum aufmalen, sorry.

(auch nicht wirklich Lust - ich dachte, du sitzt da vor einem Stück 
Lochraster und kommst nicht weiter. bin raus)

Äxl

[Thomas E. (picalic)]

mauri schrieb:
> Und irgendwie komme ich stets auf -0.7V bei UA, wenn die PWM low ist?
> Was mache ich nur falsch?

Abgesehen vom umgedrehten PNP-Transistor solltest Du Ua mit einer 
realistischen Last beschalten (z.B. Gate vom MOSFET), um realistische 
Werte zu erhalten. Für Ua = -0,7 V reichen bei Leerlauf in der 
Simulation schon kleinste BE-Kapazitäten, aber schon mit einer winzigen 
Last sähe die Ausgangsspannung deutlich anders aus.

[Boris O. (bohnsorg)]

Mampf F. schrieb:
> Boris O. schrieb:
>> Ich wundere mich auch ein wenig, warum du schnell einschalten willst.
>> Üblicherweise ist schnell gerade mit Induktivitäten in Reihe keine gute
>> Idee
>
> Das wird bei vielen Schaltreglern auch so gemacht :)

Da weiß ich aber etwas über die Induktivität sowie den Strombedarf am 
Ausgang und es ist Vorsatz. Irgendeinen Motor zu schalten und auf 
Schaltregler-Wissen zurückgreifen halte ich für ein wenig kurz gedacht. 
(Der Motor ist die Last, grob über Daumen ein Schaltregler mit 
Kurzschluss am Ausgang – es bleibt spannend.)

[Mampf F. (mampf)]

Boris O. schrieb:
> Da weiß ich aber etwas über die Induktivität sowie den Strombedarf am
> Ausgang und es ist Vorsatz. Irgendeinen Motor zu schalten und auf
> Schaltregler-Wissen zurückgreifen halte ich für ein wenig kurz gedacht.
> (Der Motor ist die Last, grob über Daumen ein Schaltregler mit
> Kurzschluss am Ausgang – es bleibt spannend.)

Gut, dann ändere ich meine Aussage ... Das wird bei jeder Motorsteuerung 
(Brücke) auch so gemacht ;-)

[Thomas E. (picalic)]

Boris O. schrieb:
> Bei 1kHz PWM im Bereich <1µs Flankensteilheit zu
> wählen ist verrückt, techn. möglich aber verrückt.)

und
Äxl (geloescht) schrieb:
> Du wirst eher Probleme bekommen, die Inverterstufe so schnell
> hinzubekommen, das Du deine Wunschzeiten überhaupt erreichst, weil Du
> die Basis des Invertertransistors nicht so schnell ausgeräumt bekommen
> wirst, wenn Du einen npn nimmst.


Warum? Ist überhaupt kein Problem, mit gewöhnlichen kleinen BC... 
Transistoren und ohne unnötig hohe Ströme. s.Anhang. In der Praxis muss 
das Layout natürlich schon ordentlich ausgeführt werden.

Äxl (geloescht) schrieb:
> schnell einschalten (Strom steigt langsam) und verhältnissmäßig langsam
> ausschalten (Spannung steigt nicht bis ins unendliche an).

Die unendliche Spannung vermeidet man nicht durch künstliche 
Verlangsamung der Schaltflanke (was große Schaltverluste im Transistor 
bedeutet!), sondern durch den Einbau einer Freilaufdiode. Mit so 
langsamen Abschaltflanken, wie es bei Motor-Induktivitäten im mH-Bereich 
erforderlich wäre, wäre es dann keine PWM-Ansteuerung mehr, sondern eine 
Steuerung über den Widerstand des FETs.

[Gerhard D. (gedu)]

oder so.
Ist allerdings invertiert!

Gerhard

[Thomas E. (picalic)]

Gerhard D. schrieb:
> Ist allerdings invertiert!

Nicht anders, als meine Schaltung.

Im Prinzip hast Du nur den PNP (Q3) durch eine Schottky-Diode ersetzt. 
Kann man machen, spart aber nichts, denn die Schottky-Diode kostet mehr, 
als der BC807 (nach Digikey-Preisen). Bleibt evtl. ein kleiner 
Layout-Vorteil Deiner Variante, da Du keine Verbindung Q3-C nach Masse 
routen must, oder ein Nachteil, weil der Signalweg R3-D2-M2 länger ist - 
das müsste man in der Praxis genauer untersuchen. Ich würde sagen: 
unentschieden! ;)

[Treiberei (Gast)]

Der Treiber gibt es viele. Natürlich sollte man sich dabei als Anfänger 
eher an App-Notes orientieren, als z.B. an irgendwelchen zufälligen 
Funden von Schemata im weiten, weiten Netz.

Logischerweise wird man die Schaltflanken so steil machen, wie es halt 
praktikabel ist. Zwar nicht verrückt, aber zumindest unsinnig, wird das 
Ganze, wenn dadurch (zu) viel Störungen erzeugt werden.

Bis zu diesem Punkt ist jede Schaltgeschwindigkeit "legitim", welche 
weder einerseits (vor lauter langsam) die SOA von Treiber und / oder 
Leistungsschalter überschreitet, noch (um so schnell zu sein) 
übertrieben spezifizierte BE oder übertrieben viel Aufwand im Treiber 
verlangt.

Es gibt bei Treibern auch so viele Sonderformen... die einfachste 
Modifikation ist die bekannte Diode + R parallel, um entweder das Ein- 
oder das Ausschalten schneller zu gestalten.

Aber gesehen habe ich schon ganz anderes, "seltenes". IIRC, vor längerer 
Zeit tatsächlich auch schon mal relativ langsame Darlingtons in einer 
Treiberschaltung für dicke IGBT-Bricks (damals auch noch mit +15V / -15V 
betrieben) irgend einer ausgemusterten 3-Phasen Endstufe.

Dort wurde ein komplementäres Pärchen davon (sehr geschickt mit den 
Basis- und Gate-Widerständen so eingestellt, auch die Schaltzeiten waren 
lang genug) parallel zu einem Paar aus zwei schnelleren "normalen" BJTs 
betrieben, und übernahmen jeweils die Spitzen der Umladeströme. Die 
kleinen hingegen sorgten für geringe Verzögerung, und waren für Beginn 
und Ende der Schaltvorgänge zuständig.

Ich habe die Schaltung nicht da (an genaue Teile erinnere ich mich 
leider nicht - das Ganze müßte ich nun extra dimensionieren, LTSpice hab 
ich nicht), aber an den Verlauf auf dem Oszi erinnere ich mich. Die 
Chose funktionierte tatsächlich (!).

Die Peakströme hätten die TO-126 niemals gepackt, das war sicher. Obwohl 
man natürlich auch dickere hätte nehmen können. Ich weiß auch nicht 
genau, warum die das so machten - vielleicht hatten die damals diese 
Bauteile mehrfach "übrig"? :) Jedenfalls blieb das in Erinnerung, weil 
nicht üblich.

Also wie gesagt, es gibt so einiges. Auch diskret kannst Du bei Bedarf 
außergewöhnliche "Ladekurven" verwirklichen, oder Three-State (High-Z), 
oder ..., oder ..., oder...

Aber erst mal wären Grundlagen wichtig, Standards sozusagen:

http://www.ti.com/lit/ml/slua618/slua618.pdf

[mauri (Gast)]

Hallo

Ich habe mir die Schaltungen mal angesehen und versucht diese zu 
verstehen.
Ich denke, ich habe damit mehr verstanden als aus den meisten Büchern ;)

Für eure Mühe möchte ich mich zuerst einmal bedanken.

Thomas E. schrieb:
> In der Praxis muss
> das Layout natürlich schon ordentlich ausgeführt werden.

Was heisst ordentlich ausgeführt?

Nun die Schaltung von dir gefällt mir gut. Die Einschaltzeit wird damit 
sicher auch eingehalten.
Verstehe ich das jetzt richtig, dass man bei der Gegentaktstufe immer 
Komplemäntertypen verwendet und die unterschiedlichen Schaltzeiten dann 
über die Widerstände und Dioden im Zweig zum IRFH-Mosfet einstellt?
Spricht angenommen ich würde eine kleinere Schaltzeit benötigen, zB 
sodass ein IGate = 2A fliessen muss, dann verwende ich wieder 
Komplementärtypen die 2A abkönnen und verändere die Widerstände.

Gerhard D. schrieb:
> oder so.
> Ist allerdings invertiert!
>
> Gerhard

Bei deiner Schaltung frage ich mich erstens, warum du bei Umosfet eine 
Spannung grösser 12 V hast? Müsste die nicht 12-0.3= 11.7V also kleiner 
als 12V sein?

Zudem frage ich mich, wie du mit dem Bipolartransistor die 0.6A zum 
Einschalten erreichst? Der kann ja nur 0.1A kontinuierlich und max. 0.2 
peak Oder übersehe ich da etwas?

Treiberei schrieb:
> Aber erst mal wären Grundlagen wichtig, Standards sozusagen:
>
> http://www.ti.com/lit/ml/slua618/slua618.pdf

Vielen Dank für deine Tipps und den Link, ich werde mir das auf jeden 
Fall ansehen. Bevor ich aber zu Treibern greife, möchte ich die 
Schaltungen erstmal verstehen.

[ArnoR (Gast)]

mauri schrieb:
> Verstehe ich das jetzt richtig, dass man bei der Gegentaktstufe immer
> Komplemäntertypen verwendet

Ja.

> und die unterschiedlichen Schaltzeiten dann
> über die Widerstände und Dioden im Zweig zum IRFH-Mosfet einstellt?

Naja, das kann man machen (wenn man z.B. überflüssige Bauteile loswerden 
will), muss man aber nicht. Man kommt ohne die Dioden aus, wenn man die 
gewünschten Widerstände (für Einschalten/Ausschalten des Mosfet) in die 
Emitterleitung des jeweiligen Transistors vor der Verbindung und Leitung 
zum Gate legt. Die Funktion der Dioden übernehmen dann die Transistoren.

[mauri (Gast)]

ArnoR schrieb:
> mauri schrieb:
>> Verstehe ich das jetzt richtig, dass man bei der Gegentaktstufe immer
>> Komplemäntertypen verwendet
>
> Ja.
>
>> und die unterschiedlichen Schaltzeiten dann
>> über die Widerstände und Dioden im Zweig zum IRFH-Mosfet einstellt?
>
> Naja, das kann man machen (wenn man z.B. überflüssige Bauteile loswerden
> will), muss man aber nicht. Man kommt ohne die Dioden aus, wenn man die
> gewünschten Widerstände (für Einschalten/Ausschalten des Mosfet) in die
> Emitterleitung des jeweiligen Transistors vor der Verbindung und Leitung
> zum Gate legt. Die Funktion der Dioden übernehmen dann die Transistoren.

Super, danke. ;) wieder etwas gelernt.

[Zeno (Gast)]

mauri schrieb:
> Angenommen ich würde die Schaltzeiten einhalten wollen. So müsste ich
> beim Laden einen Gatestrom von 0.6A bringen und beim Entladen 4A.

Seit wann wird ein MOSFET mit Strom gesteuert???

Das ist doch gerade der Witz an einem FET, das selbiger ähnlich einer 
Elektronenröhre, mit Spannung einen Stromfluß steuert und das im Prinzip 
leistungslos, denn es fließt praktisch kein Gatestrom. Lediglich beim 
Umladen der Gatekapazität fließt ein kleiner Lade- bzw. Entladestrom, 
den Du mit amateurmäßigen Mitteln sehr wahrscheinlich eher nicht messen 
kannst.
Was Du brauchst ist ein entsprechender Spannungshub.

[mauri (Gast)]

Zeno schrieb:
> mauri schrieb:
>> Angenommen ich würde die Schaltzeiten einhalten wollen. So müsste ich
>> beim Laden einen Gatestrom von 0.6A bringen und beim Entladen 4A.
>
> Seit wann wird ein MOSFET mit Strom gesteuert???

ist spannungsgesteuert, klar.

> Das ist doch gerade der Witz an einem FET, das selbiger ähnlich einer
> Elektronenröhre, mit Spannung einen Stromfluß steuert und das im Prinzip
> leistungslos, denn es fließt praktisch kein Gatestrom.

Stimme ich dir auch zu.


> Lediglich beim Umladen der Gatekapazität fließt ein kleiner Lade- bzw.
> Entladestrom,

Da stimme ich dir nicht mehr zu.
Q=IGate * t
Wie denn sonst kannst du die Ladezeiten beeinflussen, wenn nicht ein 
entsprechender Strom fliesst??
Dann könnte ich ja gleich den billigsten Transistor nehmen und lediglich 
einen Strom von 0.01mA (richtig milli) fliessen lassen und davon 
ausgehen, es wäre nur der Spannungshub wichtig, den ich mit dem 
genannten kleinen Transistor mittels Kollektorschaltung (Emitterfolger) 
erreiche.

> Was Du brauchst ist ein entsprechender Spannungshub.

Auch ja.

[Possetitjel (Gast)]

Zeno schrieb:

> Das ist doch gerade der Witz an einem FET, das selbiger
> ähnlich einer Elektronenröhre, mit Spannung einen Stromfluß
> steuert und das im Prinzip leistungslos, denn es fließt
> praktisch kein Gatestrom.

Jaja... das denken alle Anfänger... :)

> Lediglich beim Umladen der Gatekapazität fließt ein kleiner
> Lade- bzw. Entladestrom, den Du mit amateurmäßigen Mitteln
> sehr wahrscheinlich eher nicht messen kannst.

"Lasset uns rechnen!"
Gatespannung 10V, Gatekapazität 5nF, Schaltzeit 50ns.

C = Q/U = I*t/U --> I = C*U/t
= 5nF*10V/50ns
= (50/50)*nF*V/ns = 1A (!!!)

In Worten: Um eine Gatekapazität von z.B. 5nF innerhalb
von 50ns um 10V umzuladen, ist EIN AMPERE notwendig.


> Was Du brauchst ist ein entsprechender Spannungshub.

Nicht nur, wie man sieht.

[mauri (Gast)]

Possetitjel schrieb:
> Zeno schrieb:

>
>> Was Du brauchst ist ein entsprechender Spannungshub.
>
> Nicht nur, wie man sieht.

Sag ich doch, ich habe hier nämlich von Profis gelernt :P


Ich kann es von daher nur nochmals wiederholen

zuerst verstehen, dann Treiberbausteine einsetzen ;)

[Thomas E. (picalic)]

mauri schrieb:
> Was heisst ordentlich ausgeführt?

ganz allgemein: angemessene Leiterbahnbreiten, richtige Masseführung, 
kurze und induktivitätsarme Leiterbahnen bei schnellen Signalen, ggf. 
auch Anpassung d. Wellenwiderstands o.ä....
Ein ungünstiges Layout kann die Signale in der Realität ganz anders 
aussehen lassen, als in der Simulation.

mauri schrieb:
> und die unterschiedlichen Schaltzeiten dann
> über die Widerstände und Dioden im Zweig zum IRFH-Mosfet einstellt?

ich verstehe eigentlich nicht so ganz, wozu man eine unterschiedliche 
Steilheit der Flanken überhaupt einstellen können soll. Aus Gründen der 
Effizienz sollte der FET doch so schnell wie möglich umschalten, und 
wenn begrenzt werden soll (wg. EMV oder um den Gate-Strom zu begrenzen) 
müssen doch beide Flanken eh gleich begrenzt werden.

mauri schrieb:
> Bei deiner Schaltung frage ich mich erstens, warum du bei Umosfet eine
> Spannung grösser 12 V hast? Müsste die nicht 12-0.3= 11.7V also kleiner
> als 12V sein?

Wenn der FET gesperrt ist, fließt der Strom durch die Freilaufdiode (in 
deren Leitrichtung!). An der Anode der Freilaufdiode liegt deshalb die 
Versorgungsspannung + Uf(Diode).

[mauri (Gast)]

Thomas E. schrieb:

> ich verstehe eigentlich nicht so ganz, wozu man eine unterschiedliche
> Steilheit der Flanken überhaupt einstellen können soll. Aus Gründen der
> Effizienz sollte der FET doch so schnell wie möglich umschalten, und
> wenn begrenzt werden soll (wg. EMV oder um den Gate-Strom zu begrenzen)
> müssen doch beide Flanken eh gleich begrenzt werden.

Ich hätte gemeint wegen der Avanlancheverluste. Aber die sind in diesem 
Fall erübrigen sich diese sowieso, weil ja eine Diode eingebaut ist 
parallel zum Motor. Das wäre ja nur in dem Fall so, wenn die Diode 
parallel zum Motor fehlen würde. Denn dann würde diese Energie über die 
Body-Diode des Mosfets abgebaut werden. Diese sind so zwar 
Avalanchefest, produzieren aber dennoch die Verlustenergie. Erst in 
diesem Fall müsste die Ausschaltzeit sehr kurz gehalten werden.

> mauri schrieb:
> Wenn der FET gesperrt ist, fließt der Strom durch die Freilaufdiode (in
> deren Leitrichtung!). An der Anode der Freilaufdiode liegt deshalb die
> Versorgungsspannung + Uf(Diode).

Ja, verstanden, danke. ;)


Eine andere Frage: Wäre das nun irgendwie ein Nachteil, wenn man die 
Energie, die da im Motor gespeichert ist ausnutzen würde, in dem man 
eine Speicherzelle in Serie zur Diode Schalten würde? Sprich, dass zB 
eine Batterie während dieser Zeit immer geladen wird?

[Possetitjel (Gast)]

mauri schrieb:

> Diese sind so zwar Avalanchefest, produzieren aber
> dennoch die Verlustenergie. Erst in diesem Fall
> müsste die Ausschaltzeit sehr kurz gehalten werden.

Die in der Spule gespeicherte Energie ist konstant;
die Abschaltzeit hat darauf (in der Praxis) keinen
nennenswerten Einfluss.

[Thomas E. (picalic)]

mauri schrieb:
> Eine andere Frage: Wäre das nun irgendwie ein Nachteil, wenn man die
> Energie, die da im Motor gespeichert ist ausnutzen würde, in dem man
> eine Speicherzelle in Serie zur Diode Schalten würde? Sprich, dass zB
> eine Batterie während dieser Zeit immer geladen wird?

Die Energie, die im Motor (in dessen Induktivität) gespeichert ist, wird 
ja bereits genutzt: Der Strom, der bei abgeschalteten FET durch die 
Wicklung weiterfließt, erzeugt auch Drehmoment. Würde man damit einen 
Akku laden, würde man dann diese Energie dem Motor entnehmen und in den 
Akku umleiten. Ein Akkulader, der zum Laden von Akkus konstruiert ist, 
macht den Job des Akkuladens sicher effizienter, als Gerät, daß als 
Motor gebaut wurde.

Der Nachteil wäre, daß durch die höhere Spannung, die die Induktivität 
zum Akkuladen bereitstellen müsste, der Strom schneller abnimmt, und in 
den PWM-Pausen u.U. sogar bis auf 0 sinkt ("lückt"). Es wäre aber 
besser, den Strom möglichst gleichmäßig fließen zu lassen, auch um die 
Bleche des Wicklungskerns nicht dauernd umzumagnetisieren.

[mauri (Gast)]

Thomas E. schrieb:
> Boris O. schrieb:

> Warum? Ist überhaupt kein Problem, mit gewöhnlichen kleinen BC...
> Transistoren und ohne unnötig hohe Ströme. s.Anhang. In der Praxis muss
> das Layout natürlich schon ordentlich ausgeführt werden.
>

Wenn ich die Schaltung nun testen wollte, müsste ich sie layouten oder 
geht das auch am Breadboard, wenn ich die Schaltzeiten anpasse und höher 
wähle?

Ist es gut eine PWM Frequenz von 20kHz zu wählen?
Laufruhe gut, aber Verluste Mosfet weniger gut denke ich. Die sind ja 
Frequenzabhängig..

[Thomas E. (picalic)]

mauri schrieb:
> Wenn ich die Schaltung nun testen wollte, müsste ich sie layouten oder
> geht das auch am Breadboard, wenn ich die Schaltzeiten anpasse und höher
> wähle?

Solange das "Breadboard" kein Steckboard ist, sondern eine 
Experimentier-Platine mit ordentlich verlöteten Bauteilen drauf, wird 
das wohl schon gehen.
Bau es erstmal auf, mache die Verbindungen nicht unnötig lang, und guck 
Dir die Signale dann mit dem Oszi an. Vergiss nicht, an geeigneten 
Stellen Stützkondensatoren einzubauen (in der Simulation brauchts die 
nicht, da die Spannungsquellen und "Drähte" dort ideal sind).

mauri schrieb:
> Ist es gut eine PWM Frequenz von 20kHz zu wählen?
> Laufruhe gut, aber Verluste Mosfet weniger gut denke ich. Die sind ja
> Frequenzabhängig..

... und Lastabhängig

Die beste PWM-Frequenz kann man pauschal nicht angeben. Sie hängt auch 
nicht unwesentlich von den Daten des verwendeten Motors ab. Die 
Verlustleistung kann man sich auch in LTSpice plotten lassen: Maus über 
Bauteil (z.B. FET), ALT-Taste (Cursor->Thermometer-Symbol) + Linksklick.
Im Plotfenster erscheint dann eine Kurve mit der Verlustleistung dieses 
Bauteils. Dort kann man sich dann mit Strg+Linksklick auf die 
Überschrift u.A. die durchschnittliche Leistung im Plotintervall 
anzeigen lassen.

Dabei ist mir gerade ein Fehler in meinem "Motor-Modell" aufgefallen: 
Wollte der Motorwicklung eigentlich einen Serien-Widerstand von 100mOhm 
mitgeben und habe diesen versehentlich bei "Parallel Resistance" statt 
"Series Resistance" eingetragen - das führt zu unsinnig hohem Strom und 
die Induktivität hat fast keinen Effekt.

Anbei eine korrigierte Version, mit 20kHz PWM

Bei Schaltflanken von ca.100ns sind die Schaltverluste im FET auch bei 
20 kHz praktisch vernachlässigbar gegenüber den statischen 
RDSon-Verlusten. Außer bei sehr kleinen Motor-Strömen (z.B. 5A), da sind 
die Verluste im FET dann aber insgesamt so klein, daß die Schaltverluste 
praktisch auch vernachlässigt werden können.

[Treiberei (Gast)]

ArnoR schrieb:
> Man kommt ohne die Dioden aus, wenn man die
> gewünschten Widerstände (für Einschalten/Ausschalten des Mosfet) in die
> Emitterleitung des jeweiligen Transistors vor der Verbindung und Leitung
> zum Gate legt. Die Funktion der Dioden übernehmen dann die Transistoren.

Eine sehr elegante Lösung, weil so auch die R für den Querstrom in Serie 
sind. Treiber / Buffer ICs mit separaten Ausgängen sind zwar leider 
seltener, als man denken / hoffen würde, aber auch und besonders für die 
(oder halb-)diskrete Variante eine tolle Sache.

mauri schrieb:
> Verluste Mosfet weniger gut denke ich. Die sind ja Frequenzabhängig.

Direkt Proportional zur Frequenz sind die Verluste nur dann, wenn man 
"die Signalform beibehält". Das heißt, daß die Schaltzeit in gleichem 
Maße verkürzt werden muß - also bei ausreichend Treiberleistung.

Aber mach Dir keine Sorgen:

Bis in den höheren 3-stelligen Kilohertz-Bereich hinein kann seit 
Jahrzehnten, also mit gängiger Technik und gängigen Bauteilen, völlig 
problemlos ausreichend schnell schalten. Mit moderneren Bauteilen bis in 
die mehrfachen Megahertz hinein. Noch schneller ist für Stromversorgung 
(weder von Motoren noch anderweitig) auch gar nicht mehr praktikabel.

Du wirst Dir schwer tun, nicht für jeden Schalter, der Dir vorschwebt, 
den richtigen Treiber zu finden (oder die Teile dafür). Der Nachteil ist 
allein, daß man sich auch vieles merken muß deshalb...

[Treiberei (Gast)]

Treiberei schrieb:
> weil so auch die R für den Querstrom in Serie sind

Verzeihung, da sollte eher stehen: "... bei Treiber-Topologien mit 
Querstrom die R in Reihe sind." Oder so ähnlich... So, wie es zuerst da 
stand, war's jedenfalls völlig irreführend.

[ArnoR (Gast)]

ArnoR schrieb:
> Man kommt ohne die Dioden aus, wenn man die
> gewünschten Widerstände (für Einschalten/Ausschalten des Mosfet) in die
> Emitterleitung des jeweiligen Transistors vor der Verbindung und Leitung
> zum Gate legt. Die Funktion der Dioden übernehmen dann die Transistoren.

Vergaß dazu zu schreiben, dass man das nur bei kleinen Spannungen machen 
kann (aber genau dort ist ja der Verzicht auf die zusätzliche 
Flussspannung wichtig), weil der in der Schaltflanke inaktiv werdende 
Transistor an der Basis-Emitter-Strecke auf Sperrspannung belastet wird.

Das kommt dadurch zustande, dass die Basisspannung schnell auf den neuen 
Wert springt, die Die Ausgangsspannung wegen der umzuladenden 
Kapazitäten aber zunächst praktisch unverändert bleibt und erst 
verzögert steigt/fällt.

Mutige können aber noch die Teilung der Emitterwiderstände mit dem 
inneren Gatewiderstand einrechnen, um etwas mehr Versorgungsspannung 
rauszuholen ;-)

[Gerhard D. (gedu)]

mauri schrieb:

> Bei deiner Schaltung frage ich mich erstens, warum du bei Umosfet eine
> Spannung grösser 12 V hast? Müsste die nicht 12-0.3= 11.7V also kleiner
> als 12V sein?

Der Strom, der in der Einschaltphase durch L1 floss, fliesst jetzt durch 
D1! Dadurch ist Umosfet um die Durchlassspg. von D1 höher als V3.

> Zudem frage ich mich, wie du mit dem Bipolartransistor die 0.6A zum
> Einschalten erreichst? Der kann ja nur 0.1A kontinuierlich und max. 0.2
> peak Oder übersehe ich da etwas?

Q1, R2 und M2(BSS138 ist z.B. gut geeignet) kannst Du ja nach deinen 
Bedürfnissen anpassen. Q1 wird nach der Simulation mit max. 115mA 
belastet. Der Maximalstrom dürfte in der Praxis durch die Induktivitäten 
und Kapazitäten der realen Schaltung noch geringer sein. Ausserdem kann 
R2 vergrössert werden, mit nur mäßigem Einfluss auf die Einschaltzeit.

Gerhard

[mauri (Gast)]

Ich habe mich mal etwas schlau gelesen bezüglich der 
Abblockkondensatoren.

Man sollte ja an jedem VCC pin des IC Abblockkondensatoren 100nF 
(keramisch oder Folienkond.) und teilweise wird auch geraten 10uF Elkos 
zu verwenden.

1. Ich habe so gar keine ICs wenn ich einen fertigen uC (Nucleo Board) 
verwende. Wo muss ich da dann Abblockkondensatoren einfügen?
Bei meinen eigenen abgegriffenen VCCs, sprich 10V?

2.) Warum eigentlich noch Elkos? Man möchte ja eigentlich vermeiden, 
dass induktive Anteile dazu kommen, deshalb haltet man ja die Leitungen 
auch sehr kurz. Elkos sind aber gewickelt?? Das macht ja keinen Sinn!

3.) Wie berechne ich die notwendige Kapazität, wenn ich mal viel 
grössere Frequenzen habe als nur 25MHz. Wo finde ich die Formel dazu?

Verstehe ich das richtig, dass bei den digitalen IC mit jedem 
Schaltvorgang immer ein hoher Strom gezogen wird. Auf Grund dessen 
bricht immer die Spannung zusammen. Sie verändert sich also zwischen 
einem max. und min.
Und diese schnellen Spannungsunterschiede nutzt man mit Kondensatoren 
aus, da diese na den Strom (bzw. die Ladung, die durch den Strom erzeugt 
wird) speichern und wieder bereitstellen kann. --> C*Uc/dt = i(t)

Ausserdem komme ich hier mit folgenden Angaben auf lediglich f=14.5MHz
mit wL = 1/wC --> f=1/(2pi*sqrt(LC)), wie rechnet der das bitte mit 
L=12nH und C=10nF??
Beispiel: 10nF-Kondensator in SMD-Technik, Bauform 0805, also etwa 2mm 
lang. Als Faustformel sagt man haben 1cm Leitungslänge etwa 10nH 
Induktivität. Der 10nF-Kondensator hat also etwa 2nH Induktivitätsbelag, 
dazu kommen noch Leiterbahnlängen. Im bestmöglichsten Falle (2nH) wird 
der 10nF-Kondensator also eine Serienresonanzfrequenz von 37 MHz(!) 
besitzen (Thomsonsche Schwingungsformel). Oberhalb von 37 MHz wird der 
Kondensator zu höheren Frequenzen hin mehr und mehr induktiv, also 
hochohmiger.

[mauri (Gast)]

mauri schrieb:

> Ausserdem komme ich hier mit folgenden Angaben auf lediglich f=14.5MHz
> mit wL = 1/wC --> f=1/(2pi*sqrt(LC)), wie rechnet der das bitte mit
> L=12nH und C=10nF??
> Beispiel: 10nF-Kondensator in SMD-Technik, Bauform 0805, also etwa 2mm
> lang. Als Faustformel sagt man haben 1cm Leitungslänge etwa 10nH
> Induktivität. Der 10nF-Kondensator hat also etwa 2nH Induktivitätsbelag,
> dazu kommen noch Leiterbahnlängen. Im bestmöglichsten Falle (2nH) wird
> der 10nF-Kondensator also eine Serienresonanzfrequenz von 37 MHz(!)
> besitzen (Thomsonsche Schwingungsformel). Oberhalb von 37 MHz wird der
> Kondensator zu höheren Frequenzen hin mehr und mehr induktiv, also
> hochohmiger.

Hier noch der Link dazu
http://www.dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.14.1

[Treiberei (Gast)]

mauri schrieb:
> Hier noch der Link dazu
> http://www.dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.14.1

Sag mal lieber, in welche Richtung (Anwendung) Deine Gedanken überhaupt 
gehen. Um einen Schalter für einen Motor anzusteuern (auch für komplexe 
Frequenzumrichter), ja sogar bei Schaltreglern (solange man keine im 
MHZ-Bereich damit meint), sind Elkos adäquat.

Du aber sprichst jetzt von Resonanzen im 2stelligen MHz-Bereich.

Wieso also denkst Du überhaupt in diese Richtung?

Selbstverständlich wird man für sehr schnelle Schaltvorgänge im 
Allgemeinen andere Bauteile benutzen, als für langsamere. Sowohl anderer 
Leistungsschalter, als auch anderer Treiber-Aufbau.

Worauf also willst Du hinaus? Entferne bitte das Brett vor meinem Kopf.

[mauri (Gast)]

Treiberei schrieb:
> mauri schrieb:
>> Hier noch der Link dazu
>> http://www.dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-fa...
>
> Sag mal lieber, in welche Richtung (Anwendung) Deine Gedanken überhaupt
> gehen. Um einen Schalter für einen Motor anzusteuern (auch für komplexe
> Frequenzumrichter), ja sogar bei Schaltreglern (solange man keine im
> MHZ-Bereich damit meint), sind Elkos adäquat.
>
> Du aber sprichst jetzt von Resonanzen im 2stelligen MHz-Bereich.
>
> Wieso also denkst Du überhaupt in diese Richtung?
>
> Selbstverständlich wird man für sehr schnelle Schaltvorgänge im
> Allgemeinen andere Bauteile benutzen, als für langsamere. Sowohl anderer
> Leistungsschalter, als auch anderer Treiber-Aufbau.
>
> Worauf also willst Du hinaus? Entferne bitte das Brett vor meinem Kopf.

Ich will nur das was mir hier vorgeschlagen wurde anwenden.

http://rn-wissen.de/wiki/index.php/Abblockkondensator

[Treiberei (Gast)]

mauri schrieb:
> Ausserdem komme ich hier mit folgenden Angaben auf lediglich f=14.5MHz
> mit wL = 1/wC --> f=1/(2pi*sqrt(LC)), wie rechnet der das bitte mit
> L=12nH und C=10nF??

Der gute Mann schreibt ja auch von 2nH. Und die Wurzel aus dem Produkt 
0,000000002*0,000000010, multipliziert mit 2 mal PI, im Nenner, wenn 
eins der Zähler ist, ergibt 35,558 Megahertz. Leicht daneben also, aber 
näher dran als Du... :)

mauri schrieb:
> Ich will nur das was mir hier vorgeschlagen wurde anwenden.
>
> http://rn-wissen.de/wiki/index.php/Abblockkondensator

Dann tu das doch. Die Beschreibung trifft für diese Anwendung 
(Signal-Form, -Amplitude und -Frequenz-Bereich) ja zu.

Mir kommt es vor (#), als suchtest Du nach umfassender 
Allgemeingültigkeit, wo es diese nicht geben kann. Ob nun bei IGBT-(oder 
auch FET-)Treibern für den 1-, 2-, 3-stelligen, oder aber 
GaN-HF-Schaltreglern, bis hin zu Datenübertragung ... gibt es immer 
geeignete wie auch ungeeignete Bauteile.

Über deren Eigenschaften muß man sich schon gründlich informieren, und 
das von Fall zu Fall neu (weil man nicht wirklich alle Teile und deren 
Eigenschaften im Kopf behalten kann, und es auch ständig Neu- oder 
Weiterentwicklungen gibt).

Natürlich wird man irgendwann vieles estümieren können, mit wachsender 
Erfahrung. Je enger der "gesteckte" Anwendungsbereich (je ähnlicher die 
Anforderungen), um so schneller und auch zuverlässiger.

(#: Sonst würdest Du kaum mit einem FET-Treiber beginnen, und ohne 
weitere Erklärung zu Digitaler Übertragung wechseln. Die Anforderungen 
sind halt nicht zwingend die gleichen...)